JP2015537504A - 同期リラクタンス電気機械の同期化方法 - Google Patents

Abstract

同期リラクタンス電気機械を同期させる方法であって、前記電気機械が速度および／または残留磁化電圧のセンサを有さず、電源の端子を備え、電力カットオフ状況に起因して機械的回転数が速度過渡現象にさらされる回転質量を含む。本方法は、前記過渡現象の後、予め定められた振幅（ｖＣ）および期間（継続時間）（ＴＣ）を有する制御電圧ＶＣを前記端子に印加する一つのステップａ）と、前記制御電圧（ＶＣ）によって誘導される電流（誘導電流Ｉｉ）を検出する一つのステップｂ）を少なくとも含み、該誘導電流（Ｉｉ）は、前記電気機械（Ｅ）の電力および同期回転制御を復元するために、制御電圧ＶＣの周波数（ｆＣ）と回転質量Ｍの機械的回転数（ｆＭ）間の回数差に従って変化する高調波スペクトル（Ｓ）を有する電圧（ＶＣ）によって誘導される電流である。【選択図】図１

Description

本発明は、電気機械制御デバイスの分野に一般に応用され、特に回転質量が速度過渡現象にさらされる同期リラクタンス電気機械（発電機、電動機）を制御する方法に関する。

本発明はまた、上述の方法を実施するコンピュータプログラム製品がロードされるインバータのみならず、上述の方法を実施するコンピュータプログラム製品に関する。

発電機および／または電気モータとして用いられる回転電気機械の運用を制御するために使われるデバイスは知られている。

特に、一般にインバータとして知られているこれらの制御デバイスは、電力信号の電気（的）パラメータの調整によって電気機械の運用を制御することができる。そのとき、電力信号は電気機械に連続的に供給される。

それでもなお、回転質量が速度過渡現象にさらされる場合に電気機械の運用を制御する分野において、必要性が特に感じられる。

これらの過渡現象は、電力配電回路網における物理的遮断の後、または、インバータへの、一時的な電圧減少または望ましくないあるいは起こり得ると思われる電力のカットオフの後に発生する。

これらの過渡現象により、インバータと回転質量間の同期は、復元するのが特に困難である。

特に、過渡現象の間、機械における速度変化は、内部摩擦か負荷抵抗により減少され得るか、あるいは電気機械の軸に駆動トルクを伝達可能な外部デバイスの存在により維持され得るか更に向上され得る。

機械の制御は、比較的長い時間を必要とする外部の機械スタビライゼーションおよび／またはシャットダウン動作によって、一般的に復元される。

従って、これらの方法は、一時的に影響を受けた電気機械を使用するプラントおよびデバイスに対して復旧費用への影響に特に不利益をもたらす。

このような欠点を取り除こうとして、インバータにより制御される回転電気機械の特定のタイプに対して、最適化された制御方法が提案された。

電気機械が非同期型である場合、電気機械の作動領域内の周波数減少に伴う適切な電圧を投入することによって、そして、結果として生じる誘導電流の徴候を後で検出することによって、回転質量の回転速度が決定され得る。

しかしながら、電気機械が同期型である場合、低周波で高い音響ノイズを発生させる非常に高い電圧および電流の印加によって、回転質量の回転速度が決定され得る。多くの電気機械が同じ環境に取り付けられる場合、これは特に深刻な欠点で、高い音響ノイズの放出を引き起こす速度過渡現象にさらされる場合がある。

その上、センサレス電気機械において、回転質量の同期は、通常、数秒、非常に長い時間を必要とする。

また、電気機械が永久磁石または同期リラクタンス型である場合、機械の駆動軸に取り付けられるかまたはインバータにおいて集積される適切な外部センサを使用して、回転質量の角度位置または回転速度が検出される。

この解決策の第１の欠点は、外部センサの提供が同期リラクタンス電気機械の信頼性を低下させるということである。

これらのセンサは、故障が頻発するかまたは定期的な交換を必要とする、摩耗する機械的部品を備えている。

この解決策の更なる欠点は、センサの使用が電気機械の全体的なメンテナンス費を増大させるということである。

さらにまた、センサの交換は電気機械の一時的なシャットダウンを必要とする。したがって、電気機械の全体的効率を大幅に低下させる。

また、センサの使用は、インバータの構造に複雑さを付加する可能性があり、電気機械の全体寸法を増大させ得る。

本発明の目的は、高効率でかつ比較的費用効率の良い、電力のカットオフ過渡現象後の同期リラクタンス電気機械を制御する方法を提供することによって、上記の欠点を取り除くことである。

本発明の特定の目的は、可聴域におけるノイズの放出を減らしながら、機械の信頼性を高めることができる、過渡現象後の同期リラクタンス電気機械を制御する方法を提供することである。

本発明のさらなる目的は、電気機械に対して製造およびメンテナンス費を減らすことができる、過渡現象後の同期リラクタンス電気機械を制御する方法を提供することである。

本発明のさらなる目的は、電気機械の全体的な効率を改善することができる、過渡現象後の同期リラクタンス電気機械を制御する方法を提供することである。

本発明の他の重要な目的は、比較的コンパクトな機械を提供することができ、インバータの複雑さを減らすことができる、過渡現象後の同期リラクタンス電気機械を制御する方法を提供することである。

本書によりよく説明されているように、これらの、そしてまた他の目的は、請求項１に記載の同期リラクタンス電気機械を制御する方法によって、成就される。

本書の特定の方法は、通常の電力供給状態の間中および過渡現象の間に、同期リラクタンス電気機械のセンサレス制御、すなわちセンサを使用しない制御を提供する。

本発明の有利な実施例は、従属クレームに従って定められる。

本発明の更なる特徴および利点は、添付の図面を用いて、非限定的な実施例とされる本発明の方法の好ましい包括的な実施例の詳細な説明を読むことで、より明らかになるであろう。
速度過渡現象にさらされる同期リラクタンス電気機械を制御する方法のブロック図である。 図１の方法のフローチャートを示している。 インバータによって制御される同期リラクタンス機の配線図を示している。

添付の図１は、一般に電源端子Ｔおよび図示しない負荷または外部アクチュエータに接続された回転質量Ｍを含む記号Ｅが参照される図３に概略的に示されるような、同期リラクタンス電気機械を制御するブロック図を示す。

特に、同期リラクタンス電気機械は、遠隔および／またはローカル配電網に給電される電力を発生させるための発電機でもよく、または、トルクを駆動軸および／または外部の使用場所へ供給するように構成された電動機でもよい。

通常、同期リラクタンス電気機械の回転質量Ｍは、一時的な供給電圧故障に起因して、かつ、例えば、電力配電回路網における電力のカットオフによって発生する、速度過渡現象にさらされることがある。

また、回転質量Ｍは、電気機械のオフ時、駆動軸に接続される負荷に対する外部の動的な応力に起因する速度過渡現象にさらされることもある。

例えば、これらの過渡現象は、風力タービンの翼板上の突風によって、または、排気ダクトのファン上の気流によって発生するトルクによって、もたらされる場合がある。

さらにまた、電気機械Ｅおよび／またはインバータＣは、回転質量の瞬間的回転速度を検出するため、または機械巻線の残留磁化電圧を測定するために典型的に用いられるように、そこへ接続されるとしても、センサレスタイプである。

本発明に固有の特徴によれば、本方法は、過渡現象の後、予め定められた振幅（ｖ_Ｃ）および期間（継続時間）（Ｔ_Ｃ）を有する制御電圧Ｖ_Ｃを端子に印加するステップであって、その電圧は制御電圧Ｖ_Ｃの周波数ｆ_Ｃと回転質量Ｍの機械的回転数ｆ_Ｍ間の回数差に従って変化する高調波スペクトルＳを有するような、電気機械Ｅにおける電流Ｉ_ｉを誘導する電圧である、ステップａ）を基本的に含む。

このようなステップの後に、機械Ｅの電力および同期回転制御を復元させるために誘導電流Ｉ_ｉを検出するステップｂ）が続く。

この方法は、速度過渡現象が原因で回転質量Ｍの瞬間的な回転パラメータが不明な場合に、電気機械Ｅの運用の制御を復元させることが可能である。

好都合には、制御電圧Ｖ_Ｃは、特に短期間Ｔ_Ｃを有することができる。好ましくは、制御電圧Ｖ_Ｃの期間（継続時間）Ｔ_Ｃは、２ｓ未満の範囲内であり得、１秒以下でもよい。

制御電圧Ｖ_Ｃは、ＤＣタイプまたは予め定められた周波数ｆ_Ｃを有するＡＣタイプであり得る。

さらにまた、制御電圧Ｖ_Ｃの振幅ｖ_Ｃおよび周波数ｆ_Ｃは、固定かそれともその印加期間で可変的でよい。

有利には、制御電圧Ｖ_Ｃの周波数ｆ_Ｃおよび振幅ｖ_Ｃは両方、適用の継続時間Ｔ_Ｃ全体にわたって可変（変数）でよい。

制御電圧Ｖ_Ｃの振幅ｖ_Ｃおよび／または周波数ｆ_Ｃは、電気機械Ｅのインバータによって、自動的に調整され得る。

あるいは、制御電圧Ｖ_Ｃは、オペレータによって手動で調整され得る。

特に、電気機械Ｅの等価なインピーダンスＸ_ｅｑは、制御電圧Ｖ_Ｃの周波数ｆ_Ｃに従って変化する。

本発明の好ましい非限定的な実施態様によれば、制御電圧Ｖ_Ｃは、電気機械Ｅの等価なインピーダンスＸ_ｅｑおよび所望の誘導電流Ｉ_ｉの値に従って変化している振幅ｖ_Ｃを有する正弦波電圧とすることができる。

好都合には、制御電圧Ｖ_Ｃは、回転質量Ｍの慣性回転速度を実質的に不変に保つために、回転質量Ｍに対して予め定められた付加的なトルクを発生させることができる。

特に、制御電圧Ｖ_Ｃは、電気機械Ｅの公称トルクの５％未満の付加的なトルクを発生させるような振幅を有することができる。

さらにまた、付加的なトルクは、制御電圧Ｖ_Ｃの適用のため電気機械Ｅにおいて発生する変動の瞬時特性に従うブレーキングまたは加速トルクでもよい。

制御電圧は有利に、高調波スペクトルが人間の可聴域における実質０（ゼロ）の高調波成分を有する誘導電流Ｉ_ｉを生成するように構成され得る。

特に、誘導電流は、可聴域の高感度領域において、実質的にゼロまたは非常に低い平均値を持つ高調波スペクトルＳを有する場合がある。

例えば、高調波スペクトルＳは、４００Ｈｚから２ＫＨｚまでの周波数レンジにおける実質的にヌル（ｎｕｌｌ）であるか非常に低い平均値を有する可能性があり、微分値（ｆ_Ｃ−ｆ_Ｍ）に依存している。

このように、制御電圧Ｖ_Ｃの適用の間、電気機械Ｅは、ヌル（ｎｕｌｌ）かまたはごくわずかな音響ノイズを発する。

これは、高い音響ノイズを発することのない、同じ環境に取り付けられて速度過渡現象にさらされる複数の同期リラクタンス電気機械の制御を可能にする。

好都合には、図２に最も良く示されているように、本方法は誘導電流Ｉ_ｉを、実質的に９０°で相殺される一対のベクトル電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑに分解するステップｃ）を含むことができる。

特に、この誘導電流Ｉ_ｉの分解は、電気機械Ｅの端子に提供される制御電圧Ｖ_Ｃと関連した角度φ_ＶＣから開始され得る。

さらにまた、一対のベクトル成分Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑへの誘導電流Ｉ_ｉの分解については、制御電圧Ｖ_Ｃの適用のため端子に発生する基本的な電流の高調波成分が取り除かれ得る。

好都合には、本方法は、直流を除去するとともに回転質量Ｍの瞬間的回転速度に従って変化している電気パラメータＰを有するフィルタ処理ベクトル電流成分Ｉ’_ｄ，Ｉ’_ｑを得るために、高域フィルタ（ＨＰＦ）を用いて一対のベクトル電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑをフィルタリングするステップｄ）を、含むことができる。

高域フィルタ（ＨＰＦ）は、ベクトル電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑにおけるあらゆる残留直流電流の除去を可能にするために構成される予め定められた数学的重みを有することができる。

フィルタリングステップｄ）において得られたフィルタ処理ベクトル電流は、９０°で相殺される同じ振幅を有する実質的に正弦波電流でもよい。

好都合には、図２に最も良く示されているように、本方法は、初期値θ_ｉｎで電気機械の回転質量の瞬間的回転角度をセットするステップｅ）を含むことができる。

さらにまた、上記角度をセットするステップｅ）の後には、回転質量Ｍの機械的回転角度θ_Ｍと実質的に同調する同期回転角度θ_ｓｉｎｃを決定するために瞬間的回転角度θ_ｉｓｔを調整するステップｆ）が続くことができる。

本方法は同期角度θ_ｓｉｎｃおよびゼロから所定の時間間隔で公称値まで増加するトルク成分Ｉ_{ａｌ＿ｔｏｒｑｕｅ}に応じて算出される回転角度θ_alを有するベクトル電流Ｉ_ａｌを電気機械Ｅに供給するステップｇ）をさらに含むことができる。

ゼロから公称値への供給電圧Ｉ_ａｌのトルク成分Ｉ_{ａｌ＿ｔｏｒｑｕｅ}の段階的な増加によって、電気機械Ｅの制御をその回転質量Ｍに突然の速度変化をもたらさずに復元させ得る。

特に有利な本発明の態様において、調整ステップｆ）において得られた同期回転角度θ_ｓｉｎｃは、回転質量Ｍの機械的回転角度θ_Ｍに関連して、予め定められた閾値ε’_θを超えない角度誤差ε_θを有することができる。

特に、角度誤差ε_θのための閾値は、ゼロでもよい。

好都合には、図２に最も良く示されているように、瞬間的回転角度θ_ｉｓｔを調整するステップｆ）は、初めに設定された回転角度θ_ｉｎから反復して角度誤差ε_θを最小化する追加のステップｈ）を含むことができる。

特に、０（ゼロ）に等しい回転角度θ_ｉｎが第１のサイクルの間にだけ使用されるように、反復ステップが設定され得る。

角度誤差ε_θの反復的な最小化は、各サイクルにおいて、以前のサイクルで発生する瞬間的回転角度θ_ｉｓｔと、現在のサイクル中に算出される瞬間的回転角度θ’_ｉｓｔの比較をすることによって、達成され得る。

瞬間的回転角度θ'_ｉｓｔは、以前のサイクルにおいて発生される瞬間的回転角度θ_ｉｓｔからの一対のフィルタ処理ベクトル電流Ｉ’_ｄ，Ｉ’_ｑの瞬間的オフセットに従って、決定され得る。

上記反復は、２つの角度間の差（θ’_ｉｓｔ−θ_ｉｓｔ）が閾値ε’_θ以下の角度誤差になった場合に終了する。

この状態の実現によって、同期回転角度θ_ｓｉｎｃを、最後の反復サイクルで算出される瞬間的な回転角度θ’_ｉｓｔの値にセットすることができる。

好都合には、その出力として同期回転角度θ_ｓｉｎｃを生成するための第１の位相ロックループアルゴリズムＰＬＬ_１によって、反復的な最小化ステップｈ）が得られる。

アルゴリズムＰＬＬ_１は、入力として、フィルタリングステップｄ）から得られる一対のフィルタ処理ベクトル電流Ｉ’_ｄ，Ｉ’_ｑを受け取るように設計され得る。

さらにまた、電気機械Ｅに電力を供給するステップｇ）は、電気機械Ｅの極数に応じて第１の位相ロックループアルゴリズムＰＬＬ_１によって発生する同期回転角度θ_ｓｉｎｃを調整する調整ステップｉ）を含むことができる。

例えば、同期電気機械Ｅが極数（POLES NR.）をそれぞれ４または６極備えている場合、調整ステップｉ）は同期回転角度θ_ｓｉｎｃを２または３で割る。

好都合には、電力供給ステップｇ）は、第２の位相ロックループアルゴリズムＰＬＬ_２を用いて得られた回転質量Ｍの回転角度によって、同期回転角度θ_ｓｉｎｃの微調整の追加ステップｋ）を含むことができる。

このアルゴリズムＰＬＬ_２は、その出力として初期値が以下の式によって表される微細な同期回転角度を生成する：
ＰＬＬ_main.integ＝ＰＬＬ_main.output＝（Δθ_ｓｉｎｃ／ｎ）−Δθ_Ｖｃ

Δθ_ｓｉｎｃは第１のアルゴリズムＰＬＬ_１の出力として得られた同期回転角度θ_ｓｉｎｃのインクリメントであり、ｎは電気機械Ｅの極対の数であり、Δθ_Ｖｃは時間単位の制御電圧Ｖ_Ｃの角度のインクリメントである。

特に、この調整ステップｋ）は、ベクトル供給電流Ｉ_ａｌにおいて実質的に０（ゼロ）トルク成分Ｉ_{ａｌ＿ｔｏｒｑｕｅ}および電気機械Ｅにおける公称磁束より低い磁束を生成するために所定の値を有する磁束成分Ｉ_{ａｌ＿flux}を有する初期トランジェントを含む。

このように、回転質量Ｍの機械的回転角度θ_Ｍを有する同期のための同期角度θ_ｓｉｎｃの微調整のステップｋ）は、誘導される磁束条件での電気機械の運用で実行され得る。

これらの条件において、磁束値は、それが回転質量Ｍの機械的回転角度θ_Ｍを有する同期のための同期角度θ_ｓｉｎｃの非常に正確な調整を利用可能とする同期リラクタンス電気機械Ｅのために利用され、特定の制御技術によって課せられる制限の端限度を決して上回らないように、都合よく調整され得る。

制御電圧Ｖ_Ｃの適用の時間Ｔ_Ｃの間に、ステップｃ）からｋ）が実行され得る点に更に注意されたい。

このように、制御電圧Ｖ_Ｃの適用の時間がお終わったとき、電気機械Ｅは、その回転質量を公称速度に復元させるためのベクトル供給電流Ｉ_ａｌを提供することができる。

このように、機械Ｅに接続されるインバータＶは、周知の制御技術を利用して回転質量の運用を制御することができる。

上記した方法は、都合よく上記の方法ステップを通じて電気機械Ｅの制御のための操作命令を含むコンピュータプログラム製品に変えられ得る。

このコンピュータプログラム製品は、図示しないがプログラムを実行して、電気信号を発生させ取り扱うための電気装置を制御するように構成される一つ以上の電子デジタル処理デバイスの制御のための、電気機械Ｅと関連したインバータＶのプログラム可能な制御ユニットＵの記憶媒体に格納され得る。

従って、同期リラクタンス電気機械Ｅは、通常の速度でも、また機械の回転質量Ｍの速度過渡現象を引き起こす影響を受けやすい予想外のイベントの後でも、インバータＶによって制御され得る。

上記記載は、回転質量が速度過渡現象にさらされる際、本発明の方法が機械またはそのインバータに載置されるセンサ手段なしで、意図された目的を果たし、特に同期リラクタンス電気機械の制御を可能とする要件を満たすことを、明らかに示している。

本発明の方法は、添付の請求の範囲において示される発明の概念の範囲内で、多くの変化および異型を受け入れることができる。そのすべての詳細は他の技術的に等価な部分と置き換えられることができ、機械材料は、本発明の範囲から逸脱しないで、異なるニーズに応じて変わり得る。

本方法が添付の図に特に関連して記載されると共に、本書および請求の範囲に記載の数表示が本発明のより良好な理解度のためだけに使われるのであり、いかなる方法によっても請求の範囲を制限することを意図するものではない。

Claims (15)

1. 同期リラクタンス電気機械を同期させる方法であって、該電気機械（Ｅ）は、速度および／または残留磁化電圧センサレスであり、機械的回転数（ｆ_Ｍ）が電力のカットオフ状況に起因して速度過渡現象にさらされる電源の端子（Ｔ）および回転質量（Ｍ）を備え、
   電流（Ｉ_ｉ）を誘導するために、前記過渡現象の後で前記端子に所定の振幅（ｖ_Ｃ）および期間（Ｔ_Ｃ）を有する制御電圧（Ｖ_Ｃ）を印加する一つのステップであって、該電流は前記制御電圧（Ｖ_Ｃ）の周波数（ｆ_Ｃ）と前記回転質量の機械的回転数（ｆ_Ｍ）との間の回数差に依存した高調波スペクトル（Ｓ）を有する、ステップａ）と、
   前記電機機械（Ｅ）の電力および同期回転制御を復元させる、前記電流である誘導電流（Ｉ_ｉ）を検出するステップであって、前記誘導電流（Ｉ_ｉ）の前記高調波スペクトル（Ｓ）は、前記端子（Ｔ）に対する前記制御電圧（Ｖ_Ｃ）の印加に応答して、実質的にヌル（ｎｕｌｌ）であるか、可聴域におけるごくわずかな高調波成分を有する、ステップｂ）と、
   を少なくとも含む方法。
2. 前記高調波スペクトル（Ｓ）は、前記電気機械（Ｅ）において発生する音響ノイズが実質ゼロになるように４００Ｈｚから２ＫＨｚの周波数レンジにおける実質的ヌル平均値を有する請求項１に記載の方法。
3. 前記誘導電流（Ｉ_ｉ）を実質的に９０°で相殺される一対のベクトル電流（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ）に分解するステップｃ）が設けられる請求項１に記載の方法。
4. 前記一対のベクトル電流（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ）が高域フィルタ（ＨＰＦ）を使用するフィルタリングステップｄ）を経る方法であって、直流成分を除去して、前記回転質量（Ｍ）の瞬間的回転速度に依存するそれぞれフィルタ処理されたベクトル成分（Ｉ’_ｄ，Ｉ’_ｑ）を得る請求項３に記載の方法。
5. 前記電気機械（Ｅ）の前記回転質量（Ｍ）の瞬間的回転角度に対して初期値を設定するステップｅ）が設けられ、続いて、前記回転質量（Ｍ）の機械的回転角度（θ_Ｍ）と実質的に同調している同期回転角度（θ_ｓｉｎｃ）を決定するように前記瞬間的回転角度（θ_ｉｓｔ）を調整するステップｆ）が設けられる請求項４に記載の方法。
6. 前記同期回転角度（θ_ｓｉｎｃ）およびゼロから公称値まで所定の時間間隔で増加するトルク成分（Ｉ_{ａｌ＿ｔｏｒｑｕｅ}）に依存する電気的回転角度（θ_ａｌ）を有するベクトル電流（Ｉ_ａｌ）を前記電気機械（Ｅ）に供給する電力供給ステップｇ）が設けられる請求項５に記載の方法。
7. 前記制御電圧（Ｖ_Ｃ）はＤＣまたはＡＣタイプで、前記期間（Ｔ_Ｃ）の間に、一定であるか様々な振幅（ｖ_Ｃ）を有する請求項１に記載の方法。
8. 前記制御電圧（Ｖ_Ｃ）は、実質的に不変の前記回転質量（Ｍ）の瞬間回転速度を維持するような最小限のトルクを発生させるために較正される、請求項１に記載の方法。
9. 前記同期回転角度（θ_ｓｉｎｃ）は、予め定められた閾値（ε'_θ）以下の前記機械的回転角度（θ_Ｍ）に関連して角度誤差（ε_θ）を有する、請求項５に記載の方法。
10. 前記瞬間的回転角度（θ_ｉｓｔ）を調整する前記ステップｆ）は、前記ステップｅ）で設定された最初の回転角度値（θ_ｉｎ）から前記角度誤差（εθ）を反復して最小化する、反復的な最小化ステップｈ）を含む請求項９に記載の方法。
11. 前記反復的な最小化ステップｈ）は、その出力として前記同期回転角度（θ_ｓｉｎｃ）を生成する第１の位相ロックループアルゴリズム（ＰＬＬ_１）を用いて得られる請求項１０に記載の方法。
12. 前記電力供給ステップｇ）は、前記電気機械（Ｅ）の極数に応じて、前記第１の位相ロックループアルゴリズム（ＰＬＬ_１）によって生成される前記同期回転角度（θ_ｓｉｎｃ）を調整するステップｉ）を含む請求項１１に記載の方法。
13. 前記電力供給ステップｇ）は、第２の位相ロックループアルゴリズム（ＰＬＬ_２）を用いて得られた前記同期回転角度（θ_ｓｉｎｃ）の微調整ステップｋ）を含むとともに、前記ベクトル供給電流（Ｉ_ａｌ）が実質的な０（ゼロ）トルク成分（Ｉ_{ａｌ＿ｔｏｒｑｕｅ}）および前記電気機械（Ｅ）の公称磁束より低い磁束を生成するための、予め定められた値を有する磁束成分（Ｉ_{ａｌ＿ｆｌｕｘ}）を含む初期過渡現象を有する請求項１２に記載の方法。
14. 同期リラクタンス電気機械（Ｅ）を同期させるため、インバータ（Ｖ）のプログラム可能な制御装置（Ｕ）に組み込まれる記憶媒体にインストールされるように構成される、コンピュータプログラム製品であって、請求項１〜１３のいずれか一つ以上に記載の方法を実施するための操作制御命令を含むことを特徴とするコンピュータプログラム製品。
15. 同期リラクタンス電気機械（Ｅ）を制御するためのインバータ（Ｖ）であって、請求項１４に記載の前記電気機械（Ｅ）を同期させるためにインストールされるコンピュータプログラム製品を有する記憶媒体を伴うプログラム可能な制御ユニット（Ｕ）を含むことを特徴とする、インバータ（Ｖ）。

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