JP5482492B2 - コリオリ質量流量計 - Google Patents

Description

本発明は、コリオリ質量流量計に係り、特に、狭帯域フィルタを多数用いることなく高精度の測定を行なうことができるコリオリ質量流量計に関する。

特許文献１に記載されているように、被測定流体が流れる測定チューブを、両端を支点として上下振動させたときに働くコリオリ力を利用して、被測定流体の質量流量を測定するコリオリ質量流量計が知られている。

コリオリ質量流量計では、測定チューブの上流側振動と下流側振動の位相差に基づいて被測定流体の質量流量を算出する。また、コリオリ質量流量計は、測定チューブを固有周波数で振動させるため、測定チューブの振動周波数を測定することで、測定チューブ内を流れる被測定流体の密度も算出することができる。

コリオリ質量流量計は、測定チューブの振動周波数付近の信号を通過させるバンドパスフィルタを備えているが、特許文献２には、振動周波数が急激に変化した場合等にも精度の高い測定を行なえるように、通過帯域の異なる複数の狭帯域バンドパスフィルタを備え、振動周波数に応じて狭帯域バンドパスフィルタを切替えることが記載されている。

図５は、これらの特許文献から導かれる従来のコリオリ質量流量計３００の構成例を示す機能ブロック図であり、図６は、測定チューブおよびセンサ群を模式的に示す図である。

図６に示すように、被測定流体が流れる測定チューブ１Ｅは、両端が支持部材１Ｆ、支持部材１Ｇで固定されている。測定チューブ１Ｅの近傍には、測定チューブ１Ｅの上流側の変位を検出する上流側センサ１Ａ、測定チューブ１Ｅの下流側の変位を検出する下流側センサ１Ｂ、温度センサ１Ｃ、測定チューブを振動させ、固有振動数で共振させる加振器１Ｄが配置されている。なお、本実施形態では、直管方式のコリオリ流量計を用いているが、Ｕ字管方式などの他の方式を採用してもよい。

図５に示すように、上流側センサ１Ａで検出された入力信号ＳＡは、所定のサンプル周期で動作するトラックアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路３、Ａ／Ｄコンバータ４、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５を経由して上流側位相検出部６に入力される。また、加振器励振部２は、入力信号ＳＡの振幅が所定値となるように加振器１Ｄを励振する。

下流側センサ１Ｂで検出された入力信号ＳＢは、所定のサンプル周期で動作するトラックアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路７、Ａ／Ｄコンバータ８、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）９を経由して下流側位相検出部１０に入力される。

温度センサ１Ｃの測定値ＳＴは、所定のサンプル周期で動作するトラックアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路１１、Ａ／Ｄコンバータ１２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３を経由して被測定流体の温度値Ｔが算出される。温度値Ｔは、密度算出部２０、質量流量算出部１６に入力され、密度算出、質量流量算出の際の温度補償に用いられる。

上流側位相検出部６で検出された上流側変位の位相検出値θ_Ａは、周波数算出部１７、遅延バッファ１８に入力される。そして、周波数算出部１７において、遅延バッファ１８から出力された所定サンプル前の位相検出値θ_Ａ'との差分および所定サンプル前との時間差に基づいて振動周波数ｆ_０が高精度で算出される。振動周波数ｆ_０は、平均化回路１９によって平均化され、平均振動周波数ｆ_０'として出力される。

また、上流側変位の位相検出値θ_Ａは、下流側位相検出部１０で検出された下流側変位の位相検出値θ_Ｂとともに、差分演算を行なう位相差算出部１４に入力されて、上流側変位と下流側変位との位相差Δθが算出される。位相差Δθは、平均化回路１５によって平均化され、平均位相差Δθ'として質量流量算出部１６に入力される。

密度算出部２０は、平均振動周波数ｆ_０'および被測定流体の温度値Ｔに基づいて所定の関係式により被測定流体の密度Ｄを算出する。また、質量流量算出部１６は、平均振動周波数ｆ_０'、平均位相差Δθ'、密度Ｄおよび温度値Ｔに基づいて所定の関係式により被測定流体の質量流量Ｑｍを算出する。

上流側位相検出部６は、狭帯域フィルタ群６１、フィルタ切替部６２、位相検出部６３、フィルタ選択部６４を備えている。狭帯域フィルタ群６１は、例えば、入力信号ＳＡの測定範囲を５０Ｈｚ〜２５０Ｈｚとしたとき、図７に示すように、この範囲を１０区間に分割し、各２０Ｈｚの通過帯域を有するバンドパスフィルタＦ１、Ｆ２、Ｆ３…Ｆ１０の１０個の狭帯域フィルタで構成されている。

これらの狭帯域フィルタは、所定の通過帯域を持つ通常のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）と、これに並列接続されたヒルベルト（Hilbert）変換回路により形成されている。ヒルベルト変換回路は、並列接続されたバンドパスフィルタと同じ通過帯域を有し、入力信号の位相を９０°シフトさせて出力するフィルタである。したがって、バンドパスフィルタの出力信号をsinθ_Ａとすると、ヒルベルト変換回路の出力信号は、cosθ_Ａと表わすことができる。

フィルタ選択部６４は、周波数演算された高精度の平均振動周波数ｆ_０'または入力信号ＳＡを周波数カウンタ等の周波数測定器で概略測定した値に基づいて、現在の振動周波数がその通過帯域に含まれる狭帯域フィルタを１つ選択し、選択された狭帯域フィルタの出力値が位相検出部６３に入力されるようにフィルタ切替部６２を切替える。

位相検出部６３は、選択された狭帯域フィルタの出力信号に基づいて上流側変位の位相検出値θ_Ａを演算する。位相検出値θ_Ａは、例えば、θ_Ａ＝arctan(sinθ_Ａ／cosθ_Ａ)によって算出することができる。

なお、下流側位相検出部１０の構成は、上流側位相検出部６と同一であり、同様の処理によって、下流側変位の位相検出値θ_Ｂを演算する。

特開平７−１８１０６９号公報 特開２００３−１３０７０４号公報

従来のコリオリ質量流量計では、精度の高い測定を行なうために、広帯域フィルタに比べて高精度の狭帯域フィルタを帯域毎に多数準備することが必要であった。そして、それぞれの狭帯域フィルタに高精度が要求されるため、次数の大きいフィルタが多数実装されることになり、コリオリ質量流量計のコストアップの要因となっている。

そこで、本発明は、狭帯域フィルタを多数用いることなく高精度の測定を行なうことができるコリオリ質量流量計を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の第１の態様であるコリオリ質量流量計は、被測定流体が流れる測定チューブを固有振動数で振動させたときの振動周波数に基づいて前記被測定流体の質量流量を算出するコリオリ質量流量計であって、前記測定チューブの振動を検出して得られた第１入力信号の概略周波数を算出する概略周波数算出ブロックと、前記概略周波数に対して所定のズレ周波数を加算した周波数のキャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、狭帯域フィルタを有し、前記第１入力信号と前記キャリア信号とを乗じた信号から、前記キャリア信号の位相と前記第１入力信号の位相との差である第１差分位相を算出する第１差分位相算出ブロックと、前記第１差分位相から前記キャリア信号の周波数と前記第１入力信号の周波数との差分を求め、前記振動周波数を算出する周波数算出ブロックと、を備えたことを特徴とする。

ここで、前記狭帯域フィルタは、前記ズレ周波数を通過帯域に含むことができ、より具体的には、前記ズレ周波数を通過帯域に含むバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタに並列接続されて同一の通過帯域を有し、信号の位相を９０°シフトさせる変換回路とを備えて形成することができる。

また、前記概略周波数算出ブロックは、前記振動周波数の変動範囲を通過帯域に含む広帯域フィルタあるいは周波数カウンタを備えることができる。

また、狭帯域フィルタを有し、前記測定チューブの振動を検出して得られた第２入力信号と前記キャリア信号とを乗じた信号から、前記キャリア信号の位相と前記第２入力信号の位相との差である第２差分位相を算出する第２差分位相算出ブロックと、前記第１差分位相と前記第２差分位相とから、前記第１入力信号と前記第２入力信号の位相差を算出する位相差算出部と、をさらに備えるようにしてもよい。

このとき、前記第１入力信号は、前記測定チューブの上流側あるいは下流側の振動を検出して得られた信号であり、前記第２入力信号は、前記測定チューブの他流側の振動を検出して得られた信号とすることができる。

上記課題を解決するため、本発明の第２の態様であるコリオリ質量流量計は、被測定流体が流れる測定チューブを固有振動数で振動させたときの上流側振動と下流側振動との位相差に基づいて前記被測定流体の質量流量を算出するコリオリ質量流量計であって、前記上流側振動あるいは前記下流側振動を検出して得られた信号の概略周波数を算出する概略周波数算出ブロックと、前記概略周波数に対して所定のズレ周波数を加算した周波数のキャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、狭帯域フィルタを有し、前記上流側振動を検出して得られた上流側信号と前記キャリア信号とを乗じた信号から、前記キャリア信号の位相と前記上流側信号の位相との差である上流側差分位相を算出する上流側位相算出ブロックと、狭帯域フィルタを有し、前記下流側振動を検出して得られた下流側信号と前記キャリア信号とを乗じた信号から、前記キャリア信号の位相と前記下流側信号の位相との差である下流側差分位相を算出する下流側位相算出ブロックと、前記上流側差分位相と前記下流側差分位相とから、前記上流側入力信号と前記下流側入力信号の位相差を算出する位相差算出部と、を備えたことを特徴とする。

上記課題を解決するため、本発明の第３の態様である周波数測定器は、測定対象物の振動に対応した入力信号の概略周波数を算出する概略周波数算出ブロックと、前記概略周波数に対して所定のズレ周波数を加算した周波数のキャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、狭帯域フィルタを有し、前記入力信号と前記キャリア信号とを乗じた信号から、前記キャリア信号の位相と前記入力信号の位相との差である差分位相を算出する差分位相算出ブロックと、前記差分位相から前記キャリア信号の周波数と前記入力信号の周波数との差分を求め、前記測定対象物の振動周波数を算出する周波数算出ブロックと、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、狭帯域フィルタを多数用いることなく高精度の測定を行なうことができるコリオリ質量流量計を提供することができる。

本実施形態のコリオリ質量流量計の構成例を示す機能ブロック図である。 本実施形態のコリオリ質量流量計の要部の詳細な構成例を示す機能ブロック図である。 コリオリ質量流量計の振動周波数算出処理を説明する図である。 コリオリ質量流量計の特徴的な処理動作について説明するフローチャートである。 従来のコリオリ質量流量計の構成例を示す機能ブロック図である。 測定チューブおよびセンサ群を模式的に示す図である。 狭帯域フィルタ群の通過帯域を示す周波数特性図である。

本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態のコリオリ質量流量計１００の構成例を示す機能ブロック図である。図５に示した従来のコリオリ質量流量計３００と同一の要素には同一の符号を付して、説明を簡略化する。

本実施形態では、特徴的な要素として、図中の破線内に示したキャリア信号生成ブロック１１０、上流側差分位相算出ブロック１２０、下流側差分位相算出ブロック１３０、周波数算出ブロック１４０、位相差算出部１５０を備えている。他の要素については、従来のコリオリ質量流量計３００と同一である。

以下では、変位信号の振動周波数をｆ_０とし、上流側入力信号ＳＡをｙ_ａ＝sinω_０ｔ、下流側入力信号ＳＢをｙ_ｂ＝sin(ω_０ｔ＋Δθ)とする。ただし、ω_０＝２πｆ_０であり、上流側変位と下流側変位との位相差をΔθとしている。

キャリア信号生成ブロック１１０は、上流側の変位信号の概略周波数ｆ_ｅｓｔを測定し、概略周波数ｆ_ｅｓｔから少しずれた周波数ｆ_ｃのキャリア信号ｙ_ｃ＝sinω_ｃｔを生成する。ただし、下流側の変位信号の概略周波数を測定し、キャリア信号を生成してもよい。

上流側差分位相算出ブロック１２０は、キャリア信号ｙ_ｃ＝sinω_ｃｔと、上流側変位信号ｙ_ａ＝sinω_０ｔとの位相の差分値（ω_ｃｔ−ω_０ｔ）を算出する。また、下流側差分位相算出ブロック１３０は、キャリア信号ｙ_ｃ＝sinω_ｃｔと、下流側変位信号ｙ_ｂ＝sin(ω_０ｔ＋Δθ)との位相の差分値（ω_ｃｔ−（ω_０ｔ＋Δθ））を算出する。

周波数算出ブロック１４０は、異なるサンプリング時点における（ω_ｃｔ−ω_０ｔ）から、周波数（ｆ_ｃ−ｆ_０）を算出し、キャリア信号の周波数ｆ_ｃと差分演算を行なうことで、振動周波数ｆ_０を高精度で算出する。

位相差算出部１５０は、（ω_ｃｔ−ω_０ｔ）と（ω_ｃｔ−（ω_０ｔ＋Δθ））との差分演算を行なうことにより、上流側変位と下流側変位との位相差Δθを算出する。

算出された振動周波数ｆ_０、位相差Δθは、従来と同様に平均化され、密度算出部２０における密度Ｄ算出、質量流量算出部１６における質量流量Ｑｍの算出に用いられる。

図２は、キャリア信号生成ブロック１１０、上流側差分位相算出ブロック１２０、下流側差分位相算出ブロック１３０、周波数算出ブロック１４０、位相差算出部１５０の詳細な構成例を示す機能ブロック図である。

本図に示すように、キャリア信号生成ブロック１１０は、概略周波数算出ブロック１１１、ズレ周波数設定部１１５、キャリア信号生成部１１６を備えている。

概略周波数算出ブロック１１１は、上流側の変位信号の概略周波数ｆ_ｅｓｔを測定するブロックであり、広帯域フィルタ１１２、位相算出部１１３、概略周波数算出部１１４を備えている。

広帯域フィルタ１１２は、上流側入力信号ＳＡの測定範囲（例えば、５０Ｈｚ〜２５０Ｈｚ）の通過帯域を有し、入力信号ＳＡを位相ひずみなく信号周波数の帯域程度に制限する通常のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１２ａと、これに並列接続されて同一の通過帯域を有し、信号の位相を９０°シフトさせるヒルベルト（Hilbert）変換回路１１２ｂとにより形成されている。ただし、９０°の位相シフトが可能であれば、ヒルベルト変換回路でなくてもよい。

コリオリ質量流量計１００が最終的に算出する振動周波数ｆ_０の精度は、少なくともｍＨｚオーダーが必要とされるが、概略周波数算出ブロック１１１が算出する周波数精度は、１Ｈｚオーダーの粗い精度でよい。このため、要求帯域をすべて含んだ広帯域のフィルタを利用することができる。なお、例示した帯域５０Ｈｚ〜２５０Ｈｚは、あくまで目安の周波数範囲であり、測定チューブ１Ｅの振動周波数範囲に応じて設定されるものである。

ここでは、バンドパスフィルタ１１２ａの出力信号をsinω_ｅｔとし、ヒルベルト変換回路１１２ｂの出力信号を、cosω_ｅｔと表わすものとする。

位相算出部１１３は、広帯域フィルタ１１２の出力信号に基づいて上流側変位のあるサンプリング時点における位相ω_ｅｔを演算する。位相ω_ｅｔは、例えば、ω_ｅｔ＝arctan(sinω_ｅｔ／cosω_ｅｔ)によって算出することができる。

概略周波数算出部１１４は、異なるサンプリング時点におけるω_ｅｔと、サンプリング時間差から、概略周波数ｆ_ｅｓｔを算出する。概略周波数ｆ_ｅｓｔは、真の振動周波数ｆ_０に対して誤差成分±εを含んでおり、
ｆ_ｅｓｔ＝ｆ_０±ε
と表わすことができる。なお、概略周波数算出ブロック１１１は、高精度の周波数測定を要しないため、一般的に用いられている周波数カウンタ等の周波数測定器を用いる構成であってもよい。

ズレ周波数設定部１１５は、数Ｈｚ（例えば、１０Ｈｚ）のズレ周波数Δｆを設定する。このズレ周波数Δｆが、後述する上流側差分位相算出ブロック１２０における狭帯域フィルタ１２２および下流側差分位相算出ブロック１３０における狭帯域フィルタ１３２の通過帯域の中心周波数になる。もちろん、厳密に中心周波数とする必要はなく、少なくともズレ周波数Δｆを通過帯域に含むようにする。なお、狭帯域フィルタ１２２、１３２の中心周波数に、ズレ周波数Δｆを合わせることにより、狭帯域フィルタ１２２、１３２の特性を活かすことができる。

仮に、Δｆ＝１０Ｈｚと設定する場合は、狭帯域フィルタ１２２、１３２の中心周波数は１０Ｈｚとなり、Δｆ＝５０Ｈｚと設定する場合は、狭帯域フィルタ１２２、１３２の中心周波数は５０Ｈｚとなる。

キャリア信号生成部１１６は、概略周波数ｆ_ｅｓｔに対して、ズレ周波数Δｆを加算した周波数ｆ_ｃ（ｆ_ｃ＝ｆ_ｅｓｔ＋Δｆ）のキャリア信号ｙ_ｃを生成して出力する。キャリア信号ｙ_ｃは、ω_ｃ＝２πｆ_ｃとして、
ｙ_ｃ＝sinω_ｃｔ
と表わすことができる。

上流側差分位相算出ブロック１２０は、乗算部１２１，狭帯域フィルタ１２２、位相算出部１２３を備えている。

乗算部１２１は、キャリア信号ｙ_ｃ＝sinω_ｃｔと、上流側入力信号ｙ_ａ＝sinω_０ｔとの乗算sinω_ｃｔ×sinω_０ｔを行なう。積和の公式を用いると、
sinω_ｃｔ×sinω_０ｔ＝(-1/2)×{cos(ω_ｃｔ＋ω_０ｔ)−cos(ω_ｃｔ−ω_０ｔ)}
が得られる。

キャリア信号ｙ_ｃと上流側入力信号ｙ_ａとを乗じた信号の周波数スペクトルを考えると、右辺第１項のcos(ω_ｃｔ＋ω_０ｔ)は、キャリア信号周波数ｆ_ｃと変位信号の周波数ｆ_０との加算周波数（ｆ_ｃ＋ｆ_０）に配置され、右辺第２項のcos(ω_ｃｔ−ω_０ｔ)は、キャリア信号周波数ｆ_ｃと変位信号の周波数ｆ_０との差分周波数（ｆ_ｃ−ｆ_０）に配置される。

ここでは、低周波側に位置するキャリア信号周波数ｆ_ｃと変位信号の周波数ｆ_０との差分周波数（ｆ_ｃ−ｆ_０）に注目し、差分周波数（ｆ_ｃ−ｆ_０）の成分を抽出するために、狭帯域フィルタ１２２を用いる。

キャリア信号周波数ｆ_ｃは、周波数ｆ_０に対して１Ｈｚ程度の誤差成分を含んだ概略周波数ｆ_ｅｓｔに、ズレ周波数Δｆを加算した値であるため、差分周波数（ｆ_ｃ−ｆ_０）は、ズレ周波数Δｆ付近の値である。このため、狭帯域フィルタ１２２は、Δｆを中心周波数とするバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２２ａを用いるようにする。

例えば、中心周波数をΔｆ、通過帯域を±数Ｈｚとした狭帯域バンドパスフィルタを設計すればよい。本例では、Δｆを１０Ｈｚとしているため、バンドパスフィルタ１２２ａの通過帯域を７Ｈｚ〜１３Ｈｚとする。

また、狭帯域フィルタ１２２は、バンドパスフィルタＢＰＦ１２２ａに並列接続されて同一の通過帯域を有し、信号の位相を９０°シフトさせるヒルベルト（Hilbert）変換回路１２２ｂも備えている。

この結果、バンドパスフィルタ１２２ａからは、cos(ω_ｃｔ−ω_０ｔ)が出力され、ヒルベルト変換回路１２２ｂからは、sin(ω_ｃｔ−ω_０ｔ)が出力される。狭帯域フィルタを用いているため、これらの値は高精度で得ることができる。

位相算出部１２３は、狭帯域フィルタ１２２の出力信号に基づいて、キャリア信号ｙ_ｃと上流側入力信号ｙ_ａを乗じた信号の位相(ω_ｃ−ω_０)ｔを演算する。位相(ω_ｃｔ−ω_０ｔ)は、例えば、(ω_ｃｔ−ω_０ｔ)＝arctan(sin(ω_ｃｔ−ω_０ｔ)／cos(ω_ｃｔ−ω_０ｔ))によって算出することができる。

下流側差分位相算出ブロック１３０は、上流側差分位相算出ブロック１２０と同様に、乗算部１３１、狭帯域フィルタ１３２、位相算出部１３３を備えており、狭帯域フィルタ１３２は、中心周波数をΔｆ、通過帯域を±数Ｈｚとした狭帯域バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３２ａと、これに並列接続されて同一の通過帯域を有し、信号の位相を９０°シフトさせるヒルベルト（Hilbert）変換回路１３２ｂとにより形成されている。

下流側差分位相算出ブロック１３０では、キャリア信号ｙ_ｃ＝sinω_ｃｔと、下流側入力信号ｙ_ｂ＝sin(ω_０ｔ＋Δθ)との乗算sinω_ｃｔ×sin(ω_０ｔ＋Δθ)を行ない、下流側差分位相算出ブロック１３０と同様の手順により、位相（ω_ｃｔ−（ω_０ｔ＋Δθ））を算出する。なお、Δθは、上流側入力信号ｙ_ａと下流側入力信号ｙ_ｂとの位相差である。

周波数算出ブロック１４０は、差分周波数算出部１４１と周波数算出部１４２とを備えている。

差分周波数算出部１４１は、上流側差分位相算出ブロック１２０が出力する位相(ω_ｃｔ−ω_０ｔ)について、異なるサンプリング時点における差分値と、そのサンプリング時間差とから、差分周波数（ｆ_ｃ−ｆ_０）を高精度に算出する。

周波数算出部１４２は、この差分周波数（ｆ_ｃ−ｆ_０）と、キャリア信号生成部１１６が設定したキャリア信号の周波数ｆ_ｃとを差分演算することにより、振動周波数ｆ_０を、ｍＨｚオーダーの高精度に算出して出力する。

位相差算出部１５０は、上流側差分位相算出ブロック１２０が出力する位相(ω_ｃｔ−ω_０ｔ)と、下流側差分位相算出ブロック１３０が出力する位相（ω_ｃｔ−（ω_０ｔ＋Δθ））を差分演算することによって、上流側入力信号ｙ_ａと下流側入力信号ｙ_ｂとの位相差Δθを高精度に算出して出力する。

次に、周波数軸上における具体的な値を用いて、本実施形態のコリオリ質量流量計１００の振動周波数算出処理を説明する。

まず、図３（ａ）に示すように、求めるべき振動周波数ｆ_０を１００Ｈｚとする。この振動周波数ｆ_０の概略測定値ｆ_ｅｓｔが１０１Ｈｚであったとする。このとき、誤差εは１Ｈｚである。

ズレ周波数Δｆが１０Ｈｚと設定されていたとすると、図３（ｂ）に示すようにキャリア信号の周波数ｆｃは、１０１Ｈｚ＋１０Ｈｚ＝１１１Ｈｚとなる。

振動周波数ｆ_０の入力信号と周波数ｆ_ｃのキャリア信号との乗算を行なうと、図３（ｃ）に示すように、ｆ_ｃ−ｆ_０＝１１Ｈｚと、ｆ_ｃ＋ｆ_０＝２１１Ｈｚの２つの成分が現れる。

ズレ周波数Δｆが１０Ｈｚであるため、１０Ｈｚを中心とした７Ｈｚ〜１３Ｈｚ程度の通過帯域を有する狭帯域フィルタを用いることにより、図３（ｄ）に示すように、ｆ_ｃ−ｆ_０＝１１Ｈｚが取り出され、その値を高精度に算出することができる。

そして、既知のキャリア信号の周波数ｆｃ＝１１１Ｈｚから、（ｆ_ｃ−ｆ_０）の高精度算出値である１１Ｈｚを引くことにより、ｆ_０＝１００Ｈｚの値を高精度に得ることができる。

次に、本実施形態のコリオリ質量流量計１００の特徴的な処理動作について、図４のフローチャートを参照して説明する。

上流側センサ１Ａおよび下流側センサ１Ｂによって検出され、サンプリングされた上流側および下流側の変位信号を入力すると（Ｓ１０１）、キャリア信号生成ブロック１１０の概略周波数算出ブロック１１１が、上流側の入力信号ｙ_ａに基づいて概略周波数ｆ_ｅｓｔを算出する（Ｓ１０２）。

そして、キャリア信号生成部１１６が、概略周波数ｆ_ｅｓｔとズレ周波数Δｆに基づいて周波数ｆ_ｃのキャリア信号ｙ_ｃを生成する（Ｓ１０３）。

次いで、上流側差分位相算出ブロック１２０と下流側差分位相算出ブロック１３０が、それぞれ上流側の入力信号ｙ_ａとキャリア信号ｙ_ｃとの乗算、下流側の入力信号ｙ_ｂとキャリア信号ｙ_ｃとの乗算を行ない（Ｓ１０４）、狭帯域フィルタ１２２、１３２を用いて、それぞれの差分位相(ω_ｃｔ−ω_０ｔ)、(ω_ｃｔ−（ω_０ｔ＋Δθ）)を算出する（Ｓ１０５）。

周波数算出ブロック１４０は、上流側の差分位相(ω_ｃｔ−ω_０ｔ)に基づいて、差分周波数（ｆ_ｃ−ｆ_０）を算出し（Ｓ１０６）、キャリア信号の周波数ｆ_ｃと差分演算を行なうことにより、振動周波数ｆ_０を算出して出力する（Ｓ１０７）。

これと並行して、位相差算出部１５０は、上下流の差分位相の差から上流側入力信号ｙ_ａと下流側入力信号ｙ_ｂとの位相差Δθを算出して出力する（Ｓ１０８）。

出力された振動周波数ｆ_０、位相差Δθは、それぞれ平均化され、密度算出部２０による密度Ｄの算出、質量流量算出部１６による質量流量Ｑｍの算出に用いられる。

以上説明したように、本実施形態のコリオリ質量流量計１００によれば、狭帯域フィルタを多数用いることなく振動周波数および位相差を高精度に算出することができ、この結果、高精度で密度と質量流量の測定を行なうことができるようになる。これにより、実装の点でリソースを大幅に削減することができ、コリオリ質量流量計１００のコストアップを抑えることができる。

なお、本発明は、コリオリ質量流量計のみならず、測定対象物の変位信号に基づいて周波数を計測する周波数測定器にも適用することができる、

１Ａ…上流側センサ、１Ｂ…下流側センサ、１Ｃ…温度センサ、１Ｄ…加振器、１Ｅ…測定チューブ、１Ｆ…支持部材、１Ｇ…支持部材、２…加振器励振部、３…Ｔ＆Ｈ回路、４…Ａ／Ｄコンバータ、５…ＬＰＦ（広帯域フィルタ）、６…上流側位相検出部、７…Ｔ＆Ｈ回路、８…Ａ／Ｄコンバータ、９…ＬＰＦ（広帯域フィルタ）、１０…下流側位相検出部、１１…Ｔ＆Ｈ回路、１２…Ａ／Ｄコンバータ、１３…ＬＰＦ（広帯域フィルタ）、１４…位相差算出部、１５…平均化回路、１６…質量流量算出部、１７…周波数算出部、１８…遅延バッファ、１９…平均化回路、２０…密度算出部、６１…狭帯域フィルタ群、６２…フィルタ切替部、６３…位相検出部、６４…フィルタ選択部、１００…コリオリ質量流量計、１１０…キャリア信号生成ブロック、１１１…概略周波数算出ブロック、１１２…広帯域フィルタ、１１２ａ…バンドパスフィルタ、１１２ｂ…ヒルベルト変換回路、１１３…位相算出部、１１４…概略周波数算出部、１１５…ズレ周波数設定部、１１６…キャリア信号生成部、１２０…上流側差分位相算出ブロック、１２１…乗算部、１２２…狭帯域フィルタ、１２２ａ…バンドパスフィルタ、１２２ｂ…ヒルベルト変換回路、１２３…位相算出部、１３０…下流側差分位相算出ブロック、１３１…乗算部、１３２…狭帯域フィルタ、１３２ａ…バンドパスフィルタ、１３２ｂ…ヒルベルト変換回路、１３３…位相算出部、１４０…周波数算出ブロック、１４１…差分周波数算出部、１４２…周波数算出部、１５０…位相差算出部、３００…コリオリ質量流量計

Claims (8)

1. 被測定流体が流れる測定チューブを固有振動数で振動させたときの振動周波数に基づいて前記被測定流体の質量流量を算出するコリオリ質量流量計であって、
   前記測定チューブの振動を検出して得られた第１入力信号の概略周波数を算出する概略周波数算出ブロックと、
   前記概略周波数に対して所定のズレ周波数を加算した周波数のキャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、
   狭帯域フィルタを有し、前記第１入力信号と前記キャリア信号とを乗じた信号から、前記キャリア信号の位相と前記第１入力信号の位相との差である第１差分位相を算出する第１差分位相算出ブロックと、
   前記第１差分位相から前記キャリア信号の周波数と前記第１入力信号の周波数との差分を求め、前記振動周波数を算出する周波数算出ブロックと、
   を備えたことを特徴とするコリオリ質量流量計。
2. 前記狭帯域フィルタは、前記ズレ周波数を通過帯域に含むことを特徴とする請求項１に記載のコリオリ質量流量計。
3. 前記狭帯域フィルタは、前記ズレ周波数を通過帯域に含むバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタに並列接続されて同一の通過帯域を有し、信号の位相を９０°シフトさせる変換回路とを備えて形成されることを特徴とする請求項２に記載のコリオリ質量流量計。
4. 前記概略周波数算出ブロックは、前記振動周波数の変動範囲を通過帯域に含む広帯域フィルタあるいは周波数カウンタを備えていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のコリオリ質量流量計。
5. 狭帯域フィルタを有し、前記測定チューブの振動を検出して得られた第２入力信号と前記キャリア信号とを乗じた信号から、前記キャリア信号の位相と前記第２入力信号の位相との差である第２差分位相を算出する第２差分位相算出ブロックと、
   前記第１差分位相と前記第２差分位相とから、前記第１入力信号と前記第２入力信号の位相差を算出する位相差算出部と、
   をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のコリオリ質量流量計。
6. 前記第１入力信号は、前記測定チューブの上流側あるいは下流側の振動を検出して得られた信号であり、前記第２入力信号は、前記測定チューブの他流側の振動を検出して得られた信号であることを特徴とする請求項５に記載のコリオリ質量流量計。
7. 被測定流体が流れる測定チューブを固有振動数で振動させたときの上流側振動と下流側振動との位相差に基づいて前記被測定流体の質量流量を算出するコリオリ質量流量計であって、
   前記上流側振動あるいは前記下流側振動を検出して得られた信号の概略周波数を算出する概略周波数算出ブロックと、
   前記概略周波数に対して所定のズレ周波数を加算した周波数のキャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、
   狭帯域フィルタを有し、前記上流側振動を検出して得られた上流側信号と前記キャリア信号とを乗じた信号から、前記キャリア信号の位相と前記上流側信号の位相との差である上流側差分位相を算出する上流側位相算出ブロックと、
   狭帯域フィルタを有し、前記下流側振動を検出して得られた下流側信号と前記キャリア信号とを乗じた信号から、前記キャリア信号の位相と前記下流側信号の位相との差である下流側差分位相を算出する下流側位相算出ブロックと、
   前記上流側差分位相と前記下流側差分位相とから、前記上流側入力信号と前記下流側入力信号の位相差を算出する位相差算出部と、
   を備えたことを特徴とするコリオリ質量流量計。
8. 測定対象物の振動に対応した入力信号の概略周波数を算出する概略周波数算出ブロックと、
   前記概略周波数に対して所定のズレ周波数を加算した周波数のキャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、
   狭帯域フィルタを有し、前記入力信号と前記キャリア信号とを乗じた信号から、前記キャリア信号の位相と前記入力信号の位相との差である差分位相を算出する差分位相算出ブロックと、
   前記差分位相から前記キャリア信号の周波数と前記入力信号の周波数との差分を求め、前記測定対象物の振動周波数を算出する周波数算出ブロックと、
   を備えたことを特徴とする周波数測定器。