JP2015202031A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流検出手段の最適化を図ることで、低コスト化を実現した直流電源装置を提供する。
【解決手段】ブリッジ整流回路を構成するダイオードのうち直列接続される２個のダイオード１０４ａ、１０４ｂのそれぞれに逆並列接続されるスイッチング素子１０５ａと１０５ｂの接続点とダイオード１０４ａと１０４ｂの接続点の間に挿入された電流検出器１０３ａは、カレントトランス１１０の二次巻線の両端間にリセット抵抗を並列に接続し、さらに２つのＭＯＳ型ＦＥＴで構成された電流経路切替回路と検出抵抗１１３の直列回路が並列に接続され、位相推定部１０８にて交流電源１０１の瞬時電圧の正を判断したときは電流検出回路の順方向に電流が流れ、負を判断したときは逆方向に電流が流れるように電流経路切替回路を制御することで、安価なカレントトランスを用いた電流検出回路の検出値に基づいて電流フィードバック制御することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電力を直流電力に変換する回路を用い、装置、システム等に高力率、低ひずみで電力を供給する直流電源装置に関するものである。

従来、数ｋＷ出力程度までの直流電源装置の回路方式としては、入力力率改善と高調波電流低減のため２石の高周波スイッチング方式が主に採用されてきた（例えば、特許文献１参照）。

図１５は特許文献１に記載された従来の高周波スイッチング方式を示すものである。図１５に示す直流電源装置は、交流電源１０１、リアクタ１０２、ダイオード１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄ、スイッチング素子１０５ａ、１０５ｂ、平滑コンデンサ１０６および負荷１０７により構成されている。

この直流電源装置は、スイッチング素子を２石とし、電流が通過する半導体の数を２個とした回路構成である。この２石の高周波スイッチング方式の直流電源装置は交流入力電源の極性に応じて、それぞれのスイッチが半周期ずつ交互に昇圧チョッパ動作をする。さらに、電流検出器１０３ｅによりリアクタ１０２に流れる電流を検出した結果を元に電流フィードバック制御を行なうことで、損失低減を図りつつ、入力電流を正弦波状とすると共に入力力率の改善を実現したものである。

図１５に示すような高周波スイッチング方式にて、リアクトル（リアクタ）１０２に流れる電流を検出するための電流検出器１０３ｃとして、ホール素子とアンプ回路を組み合わせたＤＣＣＴなどを用いるが一般的であるが、高価である。

そこで、比較的安価な電流検出器として、カレントトランスを用いた電流検出回路が考えられる（例えば、特許文献２参照）。図１６に示すように、カレントトランス１１０の二次巻線から一方向導通素子１１１ｃを介して検出抵抗１１３で電流−電圧変換を行なうように構成し、一方向導通素子１１１ｃと検出抵抗１１３の直列回路と並列に磁束リセット抵抗１１２を接続してある。

特開平１−１１７６５８号公報 特開２００３−２１９６４１号公報

しかしながら、リアクタ１０２に流れる電流は双方向に流れるため、図１６に示すような電流検出回路の逆方向から流れ込んでくる場合では、一方向導通素子１１１ｃが遮断されているため、二次電流Ｉ２が検出抵抗１１３に流れ込まない。さらに、一次電流Ｉ１が順方向から流れ込んでいる場合においても、連続的に流れる場合では、一方向導通素子１１１ｃが遮断されて磁束リセット抵抗１１２でエネルギーを消費するモードが無いため、二次電流Ｉ２は何れ飽和するので、検出抵抗１１３から正しい検出値を得ることができない課題を有していた。

本発明の直流電源装置は、上記従来の課題を解決するものであり、一次電流Ｉ１からの
検出電流Ｉ２が遮断されるモードがあること、つまり、オフデューティーが一定以上の電流波形が得られる経路として、スイッチング素子１０５ａ、１０５ｂに流れる電流を検出するものであり、安価なカレントトランスを用いた電流検出回路の検出値に基づいて電流フィードバック制御することができ、実装スペース確保、及び、低コスト化を実現する直流電源装置の提供を目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の直流電源装置は、交流電源からの交流電圧を整流する４個のダイオードから構成される整流回路と、整流回路の入力側に直列接続されるリアクトルと、４個のダイオードのうちの直列接続される２個のダイオードの各々にそれぞれ逆並列接続される２個のスイッチング素子と、２個のスイッチング素子の接続点と２個のスイッチング素子がそれぞれ並列接続されている２個のダイオードの接続点の間に挿入されているカレントトランスからなる電流検出回路と、交流電源の瞬時電圧の正負を判断する位相推定部と、整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、スイッチング素子を駆動して交流電源からの入力電流波形を制御する制御装置を備えた直流電源装置において、電流検出回路は、カレントトランスの二次巻線の両端間にリセット抵抗を並列に接続し、さらに２つのＭＯＳ型ＦＥＴで構成された電流経路切替回路と検出抵抗の直列回路が並列に接続され、位相推定部にて交流電源の瞬時電圧の正を判断したときは電流検出回路の順方向に電流が流れ、負を判断したときは逆方向に電流が流れるように電流経路切替回路を制御することを特徴とするものである。

これによって、安価なカレントトランスを用いた電流検出回路の検出値に基づいて電流フィードバック制御することができるので、実装スペース確保、及び、低コスト化を実現することができる。

本発明の直流電源装置は、安価なカレントトランスを用いた電流検出回路で検出して電流フィードバック制御することができるので、直流電源装置の実装スペース確保、及び、抵コスト化を実現することができる。

本発明の実施の形態１における直流電源装置の回路ブロック図 本発明の実施の形態１における電流検出回路のブロック図 本発明の実施の形態１における電流検出回路の各部波形図 本発明の実施の形態１におけるトランジスタにて構成された電流経路切替回路の回路ブロック図 本発明の実施の形態１における複数個の電流検出回路にて構成された直流電源装置の回路ブロック図 本発明の実施の形態１における複数個の電流検出回路にて構成された別の直流電源装置の回路ブロック図 本発明の実施の形態１における複数個の電流検出回路にて構成された別の直流電源装置の回路ブロック図 本発明の実施の形態２における直流電源装置の回路ブロック図 本発明の実施の形態２における電流検出回路の各部波形図 本発明の実施の形態３における直流電源装置の回路ブロック図 本発明の実施の形態３における電流検出回路のブロック図 本発明の実施の形態３における電流検出回路の各部波形図 本発明の実施の形態４における直流電源装置の回路ブロック図 本発明の実施の形態４におけるその他の直流電源装置の回路ブロック図 従来の直流電源装置（２石式）の回路ブロック図 従来の電流検出回路のブロック図

第１の発明は、交流電源からの交流電圧を整流する４個のダイオードから構成される整流回路と、整流回路の入力側に直列接続されるリアクトルと、４個のダイオードのうちの直列接続される２個のダイオードの各々にそれぞれ逆並列接続される２個のスイッチング素子と、２個のスイッチング素子の接続点と２個のスイッチング素子がそれぞれ並列接続されている２個のダイオードの接続点の間に挿入されているカレントトランスからなる電流検出回路と、交流電源の瞬時電圧の正負を判断する位相推定部と、整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、スイッチング素子を駆動して交流電源からの入力電流波形を制御する制御装置を備えた直流電源装置において、電流検出回路は、カレントトランスの二次巻線の両端間にリセット抵抗を並列に接続し、さらに２つのＭＯＳ型ＦＥＴで構成された電流経路切替回路と検出抵抗の直列回路が並列に接続され、位相推定部にて交流電源の瞬時電圧の正を判断したときは電流検出回路の順方向に電流が流れ、負を判断したときは逆方向に電流が流れるように電流経路切替回路を制御することを特徴とするものである。

第２の発明は、交流電源からの交流電圧を整流する４個のダイオードから構成される整流回路と、整流回路の入力側に直列接続されるリアクトルと、４個のダイオードのうちの直列接続される２個のダイオードの各々にそれぞれ逆並列接続される２個のスイッチング素子と、２個のスイッチング素子の各々にそれぞれ直列に挿入されているカレントトランスからなる電流検出回路と、交流電源の瞬時電圧の正負を判断する位相推定部と、整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、スイッチング素子を駆動して交流電源からの入力電流波形を制御する制御装置を備えた直流電源装置において、電流検出回路は、カレントトランスの二次巻線の両端間にリセット抵抗を並列に接続し、さらに一方向導通素子と検出抵抗の直列回路が並列に接続され、位相推定部にて判断された結果に応じて、２個のスイッチング素子のいずれかを駆動するもので、駆動中のスイッチング素子に直列接続されている電流検出回路の検出値に基づいてスイッチング素子を制御するものである。

第３の発明は、交流電源からの交流電圧を整流する４個のダイオードから構成される整流回路と、整流回路の入力側に直列接続されるリアクトルと、４個のダイオードのうちの直列接続される２個のダイオードの各々にそれぞれ逆並列接続される２個のスイッチング素子と、２個のスイッチング素子の各々にそれぞれ直列に挿入されている複数の一次巻線で構成されたカレントトランスからなる電流検出回路と、交流電源の瞬時電圧の正負を判断する位相推定部と、整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、スイッチング素子を駆動して交流電源からの入力電流波形を制御する制御装置を備えた直流電源装置において、電流検出回路は、カレントトランスの二次巻線の両端間にリセット抵抗を並列に接続し、さらに一方向導通素子と検出抵抗の直列回路が並列に接続され、位相推定部にて判断された結果に応じて、２個のスイッチング素子のいずれかを駆動するものである。

第４の発明は、交流電源からの交流電圧を整流する４個のダイオードから構成される整流回路と、整流回路の入力側に直列接続されるリアクトルと、４個のダイオードのうち、アノードが共通に接続された２個のダイオードの各々にそれぞれ逆並列接続される２個のスイッチング素子と、２個のスイッチング素子の各々にそれぞれ直列に挿入されている複数の一次巻線で構成されたカレントトランスからなる電流検出回路と、交流電源の瞬時電圧の正負を判断する位相推定部と、整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、スイッチング素子を駆動して交流電源からの入力電流波形を制御する制御装置を備えた直流電源装置において、電流検出回路は、カレントトランスの二次巻線の両端間にリセット抵抗を並列に接続し、さらに一方向導通素子と検出抵抗の直列回路が並列に接続され、位相推定部にて判断された結果に応じて、２個のスイッチング素子のいずれかを駆動するもの
である。

これによって、安価なカレントトランスを用いた電流検出回路の検出値に基づいて電流フィードバック制御することができるので、実装スペース確保、及び、低コスト化を実現することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明にかかる第１の実施の形態の直流電源装置を示す回路ブロック図である。図１において、交流電源１０１の出力端から出力される信号は、リアクトル（リアクタ）１０２を経由して、スイッチング素子１０５ａ、１０５ｂとダイオード１０４ａ、１０４ｂとの逆並列接続回路からなる直列接続回路と、ダイオード１０４ｃ、１０４ｄからなる直列接続回路より構成されるブリッジ整流回路に入力される。また、ブリッジ整流回路の出力には平滑コンデンサ１０６、負荷１０７が接続されている。

位相推定部１０８は、例えば、電源電圧がある基準値以上になるとＯＮ信号を出力し、基準値以下になるとＯＦＦになるような回路をフォトカプラ等で組まれているものである。この２値信号の立上り時刻と立下り時刻を検出することで、２値信号の中点の時刻、つまり交流電源１０１の９０度の時刻が検出できるので、交流電源１０１の周期と組み合わせれば、交流電源１０１の正の半周期と負の半周期の切り替わるタイミングが検知できる。それによって、交流電源１０１の正の半周期ではスイッチング素子１０５ｂを動作させ、負の半周期ではスイッチング素子１０５ａを動作させるというように、半周期毎に交互にスイッチング動作する素子を切り替えることができる。

電流検出回路（電流検出器）１０３ａは、スイッチング素子１０５ａと１０５ｂの接続点と、ダイオード１０４ａと１０４ｂの接続点の間に挿入されている。スイッチング素子１０５ｂがオンの時は電流検出器１０３ａの順方向に電流が流れ、スイッチング素子１０５ａがオンの時は電流検出器１０３ａの逆方向に電流が流れるものである。

図２に電流検出器１０３ａの詳細の回路構成を示す。カレントトランス１１０の二次巻線から電流経路切換回路である双方向スイッチ１１４を介して検出用抵抗（検出抵抗）１１３で電流−電圧変換を行なうように構成し、双方向スイッチ１１４と検出抵抗１１３の直列回路と並列に磁束リセット抵抗（リセット抵抗）１１２を接続してある。本実施の形態１では、双方向スイッチ１１４は、ＭＯＳ型ＦＥＴ１１５ａと１１５ｂで構成した回路にて説明するが、トランジスタ、フォトカプラ、ダイオードなどを利用した回路構成でもよい。

図３は、図２に示すような電流検出回路における各部の波形図を示し、各図において、上段より一次電流Ｉ１、二次巻線に発生する電圧Ｖｒ、励磁電流ＩＬ、検出電流Ｉ２を表している。

交流電源１０１の正の半周期にてスイッチング素子１０５ｂをオンした場合、一次電流Ｉ１が順方向から流れ込んでいることを示している。この場合、一巻巻線のドット端子側から電流が流れ込んでいる間は、二次巻線のドット側端子に正の電圧が発生することになる。そこで、ＭＯＳ型ＦＥＴ１１５ｂをオンすることで、二次巻線からＭＯＳ型ＦＥＴ１１５ｂ、ＭＯＳ型ＦＥＴ１１５ａの寄生ダイオードを通じて検出電流Ｉ２が検出抵抗１１３に流れる。一方、スイッチング素子１０５ｂがオフした場合、一次電流Ｉ１が遮断され零になると、それまで励磁インダクタンス１１１に流れていた一部の励磁電流ＩＬにより
、今度は逆に二次巻線のドット側端子に負の電圧が発生し、ＭＯＳ型ＦＥＴの１１５ａの寄生ダイオードに流れないため、磁束リセット抵抗１１２でそのエネルギーが消費される。そして、励磁インダクタンスに蓄えられていたエネルギーが磁束リセット抵抗１１２で全て消費されると、電圧Ｖｒ及び励磁電流ＩＬは零となり、再びスイッチング素子１０５ｂをオンして一次巻線に電流が流れ込むまでその状態を維持する。

交流電源１０１の負の半周期にてスイッチング素子１０５ａをオンした場合、一次電流Ｉ１が逆方向から流れ込んでいることを示している。この場合、一巻巻線のドット端子側と逆方向から電流が流れ込んでいる間は、二次巻線のドット側端子に負の電圧が発生することになる。そこで、ＭＯＳ型ＦＥＴ１１５ａをオンすることで、二次巻線からＭＯＳ型ＦＥＴ１１５ａ、ＭＯＳ型ＦＥＴ１１５ｂの寄生ダイオードを通じて検出電流Ｉ２が検出抵抗１１３に流れる。一方、スイッチング素子１０５ａがオフした場合、一次電流Ｉ１が遮断され零になると、それまで励磁インダクタンスに流れていた一部の励磁電流ＩＬにより、今度は逆に二次巻線のドット側端子に正の電圧が発生し、ＭＯＳ型ＦＥＴの１１５ｂの寄生ダイオードに流れないため、磁束リセット抵抗１１２でそのエネルギーが消費される。そして、励磁インダクタンスに蓄えられていたエネルギーが磁束リセット抵抗１１２で全て消費されると、電圧Ｖｒ及び励磁電流ＩＬは零となり、再びスイッチング素子１０５ａをオンして一次巻線に電流が流れ込むまでその状態を維持する。

以上、交流電源１０１の正の半周期ではスイッチング素子１０５ｂを、負の半周期ではスイッチング素子１０５ａと、半周期毎に交互にスイッチング動作する素子を切り替えるタイミングに応じて、双方向スイッチ１１４を構成しているＭＯＳ型ＦＥＴ１１５ａ、１１５ｂを切り替えることで、図３に示すように、交流電源１０１の電圧位相に応じて、ＶＤＤ／２を基準にした正負の検出電流Ｉ２を得ることが出来る。制御装置１０９はマイコン制御を示した場合に、ＶＤＤをマイコン駆動電圧とすると、マイコンで検知できるようにＶＤＤ／２を基準としているが、ＧＮＤなどを基準にした信号でもよい。

さらに、本実施の形態１では、ダイオード１０４ａと１０４ｂの接続点側を電流検出器１０３ａのドット端子側としたが、スイッチング素子１０５ａと１０５ｂの接続点側にしてもよい。その場合、ＭＯＳ型ＦＥＴ１１５ａ、１１５ｂの切り替えるタイミングを反対すれば、得られる検出電流Ｉ２は、交流電源１０１の正の半周期では負、負は半周期では正と、図３に示す事例とは逆の検出値を得ることができる。

また、各図の各部波形では省略しているが、実際には、一次電流Ｉ１はスイッチング素子１０５ａ、１０５ｂのオン電流が流れているので、本来はターンオン時にダイオード１０４ａ、１０５ｂのリカバリー電流分が加算されるため、ピーク電流が瞬時的に流れることになり、検出電流Ｉ２にも同様の波形が検出されることとなる。そのため、ターンオン及びターンオフ付近の検出値を利用するのではなく、オン電流波形の真ん中当りの検出値を利用するのが望ましい。

さらに、図４はトランジスタ１１６ａ、１１６ｂにて構成された電流経路切替回路を示したものである。交流電源１０１の正の半周期にてスイッチング素子１０５ｂをオンした場合、トランジスタ１１６ｂをオンすることで、二次巻線からトランジスタ１１６ｂ、一方向導通素子１１１ｂを通じて検出電流Ｉ２が検出抵抗１１３に流れる。さらに、交流電源１０１の負の半周期にてスイッチング素子１０５ａをオンした場合、トランジスタ１１６ａをオンすることで、二次巻線からトランジスタ１１６ａ、一方向導通素子１１１ａを通じて検出電流Ｉ２が検出抵抗１１３に流れる。このようにトランジスタ１１６ａ、１１６ｂを制御することで、同様の効果を得ることができる。

さらに、図５にスイッチング素子１０５ａ、１０５ｂに直列に電流検出器１０３ｂを追
加した２石の高周波スイッチング方式の回路を示す。スイッチング素子１０５ａと１０５ｂが同時短絡した場合、スイッチング素子１０５ａ、１０５ｂの接続点とダイオード１０４ａ、１０４ｂの接続点の間に挿入した電流検出器１０３ａでは、短絡電流を検出できない。そこで、スイッチング素子１０５ａ、１０５ｂに直列に電流検出器１０３ｂを挿入すれば、短絡電流を保護することができる。なお、図６〜８に示すように、電流検出器１０３をスイッチング素子１０５ａ、１０５ｂの両方、あるいは、どちらかのみに追加した場合でも、同様の保護機能を得ることができる。

（実施の形態２）
図８は、本発明にかかる第２の実施の形態の直流電源装置を示す回路ブロック図である。図８において、交流電源１０１の出力端から出力される信号は、リアクタ１０２を経由して、スイッチング素子１０５ａ、１０５ｂとダイオード１０４ａ、１０４ｂとの逆並列接続回路からなる直列接続回路と、ダイオード１０４ｃ、１０４ｄからなる直列接続回路より構成されるブリッジ整流回路に入力される。また、ブリッジ整流回路の出力には平滑コンデンサ１０６、負荷１０７が接続されている。

位相推定部１０８は、例えば、電源電圧がある基準値以上になるとＯＮ信号を出力し、基準値以下になるとＯＦＦになるような回路をフォトカプラ等で組まれているものである。

この２値信号の立上り時刻と立下り時刻を検出することで、２値信号の中点の時刻、つまり交流電源１０１の９０度の時刻が検出できるので、交流電源１０１の周期と組み合わせれば、交流電源１０１の正の半周期と負の半周期の切り替わるタイミングが検知できる。

それによって、交流電源１０１の正の半周期ではスイッチング素子１０５ｂを動作させ、負の半周期ではスイッチング素子１０５ａを動作させるというように、半周期毎に交互にスイッチング動作する素子を切り替えることができる。

電流検出回路（電流検出器）１０３ａは、スイッチング素子１０５ａと１０５ｂそれぞれに挿入されている。先ほど説明した位相推定部１０８の検出値に応じて、複数ある電流検出器１０３ａの検出値のいずれかを選定して制御に利用するものである。つまり、交流電源１０１の正の半周期ではスイッチング素子１０５ｂに直列に接続されている電流検出器１０３ａ、負の半周期ではスイッチング素子１０５ａに直列に接続されている電流検出器１０３ａの検出値を適用するようにする。

図１６に電流検出器１０３ａの詳細の回路構成を示す。カレントトランス１１０の二次巻線から一方向導通素子１１１を介して検出抵抗１１３で電流−電圧変換を行なうように構成し、一方向導通素子１１１と検出抵抗１１３の直列回路と並列に磁束リセット抵抗（リセット抵抗）１１２を接続してある。一方向導通素子１１１はダイオードなどを示しているが、特に限定されるものではない。

図９は、図１６に示すような電流検出回路における各部の波形図を示し、各図において、上段より一次電流Ｉ１、二次巻線に発生する電圧Ｖｒ、励磁電流ＩＬ、検出電流Ｉ２を表している。

一次電流Ｉ１が順方向から流れ込んでいる間は、二次巻線のドット側端子に正の電圧が発生して一方向導通素子１１１が導通し、二次巻線から一方向導通素子１１１を通じて検出電流Ｉ２が検出抵抗１１３に流れる。一方、一次電流Ｉ１が遮断され零になると、それまで励磁インダクタンスに流れていた一部の励磁電流ＩＬにより、今度は逆に二次巻線の
ドット側端子に負の電圧が発生する。そのため、一方向導通素子１１１は遮断されるので、磁束リセット抵抗１１２でそのエネルギーが消費される。そして、励磁インダクタンスに蓄えられていたエネルギーが磁束リセット抵抗１１２で全て消費されると、電圧Ｖｒ及び励磁電流ＩＬは零となり、再び一次巻線に電流が流れ込むまでその状態を維持する。

また、各図の各部波形では省略しているが、実際には、一次電流Ｉ１はスイッチング素子１０５ａ、１０５ｂのオン電流が流れているので、本来はターンオン時にダイオード１０４ａ、１０５ｂのリカバリー電流分が加算されるため、ピーク電流が瞬時的に流れることになり、検出電流Ｉ２にも同様の波形が検出されることとなる。そのため、ターンオン及びターンオフ付近の検出値を利用するのではなく、オン電流波形の真ん中当りの検出値を利用するのが望ましい。

（実施の形態３）
図１０は、本発明にかかる第３の実施の形態の直流電源装置を示す回路ブロック図である。図１０において、交流電源１０１の出力端から出力される信号は、リアクタ１０２を経由して、スイッチング素子１０５ａ、１０５ｂとダイオード１０４ａ、１０４ｂとの逆並列接続回路からなる直列接続回路と、ダイオード１０４ｃ、１０４ｄからなる直列接続回路より構成されるブリッジ整流回路に入力される。また、ブリッジ整流回路の出力には平滑コンデンサ１０６、負荷１０７が接続されている。

また、位相推定部１０８ついては、スイッチング素子１０５ａ、１０５ｂのスイッチングするタイミングも含めて実施の形態１と同様なので、説明は省略する。

図４に電流検出器１０３ｂの詳細の回路構成を示す。カレントトランス１１０の一次巻線は巻数Ｎ１に中点を設け、複数巻線を構成している。図１０と図１１において、ｎ点をリアクタ側に接続し、両反対側をスイッチング素子１０５ａ、１０５ｂに接続する。スイッチング素子１０５ａがオンのときは、一次電流Ｉ１_ａが、スイッチング素子１０５ｂがオンのときは、一次電流Ｉ１_ｂが流れ込むことを示している。

図１２は、図１１に示すような電流検出回路における各部の波形図を示す。先ほど説明したように、交流電源１０１の正の半周期では、一次巻線には一次電流Ｉ１_ａが、負の半周期では、一次電流Ｉ１_ｂが流れ込んでいる。二次巻線側の回路原理については、実施の形態１と同様なので省略するが、結果として図１２に示すように、交流電源１０１の一周期間にて、一次電流Ｉ１_ａ、Ｉ１_ｂに応じた検出電流Ｉ２を得ることができる。

また、一次電流Ｉ１_ａとＩ１_ｂが同時に流れる場合は正確な検出電流Ｉ２が得られないので、通常は含まないようにスイッチング素子１０５ａ、１０５ｂを制御する。しかし、同時絡時した際に流れる電流を検知して保護停止する場合、保護が係る設定値を予め高めに設定しておけば、短絡電流を保護することができる。

（実施の形態４）
図１３は、本発明に係る第４の実施の形態の直流電源装置を示す回路ブロック図である。図１３において、交流電源１０１の出力端から出力される信号は、リアクタ１０２を経由して、ダイオード１０４ａ〜１０４ｄにより構成されるブリッジ整流回路に入力される。なお、スイッチング素子１０５ａ、１０５ｂはダイオード１０４ｂ、１０４ｄとそれぞれ逆並列に接続される。ブリッジ整流回路の出力には平滑コンデンサ１０６、負荷１０７が接続されている。

前記の電流検出器１０３ｂの二つの一次巻線の接続点（ｎ点）を平滑コンデンサのマイナス側に接続し、ｎ点の両側をスイッチング素子１０５ａ、１０５ｂに接続することで、
スイッチング素子１０５ａがオンの時は、一次電流Ｉ１_ａを、スイッチング素子１０５ｂがオンの時は、一次電流Ｉ１_ｂを検出することができる。

なお、位相推定部１０８、スイッチング素子１０５ａ、１０５ｂのスイッチングするタイミングを含めて実施の形態１と同様なので、説明は省略する。

さらに、図１４に示した回路構成に、前記電流検出器１０３ｂと同じ回路構成の電流検出器１０３ｃ、１０３ｄを設ける。

電流検出器１０３ｃの二つの一次巻線の接続点（ｎ点）をリアクタ側に接続し、ｎ点の両側をスイッチング素子１０５ａ、１０５ｂに接続し、電流検出器１０３ｄの二つの一次巻線の接続点（ｎ点）をリアクタ側に接続し、ｎ点の両側をダイオード１０４ａのカソード側、ダイオード１０４ｂのアノード側に接続する。

交流電源１０１の正の半周期では、電流検出器１０３ｃにより、スイッチング素子１０５ｂがオンの時の電流を検出し、電流検出器１０３ｄにより、スイッチング素子１０５ｂがオフの時の電流を検出する。また、交流電源１０１の負の半周期では、電流検出器１０３ｃにより、スイッチング素子１０５ａがオンの時の電流を検出し、電流検出器１０３ｄにより、スイッチング素子１０５ａがオフの時の電流を検出する。

これにより、スイッチング素子１０５ａ、１０５ｂがオン／オフ時の電流を両方検出することができるため、より高精度で電流を制御することができる。

なお、電流検出器１０３ｃ、１０３ｄの回路構成、検出波形を含めて実施の形態２に記載の電流検出器１０３ｂと同様のため、説明を省略する。

以上のように、本発明にかかる直流電源装置は、安価なカレントトランスを用いた電流検出回路で検出して電流フィードバック制御することができる。よって、直流電源装置の実装スペース確保、及び、低コスト化を可能とし、空気調和器や冷蔵庫をはじめ、洗濯機などの電化製品の直流電源装置として適用できる。

１０１ 交流電源
１０２ リアクタ
１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ、１０３ｅ 電流検出器
１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄ ダイオード
１０５ａ、１０５ｂ スイッチング素子
１０６ 平滑コンデンサ
１０７ 負荷
１０８ 位相推定部
１０９ 制御装置
１１０ カレントトランス
１１１ａ、１１１ｂ、１１１ｃ 一方向導通素子
１１２ 磁束リセット抵抗
１１３ 検出抵抗
１１４ 双方向スイッチ
１１５ａ、１１５ｂ ＭＯＳ型ＦＥＴ
１１６ａ、１１６ｂ トランジスタ

Claims (4)

1. 交流電源からの交流電圧を整流する４個のダイオードから構成される整流回路と、前記整流回路の入力側に直列接続されるリアクトルと、前記４個のダイオードのうちの直列接続される２個のダイオードの各々にそれぞれ逆並列接続される２個のスイッチング素子と、前記２個のスイッチング素子の接続点と前記２個のスイッチング素子がそれぞれ並列接続されている前記２個のダイオードの接続点の間に挿入されているカレントトランスからなる電流検出回路と、前記交流電源の瞬時電圧の正負を判断する位相推定部と、前記整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、前記スイッチング素子を駆動して前記交流電源からの入力電流波形を制御する制御装置を備えた直流電源装置において、前記電流検出回路は、前記カレントトランスの二次巻線の両端間にリセット抵抗を並列に接続し、さらに２つのＭＯＳ型ＦＥＴで構成された電流経路切替回路と検出抵抗の直列回路が並列に接続され、前記位相推定部にて前記交流電源の瞬時電圧の正を判断したときは前記電流検出回路の順方向に電流が流れ、負を判断したときは逆方向に電流が流れるように前記電流経路切替回路を制御することを特徴とする直流電源装置。
2. 交流電源からの交流電圧を整流する４個のダイオードから構成される整流回路と、前記整流回路の入力側に直列接続されるリアクトルと、前記４個のダイオードのうちの直列接続される２個のダイオードの各々にそれぞれ逆並列接続される２個のスイッチング素子と、前記２個のスイッチング素子の各々にそれぞれ直列に挿入されているカレントトランスからなる電流検出回路と、前記交流電源の瞬時電圧の正負を判断する位相推定部と、前記整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、前記スイッチング素子を駆動して前記交流電源からの入力電流波形を制御する制御装置を備えた直流電源装置において、前記電流検出回路は、前記カレントトランスの二次巻線の両端間にリセット抵抗を並列に接続し、さらに一方向導通素子と検出抵抗の直列回路が並列に接続され、前記位相推定部にて判断された結果に応じて、前記２個のスイッチング素子のいずれかを駆動するもので、駆動中の前記スイッチング素子に直列接続されている前記電流検出回路の検出値に基づいて前記スイッチング素子を制御することを特徴とする直流電源装置。
3. 交流電源からの交流電圧を整流する４個のダイオードから構成される整流回路と、前記整流回路の入力側に直列接続されるリアクトルと、前記４個のダイオードのうちの直列接続される２個のダイオードの各々にそれぞれ逆並列接続される２個のスイッチング素子と、前記２個のスイッチング素子の各々にそれぞれ直列に挿入されている複数の一次巻線で構成されたカレントトランスからなる電流検出回路と、前記交流電源の瞬時電圧の正負を判断する位相推定部と、前記整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、前記スイッチング素子を駆動して前記交流電源からの入力電流波形を制御する制御装置を備えた直流電源装置において、前記電流検出回路は、前記カレントトランスの二次巻線の両端間にリセット抵抗を並列に接続し、さらに一方向導通素子と検出抵抗の直列回路が並列に接続され、前記位相推定部にて判断された結果に応じて、前記２個のスイッチング素子のいずれかを駆動することを特徴とする直流電源装置。
4. 交流電源からの交流電圧を整流する４個のダイオードから構成される整流回路と、前記整流回路の入力側に直列接続されるリアクトルと、前記４個のダイオードのうち、アノードが共通に接続された２個のダイオードの各々にそれぞれ逆並列接続される２個のスイッチング素子と、前記２個のスイッチング素子の各々にそれぞれ直列に挿入されている複数の一次巻線で構成されたカレントトランスからなる電流検出回路と、前記交流電源の瞬時電圧の正負を判断する位相推定部と、前記整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、前記スイッチング素子を駆動して前記交流電源からの入力電流波形を制御する制御装置を備えた直流電源装置において、前記電流検出回路は、前記カレントトランスの二次巻線の両端間にリセット抵抗を並列に接続し、さらに一方向導通素子と検出抵抗の直列回路が
   並列に接続され、前記位相推定部にて判断された結果に応じて、前記２個のスイッチング素子のいずれかを駆動することを特徴とする直流電源装置。