JP7157025B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関し、複数相の交流電源を直流電源に変換する電力変換装置に関する。

特許文献１には、交流電源をリアクトル、およびスイッチング素子を含むコンバータ回路を介して直流電源に変換し、平滑コンデンサで平滑化する電力変換装置が示される。当該装置では、コンバータ回路の出力直流電圧および直流母線電流が検出され、その各検出値の変動分に基づいて、交流電源電圧の一時低下、一時上昇といった電源異常が検出される。

特許文献２には、交流電源を整流器、およびスイッチング素子を含む昇圧コンバータ回路を介して直流電源に変換し、平滑コンデンサで平滑化する電力変換装置が示される。当該装置では、昇圧コンバータ回路内のスイッチング素子に対するデューティ比指令値の変動に基づいて、交流電源の電圧不平衡および電圧変動の少なくとも一方が検出される。

特開２００９－１７１６５１号公報 特開２０１３－２１９９８５号公報

例えば、３相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電源を直流電源に変換する電力変換装置では、一般的に、電源欠相、不足電圧、過電圧といった交流電源の異常が検出され、適切な保護が行われる。一方、電力インフラの環境等によっては、交流電源の異常として、各相の電圧値が不平衡となる電源不平衡が生じる場合がある。このような電源不平衡が生じた場合、平滑コンデンサとして広く用いられるアルミ電解コンデンサに、単相電源供給時と同じような充電リプル電流が流れる。その結果、交流電源の正常時と比べて平滑コンデンサの温度が上昇し、コンデンサ寿命が低下する恐れがある。

このような電源不平衡を検出し、適切な保護を行うため、特許文献２に示されるような方式や、場合によっては特許文献１に示されるような方式を用いることが考えられる。これらの方式は、スイッチング素子を含むコンバータ回路（すなわちアクティブコンバータ）の情報（電流情報、電圧情報、ＰＷＭデューティ比等）に基づいて、各種電源異常を検出している。しかし、このようにアクティブコンバータを用いることを前提とすると、コストの増大を招く恐れがある。

本発明は、このようなことに鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、アクティブコンバータを用いずに交流電源の電源不平衡を検出可能な電力変換装置を提供することにある。

本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される実施の形態のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。

本発明の代表的な実施の形態による電力変換装置は、整流器と、平滑コンデンサと、直流電圧検出器と、不平衡検出部と、スイッチング回路とを有する。整流器は、ブリッジ状に接続される複数のダイオードを含み、入力された複数相の交流電源を直流電源に変換する。平滑コンデンサは、整流器からの直流電源を平滑化する。直流電圧検出器は、平滑コンデンサの充放電電圧を検出し、不平衡検出部は、当該充放電電圧に基づいて複数相の交流電源における各相間の電源不平衡の有無を検出する。スイッチング回路は、直流電源が供給され、内部に含まれるスイッチング素子のスイッチングを行うことで負荷に電力を供給する。ここで、不平衡検出部は、周波数検出部と、不平衡判定部とを有する。周波数検出部は、充放電電圧に含まれるリプル成分のリプル周波数を検出する。不平衡判定部は、検出されたリプル周波数と複数相の交流電源の電源周波数および相数に基づいて定まる基準周波数とを比較し、リプル周波数が基準周波数でない場合に電源不平衡有りと判定する。

本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態によって得られる効果を簡単に説明すると、アクティブコンバータを用いずに交流電源の電源不平衡を検出可能になる。

本発明の実施の形態１による電力変換装置を含んだ産業システムの主要部の構成例を示す概略図である。 図１における直流電圧検出器の構成例を示す回路図である。 図１において、交流電源に電源不平衡が無く、かつモータが定格出力を行っている場合で、直流電圧検出器によって検出される充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。 図１において、交流電源に電源不平衡が有り、かつモータが定格出力を行っている場合で、直流電圧検出器によって検出される充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。 図３と比較して、モータが低出力の場合における充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。 図４と比較して、モータが低出力の場合における充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。 図１における不平衡検出部の処理内容の一例を示すフロー図である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置を含んだ産業システムの主要部の構成例を示す概略図である。 図８における不平衡検出部の処理内容の一例を示すフロー図である。 本発明の実施の形態３による電力変換装置を含んだ産業システムの主要部の構成例を示す概略図である。 図１０における相電圧積分器および直流電圧検出器の構成例を示す回路図である。 （ａ）～（ｄ）は、図１０および図１１の相電圧積分器において、電源不平衡が無い場合の模式的な動作例を示す図である。 （ａ）～（ｄ）は、図１０および図１１の相電圧積分器において、１相に電源不平衡が有る場合の模式的な動作例を示す図である。 （ａ）～（ｄ）は、図１０および図１１の相電圧積分器において、２相に電源不平衡が有る場合の模式的な動作例を示す図である。 図１０における不平衡検出部の処理内容の一例を示すフロー図である。

以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。また、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

（実施の形態１）
《電力変換装置の構成》
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置を含んだ産業システムの主要部の構成例を示す概略図である。図１に示す産業システムは、複数相（例えば３相）の交流電源５と、電力変換装置１と、電力変換装置１の負荷となる回転機（モータ）ＭＴと、モータＭＴによって駆動されるモータ負荷ＬＤと、上位装置６とを備える。モータ負荷ＬＤは、例えば、液体ポンプまたは空気圧縮機等である。上位装置６は、モータ負荷ＬＤの各種状態（例えば、流量、圧力等）を各種センサを介して監視し、監視結果に応じた指令値を電力変換装置１へ出力する。

電力変換装置１は、例えば、１個の筐体によって構成され、筐体内に、整流器２、平滑コンデンサ３、スイッチング回路４、直流電圧検出器１２、ユーザインタフェースＵＩＦおよび制御装置ＭＣＵ等を備える。制御装置ＭＣＵは、代表的には、マイクロコントローラ等である。ただし、制御装置ＭＣＵは、これに限らず、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等の各種ハードウェア処理や、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を用いたソフトウェア処理や、あるいは、これらの組み合わせを用いて適宜構成されればよい。

整流器２は、ブリッジ状に接続される複数のダイオードを含み、入力された複数相（３相）の交流電源５を直流電源に変換する。平滑コンデンサ３は、整流器２からの直流電源を平滑化する。直流電圧検出器１２は、平滑コンデンサ３の充放電電圧Ｖｃｄを検出する。スイッチング回路４は、例えば、３相インバータ等であり、整流器２からの直流電源が供給され、内部に含まれるスイッチング素子のスイッチングを行うことで負荷（すなわちモータＭＴ）に電力を供給する。

制御装置ＭＣＵは、不平衡検出部８ａと、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御器７と、速度制御器１０と、演算器１４と、記憶部１５とを備える。演算器１４は、上位装置６からの指令値（例えば圧力値等）に基づいて、モータＭＴの目標速度を算出する。速度制御器１０は、モータＭＴの実際の速度を検出し、当該検出速度と演算器１４からの目標速度との誤差に基づいてＰＷＭデューティ比を算出する。ＰＷＭ制御器７は、速度制御器１０からのＰＷＭデューティ比に基づいて、スイッチング回路４内の各スイッチング素子をＰＷＭ信号で制御する。

不平衡検出部８ａは、リプル周波数検出部３１と、不平衡判定部３２と、遮断部３３と、リプル振幅検出部３４と、判定期間設定部３５とを備え、詳細は後述するが、直流電圧検出器１２からの充放電電圧Ｖｃｄに基づいて交流電源５における各相間の電源不平衡の有無を検出する。記憶部１５は、揮発性メモリまたは不揮発性メモリであり、不平衡検出部８ａで使用する各種設定情報１１ａを保持する。当該設定情報１１ａは、例えば、操作パネル、キーボード、または外部通信インタフェース等のユーザインタフェースＵＩＦを介してユーザによって定められ、記憶部１５に格納される。

図２は、図１における直流電圧検出器の構成例を示す回路図である。図２の直流電圧検出器１２は、抵抗分圧回路２０ａと、コンデンサ２１とを備える。抵抗分圧回路２０ａは、平滑コンデンサ３に印加される直流電源の出力電圧Ｖｏを所定の抵抗比で分圧することで平滑コンデンサ３の充放電電圧Ｖｃｄを検出する。コンデンサ２１は、例えば、当該充放電電圧Ｖｃｄに含まれる高周波ノイズ等を除去する。コンデンサ２１は、検出した充放電電圧Ｖｃｄが平滑化されないように、小さい容量値を備えることが望ましい。また、場合によっては、コンデンサ２１を削除し、例えば、制御装置ＭＣＵ内にソフトウェア処理によるノイズフィルタ等を設けることも可能である。

《不平衡検出部の詳細》
図３は、図１において、交流電源に電源不平衡が無く、かつモータが定格出力を行っている場合で、直流電圧検出器によって検出される充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。図４は、図１において、交流電源に電源不平衡が有り、かつモータが定格出力を行っている場合で、直流電圧検出器によって検出される充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。

図３および図４では、３相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電源５の電源周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚである場合を想定する。直流電圧検出器１２によって検出される充放電電圧Ｖｃｄ（すなわち、整流器２の出力電圧Ｖｏ）は、整流器２と平滑コンデンサ３の動作に伴い、図３および図４に示されるようなリプル成分を有する。当該リプル成分は、最大電圧Ｖｍａｘと最小電圧Ｖｍｉｎとの間のリプル振幅ΔＶで周期的に変化する。

ここで、電源不平衡が無い場合、リプル成分のリプル周波数ｆｒは、図３に示されるように、電源周波数の６倍の周波数である３００Ｈｚまたは３６０Ｈｚになる。一方、電源不平衡が有る場合、リプル成分のリプル周波数ｆｒは、図４に示されるように、電源周波数の６倍の周波数とは異なる値になる。図４の例では、Ｓ相に電源不平衡が生じており、これに伴い、リプル周波数ｆｒは、電源周波数の２倍の周波数である１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚになる。

これにより、図３の場合には、平滑コンデンサ３に対して、３００Ｈｚまたは３６０Ｈｚの周波数で瞬時的な充電電流が流れるのに対して、図４の場合には、平滑コンデンサ３に対して、１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚの周波数で瞬時的な充電電流が流れる。その結果、図４の場合には、図３の場合と比較して充電電流のピーク値が増大するため、平滑コンデンサ３の内部温度はより上昇する。例えば、平滑コンデンサ３として一般的に使用されるアルミ電解コンデンサは、内部に電解液が入っており、温度上昇が生じると電解液が気化することで容量が低下し、寿命が短くなる。

そこで、図１の不平衡検出部８ａにおいて、リプル周波数検出部３１は、直流電圧検出器１２で検出された充放電電圧Ｖｃｄに含まれるリプル成分のリプル周波数ｆｒを検出する。具体的には、リプル周波数検出部３１は、例えば、充放電電圧Ｖｃｄを所定のサンプリング周期でディジタル値に変換し、その中から最大電圧Ｖｍａｘを検出すると共に、最大電圧Ｖｍａｘの発生周期を検出すること等でリプル周波数ｆｒを検出する。または、リプル周波数検出部３１は、例えば、充放電電圧Ｖｃｄを所定のサンプリング周期でディジタル値に変換し、当該ディジタル値に対して、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）等の周波数解析を行うことでリプル周波数ｆｒを検出してもよい。

不平衡判定部３２は、リプル周波数検出部３１で検出されたリプル周波数ｆｒと、予め定められる基準周波数とを比較し、リプル周波数ｆｒが基準周波数でない場合に電源不平衡有りと判定し、不平衡検出信号ＵＢＤを出力する。基準周波数は、複数相の交流電源５の電源周波数および相数に基づいて定まる値であり、図３および図４の例では３００Ｈｚまたは３６０Ｈｚである。この際に、電源周波数および相数の情報は、図１の記憶部１５内の設定情報１１ａによって得られる。

遮断部３３は、不平衡判定部３２によって電源不平衡有りと判定されている状態（不平衡検出信号ＵＢＤが定期的に出力されている状態）の継続時間を監視し、当該継続時間が予め設定される運転可能時間を超えた場合に、負荷（すなわちモータＭＴ）への電力供給を遮断する。図１の例では、遮断部３３は、ＰＷＭ制御器７へ遮断信号ＳＤを出力することで、ＰＷＭ制御器７を介してスイッチング回路４のスイッチング動作を停止する。

このように、遮断部３３は、電源不平衡有りと判定された場合に、負荷への電力供給を即座に遮断するのではなく、電源不平衡有りの状態が平滑コンデンサ３の寿命に影響を及ぼす時間（すなわち運転可能時間）継続した場合に、負荷への電力供給を遮断する。これにより、例えば、瞬時的な電源不平衡の発生によって産業システムが停止するような事態を防止でき、稼働率の低下を抑制すること等が可能になる。なお、図１に示されるように、運転可能時間Ｅは、記憶部１５内の設定情報１１ａによって得られる。運転可能時間Ｅは、平滑コンデンサ３の仕様、交流電源５の仕様、定格出力の大きさ等に応じて適宜定められる。

図５は、図３と比較して、モータが低出力の場合における充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。図６は、図４と比較して、モータが低出力の場合における充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。図５および図６では、それぞれ、図３および図４の場合と比較して、モータＭＴの出力（すなわち、モータ負荷ＬＤの消費電力）が小さくなっており、これに伴い、平滑コンデンサ３の充放電電流が小さくなることからリプル振幅ΔＶも小さくなっている。

図５および図６のような場合、平滑コンデンサ３の充放電電流が小さいことから、平滑コンデンサ３の寿命に影響が生じない。さらに、図５および図６のような場合には、リプル振幅ΔＶが小さいため、リプル周波数検出部３１および不平衡判定部３２で誤判定が生じる可能性がある。そこで、図１の不平衡検出部８ａにおいて、リプル振幅検出部３４は、直流電圧検出器１２で検出された充放電電圧Ｖｃｄに含まれるリプル成分のリプル振幅ΔＶを検出する。

判定期間設定部３５は、リプル振幅検出部３４で検出されたリプル振幅ΔＶと予め設定されるリプル振幅閾値ΔＶＲＴとを比較し、リプル振幅ΔＶがリプル振幅閾値ΔＶＲＴよりも大きい期間を対象に不平衡判定部３２に判定を行わせる。言い換えれば、判定期間設定部３５は、図５および図６の場合のように、リプル振幅ΔＶがリプル振幅閾値ΔＶＲＴよりも小さくなる期間を電源不平衡の判定期間から除外する。

これにより、平滑コンデンサ３の寿命に影響が生じないにも関わらず、電源不平衡の検出に応じて産業システムの稼働停止が生じるような事態を防止でき、また、リプル周波数検出部３１および不平衡判定部３２での誤判定も防止できる。なお、図１に示されるように、リプル振幅閾値ΔＶＲＴは、記憶部１５内の設定情報１１ａによって得られる。リプル振幅閾値ΔＶＲＴは、平滑コンデンサ３の仕様、交流電源５の仕様等に応じて適宜定められる。

図７は、図１における不平衡検出部の処理内容の一例を示すフロー図である。図７において、不平衡検出部８ａは、記憶部１５から設定情報１１ａを読み込み（ステップＳ１０１）、ＰＷＭ制御器７等を介して電力変換装置１の運転を開始する（ステップＳ１０２）。この状態で、不平衡検出部８ａ（具体的には、判定期間設定部３５）は、直流電圧検出器１２で検出された充放電電圧Ｖｃｄの中から最大電圧Ｖｍａｘを検出し（ステップＳ１０３）、当該最大電圧Ｖｍａｘに基づいてリプル振幅閾値ΔＶＲＴを補正する（ステップＳ１０４）。

すなわち、リプル振幅閾値ΔＶＲＴは、図５および図６で述べたように、平滑コンデンサ３にどの程度の充放電電流が流れると（それに伴い発熱が生じると）平滑コンデンサ３の寿命に影響が生じるかを考慮して定められる。ただし、モータ出力が一定の条件で、電源電圧が高い場合は、リプル振幅ΔＶが小さくなり、電源電圧が低い場合はリプル振幅ΔＶが大きくなる。そこで、判定期間設定部３５は、最大電圧Ｖｍａｘの大きさ毎に変動する充放電電圧Ｖｃｄを誤検出なく正確に検出できるように、図１の設定情報１１ａで定められるリプル振幅閾値ΔＶＲＴを電源電圧が高い場合は、小さい値へ補正し、電源電圧が低い場合は、大きい値へと補正する。

続いて、判定期間設定部３５は、リプル振幅検出部３４で検出されたリプル振幅ΔＶがリプル振幅閾値ΔＶＲＴよりも大きいか否かを判定する（ステップＳ１０５）。“ΔＶ＞ΔＶＲＴ”の場合、不平衡判定部３２は、リプル周波数検出部３１で検出されたリプル周波数ｆｒが基準周波数（例えば、３００Ｈｚまたは３６０Ｈｚ）であるか否かを判定する（ステップＳ１０６）。この際には、リプル周波数検出部３１では検出誤差が生じ得るため、不平衡判定部３２は、例えば、リプル周波数ｆｒが基準周波数±１０％等の範囲である場合には、リプル周波数ｆｒが基準周波数であるとみなす。

ステップＳ１０６でリプル周波数ｆｒが基準周波数でない場合、不平衡判定部３２は、不平衡検出信号ＵＢＤを出力し、これを受けて、遮断部３３は、積算時間に所定値を加算する（ステップＳ１０７）。一方、ステップＳ１０６でリプル周波数ｆｒが基準周波数である場合、または、ステップＳ１０５で“ΔＶ≦ΔＶＲＴ”の場合、遮断部３３は、積算時間から所定値を減算し、ステップＳ１０３に戻る（ステップＳ１０９）。すなわち、遮断部３３は、平滑コンデンサ３の発熱時（ステップＳ１０７）および冷却時（ステップＳ１０９）を含めた熱特性を管理する。

ステップＳ１０７の後、遮断部３３は、積算時間が運転可能時間Ｅを超えたか否かを判定する（ステップＳ１０８）。そして、遮断部３３は、積算時間が運転可能時間Ｅを超えた場合には、遮断信号ＳＤを出力することで負荷（すなわちモータＭＴ）に対する電力供給を遮断する（ステップＳ１１０）。一方、遮断部３３は、積算時間が運転可能時間Ｅを超えていない場合には、ステップＳ１０３に戻る。

《実施の形態１の主要な効果》
以上、実施の形態１の電力変換装置を用いることで、代表的には、特許文献１，２のようなアクティブコンバータを用いずに電源不平衡を検出可能になる。その結果、例えば、低コスト化等が図れる。そして、電源不平衡が有る場合には、負荷への電力供給を遮断し、平滑コンデンサ３の充放電動作を実質的に停止することで、平滑コンデンサ３の寿命を低下させずに済むため、電力変換装置の信頼性を高めることが可能になる。また、この際には、平滑コンデンサ３の寿命を低下させない範囲で定格出力運転を継続することで、瞬時的な電源不均衡によって産業システムが停止するような事態を防止でき、稼働率の低下を抑制できる。

なお、図１に示されるように、不平衡判定部３２からの不平衡検出信号ＵＢＤは、ユーザインタフェースＵＩＦへ出力され、その都度、ユーザに通知されるか、または、ログとして記録される。これによって、ユーザに、電源不均衡の発生頻度等を認識させることが可能になる。これに基づき、ユーザは、例えば、電源不均衡の発生頻度が高い場合には、電力変換装置内に充放電電流のピーク値を抑制するためのＡＣリアクトルを組み込む等の対策を講じてもよい。

（実施の形態２）
《不平衡検出部の詳細（変形例）》
図８は、本発明の実施の形態２による電力変換装置を含んだ産業システムの主要部の構成例を示す概略図である。図８に示す産業システムは、図１の構成例と比較して、制御装置ＭＣＵ内の不平衡検出部８ｂの内部構成と、記憶部１５が保持する設定情報１１ｂの内容とが異なっている。設定情報１１ｂには、図１の設定情報１１ａの各種項目に加えて、更に、不平衡検出時の制限速度Ｆが含まれる。

不平衡検出部８ｂは、図１の不平衡検出部８ａ内の遮断部３３の代わりに保護部３７を備える。保護部３７は、不平衡判定部３２によって電源不平衡有りと判定されている状態（すなわち不平衡検出信号ＵＢＤが定期的に出力されている状態）の継続時間を監視し、当該継続時間が設定情報１１ｂで設定される運転可能時間Ｅを超えた場合に、遮断部３３と異なり、負荷（すなわちモータＭＴ）へ供給する電力を予め定めた上限値に制限する。図８の例では、保護部３７は、例えば、設定情報１１ｂで設定される制限速度Ｆを速度制御器１０へ通知する。これに応じて、速度制御器１０は、目標速度を当該制限速度Ｆに制限することで、モータＭＴの回転速度を制限し、ひいては、モータＭＴへ供給する電力を制限する。

図９は、図８における不平衡検出部の処理内容の一例を示すフロー図である。図９に示すフローは、図７に示したフローと比較して、図７のステップＳ１１０の処理が図９のステップＳ２０１の処理に置き換わっている。ステップＳ２０１において、保護部３７は、ステップＳ１０８にて積算時間が運転可能時間Ｅを超えた場合、速度制御器１０へ制限速度Ｆを通知し、当該制限速度Ｆを上限として産業システムの運転を継続する。なお、制御速度Ｆは、平滑コンデンサ３の充放電電流が寿命に影響しない大きさとなるようにモータＭＴの出力電力を制限する上で、この出力電力に対応する速度に決定される。

《実施の形態２の主要な効果》
以上、実施の形態２の電力変換装置を用いることで、実施の形態１で述べた各種効果に加えて、産業システムの稼働率の低下を更に抑制することが可能になる。具体的には、モータ負荷ＬＤの種類によっては、停止させないことが望まれる場合がある。例えば、モータ負荷ＬＤが液体ポンプ等の場合、流量がゼロになるよりは、少量であっても流量を維持する方が望まれる場合がある。特に、このような場合に有益な効果が得られる。

（実施の形態３）
《電力変換装置の構成（変形例）》
図１０は、本発明の実施の形態３による電力変換装置を含んだ産業システムの主要部の構成例を示す概略図である。図１０に示す電力変換装置１は、図１の構成例と比較して、相電圧積分器１３を更に備え、直流電圧検出器２６の内部構成が異なっている。直流電圧検出器２６は、図１の場合と同様に平滑コンデンサ３の充放電電圧Ｖｃｄを検出することに加えて、基準電圧Ｖｒｅｆを生成し、当該基準電圧Ｖｒｅｆを相電圧積分器１３へ出力する。

また、相電圧積分器１３の設置に伴い、図１０の電力変換装置１は、図１の構成例と比較して、制御装置ＭＣＵ内の不平衡検出部８ｃの内部構成と、記憶部１５が保持する設定情報１１ｃの内容とが異なっている。図１０の不平衡検出部８ｃは、図１の不平衡検出部８ａと比較して、リプル周波数検出部３１を備えず、図１の場合とは異なる不平衡判定部３６を備える。設定情報１１ｃは、リプル振幅閾値ΔＶＲＴおよび運転可能時間Ｅを含むが、電源周波数を含む必要はない。

相電圧積分器１３は、基準電圧Ｖｒｅｆと、複数相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電源５における各相の電圧値（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）との差分をそれぞれ積分することで、各相の積分値ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔをそれぞれ出力する。不平衡検出部８ｃは、当該相電圧積分器１３で検出された各相の積分値ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔに基づいて複数相の交流電源における各相間の電源不平衡の有無を検出する。具体的には、不平衡検出部８ｃ内の不平衡判定部３６は、各相の積分値ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔを比較し、各相の積分値が同等でない場合に電源不平衡有りと判定し、不平衡検出信号ＵＢＤを出力する。

《相電圧積分器の詳細》
図１１は、図１０における相電圧積分器および直流電圧検出器の構成例を示す回路図である。図１１の直流電圧検出器２６は、図２の場合と同様に、出力電圧Ｖｏを所定の抵抗比で分圧することで充放電電圧Ｖｃｄを検出する抵抗分圧回路２０ｂと、充放電電圧Ｖｃｄからノイズ等を除去するコンデンサ２１とを備える。さらに、直流電圧検出器２６は、当該充放電電圧Ｖｃｄをバッファリングするボルテージフォロワ回路２２と、ボルテージフォロワ回路２２の出力（ひいては充放電電圧Ｖｃｄ）を平滑化することで相電圧積分器１３で用いる基準電圧Ｖｒｅｆを生成するロウパスフィルタ２３とを備える。ロウパスフィルタ２３は、例えば、ＣＲフィルタ等である。

相電圧積分器１３は、複数相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）毎に、抵抗分圧回路２０（ｒ，ｓ，ｔ）と、コンデンサ２１（ｒ，ｓ，ｔ）と、差動増幅回路２４（ｒ，ｓ，ｔ）と、積分器２５（ｒ，ｓ，ｔ）とを備える。Ｒ相を例として、抵抗分圧回路２０ｒは、交流電源５からのＲ相の電圧Ｖｒを所定の抵抗比で分圧する。コンデンサ２１ｒは、当該抵抗分圧回路２０ｒの出力電圧から高周波ノイズ等を除去する。

差動増幅回路２４ｒは、例えば、負帰還抵抗を含むオペアンプ回路等で構成され、（＋）入力となる抵抗分圧回路２０ｒからの出力電圧と、（－）入力となる直流電圧検出器２６からの基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅する。積分器２５ｒは、例えば、ＣＲフィルタ等で構成され、差動増幅回路２４ｒの出力電圧を積分することでＲ相の積分値ＳＧｒを出力する。Ｓ相およびＴ相に関しても同様に、交流電源５からのＳ相およびＴ相の電圧Ｖｓ，Ｖｔに対してＳ相の積分値ＳＧｓおよびＴ相の積分値ＳＧｔが出力される。制御装置ＭＣＵ内の不平衡判定部３６は、当該各相の積分値ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔに基づいて電源不平衡の有無を判定する。

図１２（ａ）～図１２（ｄ）は、図１０および図１１の相電圧積分器において、電源不平衡が無い場合の模式的な動作例を示す図である。図１３（ａ）～図１３（ｄ）は、図１０および図１１の相電圧積分器において、１相に電源不平衡が有る場合の模式的な動作例を示す図である。図１４（ａ）～図１４（ｄ）は、図１０および図１１の相電圧積分器において、２相に電源不平衡が有る場合の模式的な動作例を示す図である。

図１２（ａ）、図１２（ｂ）、図１２（ｃ）には、それぞれ、整流器２の（－）側電圧（すなわち最小電圧相の電圧）を基準としたＲ相、Ｓ相、Ｔ相の相電圧が示される。例えば、図１２（ａ）において、Ｒ相の相電圧は、電気角９０°～２１０°の期間ではＴ相を基準に得られ、電気角２１０°～３３０°の期間ではＲ相自身を基準に得られ、電気角３３０°～４５０°（＝９０°）の期間ではＳ相を基準に得られる。

相電圧積分器１３は、交流電源５からの各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと、直流電圧検出器２６からの、整流器２の（－）側電圧を基準とした基準電圧Ｖｒｅｆとの差分値を検出することで、実質的に、図１２（ａ）～図１２（ｃ）に示されるような各相の相電圧を検出する。そして、相電圧積分器１３は、当該各相の相電圧をそれぞれ時間積分する。図１２（ａ）～図１２（ｃ）の場合には、電源不平衡が無いため、図１２（ｄ）に示されるように、各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の相電圧の積分値は、同等となる。

一方、図１３（ａ）～図１３（ｃ）の例では、Ｒ相およびＳ相に対して、Ｔ相に電源不平衡（例えば、振幅の数％低下）が生じている。その結果、図１３（ｄ）に示されるように、Ｔ相の相電圧の積分値は、Ｒ相およびＳ相の相電圧の積分値に比べて小さくなる。また、図１４（ａ）～図１４（ｃ）の例では、Ｒ相に対して、Ｓ相およびＴ相に共に電源不平衡（例えば、振幅の数％低下）が生じている。その結果、図１４（ｄ）に示されるように、Ｓ相およびＴ相の相電圧の積分値は、共にＲ相の相電圧の積分値に比べて小さくなる。図１０の不平衡判定部３６は、図１３（ｄ）または図１４（ｄ）のように、各相の積分値が同等で無い場合に、電源不平衡有りと判定する。

《不平衡検出部の詳細》
図１５は、図１０における不平衡検出部の処理内容の一例を示すフロー図である。図１５に示すフローは、図７に示したフローと比較して、図７のステップＳ１０６の処理が図１５のステップＳ３０１の処理に置き換わっている。ステップＳ１０５において、リプル振幅ΔＶがリプル振幅閾値ΔＶＲＴよりも大きい場合、ステップＳ３０１において、不平衡判定部３６は、各相の積分値ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔを比較し、各相の積分値が同等か否かを判定する。

そして、不平衡判定部３６は、ステップＳ３０１において各相の積分値ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔが同等でない場合には、電源不平衡有りと判定してステップＳ１０７の処理へ移行し、各相の積分値が同等である場合には、電源不平衡無しと判定してステップＳ１０９の処理へ移行する。ここで、各相の積分値ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔをどの程度の範囲で同等とみなすかは、許容される電源不平衡の程度（ひいては平衡コンデンサ３の耐性）に応じて適宜定められる。

《実施の形態３の主要な効果》
以上、実施の形態３の電力変換装置を用いることで、実施の形態１で述べた各種効果に加えて、電源不平衡有りと判定する不平衡の程度を適宜定めることが可能になる。また、図１の構成例と比較して、相電圧積分器１３の設置に伴い面積オーバヘッドは増大するが、リプル周波数検出部３１に伴う処理負荷を軽減できる。なお、相電圧積分器１３は、場合によっては、一部または全てを制御装置ＭＣＵ内のソフトウェア処理で実現することも可能である。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、前述した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

例えば、ここでは、図７のフローの代わりに図１５のフローを用いたが、勿論、図９のフローの代わりに図１５のフローを用いることで、電源不平衡有り時に負荷へ供給する電力を制限してもよい。

１ 電力変換装置
２ 整流器
３ 平滑コンデンサ
４ スイッチング回路
８ａ，８ｂ，８ｃ 不平衡検出部
１２ 直流電圧検出器
１３ 相電圧積分器
２３ ロウパスフィルタ
２４ｒ，２４ｓ，２４ｔ 差動増幅回路
２５ｒ，２５ｓ，２５ｔ 積分器
３１ リプル周波数検出部
３２，３６ 不平衡判定部
３３ 遮断部
３４ リプル振幅検出部
３５ 判定期間設定部
３７ 保護部
Ｅ 運転可能時間
Ｆ 制限速度
ｆｒ リプル周波数
ＭＣＵ 制御装置
ＭＴ モータ
ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔ 積分値
Ｖｃｄ 充放電電圧
Ｖｒｅｆ 基準電圧
ΔＶ リプル振幅
ΔＶＲＴ リプル振幅閾値

Claims (9)

1. ブリッジ状に接続される複数のダイオードを含み、入力された複数相の交流電源を直流電源に変換する整流器と、
   前記整流器からの前記直流電源を平滑化する平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサの充放電電圧を検出する直流電圧検出器と、
   前記充放電電圧に基づいて前記複数相の交流電源における各相間の電源不平衡の有無を検出する不平衡検出部と、
   前記直流電源が供給され、内部に含まれるスイッチング素子のスイッチングを行うことで負荷に電力を供給するスイッチング回路と、
   を有する電力変換装置であって、
   前記不平衡検出部は、
   前記充放電電圧に含まれるリプル成分のリプル周波数を検出する周波数検出部と、
   前記リプル周波数と、前記複数相の交流電源の電源周波数および相数に基づいて定まる基準周波数とを比較し、前記リプル周波数が前記基準周波数でない場合に電源不平衡有りと判定する不平衡判定部と、
   前記充放電電圧に含まれる前記リプル成分の振幅を検出する振幅検出部と、
   前記振幅と予め設定される振幅閾値とを比較し、前記振幅が前記振幅閾値よりも大きい期間を対象に前記不平衡判定部に判定を行わせる判定期間設定部と、
   を有する、
   電力変換装置。
2. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記不平衡検出部は、さらに、前記不平衡判定部によって電源不平衡有りと判定されている状態の継続時間を監視し、前記継続時間が予め設定される運転可能時間を超えた場合に、前記負荷への電力供給を遮断する遮断部を有する、
   電力変換装置。
3. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記不平衡検出部は、さらに、前記不平衡判定部によって電源不平衡有りと判定されている状態の継続時間を監視し、前記継続時間が予め設定される運転可能時間を超えた場合に、前記負荷へ供給する電力を予め定めた上限値に制限する保護部を有する、
   電力変換装置。
4. 請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記平滑コンデンサは、アルミ電解コンデンサである、
   電力変換装置。
5. ブリッジ状に接続される複数のダイオードを含み、入力された複数相の交流電源を直流電源に変換する整流器と、
   前記整流器からの前記直流電源を平滑化する平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサの充放電電圧を検出する直流電圧検出器と、
   基準電圧と、前記複数相の交流電源における各相の電圧値との差分をそれぞれ積分することで、各相の積分値をそれぞれ出力する相電圧積分器と、
   前記相電圧積分器で検出された前記各相の積分値に基づいて前記複数相の交流電源における各相間の電源不平衡の有無を検出する不平衡検出部と、
   前記直流電源が供給され、内部に含まれるスイッチング素子のスイッチングを行うことで負荷に電力を供給するスイッチング回路と、
   を有する電力変換装置であって、
   前記不平衡検出部は、前記各相の積分値を比較し、前記各相の積分値が同等でない場合に電源不平衡有りと判定する不平衡判定部を有する、
   電力変換装置。
6. 請求項５記載の電力変換装置において、
   前記不平衡検出部は、さらに、
   前記充放電電圧に含まれるリプル成分の振幅を検出する振幅検出部と、
   前記振幅と予め設定される振幅閾値とを比較し、前記振幅が前記振幅閾値よりも大きい期間を対象に前記不平衡判定部に判定を行わせる判定期間設定部と、
   を有する、
   電力変換装置。
7. 請求項５記載の電力変換装置において、
   前記不平衡検出部は、さらに、前記不平衡判定部によって電源不平衡有りと判定されている状態の継続時間を監視し、前記継続時間が予め設定される運転可能時間を超えた場合に、前記負荷への電力供給を遮断する遮断部を有する、
   電力変換装置。
8. 請求項５記載の電力変換装置において、
   前記不平衡検出部は、さらに、前記不平衡判定部によって電源不平衡有りと判定されている状態の継続時間を監視し、前記継続時間が予め設定される運転可能時間を超えた場合に、前記負荷へ供給する電力を予め定めた上限値に制限する保護部を有する、
   電力変換装置。
9. 請求項６～８のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記直流電圧検出器は、前記充放電電圧を平滑化することで前記相電圧積分器で用いる前記基準電圧を生成するロウパスフィルタを備える、
   電力変換装置。

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