JP2016024119A - デジタル信号処理回路 - Google Patents

Abstract

【課題】デジタル信号処理回路において、デジタルフィルタの周波数ゲイン特性の影響を軽減する。【解決手段】振動信号をサンプリングした離散変位信号を入力し、振動周波数を算出するデジタル信号処理回路であって、離散変位信号に基づく信号を入力するデジタルフィルタと、振動信号の振動周波数とデジタルフィルタのフィルタ係数とに基づいて、デジタルフィルタのゲインを算出するゲイン算出部と、ゲインを用いて、デジタルフィルタの出力信号を補正する補正部と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、振動する部材の変位をサンプリングした離散変位信号を入力し、デジタルフィルタ処理を含むデジタル信号処理により振動周波数を算出するデジタル信号処理回路に関する。

振動する部材の変位をサンプリングした離散変位信号を入力し、デジタルフィルタ処理を含むデジタル信号処理により振動周波数等の物理量を算出するデジタル信号処理回路が、コリオリ流量計をはじめとする種々の計測器に用いられている。

コリオリ流量計は、被測定流体が流れる測定チューブを両端を支点として上下振動させたときに働くコリオリ力を利用して、測定チューブの上流の振動と下流の振動との位相差に基づいて被測定流体の質量流量を測定する計測器である。測定チューブは、直管あるいはＵ字管が用いられている。

コリオリ流量計では、測定チューブを固有周波数で振動させるため、測定チューブの振動周波数を測定することで、測定チューブ内を流れる被測定流体の密度も計測することができる。位相差や振動周波数を測定する際には、サンプリングして取得した測定チューブの振動変位の位相の算出が行なわれる。

図６は、従来のコリオリ流量計４００の構成を示すブロック図である。本図に示すように、コリオリ流量計４００は、検出部４１０と変換部４２０とを備えている。

検出部４１０は、被測定流体を流す測定チューブの上流側の振動変位を検出する上流側センサ４１１、測定チューブの下流側の振動変位を検出する下流側センサ４１２、測定チューブを上下に振動させる加振部４１３、測定チューブ近傍の温度を測定するための測温部４１４を備えている。上流側センサ４１１、下流側センサ４１２、加振部４１３は、例えば、コイルが用いられる。測温部４１４は、密度や質量流量の算出時に温度補正を行なうために設けられており、例えば、温度に比例して抵抗値が変化する測温抵抗体（ＲＴＤ）が用いられる。

変換部４２０は、上流側センサ４１１からの変位信号を増幅する入力アンプ回路４２１、下流側センサ４１２からの変位信号を増幅する入力アンプ回路４２２、加振部４１３を駆動する駆動回路４２３、ＲＴＤを駆動するＲＴＤ駆動回路４２４、増幅された上流側センサ４１１および下流側センサ４１２からの変位信号をサンプリングするＡＤＣ４２５、ＲＴＤの測定信号をサンプリングするＡＤＣ４２６、デジタル信号処理回路４３０、演算回路４５０、演算回路４５０の演算結果等を出力する出力回路４２７、演算回路４５０の演算結果等を表示する表示器４２８を備えている。

デジタル信号処理回路４３０は、変位信号のサンプリングデータＳａ（上流側）、Ｓｂ（下流側）に基づいて測定チューブの振動周波数ｆｃ、上流側の振動と上流側の振動の位相差ｄθ、振幅（上流側振幅Ａｍａ、下流側振幅Ａｍｂ）を算出するとともに、ＲＴＤ測定信号のサンプリングデータＳｔに基づいてＲＴＤの抵抗値Ｒｔを測定する。

演算回路４５０は、ＲＴＤの抵抗値を温度に変換する温度算出部４５１、振動周波数ｆｃと温度に基づいて被測定流体の密度を算出する密度算出部４５２、振動周波数ｆｃと位相差ｄθと温度と密度とに基づいて被測定流体の質量流量を算出する質量流量算出部４５３、振幅（上流側振幅Ａｍａ、下流側振幅Ａｍｂ）の異常を検出する振幅異常検出部４５４を備えている。

ここで、振幅異常検出部４５４は、上流側振幅Ａｍａ、下流側振幅Ａｍｂのいずれかが所定の基準範囲から外れた場合に配線等の異常が発生したと判定する。これは、検出部４１０と変換部４２０との間の配線の接触不良、断線等が生じた場合に、振幅が通常よりも大きく測定されたり、通常よりも小さく測定されたりすることが多いためである。振幅は使用条件等により異なるため、正常とみなす基準範囲は、一般にユーザが調整可能としている。

図７は、従来のデジタル信号処理回路４３０の構成を示すブロック図である。本図に示すように、デジタル信号処理回路４３０は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４３１ａ・４３１ｂ、ＬＰＦ係数４３２、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）４３３ａ・４３３ｂ、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）４３４ａ・４３４ｂ、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）係数４３５、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）係数４３６、位相算出部４３７ａ・４３７ｂ、周波数算出部４４１、位相差算出部４４２、振幅算出部４４３、抵抗値測定部４４４を備えている。なお、上流側の信号処理について符号の末尾にａを付し、下流側の信号処理について符号の末尾にｂを付している。また、ＬＰＦ係数４３２、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）係数４３５、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）係数４３６は、各デジタルフィルタの係数を格納する領域である。

ＬＰＦ４３１ａは、ＬＰＦ係数４３２が供給するフィルタ係数にしたがって、上流側サンプリングデータＳａに対して、測定チューブの振動周波数付近よりも高い周波数成分を除去するローパスフィルタ処理を行なう。

ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）４３３ａは、ＬＰＦ４３１ａの出力信号を入力し、測定チューブの振動周波数付近の周波数を抽出して、入力信号と同相の出力信号に変換する同相デジタルフィルタ処理を行なう。

ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）４３４ａは、ＬＰＦ４３１ａの出力信号を入力し、測定チューブの振動周波数付近の周波数を抽出して、入力信号と９０°異なる位相の出力信号に変換する異相デジタルフィルタ処理を行なう。

したがって、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）４３３ａの出力信号と、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）４３４ａの出力信号との位相差は９０°となり、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）４３３ａの出力信号をAsinθ_Aと表わすと、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）４３４ａの出力信号はAcosθ_Aで表わすことができる。

ＬＰＦ４３１ｂ、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）４３３ｂ、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）４３４ｂは、下流側サンプリングデータＳｂに対して同様の処理を行なう。このため、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）４３３ｂの出力信号をBsinθ_Bと表わすと、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）４３４ａの出力信号はBcosθ_Bで表わすことができる。

位相算出部４３７ａは、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）４３３ａの出力信号とＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）４３４ａの出力信号との比率（Asinθ_A/Acosθ_A）を演算し、そのtan^-1を演算して位相信号θ_Aを算出する。

位相算出部４３７ｂは、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）４３３ｂの出力信号とＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）４３４ｂの出力信号との比率（Bsinθ_B/Bcosθ_B）を演算し、そのtan^-1を演算して位相信号θ_Bを算出する。

周波数算出部４４１は、位相信号θ_Aの時間変化の平均値に基づいて、測定チューブの振動周波数ｆｃを算出し、出力する。

位相差算出部４４２は、位相信号θ_Aと位相信号θ_Bとの差に基づいて、上流側振動と下流側振動の位相差ｄθを順次算出し、平均化して出力する。なお、測定チューブの上流側と下流側とは、同じ角速度で振動するため、θ_A＝ωｔ、θ_B＝ωｔ＋Δψと表わすことができ、Δψが位相差となる。

振幅算出部４４３は、Ama²=(Asinθ_A)²+(Acosθ_A)²の関係を利用して上流側振幅Ａｍａを算出し、Amb²=(Bsinθ_B)²+(Bcosθ_B)²の関係を利用して下流側振幅Ａｍｂを算出し、それぞれ平均化して出力する。なお、振幅に代えて振幅の２乗値を算出してもよい。この場合、振幅異常検出部４５４は、振幅の２乗値に基づいて異常を検出すればよい。

抵抗値測定部４４４は、ＲＴＤ測定信号のサンプリングデータＳｔに基づいてＲＴＤの抵抗値Ｒｔを順次測定し、平均化して出力する。

特開２００３−１３０７０４号公報

測定チューブの振動周波数ｆｃは、測定チューブの大きさや素材のみならず、被測定流体の密度や温度等により変化する。

ところで、一般に、デジタルフィルタのゲインは、透過帯域であっても周波数依存性を有している。例えば、ローパスフィルタであれば、図８（ａ）に示すような周波数ゲイン特性を示すが、透過帯域の破線矩形部を拡大した図８（ｂ）に示すように、透過帯域であっても、周波数によってゲインが変化する。

同様に、バンドパス特性を示すＦＩＲフィルタであれば、図９（ａ）に示すような周波数ゲイン特性を示すが、透過帯域の破線矩形部を拡大した図９（ｂ）に示すように、透過帯域であっても、周波数によってゲインが変化する。

このため、例えば、振幅算出部４４３が、ＦＩＲフィルタ（４３３ａ、４３４ａ、４３３ｂ、４３４ｂ）の出力信号を用いて算出する振幅Ａｍａ、振幅Ａｍｂは、ＬＰＦ（４３１ａ、４３１ｂ）とＦＩＲフィルタ（４３３ａ、４３４ａ、４３３ｂ、４３４ｂ）の周波数ゲイン特性によるゲイン変動の誤差を含んだ値となり、周波数によって変化する。

また、位相算出部（４３７ａ、４３７ｂ）では、tan^-1（Asinθ_A/Acosθ_A）、tan^-1（Bsinθ_B/Bcosθ_B）の演算が行なわれるが、Asinθ_A、Acosθ_A、Bsinθ_B、Bcosθ_Bのそれぞれが周波数ゲイン特性によるゲイン変動の誤差を含んだ値となる。なお、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）（４３３ａ、４３３ｂ）のゲイン変動とＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）（４３４ａ、４３４ｂ）のゲイン変動とは同じとは限られないため、ゲイン変動分は相殺されない。

このため、デジタル信号処理回路４３０の出力信号は、デジタルフィルタの周波数ゲイン特性の影響を含んだ値となる。

そこで、本発明は、振動する部材の変位をサンプリングした離散変位信号を入力し、デジタルフィルタ処理を含むデジタル信号処理により振動周波数を算出するデジタル信号処理回路において、デジタルフィルタの周波数ゲイン特性の影響を軽減することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明第１の態様であるデジタル信号処理回路は、振動信号をサンプリングした離散変位信号を入力し、振動周波数を算出するデジタル信号処理回路であって、前記離散変位信号に基づく信号を入力するデジタルフィルタと、前記振動信号の振動周波数と前記デジタルフィルタのフィルタ係数とに基づいて、前記デジタルフィルタのゲインを算出するゲイン算出部と、前記ゲインを用いて、前記デジタルフィルタの出力信号を補正する補正部と、を備えたことを特徴とする。
ここで、前記デジタルフィルタは、入力信号と同相の信号を出力する同相フィルタと、入力信号と９０度位相の異なる信号を出力する異相フィルタとを含み、前記補正部は、それぞれのフィルタの出力信号を個別に補正するものであってもよい。
このとき、前記同相フィルタと前記異相フィルタの出力信号の比率に基づいて前記離散変位信号の位相を算出する位相算出部をさらに備えるようにしてもよい。
上記課題を解決するため、本発明第２の態様であるデジタル信号処理回路は、振動信号をサンプリングした離散変位信号を入力し、振動周波数を算出するデジタル信号処理回路であって、前記離散変位信号に基づく信号を入力し、入力信号と同相の信号を出力するデジタルフィルタと、前記離散変位信号に基づく信号を入力し、入力信号と９０度位相の異なる信号を出力するデジタルフィルタと、前記振動信号の振動周波数と各デジタルフィルタのフィルタ係数とに基づいて、各デジタルフィルタのゲインを算出するゲイン算出部と、各デジタルフィルタの出力信号を、対応するゲインを用いて補正し、補正後の値に基づいて前記振動信号の振幅を算出する振幅算出部と、を備えたことを特徴とする。
いずれの態様においても、前記振動信号は、被測定流体が流れ、励振される測定チューブの上流側および下流側の変位に基づく信号を含み、前記測定チューブの上流側の離散変位信号と前記測定チューブの下流側の離散変位信号との位相差を算出する位相差算出部をさらに備えるようすることができる。

本発明によれば、振動する部材の変位をサンプリングした離散変位信号を入力し、デジタルフィルタ処理を含むデジタル信号処理により振動周波数を算出するデジタル信号処理回路において、デジタルフィルタの周波数ゲイン特性の影響を軽減することができる。

本実施形態の第１実施例に係るデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。 本実施形態の第２実施例に係るデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。 本実施形態の第３実施例に係るデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。 本実施形態の第４実施例に係るデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。 本実施形態の第５実施例に係るデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。 従来のコリオリ流量計の構成を示すブロック図である。 従来のデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。 ＬＰＦのゲインの周波数特性の例を示す図である。 ＢＰＦのゲインの周波数特性の例を示す図である。

＜第１実施例＞
本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態の第１実施例に係るデジタル信号処理回路１００の構成を示すブロック図である。デジタル信号処理回路１００は、コリオリ流量計に搭載され、変位信号のサンプリングデータＳａ（上流側）、Ｓｂ（下流側）に基づいて測定チューブの振動周波数ｆｃ、上下流の位相差ｄθ、振幅（上流側振幅Ａｍａ、下流側振幅Ａｍｂ）を算出するとともに、ＲＴＤ測定信号のサンプリングデータＳｔに基づいてＲＴＤの抵抗値Ｒｔを測定する。

ただし、本発明のデジタル信号処理回路は、コリオリ流量計に限られず、振動する信号の変位をサンプリングした離散変位信号を入力し、振動周波数を算出する測定装置に広く適用することができる。振動周波数は、中間データとして算出するものであってもよい。

本図に示すように、デジタル信号処理回路１００は、従来と同様に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０１ａ・１０１ｂ、ＬＰＦ係数１０２、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１０３ａ・１０３ｂ、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１０４ａ・１０４ｂ、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）係数１０５、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）係数１０６、位相算出部１０７ａ・１０７ｂ、周波数算出部１０８、位相差算出部１０９、振幅算出部１１０、抵抗値測定部１１１を備えている。

第１実施例のデジタル信号処理回路１００は、さらに、ＬＰＦゲイン算出部１２１、ＬＰＦゲイン補正部１２２ａ・１２２ｂ、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン算出部１２３、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン算出部１２４、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン補正部１２５ａ・１２５ｂ、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン補正部１２６ａ・１２６ｂを備えている。

すなわち、第１実施例では、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０１ａ・１０１ｂ、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１０３ａ・１０３ｂ、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１０４ａ・１０４ｂのそれぞれのデジタルフィルタについて、ゲインを算出して、ゲインの影響を受けないように補正を行なう。

ここで、デジタルフィルタのゲインＧａｉｎの算出法は既知であり、フィルタ係数をｈ（ｎ）とし、周波数をｆ（＝ωｔ）とした場合、ｈ（ｎ）＝±ｈ（Ｎ−１−ｎ）のデジタルフィルタ（Ｎ：フィルタ長）であれば、以下の式で求めることができる。

z=exp(-jωt)
Gain=20×Log(|h(0)+h(1)・z^-1+h(2)・z^-2+ h(3)・z^-3+…|)
各ゲイン算出部（１２１、１２３、１２４）は、周波数算出部１０８が出力する周波数と、フィルタ係数（１０２、１０５、１０６）とを用いて、それぞれのデジタルフィルタ（１０１ａ、１０１ｂ、１０３ａ、１０３ｂ、１０４ａ、１０４ｂ）のその周波数におけるゲインを算出する。

デジタルフィルタの入力信号をＤｉとし、デジタルフィルタの出力信号をＤｏとしたとき、
Gain=20Log(Do/Di)
であるから、周波数ゲイン特性の影響を受けないように補正を行なうためには、デジタルフィルタの出力信号Ｄｏに対して、［数１］に示す演算を行なえばよい。
各ゲイン補正部（１２２ａ、１２２ｂ、１２５ａ、１２５ｂ、１２６ａ、１２６ｂ）は、それぞれのゲイン算出部（１２１、１２３、１２４）の演算結果を用いて、［数１］にしたがってそれぞれのデジタルフィルタ（１０１ａ、１０１ｂ、１０３ａ、１０３ｂ、１０４ａ、１０４ｂ）の出力結果を補正する。

第１実施例のデジタル信号処理回路１００の各ブロックの機能について説明する。なお、上流側サンプリングデータＳａと下流側サンプリングデータＳｂに対して同じ処理を行なう場合は、上流側サンプリングデータＳａに対する処理を中心に説明する。

ＬＰＦ１０１ａは、ＬＰＦ係数１０２が供給するフィルタ係数にしたがって、上流側サンプリングデータＳａに対して、測定チューブの振動周波数付近よりも高い周波数成分を除去するローパスフィルタ処理を行なう。

ＬＰＦゲイン算出部１２１は、ＬＰＦ係数１０２が供給するフィルタ係数と周波数算出部１０８が出力する周波数に基づいて、ＬＰＦ１０１ａ・１０１ｂのゲインを算出する。なお、周波数算出部１０８は、ゲイン補正後の値を用いて周波数の算出を行なうため、演算開始から徐々に真の値に収束することになる。ただし、実装上は、ゲイン補正は周波数の算出結果にはあまり影響を与えない。

ＬＰＦゲイン補正部１２２ａは、ＬＰＦゲインを用いて、ＬＰＦ１０１ａの出力を補正する。ＬＰＦゲインをGainLとし、ＬＰＦ１０１ａの出力をAlsinθ_Aとすると、補正後の信号は、［数２］で表わすことができる。
ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１０３ａは、ゲイン補正後のＬＰＦ１０１ａの出力信号を入力し、測定チューブの振動周波数付近の周波数を抽出して、入力信号と同相の出力信号に変換する同相デジタルフィルタ処理を行なう。

ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１０４ａは、ゲイン補正後のＬＰＦ１０１ａの出力信号を入力し、測定チューブの振動周波数付近の周波数を抽出して、入力信号と９０°異なる位相の出力信号に変換する異相デジタルフィルタ処理を行なう。

ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン算出部１２３は、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）係数１０５が供給するフィルタ係数と周波数算出部１０８が出力する周波数に基づいて、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１０３ａ・１０３ｂのゲインを算出する。

ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン算出部１２４は、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ）係数１０６が供給するフィルタ係数と周波数算出部１０８が出力する周波数に基づいて、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１０４ａ・１０４ｂのゲインを算出する。

ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン補正部１２５ａは、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲインを用いて、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１０３ａの出力を補正する。ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン補正部１２６ａは、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ）ゲインを用いて、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１０４ａの出力を補正する。補正は［数２］と同様の手法により行なうことができる。

ＬＰＦ１０１ｂ、ＬＰＦゲイン補正部１２２ｂ、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１０３ｂ、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１０４ｂ、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン補正部１２５ｂ、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン補正部１２６ｂは、下流側サンプリングデータＳｂに対して同様の処理を行なう。

位相算出部１０７ａは、ゲイン補正後のＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１２５ａの出力信号とゲイン補正後のＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１２６ａの出力信号との比率（Asinθ_A/Acosθ_A）を演算し、そのtan^-1を演算して位相信号θ_Aを算出する。

位相算出部１０７ｂは、ゲイン補正後のＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１２５ｂの出力デジタル信号とゲイン補正後のＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１２６ｂの出力デジタル信号との比率（Bsinθ_B/Bcosθ_B）を演算し、そのtan^-1を演算して位相信号θ_Bを算出する。

周波数算出部１０８は、位相信号θ_Aの時間変化の平均値に基づいて、測定チューブの振動周波数ｆｃを算出し、出力する。

位相差算出部１０９は、位相信号θ_Aと位相信号θ_Bとの差に基づいて、上流側振動と下流側振動の位相差ｄθを順次算出し、平均化して出力する。

振幅算出部１１０は、ゲイン補正後のAsinθ_AとAcosθ_Aを用いて、Ama²=(Asinθ_A)²+(Acosθ_A)²の関係を利用して上流側振幅Ａｍａを算出するとともに、ゲイン補正後のBsinθ_BとBcosθ_Bを用いて、Bma²=(Bsinθ_B)²+(Bcosθ_B)²の関係を利用して下流側振幅Ａｍｂを算出し、それぞれ平均化して出力する。なお、振幅に代えて振幅の２乗値の平均値を出力してもよい。

抵抗値測定部１１１は、ＲＴＤ測定信号のサンプリングデータＳｔに基づいてＲＴＤの抵抗値Ｒｔを順次測定し、平均化して出力する。

以上説明したように、第１実施例のデジタル信号処理回路１００では、各デジタルフィルタの出力信号に対して、ゲイン補正を施すため、デジタルフィルタの周波数ゲイン特性の影響を軽減することができる。

なお、上述の例では、Asinθ_A、Acosθ_Aを入力して位相信号θ_Aを算出する位相算出部１０７ａと、Bsinθ_B、Bcosθ_Bを入力して位相信号θ_Bを算出する位相算出部１０７ｂと、位相信号θ_Aと位相信号θ_Bとを入力して位相差ｄθを算出する位相差算出部１０９とを備えるようにしていたが、位相差算出部１０９がAsinθ_A、Acosθ_A、Bsinθ_B、Bcosθ_Bを入力して次式にしたがって位相差ｄθを算出するようにしてもよい。
tan(dθ)=(Acosθ_A・Bsinθ_B-Asinθ_A・Bcosθ_B)/(Asinθ_A・Bsinθ_B+Acosθ_A・Bcosθ_B)
dθ=tan^-1(tan(dθ))
この場合、周波数算出部１０８で用いる位相信号θ_A（あるいはθ_B）を生成するために、位相算出部１０７ａ、位相算出部１０７ｂのいずれか一方を備えればよい。以下の実施例についても同様である。
＜第２実施例＞
次に、本実施形態の第２実施例について説明する。図２は、第２実施例に係るデジタル信号処理回路１００の構成を示すブロック図である。本図に示すように、第２実施例のデジタル信号処理回路１００は、従来と同様に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０１ａ・１０１ｂ、ＬＰＦ係数１０２、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１０３ａ・１０３ｂ、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１０４ａ・１０４ｂ、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）係数１０５、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）係数１０６、位相算出部１０７ａ・１０７ｂ、周波数算出部１０８、位相差算出部１０９、振幅算出部１１０、抵抗値測定部１１１を備えている。

第２実施例のデジタル信号処理回路１００は、さらに、ＬＰＦゲイン算出部１２１、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン算出部１２３、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン算出部１２４を備えている。

第２実施例では、補正の対象を振幅Ａｍａ、Ａｍｂとし、ＬＰＦゲイン算出部１２１、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン算出部１２３、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン算出部１２４のゲイン算出結果を用いて、振幅算出部１１０がゲイン補正を施した振幅Ａｍａ、Ａｍｂを算出するようにしている。これにより、後段の振幅異常検出部４５４が、振幅異常を精度高く検出できるようになる。

第２実施例においても、各ゲイン算出部（１２１、１２３、１２４）は、周波数算出部１０８が出力する周波数と、フィルタ係数（１０２、１０５、１０６）とを用いて、それぞれのデジタルフィルタ（１０１ａ、１０１ｂ、１０３ａ、１０３ｂ、１０４ａ、１０４ｂ）のその周波数におけるゲインを算出する。

振幅算出部１１０は、ＬＰＦゲイン算出部１２１が算出するＬＰＦ１０１ａ１０１ｂのゲインＧａｉｎＬと、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン算出部１２３が算出するＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１０３ａ・１０３ｂのゲインＧａｉｎＢと、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン算出部１２４が算出するＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１０４ａ・１０４ｂのゲインＧａｉｎＨと、各ＦＩＲフィルタ（１０３ａ、１０４ａ、１０３ｂ、１０４ｂ）の出力信号とを入力する。

ここで、各ＦＩＲフィルタの出力信号は、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１０３ａが出力するA1sinθ_Aと、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１０４ａが出力するA2cosθ_Aと、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１０３ｂが出力するB1sinθ_Bと、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１０４bが出力するB2cosθ_Bとであり、それぞれ各ＦＩＲフィルタ（１０３ａ、１０４ａ、１０３ｂ、１０４ｂ）のゲイン変動とＬＰＦ１０１ａ・１０１ｂのゲイン変動とを含んでいる。

このため、振幅算出部１１０は、［数３］を利用して、上流側振幅Ａｍａと下流側振幅Ａｍｂを算出する。この場合、振幅算出部１１０がゲイン補正部を内蔵することになる。ただし、Ａｍａ^２、Ａｍｂ^２のまま後段に出力してもよい。
以上説明したように、第２実施例のデジタル信号処理回路１００では、各デジタルフィルタのゲイン補正を施して振幅を算出するため、デジタルフィルタの周波数ゲイン特性の影響を軽減することができる。
＜第３実施例＞
次に、本実施形態の第３実施例について説明する。図３は、本実施形態の第３実施例に係るデジタル信号処理回路１００の構成を示すブロック図である。本図に示すように、第３実施例のデジタル信号処理回路１００は、従来と同様に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０１ａ・１０１ｂ、ＬＰＦ係数１０２、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１０３ａ・１０３ｂ、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１０４ａ・１０４ｂ、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）係数１０５、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）係数１０６、位相算出部１０７ａ・１０７ｂ、周波数算出部１０８、位相差算出部１０９、振幅算出部１１０、抵抗値測定部１１１を備えている。

第３実施例のデジタル信号処理回路１００は、さらに、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン算出部１２３、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン算出部１２４、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン補正部１２５ａ・１２５ｂ、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン補正部１２６ａ・１２６ｂを備えている。

すなわち、第３実施例では、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０１ａ・１０１ｂの出力をゲイン補正の対象から外し、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１０３ａ・１０３ｂ、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１０４ａ・１０４ｂのそれぞれのＦＩＲフィルタについて、ゲインを算出して、ゲインの影響を受けないように補正を行なう。

ＬＰＦ１０１ａ・１０１ｂのゲイン変動は、位相算出部１０７ａ・１０７ｂにおける比率計算（Amsinθ/Amcosθ）の際に相殺されるため、周波数算出および位相差算出には影響を与えないことに着目したものである。第３実施例に含まれる各ブロックの処理は、第１実施例の対応するブロックの処理と同一である。
＜第４実施例＞
次に、本実施形態の第４実施例について説明する。図４は、本実施形態の第４実施例に係るデジタル信号処理回路１００の構成を示すブロック図である。本図に示すように、第４実施例のデジタル信号処理回路１００は、従来と同様に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０１ａ・１０１ｂ、ＬＰＦ係数１０２、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１０３ａ・１０３ｂ、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１０４ａ・１０４ｂ、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）係数１０５、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）係数１０６、位相算出部１０７ａ・１０７ｂ、周波数算出部１０８、位相差算出部１０９、振幅算出部１１０、抵抗値測定部１１１を備えている。

第４実施例のデジタル信号処理回路１００は、さらに、ＬＰＦフィルタゲイン算出部１２１、ＬＰＦゲイン補正部１２２ａ・１２２ｂを備えている。すなわち、第４実施例では、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０１ａ・１０１ｂの出力をゲイン補正の対象としたものである。第４実施例に含まれる各ブロックの処理は、第１実施例の対応するブロックの処理と同一である。
＜第５実施例＞
次に、本実施形態の第５実施例について説明する。図５は、本実施形態の第５実施例に係るデジタル信号処理回路１００の構成を示すブロック図である。本図に示すように、第５実施例のデジタル信号処理回路１００は、従来と同様に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０１ａ・１０１ｂ、ＬＰＦ係数１０２、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１０３ａ・１０３ｂ、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１０４ａ・１０４ｂ、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）係数１０５、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）係数１０６、位相算出部１０７ａ・１０７ｂ、周波数算出部１０８、位相差算出部１０９、振幅算出部１１０、抵抗値測定部１１１を備えている。

第５実施例のデジタル信号処理回路１００は、さらに、ＬＰＦゲイン算出部１２１、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン算出部１２３、ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン算出部１２４、ＬＰＦ＆ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン補正部１３１ａ・１３１ｂ、ＬＰＦ＆ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン補正部１３２ａ・１３２ｂを備えている。

すなわち、第５実施例では、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０１ａ・１０１ｂについて単独ではゲイン補正を行なわず、ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）１０３ａ・１０３ｂおよびＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）１０４ａ・１０４ｂのゲイン補正と同時にまとめてゲイン補正を行なうようにしている。

このため、ＬＰＦ＆ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン補正部１３１ａ、ＬＰＦ＆ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン補正部１３２ａでは、ＬＰＦのゲイン（ＧａｉｎＬ）とＦＩＲフィルタのゲイン（ＧａｉｎＢ、ＧａｉｎＨ）の双方を考慮した［数４］にしたがってゲイン補正を行なえばよい。ＬＰＦ＆ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン補正部１３１ｂ、ＬＰＦ＆ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン補正部１３２ｂについても同様である。
以上説明したように、第５実施例のデジタル信号処理回路１００では、各デジタルフィルタのゲイン変動を考慮してゲイン補正を施すため、デジタルフィルタの周波数ゲイン特性の影響を軽減することができる。

１００…デジタル信号処理回路、１０１…ＬＰＦ、１０２…ＬＰＦ係数、１０３…ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）、１０４…ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）、１０５…ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）係数、１０６…ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）係数、１０７…位相算出部、１０８…周波数算出部、１０９…位相差算出部、１１０…振幅算出部、１１１…抵抗値測定部、１２１…ＬＰＦゲイン算出部、１２２…ＬＰＦゲイン補正部、１２３…ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン算出部、１２４…ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン算出部、１２５…ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン補正部、１２６…ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン補正部、１３１…ＬＰＦ＆ＦＩＲフィルタ（ＢＰＦ）ゲイン補正部、１３２…ＬＰＦ＆ＦＩＲフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換Ｆ）ゲイン補正部

Claims (5)

1. 振動信号をサンプリングした離散変位信号を入力し、振動周波数を算出するデジタル信号処理回路であって、
   前記離散変位信号に基づく信号を入力するデジタルフィルタと、
   前記振動信号の振動周波数と前記デジタルフィルタのフィルタ係数とに基づいて、前記デジタルフィルタのゲインを算出するゲイン算出部と、
   前記ゲインを用いて、前記デジタルフィルタの出力信号を補正する補正部と、
   を備えたことを特徴とするデジタル信号処理回路。
2. 前記デジタルフィルタは、入力信号と同相の信号を出力する同相フィルタと、入力信号と９０度位相の異なる信号を出力する異相フィルタとを含み、
   前記補正部は、それぞれのフィルタの出力信号を個別に補正することを特徴とする請求項１に記載のデジタル信号処理回路。
3. 前記同相フィルタと前記異相フィルタの出力信号の比率に基づいて前記離散変位信号の位相を算出する位相算出部をさらに備えたことを特徴とする請求項２に記載のデジタル信号処理回路。
4. 振動信号をサンプリングした離散変位信号を入力し、振動周波数を算出するデジタル信号処理回路であって、
   前記離散変位信号に基づく信号を入力し、入力信号と同相の信号を出力するデジタルフィルタと、前記離散変位信号に基づく信号を入力し、入力信号と９０度位相の異なる信号を出力するデジタルフィルタと、
   前記振動信号の振動周波数と各デジタルフィルタのフィルタ係数とに基づいて、各デジタルフィルタのゲインを算出するゲイン算出部と、
   各デジタルフィルタの出力信号を、対応するゲインを用いて補正し、補正後の値に基づいて前記振動信号の振幅を算出する振幅算出部と、
   を備えたことを特徴とするデジタル信号処理回路。
5. 前記振動信号は、被測定流体が流れ、励振される測定チューブの上流側および下流側の変位に基づく信号を含み、
   前記測定チューブの上流側の離散変位信号と前記測定チューブの下流側の離散変位信号との位相差を算出する位相差算出部をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のデジタル信号処理回路。