JP2015213400A - 電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧飽和を正確に判断することで、電圧飽和に起因するモータの制御不安定化を回避し、低速回転域から高速回転域まで良質な駆動を可能にする。
【解決手段】ある一定の期間における、インバータの出力デューティが所定の各割合のときの回数をカウントする出力デューティカウント部２１と、全体の回数に対して、デューティが１００％の回数の割合を算出する含有率算出部２２と、所定の電圧飽和判断基準値を記憶する電圧飽和判断基準値設定部２５と、含有率が所定の電圧飽和判断基準値より大きい場合に電圧飽和と判断する電圧飽和判断部２３と、含有率が所定の電圧飽和判断基準値より大きい場合に、含有率が所定の電圧飽和判断基準値より小さくなるまで、電動機の進角を増加させる、もしくは電動機の速度減速指示のうち、少なくとも一方を実施することで電圧飽和を回避する電圧飽和回避制御部２４を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータなどの電動機を任意の回転数で駆動する、電動機駆動装置に関するものである。

電動機を駆動する際の加速運転等による電流急変時などに、インダクタンスと電流変化の積に起因して電圧指令に相当するＰＷＭ駆動指令信号が大きくなる。しかし、ＰＷＭ駆動指令信号が直流電源電圧を超える範囲では、ＰＷＭ駆動出力信号が制限される電圧飽和が生じる。このような場合、電動機を加速させるためにＰＷＭ駆動指令信号を大きくさせても、直流電源電圧を越える範囲ではＰＷＭ駆動出力信号が制限される。よって、ＰＷＭ駆動出力信号が直流電源電圧より小さい範囲でしか、ＰＷＭ駆動出力信号を大きくさせることはできない。

そのため、ＰＷＭ駆動出力信号が制限される範囲が増加するにつれ、電動機の加速を制限される範囲が増加する。これにより、電動機の速度ムラが生じ、電動機が振動するなどの駆動が不安定になることが一般的に知られている。そこで、電圧飽和に起因する電動機の駆動不安定化を回避する技術が提案されている。

電圧飽和に起因する電動機の駆動不安定化を回避する方法としては、ＰＷＭ駆動指令信号のピーク値とＤＣ電圧を検出する直流電圧検出器の情報をもとに電圧飽和を判断し、電圧飽和時には、電動機の速度指令値を減速させることにより行う方法である。（例えば、特許文献１参照）。

特開２００５−３３９５７号公報

電動機の誘起電圧歪みや、速度制御器もしくは電流制御器のＰＩ演算のゲイン設定によって、ＰＷＭ駆動指令信号が図２のＰａｔｔｅｒｎ２、３のような非正弦波状の場合、従来技術における電圧飽和の判断方法を用いると、従来技術における飽和度合いの判断指標（ＰＷＭ駆動指令信号のピーク値と直流電圧の比率）が同等の場合であっても、ＰＷＭ駆動指令信号の波形によって、ＰＷＭ駆動指令信号が直流電源電圧を超える範囲が異なる。

つまり、従来技術における電圧飽和の判断方法を用いると、ＰＷＭ駆動出力信号が制限される範囲を正しく認識できない。そのため、図２のＰａｔｔｅｒｎ１〜３のような場合においても、電圧飽和に起因する電動機の不安定化現象を回避するために、電圧飽和の判断基準を厳しく（ＰＷＭ駆動出力信号が制限される範囲が広いほうにあわせて）設定しなければならない。このように設定することで、電動機の駆動が安定している状態にも関わらず電圧飽和と判断し、電圧飽和を回避するための速度減速指示によって、電動機の駆動範囲が制限されることが課題となる。

本発明では、上記従来の課題を解決するもので、電圧飽和に起因する電動機の駆動不安定化を回避しつつ、電動機の駆動範囲を最大限拡大することができる電動機駆動装置を提供することを目的とする。

ある一定期間において、インバータの出力デューティが０％の回数と、前記デューティが１００％の回数と、それ以外の回数と、全体の回数の少なくとも二つをカウントする出力デューティカウント部と、出力デューティカウント部から得られる情報から、全体の回数に対して、出力デューティカウント部から得られるデューティが１００％となる回数と、デューティが０％となる回数のうち少なくとも一つの割合を算出する含有率算出部と、所定の電圧飽和判断基準値を記憶する電圧飽和判断基準値設定部と、含有率算出部から得られる含有率と、電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値を比較し、含有率算出部から得られる含有率が電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より大きい場合に、電圧飽和と判断する電圧飽和判断部を用いて電圧飽和かどうかを判断する。

これによって、ＰＷＭ駆動指令信号が非正弦波状であっても、ＰＷＭ駆動出力信号が制限される範囲を正しく認識することができるので、電動機の駆動が安定している状態にも関わらず、電圧飽和と判断することがないため、電圧飽和の判断基準を厳しく設定する必要がない。

本発明では、ＰＷＭ駆動指令信号が非正弦波状であっても、電圧飽和に起因する電動機の不安定化を回避しつつ、電動機の駆動範囲を最大限活用することができる。

本発明の実施形態に係る電動機駆動装置に関するブロック図である。 ＰＷＭ駆動指令信号のピーク値と直流電圧のピーク値が同等の場合における、ＰＷＭ駆動指令信号とＰＷＭ駆動出力信号の関係を示す図である。 電動機の相電流の時間変化の一例を表す図である。 ＰＷＭ信号の変化の一例を示す図である。 図４における、ＰＷＭ信号の変化時の電動機及びインバータに流れる電流を示す図である。 ＰＷＭ信号の変化の一例を示す図である。 図６における、ＰＷＭ信号の変化時の電動機及びインバータに流れる電流を示す図である。 ＰＷＭ信号の変化の一例を表す図である。 本発明の含有率算出部に関する図である。 三相変調時のＰＷＭ駆動指令信号と直流電圧を表す図である。 電圧飽和かどうかを判断するタイミングに関する図である。 二相変調（下張り付き）時のＰＷＭ駆動指令信号とＰＷＭ駆動出力信号の関係を表す図である。 従来例を表すブロック図である。

第１の発明は、ある一定期間において、インバータの出力デューティが０％の回数と、前記デューティが１００％の回数と、それ以外の回数と、全体の回数の少なくとも二つをカウントする出力デューティカウント部と、出力デューティカウント部から得られる情報から、全体の回数に対して、出力デューティカウント部から得られるデューティが１００％となる回数と、デューティが０％となる回数のうち少なくとも一つの割合を算出する含有率算出部と、所定の電圧飽和判断基準値を記憶する電圧飽和判断基準値設定部と、含有率算出部から得られる含有率と、電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値を比較し、含有率算出部から得られる含有率が電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より大きい場合に、電圧飽和と判断する電圧
飽和判断部と、含有率算出部から得られる含有率が電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より大きい場合に、含有率算出部から得られる含有率が、電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より小さくなるまで、電動機の進角を増加させる、もしくは電動機の速度減速指示のうち、少なくとも一方を実施することで電圧飽和を回避するように制御する電圧飽和回避制御部を備えることにより、電動機の誘起電圧歪みや、速度制御部１６もしくは電流制御部１７のＰＩ演算のゲイン設定などによって、ＰＷＭ駆動指令信号が非正弦波の場合においても、電圧飽和に起因する電動機の駆動が不安定になる現象を回避しつつ、電動機の駆動範囲を最大限拡大することができる。

第２の発明は、含有率算出部では、電気角１周期の整数倍の期間における出力デューティカウント部から得られる全体の回数に対して、電気角１周期の整数倍の期間における出力デューティカウント部から得られるデューティが１００％となる回数と、デューティが０％となる回数のうち少なくとも一つの割合を算出することにより、電動機の誘起電圧歪みや、速度制御部１６もしくは電流制御部１７のＰＩ演算のゲイン設定などによって、ＰＷＭ駆動指令信号が非正弦波の場合においても、電圧飽和に起因する電動機の駆動が不安定になる現象を回避しつつ、電動機の駆動範囲を最大限拡大することができる。

第３の発明は、電圧飽和回避制御部では、含有率算出部から得られる含有率が電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より大きい場合に、電動機の進角を増加させる。それでも、含有率算出部から得られる含有率が、電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より大きい場合のみ、含有率算出部から得られる含有率が、電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より小さくなるまで、電動機の誘起電圧歪みや、速度制御部１６もしくは電流制御部１７のＰＩ演算のゲイン設定などによって、ＰＷＭ駆動指令信号が非正弦波の場合においても、電圧飽和に起因する電動機の駆動が不安定になる現象を回避しつつ、電動機の駆動範囲を最大限拡大することができる。

第４の発明は、電圧飽和判断基準部では、ＰＷＭ駆動指令信号生成部におけるＰＷＭ信号生成の際の変調方式によって、電圧飽和判断基準部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値を切替えることにより、電動機の誘起電圧歪みや、速度制御部１６もしくは電流制御部１７のＰＩ演算のゲイン設定などによって、ＰＷＭ駆動指令信号が非正弦波の場合においても、電圧飽和に起因する電動機の駆動が不安定になる現象を回避しつつ、
電動機の駆動範囲を最大限拡大することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施形態に係るインバータ及びブラシレスモータの駆動装置に関するブロック図である。

直流電源１により供給される直流電圧は、インバータ４により所望の周波数及び電圧の交流電圧に変換され、ブラシレスモータ９に供給される。インバータ４は、制御部１３によってスイッチング制御される。ブラシレスモータ９は、中性点を中心にＹ結線された３つの相巻線１０ｕ、１０ｖ、１０ｗが取り付けられる固定子１０、及び磁石が装着されている回転子１１を備える。Ｕ相巻線１０ｕの非結線端にＵ相端子１２ｕ、Ｖ相巻線１０ｖの非結線端にＶ相端子１２ｖ、Ｗ相巻き線１０ｗにＷ相端子１２ｗが接続される。

インバータ４は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相備えている。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、直流電源１の
高圧側と低圧側に直列に接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源１から出力される直流電圧が印加される。Ｕ相のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子５ｕと低圧側の６ｕから成る。Ｖ相のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子５ｖと低圧側の６ｖから成る。Ｗ相のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子５ｗと低圧側の６ｗから成る。また、各スイッチング素子と並列に還流ダイオード７ｕ、７ｖ、７ｗ、８ｕ、８ｖ、８ｗが接続されている。インバータ４のスイッチング素子５ｕ、６ｕの相互接続点、スイッチング素子５ｖ、６ｖの相互接続点、スイッチング素子５ｗ、６ｗの相互接続点に、ブラシレスモータ９の端子１２ｕ、１２ｖ、１２ｗが接続される。インバータ４に印加されている直流電圧が、上述したインバータ４のスイッチング素子（５ｕ、５ｖ、５ｗ、６ｕ、６ｖ、６ｗ）などによって三相の交流電圧に変換されことにより、ブラシレスモータ９が駆動される。

次に、制御部１３は、誘起電圧推定部１４と、磁極位置・速度推定部１５と、速度制御部１６と、電流制御部１７とＰＷＭ駆動指令信号生成部１８と、デューティ補正部１９と、出力デューティカウント部２１と、含有率算出部２２と、電圧飽和判断部２３と、電圧飽和回避制御部２４と、電圧飽和判断基準値設定部２５から構成される。速度制御部１６は、外部よりブラシレスモータ９に与える速度指令と、ブラシレスモータ９の回転子の磁極位置及び速度を推定する磁極位置・速度推定部１５から求められる推定速度との偏差が０に収束するように電流指令を求める。電流制御部１７は、速度制御部１６で求められた電流指令値と、インバータ４の母線電流を観察し、その母線電流からブラシレスモータ９の相電流を検出する架線電流センサ３の情報をもとに、電流指令と検出電流の偏差が０に収束するように電圧指令を求める。

ＰＷＭ駆動指令信号生成部１８では、電流制御部１７で求められた電圧指令を出力するために、インバータ４の各スイッチング素子（５ｕ、５ｖ、５ｗ、６ｕ、６ｖ、６ｗ）を駆動するためのＰＷＭ駆動指令信号を生成する。さらに、生成されたＰＷＭ駆動指令信号はデューティ補正部１９で補正される。補正後のＰＷＭ駆動指令信号は、ドライバ２０でスイッチング素子を電気的に駆動するためのドライブ信号に変換され、各スイッチング素子（５ｕ、５ｖ、５ｗ、６ｕ、６ｖ、６ｗ）が動作する。

誘起電圧推定部１４は、架線電流センサ３で検出されたブラシレスモータ９の相電流と、ＰＷＭ駆動指令信号生成部１８で演算された電圧と、直流電圧検出部２で検出されたインバータ４の直流電圧から、ブラシレスモータ９の誘起電圧を推定する。また、磁極位置・速度推定部１５では、誘起電圧推定部１４で推定された情報をもとに、ブラシレスモータ９の磁極位置及び回転速度を推定する。推定された回転子磁極位置の情報をもとに、ＰＷＭ駆動指令信号生成部１８でブラシレスモータ９を駆動するためのＰＷＭ信号が生成される。

次に、誘起電圧推定部１４の動作について説明する。ブラシレスモータ９の各相の巻線に流れる相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）は、架線電流センサ３で検出されたインバータ４の母線電流から得られる。また、各相の巻線に印加される相電圧（ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）は、ＰＷＭ駆動指令信号生成部１８で演算された電圧と、直流電圧検出部２で検出された情報から求められる。原理的には、これらより下記の式（１）〜（３）の演算によって、各相の巻線に誘起される誘起電圧（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）が求められる。下記式のＲは巻線抵抗、Ｌはインダクタンスを意味する。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔは各々ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの時間微分を意味する。

ｅｕ＝ｖｕ−Ｒ×ｉｕ−Ｌ×ｄ（ｉｕ）／ｄｔ （１）
ｅｖ＝ｖｖ−Ｒ×ｉｖ−Ｌ×ｄ（ｉｖ）／ｄｔ （２）
ｅｕ＝ｖｗ−Ｒ×ｉｗ−Ｌ×ｄ（ｉｗ）／ｄｔ （３）
ここで、式（１）〜（３）を展開すると、下記式（４）〜（６）となる。

ｅｕ＝ｖｕ−Ｒ×ｉｕ
−（ｌａ＋Ｌａ）×ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ）×ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｕ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ）｝／ｄｔ
＋０．５×Ｌａ×ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ−２π／３）×ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｖ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ−２π／３）｝／ｄｔ
＋０．５×Ｌａ×ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ＋２π／３）×ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｗ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ＋２π／３）｝／ｄｔ （４）
ｅｖ＝ｖｖ−Ｒ×ｉｖ
−（ｌａ＋Ｌａ）×ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ＋２π／３）×ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｕ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ＋２π／３）｝／ｄｔ
＋０．５×Ｌａ×ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ）×ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｗ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ）｝／ｄｔ
＋０．５×Ｌａ×ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ−２π／３）×ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｕ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ−２π／３）｝／ｄｔ （５）
ｅｗ＝ｖｗ−Ｒ×ｉｗ
−（ｌａ＋Ｌａ）×ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ−２π／３）×ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｗ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ−２π／３）｝／ｄｔ
＋０．５×Ｌａ×ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ＋２π／３）×ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｕ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ＋２π／３）｝／ｄｔ
＋０．５×Ｌａ×ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｃｏｓ（２θ）×ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ×ｉｖ×ｄ｛ｃｏｓ（２θ）｝／ｄｔ （６）
ここで、ｄ／ｄｔは時間微分を表し、三角関数に関する微分の演算に現れるｄθ／ｄｔには推定速度（ωｅｓｔ）を電気角速度に変換したものを用いる。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔは、１次オイラ近似で求める。尚、Ｗ相電流（ｉｗ）は式（２２）のように、Ｕ相電流（ｉｕ）と、Ｖ相電流（ｉｖ）との和の符号を変えたものとする。ここで、Ｒは巻線一相あたりの抵抗、ｌａは巻線一相あたりの漏れインダクタンス、Ｌａは巻線一相あたりの有効インダクタンスの平均値、及びＬａｓは巻線一相あたりの有効インダクタンスの振幅である。

誘起電圧推定部１４においては、式（４）、（５）、（６）を簡略化した次式（７）、（８）、（９）を使用する。簡略化は、相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が正弦波であると仮定し、電流指令振幅（ｉａ）と電流指令位相（βＴ）から相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を簡略化したものである。

ｅｕ＝ｖｕ＋Ｒ×ｉａ×ｓｉｎ（θ＋βＴ）
＋１．５×（ｌａ＋Ｌａ）×ｃｏｓ（θ＋βＴ）
−１．５×Ｌａｓ×ｃｏｓ（θ−βＴ） （７）
ｅｖ＝ｖｖ＋Ｒ×ｉａ×ｓｉｎ（θ＋βＴ−２π／３）
＋１．５×（ｌａ＋Ｌａ）×ｃｏｓ（θ＋βＴ−２π／３）
−１．５×Ｌａｓ×ｃｏｓ（θ−βＴ−２π／３） （８）
ｅｗ＝ｖｗ＋Ｒ×ｉａ×ｓｉｎ（θ＋βＴ＋２π／３）
＋１．５×（ｌａ＋Ｌａ）×ｃｏｓ（θ＋βＴ＋２π／３）
−１．５×Ｌａｓ×ｃｏｓ（θ−βＴ＋２π／３） （９）
次に、磁極位置・速度推定部１５の動作について説明する。誘起電圧推定部１４で推定された推定誘起電圧値（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）から回転子１１の位相と速度を推定する。これは、磁極位置・速度推定部１５が認識している推定位相（θｅｓｔ）を、誘起電圧の誤差を用いて補正することにより、真値に収束させるものである。また、そこから、推定速度（ωｅｓｔ）を作成する。まず、各相の誘起電圧基準値を下記の式で求める。ここで、誘起電圧振幅値（ｅｍ）は、推定誘起電圧（ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍ）の振幅値と一致させることにより求める。

ｅｕｍ＝ｅｍ×ｓｉｎ（θ＋βＴ） （１０）
ｅｕｍ＝ｅｍ×ｓｉｎ（θ＋βＴ−２π／３） （１１）
ｅｕｍ＝ｅｍ×ｓｉｎ（θ＋βＴ＋２π／３） （１２）
このようにして、求めた誘起電圧基準値（ｅｊｍ）と誘起電圧推定値（ｅｊ）との偏差（ε）を式１３から求める（ｊ＝ｕ、ｖ、ｗ（ｊは相を意味する））。

ε＝ｅｊ−ｅｉｍ （ｊ＝ｕ、ｖ、ｗ） （１３）
この偏差（ε）が０になれば推定位相（θｅｓｔ）が真値になるので、偏差（ε）が０に収束するように推定位相（θｅｓｔ）をＰＩ演算などから求める。また、磁極位置・速度推定部１５で推定位相（θｅｓｔ）の変動値を演算することにより、推定速度（ωｅｓｔ）を求める。

速度制御部１６は、外部から与える速度指令（ωｒｅｆ）と、磁極位置・速度推定部１５で求めた推定速度（ωｅｓｔ）の偏差が０に収束するように、次式（１４）から電流指令振幅（Ｉｒｅｆ）を求める。

Ｉｒｅｆ＝Ｋｐｓ×（ωｒｅｆ−ωｅｓｔ）
＋Ｋｉｓ×∫（ωｒｅｆ−ωｅｓｔ）ｄｔ （１４）
ここでは、Ｋｐｓは比例ゲイン、Ｋｉｓは積分ゲインを意味する。

速度制御部１６から求められる電流指令振幅（Ｉｒｅｆ）と、予め設定されていた電流指令位相（βＴ）を用いて、次式からｄｑ軸電流指令値（ｉｄｒｅｆ、ｉｑｒｅｆ）を求める。

ｉｄｒｅｆ＝−Ｉｒｅｆ×ｓｉｎ（βＴ） （１５）
ｉｑｒｅｆ＝Ｉｒｅｆ×ｃｏｓ（βＴ） （１６）
また、ブラシレスモータ９の固定子巻線の相電流指令値（ｉｕｒｅｆ、ｉｖｒｅｆ、ｉｗｒｅｆ）は、ｄｑ軸指令電流値（ｉｄｒｅｆ、ｉｑｒｅｆ）と推定位相（θｅｓｔ）から、二相／三相変換することによって求められる。

電流制御部１７では、相電流指令値（ｉｕｒｅｆ、ｉｖｒｅｆ、ｉｗｒｅｆ）と、架線電流センサ３から得られる相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）との偏差が０に収束するように、ＰＩ演算などで相電圧指令値（ｖｕｒｅｆ、ｖｖｒｅｆ、ｖｗｒｅｆ）が求められる。

ｖｕｒｅｆ＝Ｋｐｃ×（ｉｕｒｅｆ−ωｅｓｔ）
＋Ｋｉｃ×∫（ｉｕｒｅｆ−ｉｕ）ｄｔ （１７）
ｖｖｒｅｆ＝Ｋｐｃ×（ｉｖｒｅｆ−ωｅｓｔ）
＋Ｋｉｃ×∫（ｉｖｒｅｆ−ｉｕ）ｄｔ （１８）
ｖｗｒｅｆ＝Ｋｐｃ×（ｉｗｒｅｆ−ωｅｓｔ）
＋Ｋｉｃ×∫（ｉｗｒｅｆ−ｉｕ）ｄｔ （１９）
ここでは、Ｋｐｃは比例ゲイン、Ｋｉｃは積分ゲインを意味する。

また、架線電流センサ３から得られる相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を三相／二相変換して、ｄｑ軸電流検出値（ｉｄ、ｉｑ）を求め、電流制御部１７でｄｑ軸電流指令値（ｉｄｒｅｆ、ｉｑｒｅｆ）との偏差が０に収束するように、ＰＩ演算でｄｑ軸電圧指令値（ｖｄｒｅｆ、ｖｑｒｅｆ）を求めた後、二相／三相変換で相電圧指令値（ｖｕｒｅｆ、ｖｖｒｅｆ、ｖｗｒｅｆ）を求めてもよい。

ｖｄｒｅｆ＝Ｋｐｃ’×（ｉｕｒｅｆ−ωｅｓｔ）
＋Ｋｉｃ’×∫（ｉｕｒｅｆ−ｉｕ）ｄｔ （２０）
ｖｑｒｅｆ＝Ｋｐｃ’×（ｉｖｒｅｆ−ωｅｓｔ）
＋Ｋｉｃ’×∫（ｉｖｒｅｆ−ｉｕ）ｄｔ （２１）
ここでは、Ｋｐｃ’は比例ゲイン、Ｋｉｃ’は積分ゲインを意味する。

さらに、上記のように求められた相電圧指令値（ｖｕｒｅｆ、ｖｖｒｅｆ、ｖｗｒｅｆ）を出力するために、インバータ４の各スイッチング素子（５ｕ、５ｖ、５ｗ、６ｕ、６ｖ、６ｗ）のＰＷＭ信号は、デューティ補正部１９によって補正された後、ドライバ２０に出力される。インバータ４の各スイッチング素子（５ｕ、５ｖ、５ｗ、６ｕ、６ｖ、６ｗ）は、補正後のＰＷＭ信号に従い駆動する。

ここで、インバータ４の母線電流にブラシレスモータ９の相電流が現れる様子を、図３〜８を用いて説明する。図３は、ブラシレスモータ９の各相の巻線に流れる相電流の状態と、電気角６０°毎の各相の巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。

図３を参照すると、電気角０°〜６０°の区間では、Ｕ相巻線１０ｕと、Ｗ相巻線１０ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線１０ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れていることを示している。電気角６０°〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線１０ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線１０ｖとＷ相巻線１０ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れていることを示している。以降の区間についても０°〜６０°の区間と同様に、電気角６０°毎に各相の巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。

例えば、図３において電気角３０°の時にＰＷＭ駆動指令信号生成部１８で生成されたＰＷＭ信号が、図３のように変化した場合（Ｕ相はスイッチング素子５ｕを、Ｖ相はスイッチング素子５ｖを、Ｗ相はスイッチング素子５ｗを、Ｘはスイッチング素子を６ｕ、Ｙはスイッチング素子６ｖを、Ｚはスイッチング素子６ｗを動作させる信号で、アクティブＨｉで記載）、インバータ４の母線には図５に示すようにタイミング１では０（電流が流れない）、タイミング２ではＷ相巻線１０ｗに流れる電流（Ｗ相電流）、タイミング３ではＶ相巻線１０ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。

上記以外にも、図３において電気角３０°の時にＰＷＭ駆動指令信号生成部１８で生成されたＰＷＭ信号が図６のように変化した場合、インバータの母線には図７に示すようにタイミング１では０（電流が流れない）、タイミング２ではＵ相巻線１０ｕに流れる電流（Ｕ相電流）、タイミング３ではＶ相巻線１０ｖに流れる電流が現れる。（Ｖ相電流）このように、インバータ４の各スイッチング素子（５ｕ、５ｖ、５ｗ、６ｕ、６ｖ、６ｗ）
の状態によってインバータ母線にブラシレスモータ９の相電流が現れることが分かる。
上述のように、近接したタイミングでＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうち、ニ相分の電流を判断できれば、
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ （２２）
式（２２）から、三相の電流が求められる。

しかし、図３において電気角３０°の時に、ＰＷＭ駆動指令信号生成部１８で生成されたＰＷＭ信号が図７のような場合、インバータ４の母線にはタイミング１で０（電流が流れない）、タイミング３でＶ相巻線１０ｖに流れる電流（Ｖ相電流）しか現れない。このような場合には、三相それぞれの電流を求めることができず、誘起電圧推定部１４で誘起電圧の推定が出来ないため、ブラシレスモータ９の駆動ができなくなる。

上記の場合を回避するために、デューティ補正部１９において、ブラシレスモータ９の各相の巻線の相電流を検出する必要がある期間では、ＰＷＭ駆動指令信号生成部１８で生成されたＰＷＭ信号を確認する。もし、ＰＷＭ信号が二相分の相電流を検出できない場合、ＰＷＭ信号を二相分の相電流を検出できるように補正する。補正したＰＷＭ信号は、架線電流センサ３でインバータ４の母線電流を検出している期間は変化させないようにする。

また、デューティ補正部１９から出力されたＰＷＭ信号のデューティ情報は、架線電流センサ３にも入力される。架線電流センサ３は、インバータ４の母線電流にブラシレスモータ９のどの相の電流が現れているのかを判断し、各相の電流値に変換する。架線電流センサ３による各相の検出電流値は誘起電圧推定部１４での誘起電圧推定の演算に活用される。

以上のように、電流センサなどの電流検出手段をインバータ４とブラシレスモータ９の線間で２つ以上設けることなく、安価なシステム構成で位置センサレス駆動を実現する。

次に、ＰＷＭ駆動指令信号生成部１８の変調方式を三相変調として、本発明の特徴である出力デューティカウント部２１と、含有率算出部２２と、電圧飽和判断部２３と、電圧飽和回避制御部２４と、電圧飽和判断基準値設定部２５について説明する。

まず、電圧飽和かどうかを判断する方法について述べる。電圧飽和判断基準値設定部２５では、所定の電圧飽和判断基準値を設定する。

次に、出力デューティカウント部２１について説明する。デューティ補正部１９では、図１０のようにＰＷＭ駆動指令信号が正側の直流電圧より大きい場合、ＰＷＭ駆動出力信号は正側の直流電圧を超えて出力ができないため、デューティが１００％となる。また、図１０のようにＰＷＭ駆動指令信号が負側の直流電圧より小さい場合、ＰＷＭ駆動出力信号は負側の直流電圧より小さい出力ができないため、デューティが０％となる。ＰＷＭ駆動指令信号が負側の直流電圧より大きく、正側の直流電圧より小さい場合、デューティは０％〜１００％となる。

さらに、上述した位置センサレス制御のためのデューティ補正後に、デューティ補正部１９からキャリア周期毎に演算された各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のデューティに関する情報が出力される。

この情報をもとに、出力デューティカウント部２１では、図９のように電気角１周期のデューティが０％の回数と、デューティが１００％の回数と、電気角１周期の全体（デューティが０％の回数と、デューティが１００％の回数と、それ以外の回数の合計）の回数
を、キャリア周期毎に各々カウントする。尚、磁極位置・速度推定部１５で推定された推定位相の情報をもとに、電気角１周期を認識する。

そして、含有率算出部２２では、出力デューティカウント部２１の結果をもとに、式（２３）から電気角１周期の全体の回数（Ｃａｌｌ）に対する、出力デューティが１００％の回数（ｔ１００）とデューティが０％の回数（Ｃ０）の合計の含有率（Ｐｃｔ）を算出する。例えば図９の場合であれば、電気角１周期におけるデューティが１００％の回数がＢ回、デューティが０％の回数がＣ回、電気角１周期における全体（デューティが０％の回数と、デューティが１００％の回数と、それ以外の回数の合計）の回数がＡ回なので、含有率は（Ｂ＋Ｃ）／Ａとなる。

Ｐｃｔ＝（Ｃ１００＋Ｃ０）／Ｃａｌｌ （２３）
電圧飽和判断部２３での動作について、図１１を用いて説明する。式（２３）から算出した含有率（Ｐｃｔ）と、電圧飽和判断基準値設定部２５で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値を、図１１のＰａｔｔｅｒｎ１のように電気角１周期毎に比較し、含有率（Ｐｃｔ）が電圧飽和判断基準値設定部２５で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より大きい場合に電圧飽和と判断する。

本発明では、ＰＷＭ駆動出力信号が制限される範囲に相当する、ある一定の期間におけるデューティが１００％及び０％の合計期間の割合を、飽和度合いの指標として用いることで、ブラシレスモータ９の誘起電圧歪み等の影響により、ＰＷＭ駆動指令信号が図２のＰａｔｔｅｒｎ２、３のような非正弦波状であっても、ＰＷＭ駆動出力信号が制限される範囲を正しく認識することができる。したがって、ブラシレスモータ９の駆動が安定している状態にも関わらず、電圧飽和と判断することがないため、電圧飽和の判断基準を厳しく設定する必要がない。そのため、従来技術よりもブラシレスモータ９の駆動範囲を広く使いこなすことができる。

次に、電圧飽和を回避する方法について述べる。進角記憶部２６では、ブラシレスモータ９の進角の上限値が記憶されている。

電圧飽和回避制御部２４では、電圧飽和判断部２３で電圧飽和と判断した場合のみ、ブラシレスモータ９の進角と進角記憶部２６で記憶されている上限値を比較し、ブラシレスモータ９の進角が進角記憶部２６で記憶されている上限値より小さければ、含有率算出部２２から得られる含有率が電圧飽和判断基準値設定部２５で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より小さくなるまで、ブラシレスモータ９の進角を所定量増加させ、電圧飽和を回避する。一方、ブラシレスモータ９の進角が進角記憶部２６で記憶されている上限値以上であれば、含有率算出部２２から得られる含有率が電圧飽和判断基準値設定部２５で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より小さくなるまで、ブラシレスモータ９の速度指令を所定量減速させることで電圧飽和を回避する。

尚、進角調整あるいは速度減速指示によって、含有率算出部２２から得られる含有率が電圧飽和判断基準値設定部２５で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より小さくなれば、電圧飽和回避制御を停止する。さらに、電圧飽和回避制御の速度減速指示による速度指令の減速分を、速度指令に増加させる。

本発明では、上述したように電動機の速度減速指示によって、電動機の駆動範囲を極力制限しないように、可能な限り進角の調整によって電圧を飽和回避する。進角の調整によって電圧飽和を回避できない場合のみ、電動機の速度減速指示によって電圧飽和を回避することで、従来技術よりもブラシレスモータ９の駆動範囲を広く使いこなすことができる。

尚、電圧飽和判断基準値設定部２５で設定する所定の電圧飽和判断基準値は、電圧飽和回避制御によるブラシレスモータ９の各相の速度脈動を避けるために、電圧飽和回避制御を実施するための電圧飽和判断基準値と、電圧飽和回避制御を停止する電圧飽和判断基準値を各々設けても良い。ただし、その場合は、必ず電圧飽和回避制御を実施するための電圧飽和判断基準値の方を、電圧飽和回避制御を停止する電圧飽和判断基準値よりも大きく設定する。

また、電圧飽和判断部２３において、直前の電気角１周期の含有率（Ｐｃｔ）と、電圧飽和判断基準値設定部２５で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値とをキャリア周期毎（図１１のＰａｔｔｅｒｎ２参照）に比較し、電圧飽和かどうかを判断してもよい。
また、ＰＷＭ駆動指令信号生成部１８での変調方式が二相変調（下張り付き）の場合、図１２のようにＰＷＭ駆動指令信号生成部１８において負側の直流電源電圧を越えるＰＷＭ駆動指令信号が生成されることはないため、出力デューティカウント部２１では、電気角１周期のＰＷＭ駆動出力信号が制限される範囲に相当するデューティが１００％の回数と、電気角１周期の全体（デューティが０％の回数と、デューティが１００％の回数と、それ以外の回数の合計）の回数を、キャリア周期毎に各々カウントすればよい。

以上のように、電動機の誘起電圧歪みや、速度制御部１６もしくは電流制御部１７のＰＩ演算のゲイン設定などによって、ＰＷＭ駆動指令信号が非正弦波状の場合においても、上述したように本発明の指標を用いて電圧飽和かどうかを判断し、電圧飽和を回避するように制御することで、電圧飽和に起因する電動機の駆動が不安定になる現象を回避しつつ、電動機の駆動範囲を最大限拡大できる。

以上のように、本発明に係る電動機の駆動装置は、簡単な構成で電圧飽和かどうかを判断し、電圧飽和を回避するように制御することで、電圧飽和に起因する電動機の不安定化現象を回避しつつ、電動機の駆動範囲を最大化出来る。そのためエアコン、冷蔵庫や洗濯機等の電動機を用いた他の電化製品にも適用出来る。

１ 直流電源
２ 直流電圧検出部
３ 架線電流センサ
４ インバータ
９ ブラシレスモータ（三相モータ）
１３ 制御部
１４ 誘起電圧推定部
１５ 磁極位置・速度推定部
１６ 速度制御部
１７ 電流制御部
１８ ＰＷＭ駆動指令信号生成部
１９ デューティ補正部
２０ ドライバ
２１ 出力デューティカウント部
２２ 含有率算出部
２３ 電圧飽和判断部
２４ 電圧飽和回避制御部
２５ 電圧飽和判断基準値設定部
２６ 進角記憶部
１０２ インバータ
１０３ ブラシレスモータ（圧縮機用３相電動機）
１０９ ＰＷＭ信号生成手段
１１１ 電流検出手段
１１６ インバータ印加電圧検出手段
１１７ 誘起電圧推定手段
１１８ 回転子位置速度推定手段
１１９ デューティ補正手段
１２０ 電圧飽和制御手段
１２１ 電圧飽和率設定器

Claims (4)

1. ある一定期間において、インバータの出力デューティが０％の回数と、前記デューティが１００％の回数と、それ以外の回数と、全体の回数の少なくとも二つをカウントする出力デューティカウント部と、
   出力デューティカウント部から得られる情報から、全体の回数に対して、出力デューティカウント部から得られるデューティが１００％となる回数と、デューティが０％となる回数のうち少なくとも一つの割合を算出する含有率算出部と、
   所定の電圧飽和判断基準値を記憶する電圧飽和判断基準値設定部と、
   前記含有率算出部から得られる含有率と、前記電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値を比較し、前記含有率算出部から得られる含有率が前記電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より大きい場合に、電圧飽和と判断する電圧飽和判断部と、
   前記含有率算出部から得られる含有率が前記電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より大きい場合に、前記含有率算出部から得られる含有率が、前記電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より小さくなるまで、電動機の進角を増加させる、または、電動機の速度指令を減速させる電圧飽和回避制御部とを備えることを特徴とする電動機駆動装置。
2. 前記含有率算出部は、電気角１周期の整数倍の期間における出力デューティカウント部から得られる全体の回数に対して、電気角１周期の整数倍の期間における出力デューティカウント部から得られるデューティが１００％となる回数と、デューティが０％となる回数のうち少なくとも一つの割合を算出することを特徴とする、請求項１に記載の電動機駆動装置。
3. 前記電圧飽和回避制御部は、前記含有率算出部から得られる含有率が前記電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より大きい場合に、電動機の進角を増加させ、それでも、前記含有率算出部から得られる含有率が、前記電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より大きい場合のみ、前記含有率算出部から得られる含有率が、前記電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値より小さくなるまで、電動機の速度指令を減速させることを特徴とする、請求項１または２に記載の電動機駆動装置。
4. ＰＷＭ信号生成の際の変調方式によって、前記電圧飽和判断基準値設定部で記憶されている所定の電圧飽和判断基準値を切替えることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。