JP2015170902A - 受信機、直交度誤差補正回路および直交度誤差補正方法 - Google Patents

Abstract

【課題】従来の直交度誤差補正回路では、シンボル点の象限を判定し、偶数象限と奇数象限での電力を分けて算出する必要があり、回路構成が複雑であった。【解決手段】直交変調波r0を検波して互いに直交する同相成分信号ri1および直交成分信号rq1を出力する直交検波部２と、同相成分信号ri1および直交成分信号rq1の位相を、９０度を除数として４５度の剰余を有する角度である補正回転角だけそれぞれ変化させる位相回転部４、位相回転部４が出力する同相成分信号ri2および直交成分信号rq2の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する振幅補正部５を有する直交度誤差補正回路とを備えた。【選択図】 図１

Description

この発明は、例えばＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Modulation)などの直交変調されたディジタル変調信号を直交検波し復調する受信機、直交度誤差補正回路および直交度誤差補正方法に関する。

ディジタル無線通信においては、例えばＱＰＳＫなどの直交変調されたディジタル変調信号が広く用いられている。受信機では、受信信号を復調して、同相成分信号および直交成分信号の２系統の信号に分離し、複素ベースバンド信号として出力する。

ところが、複素ベースバンド信号には、送信装置および受信装置の直交度誤差などの誤差が含まれている。そして、これらの誤差は、ディジタル符号列の復号誤りの原因となる。このため、例えば、復調信号の直交度誤差を補正する方法が提案されている（例えば特許文献１参照）。
特許文献１では、直交度の誤差補正手段として、シンボル点が複素平面上のどの象限に存在するかを判定する象限判定手段、シンボル点が偶数象限と奇数象限のどちらに存在するかで分けて平均電力値を算出する手段を用いて直交度の補正を実施している。

特開２０１０−１７１５１２号公報

特許文献１の方法では、シンボル点が複素平面上のどの象限に存在するかを判定する必要があり、シンボル点が偶数象限と奇数象限のどちらに存在するかで分けて平均電力を算出する必要があり処理が複雑であった。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、直交度誤差補正を行う場合に、象限判別が不要で直交度誤差の補正が可能である受信機、直交度誤差補正回路および直交度誤差補正方法を提供することを目的とする。

この発明に係る受信機は、直交変調波を検波して互いに直交する同相成分信号および直交成分信号を出力する直交検波部と、前記同相成分信号および前記直交成分信号の位相を、９０度を除数として４５度の剰余を有する角度である補正回転角だけそれぞれ変化させる位相回転部、前記位相回転部が出力する前記同相成分信号および前記直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する振幅補正部を有する直交度誤差補正回路とを備えたものである。

この発明に係る直交度誤差補正回路は、互いに直交する同相成分信号および直交成分信号の位相を、９０度を除数として４５度の剰余を有する角度である補正回転角だけそれぞれ変化させる位相回転部と、前記位相回転部が出力する前記同相成分信号および前記直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する振幅補正部とを備えたものである。

この発明に係る直交度誤差補正方法は、互いに直交する同相成分信号および直交成分信号の位相を、９０度を除数として４５度の剰余を有する角度である補正回転角だけそれぞれ変化させる位相回転工程と、前記位相回転工程で処理された前記同相成分信号および前記直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する振幅補正工程とを備えたものである。

この発明によれば、象限判別が不要で直交度誤差の補正が可能である。

この発明の実施の形態１に係る受信機の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る受信機が有する直交検波部の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る受信機が有する直交度誤差補正回路の位相回転部を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る受信機が有する直交度誤差補正回路の振幅補正部を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る受信機が有する直交度誤差補正回路の位相逆回転部を示すブロック図である。 この発明の動作を説明するために使用するコンスタレーション上で真円となる信号を示す図である。 図６のコンスタレーション上で真円となる信号に受信側で直交度誤差が生じた場合に得られる信号のコンスタレーションを示す図である。 図７のコンスタレーションを４５度位相回転したコンスタレーションを示す図である。 図８のコンスタレーションの同相成分信号と直交成分信号の振幅レベルを等しくした場合のコンスタレーションを示す図である。 直交変調を行う一般的な送信機のブロック図である。 受信側で直交度誤差φr＝４５度が生じた場合に、非同期検波された無変調連続信号の直交検波部を通過した後のコンスタレーションを示す図である。 図１１に示した信号が直交度誤差補正回路中の振幅補正部を通過した後のコンスタレーションを示す図である。 図１１に示した信号が直交度誤差補正回路を通過した後のコンスタレーションを示す図である。 直交度誤差が存在しない場合に、非同期検波された無変調連続信号の直交度誤差補正回路を通過後のコンスタレーションを示す図である。 受信側で直交度誤差φr＝４５度が生じた場合に、同期検波されたＱＰＳＫ信号が直交検波部を通過した後のコンスタレーションを示す図である。 図１５に示した信号が直交度誤差補正回路の振幅補正部を通過した後のコンスタレーションを示す図である。 図１５に示した信号が直交度誤差補正回路を通過した後のコンスタレーションを示す図である。 直交度誤差が存在しない場合に、同期検波されたＱＰＳＫ信号の直交度誤差補正回路を通過した後のコンスタレーションを示す図である。 この発明の実施の形態２に係る受信機の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２に係る受信機の同期検波部の構成を示すブロック図である。 図６のコンスタレーション上で真円となる信号に送信側で直交度誤差が生じた場合の同期検波部で出力されるコンスタレーションを示す図である。 図２１のコンスタレーションを４５度位相回転したコンスタレーションを示す図である。 図２２のコンスタレーションの同相成分信号と直交成分信号の振幅レベルを等しくした場合のコンスタレーションを示す図である。 送信側で直交度誤差φs＝４５度が生じた場合に、同期検波されたＱＰＳＫ信号の直交度誤差補正回路に入る前のコンスタレーションを示す図である。 図２４に示した信号が直交度誤差補正回路の振幅補正部を通過した後のコンスタレーションを示す図である。 図２４に示した信号が直交度誤差補正回路を通過した後のコンスタレーションを示す図である。 図６のコンスタレーション上で真円となる信号に送信側で直交度誤差が生じており、同期検波部で周波数誤差が除去され位相誤差が残る場合のコンスタレーションを示す図である。 図２７に示した信号が振幅補正部を通過して直交度誤差補正回路に入る前でのコンスタレーションを示す図である。 送信側で直交度誤差φs＝３０度が生じた場合に、ＱＰＳＫ信号同期検波で位相誤差θ＝２０度が残留した場合の同期検波部が出力し直流成分が除去された信号のコンスタレーションを示す図である。 図２９に示した信号が振幅補正されて直交度誤差補正回路に入る前でのコンスタレーションを示す図である。 図２９に示した信号が直交度誤差補正回路を通過した後でのコンスタレーションを示す図である。 図２９に示した信号が直交度誤差補正回路を通過した後に、残留位相誤差θ＝２０度を除去した場合のコンスタレーションを示す図である。 この発明の実施の形態３に係る受信機の構成を示すブロック図である。

実施の形態１．（非同期検波で受信側にだけ直交度誤差が存在する場合）
図１は、この発明の実施の形態１に係る受信機の構成を示すブロック図である。図１に示すように、受信機１は、例えば、ＱＰＳＫの直交変調された直交変調波である変調信号r0を準同期検波して、互いに直交する同相成分信号ri1および直交成分信号rq1を抽出する直交検波部２と、直交検波部２の後段に縦続に接続されて、直交度誤差を補正する直交度誤差補正回路３とを備えている。

直交度誤差補正回路３は、同相成分信号ri1および直交成分信号rq1をそれぞれの位相を４５度変化させた同相成分信号ri2および直交成分信号rq2を出力する位相回転部４、同相成分信号ri2および直交成分信号rq2のどちらかまたは両方の振幅を補正することで直交度誤差が補正された同相成分信号ri2aおよび直交成分信号rq2aを出力する振幅補正部５、同相成分信号ri2aおよび直交成分信号rq2aをそれぞれの位相を−４５度変化させた同相成分信号ri3および直交成分信号rq3を出力する位相逆回転部６を有する。

図２は、この発明の実施の形態１に係る受信機が有する直交検波部の構成を示すブロック図である。直交検波部２は、図２に示すように、検波に使用する基準周波数の正弦波の信号を発生する局部発振器１０と、局部発振器１０が発生する信号を２つに分岐させる分配器１１と、入力される直交変調波r0を２つに分岐させる分配器１２と、分配器１１で分岐された一方の信号が入力されてπ／２[rad](９０度)だけ位相を変化させた信号を出力するπ／２位相シフト器１３と、分配器１１で分岐された一方の信号と分配器１２で分岐された一方の信号とを乗算するミキサ１４と、π／２位相シフト器１３の出力信号と分配器１２で分岐された他方の信号とを乗算するミキサ１５と、ミキサ１４、１５の出力信号がそれぞれ入力される低域通過フィルタ（以下ＬＰＦと呼ぶ）１６、１７と、ＬＰＦ１６、１７の出力信号がそれぞれ入力されるアナログ／ディジタル変換器（以下ＡＤＣと呼ぶ）１８、１９と、ＡＤＣ１８、１９の出力信号がそれぞれ入力されてＤＣ成分を除去するＤＣオフセット補正回路（以下ＤＣ除去部と呼ぶ）２０、２１と、同相成分信号と直交成分信号の振幅レベル（平均電力相当）が等しくなるよう補正する振幅補正部２２とを有している。なお、分配器はブロック図では内部にＨを書いた四角で表す。

直交検波部２は例えばＩＦ信号の変調波を直交検波して、同相成分信号と直交成分信号の複素ベースバンド信号に分離する。直交検波部２内の局部発振器１０は、基準周波数(f2で表す)の信号を生成する。分配器１１は、局部発振器１０から出力された信号を分岐する。分岐した一方の信号が同相基準周波数信号であり、分岐した他方の信号がπ／２位相シフト器１３でπ／２[rad]だけ位相を変化させられて直交基準周波数信号になる。ミキサ１４は、分配器１２で分岐された一方の直交変調波r0と分配器１１から分岐された同相基準周波数信号とを乗算する。ミキサ１５は、分配器１２で分岐された他方の直交変調波r0とπ／２位相シフト器１３から出力された直交基準周波数信号とを乗算する。こうすることで、ミキサ１４、１５は、直交変調波r0の周波数が−ｆ_２分シフトした複素ベースバンド信号を出力する。ＬＰＦ１６、１７は、−ｆ_２分周波数がシフトすることで生じた高調波成分およびＡＤＣ１８、１９で折返し雑音が発生しないように高い周波数成分を除去して出力する。ＡＤＣ１８、１９はアナログ信号をディジタル信号へ変換して出力する。ＤＣ除去部２０、２１は、ＡＤＣ１８、１９から出力した信号を受信し、受信機１内のＡＤＣ１８、１９までに付加されたＤＣオフセットに対して、直流成分のＤＣ（周波数＝０）近傍の周波数成分を除去する高域通過フィルタに信号を通すことでＤＣ成分を除去して出力する。振幅補正部２２は、ＤＣ除去部２０、２１からの出力を元に同相成分信号と直交成分信号の振幅レベルの決められた長さの時間での平均値が等しくなるように補正する。

図３は、この発明の実施の形態１に係る受信機が有する直交度誤差補正回路の位相回転部を示すブロック図である。図４は、この発明の実施の形態１に係る受信機が有する直交度誤差補正回路の振幅補正部を示すブロック図である。図５は、この発明の実施の形態１に係る受信機が有する直交度誤差補正回路の位相逆回転部を示すブロック図である。

位相回転部４は、４５度（π／４[rad]）だけ位相を回転させる回路である。
複素信号に対してθ[rad]だけ位相を回転させる場合、位相を回転させる前の信号の同相成分信号をri1、直交成分信号をrq1、位相を回転させた後の信号の同相成分信号をri2、直交成分信号をrq2とすると、一般に以下の式で示すことができる。
ri2＝ri1*cos(θ)−rq1*sin(θ) (１)
rq2＝ri1*sin(θ)＋rq1*cos(θ) (２)
４５度回転させる場合は、θ＝π／４[rad]を代入すると、以下のようになる。なお、ここで、cos(π／４)＝sin(π／４)＝１／√２である。
ri2＝１／√２*（ri1−rq1） (３)
rq2＝１／√２*（ri1＋rq1） (４)

図３に示すように、位相回転部４は、減算器３０と、加算器３１と、乗算器３２、３３とを有する。減算器３０は、位相を回転させる前の信号の同相成分信号ri1から直交成分信号rq1を引いた信号を出力する。減算器３０の出力は乗算器３２に入力され、定数(＝１／√２)と乗算される。乗算器３２の出力が、４５度位相を回転させた後の信号の同相成分信号ri2になる。加算器３１は、同相成分信号ri1と直交成分信号rq1とを加算する。加算器３１の出力は乗算器３３に入力され、定数(＝１／√２)と乗算される。乗算器３３の出力が、４５度位相を回転させた後の信号の直交成分信号rq2になる。

乗算器３２、３３は、位相回転前の信号成分の振幅に合わせる目的であるため、位相回転には関係なく、省略することも可能である。また、位相回転は４５度だけでなく、４５度±ｎ*９０度（ただしｎは任意の整数）であれば、いずれの値でもよい。すなわち、直交度誤差を補正するために位相を回転させる角度である補正回転角は、９０度を除数として剰余が４５度になる角度であれば、どのような角度でもよい。

振幅補正部５は、同相成分信号ri2と直交成分信号rq2の決められた長さの時間での平均振幅レベル比を一定に近づける回路である。平均振幅レベルを一定にする目標を基準値と呼ぶ。同相成分信号ri2とrq2は、双方同一の基準値、ゲインおよび１／基準値（基準値の逆数）を与えてフィードバック制御することで、平均振幅レベル比を一定にする。ゲインは、平均振幅レベルを求める時間の長さから適切に決める。

同相成分信号ri2に対してフィードバック制御で求まった補正係数を乗算器４０で乗算した値を、振幅補正したri2aとして出力する。ri2aと基準値との差をフィードバックするために、ri2aを絶対値演算器４６により絶対値|ri2a|を算出し、減算器５０で|ri2a|から基準値を減算する。こうして、振幅の絶対値|ri2a|が基準値とどれだけずれているか算出できる。減算器５０の結果を乗算器４２で−１と乗算して符号を反転し、乗算器４２の出力とゲインを乗算器４４で乗算し、乗算結果を積分器５３を通して平滑化処理を行う。積分器５３は、サンプリング時間ごとに入力される信号の値を積算していく。積分器５３の出力と基準値を加算器５２で加算し、加算器５２の出力に対して１／基準値を乗算器４６を用いて乗算することで、振幅レベルの補正係数を求める。求められた補正係数が、乗算器４０に戻されてフィードバック制御がされる。

直交成分信号rq2に対しても同様の方法で実施することで、同相成分信号と直交成分信号の振幅を同一の基準値に近づける調整を行う。なお、同相成分信号ri2と直交成分信号rq2とで、信号が取りうる各シンボル点の発生確率が等しいと想定されるので、平均振幅が等しくなれば平均電力も等しくなる。

フィードバック制御ではなく、同相成分信号ri2の適切な長さに決められた時間での移動平均を求め、基準値を移動平均で割った値を同相成分信号ri2に乗算するフィードフォワード制御でも、同相成分信号ri2の平均振幅を基準値にすることができる。直交成分信号rq2に対しても同様な制御を実施すれば、直交成分信号rq2平均振幅を基準値にすることができる。絶対値演算ではなく回路規模は大きくなるが電力値や対数変換回路などを用いて実施することも可能である。積分器ではなく低域通過フィルター（ＬＰＦ）を使用して実装してもよい。

位相逆回転部６は、−４５度（−π／４[rad]）だけ位相を回転させる回路である。
複素信号に対してθ[rad]だけ位相を回転させる場合、位相を逆回転させる前の信号の同相成分信号をri2a、直交成分信号をrq2a、位相を逆回転させた後の信号の同相成分信号をri3、直交成分信号をrq3とすると、一般に以下の式で示すことができる。
ri3＝ri2a*cos(θ)−rq2a*sin(θ) (５)
rq3＝ri2a*sin(θ)＋rq2a*cos(θ) (６)
−４５度回転させる場合は、θ＝−π／４[rad]を代入すると、以下のようになる。なお、ここで、cos(−π／４)＝１／√２、sin(−π／４)＝−１／√２である。
ri3＝１／√２*(ri2a＋rq2a) (７)
rq3＝１／√２*(−ri2a＋rq2a) (８)
で示される。

図５に示すように、同相成分信号ri2aと直交成分信号rq2aとを加算器３４を用いて加算し、乗算器３６で１／√２を乗算することでri3を生成することができる。減算器３５によりrq2aからri2aを減算し、乗算器３７で１／√２を乗算することでrq3を生成することができる。なお、位相回転部４で４５度とは異なる補正回転角ξで位相回転させた場合は、補正回転角ξと絶対値が同じで符号が異なる角度である補正逆回転角(−ξ)だけ、位相逆回転部６で位相を回転させる。こうして、直交度誤差補正回路３に入力される前と位相を同じにできる。なお、３６０度単位または９０度単位での位相の違い問題にならない場合は、逆回転させる角度は、−ξ±ｎ*３６０度または−ξ±ｎ*９０度（ただしｎは任意の整数）のいずれの値でもよい。

乗算器３６、３７は、位相回転前の信号成分の振幅に合わせる目的であるため、位相回転には関係なく、省略することも可能である。また、決まったフレームの決まった位置に置かれた同期語などを用いて、後段の回路で位相の不確かさを除去する場合には、位相逆回転部６を備えなくてもよい。

直交度誤差補正方法として見た場合には、位相回転部４は、互いに直交する同相成分信号および直交成分信号の位相を、９０度を除数として４５度の剰余を有する角度である補正回転角だけそれぞれ変化させる位相回転工程を実施する。振幅補正部５は、位相回転工程で処理された同相成分信号および直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する振幅補正工程を実施する。位相逆回転部６は、振幅補正工程で処理された同相成分信号および直交成分信号の位相を補正回転角と絶対値が等しく符号が反対の角度である補正逆回転角だけそれぞれ変化させる位相逆回転工程を実施する。

直交検波部２の出力における直交度は理想的には９０度であるが、発振器１０からミキサ１４、１５までの経路長の誤差あるいはπ／２位相器の不完全さが存在すると直交度に誤差が生じる。図６から図９を使用して、受信側で直交度に誤差が存在する場合のコンスタレーションの変化および直交度誤差を補正する原理を説明する。図６は、この発明の動作を説明するために使用するコンスタレーション上で真円となる信号を示す図である。コンスタレーション上で、信号は反時計回りの軌跡となる。したがって、図６でＩchと表示した同相軸で検出する同相成分信号の方が、Ｑchと表示した直交軸で検出する直交成分信号よりも９０度だけ位相が進んでいる。

図７は、図６のコンスタレーション上で真円となる信号に受信側で直交度誤差が生じた場合に得られる信号のコンスタレーションを示す図である。図８は、図７のコンスタレーションを４５度位相回転したコンスタレーションを示す図である。図９は、図８のコンスタレーションの同相成分信号と直交成分信号の振幅レベルを等しくした場合のコンスタレーションを示す図である。

後で説明するが、受信側で同相成分信号にφr／２[rad]、直交成分信号に−φr／２[rad]の誤差が生じた場合、例えば図６に示すようにコンスタレーション上で真円となる信号は、局部発振器６０の位相誤差θによらず、図７に示すコンスタレーションのように、複素平面上で４５度および１３５度の方向に長軸または短軸が配置された楕円になる。図７でＩchと表示した位置の同相軸で検出すべき同相成分信号が、Ichよりもφr／２[rad]だけ進んだ位相を検出するＩch2と表示した位置の同相軸で検出される。Ｑchと表示した位置の直交軸で検出すべき直交成分信号が、Ｑchよりもφr／２[rad]だけ遅れた位相を検出するＱch2と表示した位置の直交軸で検出される。その結果、φr＞０であれば、複素平面上で１３５度の方向が長軸である楕円にコンスタレーションは変化する。

図７に示す状態では、同相成分信号と直交成分信号の平均振幅レベルが等しい。直交度誤差補正回路３内の位相回転部４で、図８に示すように４５度回転させると同相成分信号と直交成分信号の平均振幅レベルが異なる。図８の状態で、振幅補正部５で同相成分信号の振幅レベルと直交成分信号の振幅レベルを等しくすると、図９に示すようにコンスタレーションが元の真円に戻り直交度誤差が除去できることが分かる。

上記について数式を使って説明する。
図１０は、直交変調を行う一般的な送信機のブロック図である。図１０に示すように、一般的に送信機３は周波数ｆ_１の正弦波を発生する局部発振器６０から信号を分配器６１で分岐する。分岐した一方の信号を同相搬送波とし、他方の信号をπ／２シフト位相器６３でπ／２[rad]だけ位相を変化させて直交搬送波を作成する。同相搬送波と同相成分信号I(t)とをミキサ６４で乗算し、直交搬送波と直交成分信号Q(t)とをミキサ６５で乗算する。ミキサ６４、６５の出力信号を加算器６２で加算することで、直交変調波r0を生成する。
この送信機３が送信し受信機１が受信する直交変調波r0を数式で示すと以下のようになる。
r0＝I(t)*cos(2πf₁t)−Q(t)*sin(2πf₁t) (９)

この直交変調波r0が受信機１の直交検波部２のミキサ１４、１５を通過することで、以下の式で表現される同相成分信号ri0および直交成分信号rq0になる。ここで、直交検波部２の局部発振器１０の周波数は−ｆ_２、位相誤差はθr、同相成分信号側のミキサ１４での直交度誤差はφ_rI[rad]、直交成分信号側のミキサ１５での直交度誤差はφ_rＱ[rad]とする。
ri1＝r0*cos(2π(-f₂)t+θr+φ_rI)
＝[I(t)*cos(2πf₁t)−Q(t)*sin(2πf₁t)]*cos(2π(-f₂)t+θr+φ_rI)
＝(I(t)/2)*[cos(2π(f_１+f₂)t-θr-φ_rI)+cos(2π(f_１-f₂)t+θr+φ_rI)]
＋(Q(t)/2)*[sin(2π(f_１+f₂)t-θr-φ_rI)+sin(2π(f_１-f₂)t+θr+φ_rI)] (10)
rq1＝r0*sin(2π(-f₂)t+θr+φ_rQ)
＝[I(t)*cos(2πf₁t)−Q(t)*sin(2πf₁t)]*sin(2π(-f₂)t+θr+φ_rQ)
＝(I(t)/2)*[sin(2π(f_１+f₂)t-θr-φ_rQ)+sin(2π(f_１-f₂)t+θr+φ_rQ)]
＋(Q(t)/2)*[cos(2π(f_１+f₂)t-θr-φ_rQ)+cos(2π(f_１-f₂)t+θr+φ_rQ)] (11)

準同期検波なのでｆ_１≒ｆ_２、ｆ_１−ｆ_２＝ｆ_Ｒとすると、ＬＰＦ１６、１７で高調波成分すなわち(ｆ_１＋ｆ_２)の周波数成分項が除去され、その分のエネルギー減少分を補正することで、直交検波部２の出力ri1、rq1は、下式で示される。
ri1＝I(t)*cos(2πf_Rt+θr+φ_rI)−Q(t)*sin(2πf_Rt+θr+φ_rI) (10A)
rq1＝I(t)*sin(2πf_Rt+θr+φ_rQ)＋Q(t)*cos(2πf_Rt+θr+φ_rQ) (11A)
ここで、直交度誤差φ_Ｉおよびφ_Ｑに関して、その平均成分φavと差成分φrに分解すると、以下のようになる。
φ_rI＝φav＋φr/2 (12)
φ_rQ＝φav−φr/2 (13)
さらに、位相誤差θrと直交度誤差の平均成分φavの和をθdとすると、以下の式が成立する。
θd＝θr＋φav (14)

式(12)から式(14)を式(10A)および式(11A)に代入すると、以下のようになる。
ri1＝I(t)*cos(2πf_Rt+θd+φr/2)−Q(t)*sin(2πf_Rt+θd+φr/2) (10B)
rq1＝I(t)*sin(2πf_Rt+θd-φr/2)＋Q(t)*cos(2πf_Rt+θd-φr/2) (11B)
ここで、求めた式(10B)および式(11B)が、受信側で直交度誤差が生じたときの同相成分信号ri1と直交成分信号rq1の一般式である。
なお数式は、同相成分信号と直交成分信号の振幅レベル誤差や、同相成分信号と直交成分信号のＤＣオフセット誤差が存在しない理想的な場合として算出している。

上記したような直交度誤差が生じた場合に、直交度誤差が直交信号にどのような影響をもたらすかを分かりやすく示すために、図６のようなコンスタレーション上で真円となる信号（すなわちＩ(t)＋ｊＱ(t)＝exp(ｊ2πf_Tt)＝cos(2πf_Tt)＋ｊsin(2πf_Tt)）をri1、rq1に代入すると、以下の式で展開できる。ここで、ｆ_Ｔ＋ｆ_Ｒ＝ｆとする。
ri1＋ｊrq1＝{cos(2πf_Tt)cos(2πf_Rt+θd+φr/2)
−sin(2πf_Tt)sin(2πf_Rt+θd+φr/2)}
＋ｊ{cos(2πf_Tt)sin(2πf_Rt+θd-φr/2)
＋sin(2πf_Tt)cos(2πf_Rt+θd-φr/2)}
＝cos(2πft+θd+φr/2)＋ｊsin(2πft+θd-φr/2) (15)

式(15)は、同相成分信号ri1の位相がφr/2だけ進み、直交成分信号rq1の位相がφr/2だけ遅れることを意味する。

コンスタレーション上での振幅は、以下のように計算できる。
|ri1＋ｊrq1|²＝ri1²＋rq1²
＝cos²(2πft+θd+φr/2)＋sin²(2πft+θd-φr/2)
＝１−sin(4πft+2θd)sin(φr) (16)

式(16)から、(2πft+θd)が４５度または１３５度で|ri1＋ｊrq1|²が最大値または最小値をとることが分かる。したがって、受信機での受信信号は、図７で示すように、複素平面上で４５度および１３５度の方向に長軸または短軸が配置された楕円になる。

次に受信側で直交度誤差が生じた場合の、同相成分信号ri1の平均電力をＰ_{I1_av}、直交成分信号rq1の平均電力をＰ_{Q1_av}とすると、以下のようになる。
Ｐ_{I1_av}＝{I(t)*cos(2πf_Rt+θd+φr/2)−Q(t)*sin(2πf_Rt+θd+φr/2)}²
＝I(t)²cos²(2πf_Rt+θd+φr/2)＋Q(t)²sin²(2πf_Rt+θd+φr/2)
−2I(t)Q(t)cos(2πf_Rt+θd+φr/2)sin(2πf_Rt+θd+φr/2) (17)
ここで、I(t)とQ(t)との間に相関が存在しないので、平均ではI(t)Q(t)＝０となる。また、元の信号のI(t)とQ(t)の平均電力が同じでPav(t)であるとすると、式(6)は以下のようになる。
Ｐ_{I1_av}＝Pav(t)cos²(2πf_Rt+θd+φr/2)＋Pav(t)sin²(2πf_Rt+θd+φr/2)
＝Pav(t) (18)
Ｐ_{Q1_av}も同様にして、Ｐ_{Q1_av}＝Pav(t)となる。このように、直交検波部２の出力では、同相成分信号の平均電力と直交成分信号の平均電力は等しくなることが分かる。これは、コンスタレーションが複素平面上で４５度または１３５度の方向が長軸になる楕円であり、コンスタレーションのＩ軸およびＱ軸への射影が同じ大きさになることによる。

またri1、rq1にＤＣオフセットが存在しないのは、I(t)とQ(t)は、通常ディジタル信号０／１が等確率で出力されることで同相成分信号I(t)と直交成分信号Q(t)の振幅平均値が０になることから明らかである。
よって直交検波部２の出力は、理想的にはＤＣオフセット成分がなく、同相成分信号と直交成分信号の振幅レベル比（平均電力比）が等しい信号ri1、rq1が直交度誤差補正回路３に入力されることが分かる。

受信側で直交度誤差が生じた信号ri1＋ｊrq1に対して、４５度（＝π／４[rad]）だけ位相を回転させた信号ri2＋ｊrq2は、以下の式のようになる。
ri2＋ｊrq2＝(ri1＋ｊrq1)*exp(jπ/4)
＝(ri1＋ｊrq1)*(1+ｊ)/(√2)
＝{(ri1-rq1)＋ｊ(ri1+rq1)}/(√2) (19)
同相成分信号ri2と直交成分信号rq2に分離すると、以下のようになる。
ri2＝{I(t)(cos(2πf_Rt+θd+φr/2) - sin(2πf_Rt+θd-φr/2))
−Q(t)(sin(2πf_Rt+θd+φr/2) + cos(2πf_Rt+θd-φr/2))}/(√2) (20)
rq2＝{I(t)(cos(2πf_Rt+θd+φr/2) + sin(2πf_Rt+θd-φr/2))
＋Q(t)(sin(2πf_Rt+θd+φr/2) - cos(2πf_Rt+θd-φr/2))}/(√2) (21)

同相成分信号ri2の平均電力をＰ_Ｉ２＿avとすると、以下となる。
Ｐ_{I2_av}＝{I(t)(cos(2πf_Rt+θd+φr/2) - sin(2πf_Rt+θd-φr/2))
−Q(t)(sin(2πf_Rt+θd+φr/2) + cos(2πf_Rt+θd-φr/2))}²/2
＝Pav(t)[{cos(2πf_Rt+θd+φr/2) - sin(2πf_Rt+θd-φr/2)}²
−{sin(2πf_Rt+θd+φr/2) + cos(2πft_R+θd-φr/2)}²]/2
＝Pav(t)[1+sin(φr)]
＝Pav(t)[cos(φr/2)+sin(φr/2)]² (22)

直交成分信号rq2の平均電力をＰ_Ｑ２＿avも同様にして、以下となる。
Ｐ_{Q2_av}＝Pav(t)[1-sin(φr)]
＝Pav(t)[cos(φr/2)-sin(φr/2)]² (23)
このように、４５度（＝π／４[rad]）だけ位相を回転させた信号ri2＋ｊrq2では、同相成分信号ri2と直交成分信号rq2の電力の大きさが異なっている。

ここで、同相成分信号ri2と直交成分信号rq2の電力の比を変数αにより、以下のように定義する。
α＝√(Ｐ_{I2_av}／Ｐ_{Q2_av})
＝(cos(φr/2)+sin(φr/2))/(cos(φr/2)-sin(φr/2)) (24)
直交成分信号rq2にαをかけるか、同相成分信号ri2をαで割れば、同相成分信号ri2と直交成分信号rq2の電力を同じにすることができる。

rq2の平均電力をri2の平均電力と等しくなるように振幅レベル補正を行った場合に、受信側に存在する直交度誤差を補正できることを説明する。
同相成分信号ri2を表現する式(20)を、φrの項を分離して表現すると、以下のようになる。
ri2＝{I(t)(cos(2πf_Rt+θd+φr/2) - sin(2πf_Rt+θd-φr/2))
−Q(t)(sin(2πf_Rt+θd+φr/2) + cos(2πf_Rt+θd-φr/2))}/(√2)
＝{I(t)(cos(2πf_Rt+θd)cos(φr/2) - sin(2πf_Rt+θd)sin(φr/2)
- sin(2πf_Rt+θd)cos(φr/2) + cos(2πf_Rt+θd)sin(φr/2))
−Q(t)(sin(2πf_Rt+θd)cos(φr/2) + cos(2πf_Rt+θd)sin(φr/2)
+ cos(2πf_Rt+θd)cos(φr/2) + sin(2πf_Rt+θd)sin(φr/2))}/(√2)
＝(cos(φr/2)+sin(φr/2))
*{I(t)(cos(2πf_Rt+θd) - sin(2πf_Rt+θd))
−Q(t)(cos(2πf_Rt+θd) + sin(2πf_Rt+θd))}/(√2) (20A)

直交成分信号rq2を表現する式(21)も同様に、φrの項を分離して表現すると、以下のようになる。
rq2＝{I(t)(cos(2πf_Rt+θd+φr/2) + sin(2πf_Rt+θd-φr/2))
＋Q(t)(-sin(2πf_Rt+θd+φr/2) + cos(2πf_Rt+θd-φr/2))}/(√2)
＝{I(t)(cos(2πf_Rt+θd)cos(φr/2) - sin(2πf_Rt+θd)sin(φr/2)
+ sin(2πf_Rt+θd)cos(φr/2) - cos(2πf_Rt+θd)sin(φr/2))
＋Q(t)(-sin(2πf_Rt+θd)cos(φr/2) - cos(2πf_Rt+θd)sin(φr/2)
+ cos(2πf_Rt+θd)cos(φr/2) + sin(2πf_Rt+θd)sin(φr/2))}/(√2)
＝(cos(φr/2)-sin(φr/2))
*{I(t)(cos(2πf_Rt+θd) + sin(2πf_Rt+θd))
＋Q(t)(cos(2πf_Rt+θd) - sin(2πf_Rt+θd))}/(√2) (21A)

ここで、以下の複素信号を定義する。
s0＝I(t)＋ｊQ(t) (25)
r20＝(cos(2πf_Rt+θd) - sin(2πf_Rt+θd)/(√2)
＋ｊ(cos(2πf_Rt+θd) + sin(2πf_Rt+θd))/(√2)
＝exp(j(2πf_Rt+θd+π/4)) (26)
すると、ri2およびrq2は、以下のように表現できる。
ri2＝(cos(φr/2)+sin(φr/2))*Re(s0*r20) (20B)
rq2＝(cos(φr/2)-sin(φr/2))*Im(s0*r20) (20B)

ri2を実部としrq2をα倍したものを虚部とする複素信号r2aは、以下のようになる。
r2a＝ri2＋ｊαrq2
＝(cos(φr/2)+sin(φr/2))*s0*r20 (27)

式(27)において、(cos(φr/2)+sin(φr/2))は直交度誤差φr[rad]によって決まる固定値となり、時間変動に関与しない単なる振幅成分の固定変化を意味する。この後に同期検波を行うことで、r20＝exp(j(2πf_Rt+θd+π/4))の項を消去することができ、受信側の直交度誤差の影響を受けていない元の信号成分s0＝I(t)＋ｊQ(t)を抽出することができる。

本方式により搬送波非同期かつシンボルタイミング非同期状態であっても、受信側の直交度誤差を除去できる効果が有ることが分かる。つまり搬送波再生／シンボルタイミング再生前に受信側の直交度誤差を除去することが可能であり、直交度誤差を除去した信号を用いて搬送波再生やシンボルタイミング再生を実施することができるため、受信機性能を向上させることが可能である。

例として無変調連続信号が受信側で直交度誤差φr＝４５度生じた場合のシミュレーション実施例を示す。図１１は、受信側で直交度誤差φr＝４５度が生じた場合に、非同期検波された無変調連続信号の直交検波部を通過した後のコンスタレーションを示す図である。図１２は、図１１に示した信号が直交度誤差補正回路中の振幅補正部を通過した後のコンスタレーションを示す図である。図１３は、図１１に示した信号が直交度誤差補正回路を通過した後のコンスタレーションを示す図である。

比較例として、図１４は、直交度誤差が存在しない場合に、非同期検波された無変調連続信号の直交度誤差補正回路を通過後のコンスタレーションを示す図である。直交度誤差補正を実施したコンスタレーション（図１３）と直交度誤差が存在しない状態でのコンスタレーション（図１４)が類似した形となり、直交度誤差が補正されているのが分かる。
なお本シミュレーションは簡易的に実施したもので、直交検波部２内のＬＰＦ１６、１７の周波数特性を周波数に対して減衰率が緩やかに変化するもので構成しているため、高調波成分が除去しきれておらずコンスタレーションの線がにじんでいる。高周波成分をより少なくすれば、コンスタレーションがより明確な線にできる。

図１５から図１７に、他の例としてＱＰＳＫ信号が受信側で直交度誤差φr＝４５度生じた場合のシミュレーション例を示す。ＱＰＳＫ信号は同期検波でないとイメージがつかみにくいため、直交検波出力で周波数誤差および位相誤差が存在しない状態としたものである。図１５は、受信側で直交度誤差φr＝４５度が生じた場合に、同期検波されたＱＰＳＫ信号が直交検波部を通過した後のコンスタレーションを示す図である。図１６は、図１５に示した信号が直交度誤差補正回路の振幅補正部を通過した後のコンスタレーションを示す図である。図１７は、図１５に示した信号が直交度誤差補正回路を通過した後のコンスタレーションを示す図である。

比較例として、図１８は、直交度誤差が存在しない場合に、同期検波されたＱＰＳＫ信号の直交度誤差補正回路を通過した後のコンスタレーションを示す図である。ＱＰＳＫのマッピング点が見え、直交度誤差補正を実施したコンスタレーション（図１７）と直交度誤差が存在しない状態でのコンスタレーション（図１８)が類似した形となり、直交度誤差が補正されていることが分かる。

位相回転と、同相成分信号および直交成分信号それぞれの平均振幅または平均電力を算出して、同相成分信号および直交成分信号それぞれの平均振幅または平均電力が等しくなるように制御することで、直交度誤差を補正できる。複素平面上の象限を判定する必要が無いので、処理が簡単になる。

同相成分信号と直交成分信号では、信号が取りうる各シンボル点の発生確率分布が等しいと想定されるので、平均振幅が等しくなれば平均電力も等しくなる。したがって、平均電力を算出しなくても平均電力を等しくすることができる。そのため、電力算出処理を実施する場合と比較して、回路構成が簡単になり回路規模も小さくなる。なお、電力を用いて同相成分信号および直交成分信号のゲイン制御を行う場合、電力／対数変換や対数／振幅変換（電力値のルート演算）回路が必要となるため、回路規模の増大並びに回路の高速化を妨げるという課題があった。

直交度誤差補正を同期検波するための搬送波再生やシンボルタイミング再生の前に実施しており、搬送波再生やシンボルタイミング再生に受信側の直交度誤差に起因する性能劣化は発生しない。
以上のことは、他の実施の形態にもあてはまる。

実施の形態２．（同期検波の場合）
図１９は、この発明の実施の形態２に係る受信機の構成を示すブロック図である。図２０は、この発明の実施の形態２に係る受信機の同期検波部の構成を示すブロック図である。
図１９に示すように、受信機１Ａは、例えば、ＱＰＳＫのような直交変調された直交変調波r0を準同期検波して、同相成分信号ri1および直交成分信号rq1を抽出する直交検波部２と、直交検波部２の後段に縦続に接続された同期検波部７０と、ＤＣ除去部７１、７２と、振幅補正部７５と、直交度誤差補正回路７３とを備えている。

同期検波部７０は、図２０に示すように、直交検波部から受けた同相成分信号ri1、直交成分信号rq1に対してＳＮ比(Ｓ／Ｎ)が最大になるようなＬＰＦ特性を持つ整合フィルタ部９１、９２と、周波数誤差推定並びに位相誤差推定を行う周波数／位相同期部９６と、周波数／位相同期部９６が求めた周波数誤差Δfと位相誤差Δθが入力されて、受信信号ri1、rq1から周波数誤差および位相誤差を除去する複素位相乗算部９０を有している。なお、整合フィルタ９１、９２の特性は、送信側の波形整形フィルタと同じフィルタ特性を持たせることで、ＳＮ比が最大にできる。

直交度誤差補正回路７３は、図１９に示すように、４５度だけ位相を回転させて同相成分信号ri7と直交成分信号rq7を出力する位相回転部７６と、同相成分信号ri7と直交成分信号rq7の平均振幅レベルを等しくすることで直交度を補正する振幅補正部７７と、−４５度だけ位相を回転させて元の位相に戻した同相成分信号ri9と直交成分信号rq9を出力する位相逆回転部７８とを有している。

直交検波部２は実施の形態１で示したものと同様に、ＩＦ信号の変調波を直交検波して、同相成分信号と直交成分信号の複素ベースバンド信号に分離して、高周波成分を除去してそれぞれri1、rq1として出力する。

同期検波部７０では、後述する複素位相乗算部９０の出力信号がＬＰＦ特性を有する整合フィルタ９１、９２により抽出され、同相成分信号ri4と直交成分信号rq4がそれぞれ、ＤＣ除去部７１、７２へ出力される。

同相成分信号ri4と直交成分信号rq4を用いて周波数／位相同期部９６で、周波数誤差推定および位相誤差推定を行う。推定された周波数誤差Δｆおよび位相誤差Δθは、複素位相乗算部９０に入力される。複素位相乗算部９０では、複素位相cos(−2πΔｆt−Δθ)＋ｊsin(−2πΔｆt−Δθ)を、複素信号ri1+ｊrq1に乗算して、周波数誤差と位相誤差を除去する。

ＤＣ除去部７１、７２は、直交検波部２内のＤＣ除去部２０、２１と同様の構成および機能となっており、ＤＣ成分を除去した同相成分信号ri5と直交成分信号rq5を振幅補正部７５へ渡す。

振幅補正部７５は、直交検波部２内の振幅補正部５と同様の構成および機能となっており、同相成分信号と直交成分信号の振幅レベルの平均値が等しくなるように補正し、補正した同相成分信号ri6と直交成分信号rq6を直交度誤差補正回路７３へ渡す。

直交度誤差補正方法として見た場合には、同期検波部７０は、同相成分信号および直交成分信号から周波数誤差と位相誤差の両方または周波数誤差を除去する同期検波工程を実施する。振幅補正部７５は、同期検波工程で処理された同相成分信号および直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する同期後振幅補正工程を実施する。位相回転部７６は、同期検波工程または同期後振幅補正工程で処理された同相成分信号および直交成分信号の位相を、９０度を除数として４５度の剰余を有する角度である補正回転角だけそれぞれ変化させる位相回転工程を実施する。振幅補正部７７は、位相回転工程で処理された同相成分信号および直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する振幅補正工程を実施する。位相逆回転部７８は、振幅補正工程で処理された同相成分信号および直交成分信号の位相を補正回転角と絶対値が等しく符号が反対の角度である補正逆回転角だけそれぞれ変化させる位相逆回転工程を実施する。

（１）送信側だけに直交度誤差が存在する場合
同期検波部７０の出力で周波数誤差および位相誤差が除去された状態において、このときの直交度は理想的には９０度であるが、送信機３の発振器６０からミキサ６４、６５までの経路長誤差やπ／２位相器６３の不完全さにより、同相成分信号にφs／２[rad]、直交成分信号に−φs／２[rad]の誤差が生じた場合の動作を、図６と図２１から図２３を使用して説明する。図２１は、図６のコンスタレーション上で真円となる信号に送信側で直交度誤差が生じた場合のコンスタレーションを示す図である。図２２は、図２１のコンスタレーションを４５度位相回転したコンスタレーションを示す図である。図２３は、図２２のコンスタレーションの同相成分信号と直交成分信号の振幅レベルを等しくした場合のコンスタレーションを示す図である。

例えば図６に示すようにコンスタレーション上で真円となる信号は、図２１に示すコンスタレーションのように送信側の同相軸（ＩchＳと表記）が受信側の同相軸（ＩchＲと表記）に対してφs／２[rad]進み、送信側の直交軸（ＱchＳと表示）が受信側の直交軸（ＱchＲと表記）に対して−φs／２[rad]進む（φs／２[rad]遅れる）ことで、複素平面上で４５度および１３５度の方向を長軸または短軸とした楕円になる。φs＞０であれば、４５度の方向が長軸になる。
このため図２２に示すように４５度回転させた状態で、同相成分信号の振幅レベルと直交成分信号の振幅レベルを等しくすると、図２３に示すように元の真円に戻り直交度誤差が除去できることが分かる。

上記について数式を使って説明する。
図１０に示すように、一般的に送信機３は周波数ｆ_１の正弦波を発生する局部発振器６０から信号を分配器６１で分岐する。分岐した一方の信号を同相搬送波とし、他方の信号をπ／２シフト位相器６３でπ／２[rad]だけ変化させて直交搬送波を作成する。同相搬送波と同相成分信号I(t)とをミキサ６４で乗算し、直交搬送波と直交成分信号Q(t)とをミキサ６４で乗算する。ミキサ６４、６５の出力信号を加算器６２で加算することで、直交変調波r0を生成する。

送信側で直交度誤差が生じた場合、直交変調波r0を数式で示すと以下のようになる。ここで、送信機３の局部発振器６０の位相誤差はθs、ミキサ６４での直交度誤差はφ_sＩ[rad]、ミキサ６５での直交度誤差はφ_sＱ[rad]とする。
r0＝I(t)*cos(2πf₁t+θs+φ_sI)−Q(t)*sin(2πf₁t+θs+φ_sQ) (28)

これを受信機１Ａの直交検波部２で直交検波し、さらにＬＰＦを通過させて(f_１+f₂)の周波数成分を除去し、電力が同じになるようにエネルギー補正するので、直交検波部から出力される同相成分信号ri1および直交成分信号rq1は以下のように示される。
この式は受信側で直交度誤差が生じない場合、もしくは受信側の直交度誤差が補正された状態の信号を示す式である。
ri1＝r0*cos(2π(-f₂)t)
＝(I(t)/2)*[cos(2π(f_１+f₂)-θs-φ_sI)+cos(2π(f_１-f₂)+θs+φ_sI)]
＋(Q(t)/2)*[sin(2π(f_１+f₂)-θs-φ_sQ)+sin(2π(f_１-f₂)+θs+φ_sQ)]
≒I(t)*cos(2π(f_１-f₂)+θs+φ_sI)−Q(t)*sin(2π(f_１-f₂)+θs+φ_sQ) (29)
rq1＝r0*sin(2π(-f₂)t)
＝(I(t)/2)*[sin(2π(f_１+f₂)-θs-φ_sI)+sin(2π(f_１-f₂)+θs+φ_sI)]
＋(Q(t)/2)*[cos(2π(f_１+f₂)-θs-φ_sQ)+cos(2π(f_１-f₂)+θs+φ_sQ)]
≒I(t)*sin(2π(f_１-f₂)+θs+φ_sI)＋Q(t)*cos(2π(f_１-f₂)+θs+φ_sQ) (30)

受信側の直交度誤差の場合と同様に、直交度誤差φ_sＩおよびφ_sＱに関して、その平均成分φavと差成分φsに分解し、位相誤差θsと直交度誤差の平均成分φavの和をθdとすると、式(29)および式(30)は、以下のようになる。
ri1＝I(t)cos(2π(f_１-f₂)+θd+φs/2)−Q(t)sin(2π(f_１-f₂)+θd-φs/2) (29A)
rq1＝I(t)sin(2π(f_１-f₂)+θd+φs/2)＋Q(t)cos(2π(f_１-f₂)+θd-φs/2) (30A)

（１Ａ）送信側だけに直交度誤差があり、同期検波部で周波数誤差および位相誤差が除去された場合
この信号が同期検波部で周波数誤差および位相誤差が除去された場合、(f_１−f₂)の周波数成分およびθdの項がなくなるため、同期検波部出力ri4、rq4は、下記の式のようになる。下記の式は、送信側で直交度誤差が生じたときの同相成分信号ri4と直交成分信号rq4の一般式である。
ri4＝I(t)*cos(φs/2)−Q(t)*sin(-φs/2) (31)
rq4＝I(t)*sin(φs/2)＋Q(t)*cos(-φs/2) (32)
なお本式は、同相成分信号と直交成分信号の振幅レベル誤差や、同相成分信号と直交成分信号のＤＣオフセット誤差が存在しない理想的な場合として算出している。

送信側で直交度誤差が生じた場合に、どのような影響になるかを分かりやすく示すために、図６のようなコンスタレーション上で真円となる信号（すなわちＩ(t)＋ｊＱ(t)＝exp(ｊ2πf_Tt)＝cos(2πf_Tt)＋ｊsin(2πf_Tt)）をri4、rq4に代入すると、以下の式で展開できる。
ri4＋ｊrq4＝{cos(2πf_Tt)cos(φs/2)−sin(2πf_Tt)sin(-φs/2)}
＋ｊ{cos(2πf_Tt)sin(φs/2)＋sin(2πf_Tt)cos(-φs/2)}
＝cos(2πf_Tt-φs/2)＋ｊsin(2πf_Tt+φs/2) (33)
コンスタレーション上での振幅は、以下のように計算できる。
|ri4＋ｊrq4|²＝ri4²＋rq4²
＝cos²(2πf_Tt-φs/2)＋sin²(2πf_Tt+φs/2)
＝１＋sin(4πf_Tt)sin(φs) (34)
この式は、上記コンスタレーション上で真円となる信号が入力した場合の同期検波部７０の出力に相当し、このときのコンスタレーションは図２１に示すように、複素平面上で４５度もしくは１３５度上の方向を長軸とした楕円になる。

送信側で直交度誤差が生じた場合の、同相成分信号ri4の平均電力をＰ_{I4_av}、直交成分信号rq4の平均電力をＰ_{Q4_av}とする。元の信号のI(t)とQ(t)の平均電力は等しく、かつそれぞれ独立した信号（すなわち相関が存在しない信号）であることを考慮すると、受信側で直交度誤差が生じた場合と同様に、以下のようになる。
Ｐ_{I4_av}＝Ｐ_{Q4_av}＝Pav(t) (35)
直交検波部７３の出力では、同相成分信号の平均電力と直交成分信号の平均電力は等しくなることが分かる。送信側で直交度誤差が生じても、同期検波部７０における同相成分信号ri4の平均電力と直交成分信号rq4の平均電力が等しいことが分かる。

またri4、rq4にＤＣオフセットが存在しないのは、I(t)とQ(t)は、通常ディジタル信号０／１が等確率で出力されることで同相成分信号I(t)と直交成分信号Q(t)の振幅平均値が０になることから明らかである。
よって同期検波部７０の出力は、理想的にはＤＣオフセット成分を有さず、同相成分信号と直交成分信号の振幅レベル比（平均電力比）が等しい信号ri4、rq4がri6、rq6となり直交度誤差補正回路７３に入力されることが分かる。
ri6＝ri4＝I(t)*cos(φs/2)−Q(t)*sin(-φs/2) (36)
rq6＝rq4＝I(t)*sin(φs/2)＋Q(t)*cos(-φs/2) (37)

直交度誤差補正回路７３の位相回転部７６で４５度の位相回転を行い、同相成分信号ri7と直交成分信号rq7として出力する。直交度誤差が生じた信号ri6＋ｊrq6と、４５度（＝π／４[rad]）だけ位相を回転させた信号ri7＋ｊrq7の間には、以下の関係が成立する。
ri7＋ｊrq7＝(ri6＋ｊrq6)*exp(jπ/4)
＝(ri6＋ｊrq6)*(1+ｊ)/(√2)
＝{(ri6-rq6)＋ｊ(ri6+rq6)}/(√2) (38)

同相成分信号ri7と直交成分信号rq7に分離すると、以下のようになる。
ri7＝{I(t)*cos(φs/2)−Q(t)*sin(-φs/2)
−I(t)*sin(φs/2)−Q(t)*cos(-φs/2)}/(√2)
＝(cos(φs/2)−sin(φs/2)){I(t)−Q(t)}/(√2) (39)
rq7＝{I(t)*cos(φs/2)−Q(t)*sin(-φs/2)
＋I(t)*sin(φs/2)＋Q(t)*cos(-φs/2)}/(√2)
＝(cos(φs/2)＋sin(φs/2)){I(t)＋Q(t)}/(√2) (40)

ここで、同相成分信号ri7の平均電力をＰ_{I7_av}とし、直交成分信号rq7の平均電力をＰ_{Q7_av}とすると、以下のようになる。
Ｐ_{I7_av}＝(cos(φs/2)−sin(φs/2))²*Pav(t) (41)
Ｐ_{Q7_av}＝(cos(φs/2)＋sin(φs/2))²*Pav(t) (42)

ここで、同相成分信号ri7と直交成分信号rq7の電力の比を変数βにより、以下のように定義する。
β＝√(Ｐ_{I7_av}／Ｐ_{Q7_av})
＝(cos(φs/2)-sin(φs/2))/(cos(φs/2)+sin(φs/2)) (43)
直交成分信号rq7にβをかけるか、同相成分信号ri7をβで割れば、同相成分信号ri7と直交成分信号rq7の電力を同じにすることができる。

よって同相成分信号ri7と直交成分信号rq7の電力比が等しくなるように、例えば直交成分信号rq7にβをかけて振幅補正を行った信号ri8、rq8は以下の式で示される。
ri8＝(cos(φs/2)−sin(φs/2)){I(t)−Q(t)}/(√2) (44)
rq8＝(cos(φs/2)−sin(φs/2)){I(t)＋Q(t)}/(√2) (45)

さらに位相逆回転部７８で−４５度の位相回転を行った信号ri9、rq9は以下の式で示される。
ri9＝(cos(φs/2)−sin(φs/2))I(t) (46)
rq9＝(cos(φs/2)−sin(φs/2))Q(t) (47)
こうして、振幅は変化するが、元の信号I(t)＋ｊQ(t)の信号を抽出することができる。振幅の変化は、ゲイン補正で補正可能である。送信側で直交度誤差が生じても、直交度誤差補正回路７３を介することで、送信側の直交度誤差を除去し、元の信号I(t)＋ｊQ(t)の信号を抽出する効果が有るということが分かる。

直交度誤差補正回路７３内の位相回転部７６、振幅補正部７７、位相逆回転部７８は実施の形態１に記載の直交度誤差補正回路３内の位相回転部４、振幅補正部５、位相逆回転部６と同様の構成および効果を持つ。

例としてＱＰＳＫ信号が送信側で直交度誤差φs＝４５度が生じた場合のシミュレーション例を示す。ＱＰＳＫ信号は同期検波部で周波数誤差および位相誤差が除去された状態としたものである。図２４は、送信側で直交度誤差φs＝４５度が生じた場合に、同期検波されたＱＰＳＫ信号の直交度誤差補正回路に入る前のコンスタレーションを示す図である。図２５は、図２４に示した信号が直交度誤差補正回路の振幅補正部を通過した後のコンスタレーションを示す図である。図２６は、図２４に示した信号が直交度誤差補正回路を通過した後のコンスタレーションを示す図である。
直交度誤差補正を実施したコンスタレーション（図２６）と直交度誤差が存在しない状態でのコンスタレーション（図１８)が類似した形となり、直交度誤差が補正されているのが分かる。

（１Ｂ）送信側だけに直交度誤差があり、同期検波部で位相誤差が残る場合
周波数誤差は除去できたが位相誤差が残る場合について、検討する。直交検波部から出力される同相成分信号ri1および直交成分信号rq1は、式(29A)および式(30A)で表現される。同期検波部で周波数誤差が除去された場合、(f_１−f₂)の周波数成分がなくなるため、同期検波部の出力信号である同相成分信号ri4および直交成分信号rq4は、下記の式で示される。
ri4＝I(t)*cos(θd+φs/2)−Q(t)*sin(θd-φs/2) (48)
rq4＝I(t)*sin(θd+φs/2)＋Q(t)*cos(θd-φs/2) (49)

送信側で直交度誤差が生じかつ位相誤差が残留する場合に、どのような影響になるかを分かりやすく示すために、図６のようなコンスタレーション上で真円となる信号（すなわちＩ(t)＋ｊＱ(t)＝exp(ｊ2πf_Tt)＝cos(2πf_Tt)＋ｊsin(2πf_Tt)）をri4、rq4に代入すると、以下の式で展開できる。
ri4＋ｊrq4＝{cos(2πf_Tt)cos(θd+φs/2)−sin(2πf_Tt)sin(θd-φs/2)}
＋ｊ{cos(2πf_Tt)sin(θd+φs/2)＋sin(2πf_Tt)cos(θd-φs/2)}
＝{cos(θd)＋ｊsin(θd)}
*{cos(2πf_Tt-φs/2)＋ｊsin(2πf_Tt+φs/2)} (50)

式(50)は、位相誤差θdが残る場合の同期検波部７０の出力信号である同相成分信号ri4および直交成分信号rq4は、図２７に示すように、複素平面上で４５＋θｄ度もしくは１３５＋θｄ度の方向を長軸とした楕円を意味する。図２７は、図６のコンスタレーション上で真円となる信号に送信側で直交度誤差が生じており、同期検波部で周波数誤差が除去され位相誤差が残る場合のコンスタレーションを示す図である。

同相成分信号ri4および直交成分信号rq4のそれぞれの平均電力Ｐ_{I４_av}およびＰ_{Q４_av}を求めると、以下のようになる。
Ｐ_{I４_av}＝{I(t)*cos(θd+φs/2)−Q(t)*sin(θd-φs/2)}²
＝Pav(t)*{cos²(θd+φs/2)＋sin²(θd-φs/2)}
＝Pav(t)*{(1+cos(2θd+φs))/2＋(1-cos(2θd-φs))/2}
＝Pav(t)*{１−sin(2θd)*sin(φs)} (51)

Ｐ_{Q4_av}＝{I(t)*sin(θd+φs/2)＋Q(t)*cos(θd-φs/2)}²
＝Pav(t)*{sin²(θd+φs/2)＋cos²(θd-φs/2)}
＝Pav(t)*{(1-cos(2θd+φs))/2＋(1+cos(2θd-φs))/2}
＝Pav(t)*{１＋sin(2θd)*sin(φs)} (52)

位相誤差が残る場合には、同相成分信号ri4と直交成分信号rq4の平均電力が異なる。ここで、同相成分信号ri4および直交成分信号rq4の振幅比ηは、以下のようになる。
η＝√(Ｐ_{I４_av}／Ｐ_{Q4_av})
＝√({１−sin(2θd)*sin(φs)}／{１＋sin(2θd)*sin(φs)}) (53)

残留した位相誤差による平均電力の違いは、振幅補正部７３により補正される。図２８は、図２７に示した信号が振幅補正部を通過して直交度誤差補正回路に入る前でのコンスタレーションを示す図である。直交成分信号rq4にηを乗算して同相成分信号ri4の振幅と同じにした場合を示している。同相成分信号ri4と直交成分信号rq4の振幅が同じになることで、コンスタレーションの長軸は４５度の方向になる。

位相誤差が残る場合も、直交度誤差補正回路に入る前に振幅補正部で同相成分信号および直交成分信号の平均振幅または平均電力が同じになるように補正されれば、直交度誤差補正回路では、図２２および図２３に示すようにコンスタレーションが変化して、直交度誤差が補正される。

位相誤差が残る場合の例としてＱＰＳＫ信号が送信側で直交度誤差φs＝３０度（φ_ｓＩ＝＋１５度、φ_ｓＱ＝−１５度）が生じた場合のシミュレーション例を示す。ＱＰＳＫ信号は同期検波部で周波数誤差が除去されて、位相誤差θ＝２０度が除去できていない状態としたものである。図２９は、送信側で直交度誤差φs＝３０度が生じた場合に、ＱＰＳＫ信号同期検波で位相誤差θ＝２０度が残留した場合の直交度誤差補正回路に入る前の信号のコンスタレーションを示す図である。図３０は、図２９に示した信号が振幅補正されて直交度誤差補正回路に入る前でのコンスタレーションを示す図である。図３１は、図２９に示した信号が直交度誤差補正回路を通過した後でのコンスタレーションを示す図である。図３２は、図２９に示した信号が直交度誤差補正回路を通過した後に、残留位相誤差θ＝２０度を除去した場合のコンスタレーションを示す図である。
直交度誤差補正を実施したコンスタレーション（図３２）と直交度誤差が存在しない状態でのコンスタレーション（図１８)が類似した形となり、送信側で発生した直交度誤差が補正されているのが分かる。

上記のように周波数同期ができている状態、すなわち周波数誤差＝０であれば、ナイキスト点抽出や位相誤差θが完全に除去できていなくても最終的にＱＰＳＫのマッピング点が見え、直交度誤差が補正されていることが分かる。周波数誤差は完全に除去できていなくても、平均振幅または平均電力を求める決められた長さの時間で位相を一定と見ることができる程度に周波数誤差が小さければ、直交度誤差が補正できる。なお、同期検波部で周波数誤差および位相誤差を除去できる場合には、同期検波部と直交度誤差補正回路の間に振幅補正部は備えなくてもよい。

（２）送信側と受信側に直交度誤差が存在する場合
送信側で直交度誤差が発生する場合には、直交変調波r0は以下のようになる。
r0＝I(t)*cos(2πf₁t+θs+φ_sI)−Q(t)*sin(2πf₁t+θs+φ_sQ) (26A)

直交変調波r0を受信機１Ａの直交検波部２で直交検波し、さらにＬＰＦを通過し(f_１+f₂)の周波数成分が除去されエネルギー補正することを考慮すると、直交検波部出力ri1およびrq1は以下のように示される。
受信側でも直交度誤差が存在する場合は、以下のようになる。
ri1＝r0*cos(2π(-f₂)t+θr+φ_rI)
＝{I(t)*cos(2πf₁t+θs+φ_sI)−Q(t)*sin(2πf₁t+θs+φ_sQ)}
*cos(2π(-f₂)t+θr+φ_rI)
＝(I(t)/2)*[cos(2π(f_１+f₂)t+θs+φ_sI-θr-φ_rI)
+cos(2π(f_１-f₂)t+θs+φ_sI+θr+φ_rI)]
−(Q(t)/2)*[sin(2π(f_１+f₂)t+θs+φ_sQ-θr-φ_rI)
+sin(2π(f_１-f₂)t+θs+φ_sQ+θr+φ_rI)]
≒(I(t)/2)*cos(2π(f_１-f₂)+θs+φ_sI+θr+φ_rI)
−(Q(t)/2)*sin(2π(f_１-f₂)t+θs+φ_sQ+θr+φ_rI) (54)

rq1＝r0*sin(2π(-f₂)t+θr+φ_rQ)
＝{I(t)*cos(2πf₁t+θs+φ_sI)−Q(t)*sin(2πf₁t+θs+φ_sQ)}
*sin(2π(-f₂)t+θr+φ_rQ)
＝(I(t)/2)*[sin(2π(f_１+f₂)t+θs+φ_sI-θr-φ_rQ)
+sin(2π(f_１-f₂)t+θs+φ_sI+θr+φ_rQ)]
−(Q(t)/2)*[cos(2π(f_１+f₂)t+θs+φ_sQ-θr-φ_rQ)
-cos(2π(f_１-f₂)t+θs+φ_sQ+θr+φ_rQ)]
≒(I(t)/2)*sin(2π(f_１-f₂)t+θs+φ_sI+θr+φ_rQ)
＋(Q(t)/2)*cos(2π(f_１-f₂)t+θs+φ_sQ+θr+φ_rQ)] (55)

直交度誤差を平均成分と差成分に分解し、位相誤差と直交度誤差の平均成分の和をθddとすると、式(54)および式(55)は、以下のようになる。
ri1＝I(t)cos(2π(f_１-f₂)t+θdd+φs/2+φr/2)
−Q(t)sin(2π(f_１-f₂)t+θdd-φs/2+φr/2) (54A)
rq1＝I(t)sin(2π(f_１-f₂)t+θdd+φs/2-φr/2)
＋Q(t)cos(2π(f_１-f₂)t+θdd-φs/2-φr/2) (55A)

この信号が同期検波部で周波数および位相が除去された場合、(f_１−f₂)の周波数成分およびθddの項がなくなるため、同期検波部出力ri4およびrq4は、下記の式で示される。
ri4＝I(t)*cos(φs/2+φr/2)−Q(t)*sin(-φs/2+φr/2) (56)
rq4＝I(t)*sin(φs/2-φr/2)＋Q(t)*cos(-φs/2-φr/2) (57)

同期検波された信号が送信側および受信側で直交度誤差が生じた場合に、どのような影響になるかを分かりやすく示すために、図６のようなコンスタレーション上で真円となる信号（すなわちＩ(t)＋ｊＱ(t)＝exp(ｊ2πf_Tt)＝cos(2πf_Tt)＋ｊsin(2πf_Tt)）を同相成分信号ri4および直交成分信号rq4に代入すると、以下の式で展開できる。
ri4＋ｊrq4＝{cos(2πf_Tt)cos(φs/2+φr/2)−sin(2πf_Tt)sin(-φs/2+φr/2)}
＋ｊ{cos(2πf_Tt)sin(φs/2-φr/2)＋sin(2πf_Tt)cos(-φs/2-φr/2)} (58)

コンスタレーション上での振幅は、以下のように計算できる。
|ri4＋ｊrq4|²＝ri4²＋rq4²
＝{cos(2πf_Tt)cos(φs/2+φr/2)−sin(2πf_Tt)sin(-φs/2+φr/2)}²
＋{cos(2πf_Tt)sin(φs/2-φr/2)＋sin(2πf_Tt)cos(-φs/2-φr/2)}²
＝cos²(φs/2+φr/2)＋sin²(φs/2-φr/2)
−2sin(4πf_Tt)cos(φs/2+φr/2)sin(φs/2-φr/2)
＝(1+cos(φs+φr))/2+(1-cos(φs-φr))/2
＋sin(4πf_Tt){sin(φs)−sin(φr)}
＝１−sin(φs)sin(φr)＋sin(4πf_Tt){sin(φs)−sin(φr)} (59)

この式(59)は、上記コンスタレーション上で真円となる信号が入力した場合の位相回転部４の出力に相当し、このときのコンスタレーションは、送信側にだけ位相誤差が存在する場合の図２１に示すように、複素平面上で４５度もしくは１３５度の方向をを長軸とした楕円になる。

同期検波された信号では、送信側と受信側の両方に直交度誤差が存在する場合も、送信側にだけ直交度誤差が存在する場合と同様に、同相成分信号ri4と直交成分信号rq4の平均電力は同じになり、ＤＣオフセットが存在しない。

直交度誤差補正回路７３の位相回転部７６で４５度の位相回転を行い、ri7、rq7として出力する。送信側と受信側の両方に直交度誤差が存在する場合には、以下のようになる。
ri7＝{I(t)*cos(φs/2+φr/2)−Q(t)*sin(-φs/2+φr/2)
−I(t)*sin(φs/2-φr/2)−Q(t)*cos(-φs/2-φr/2)}/(√2)
＝(cos(φs/2+φr/2)−sin(φs/2-φr/2)){I(t)−Q(t)}/(√2)
＝(cos(φs/2)−sin(φs/2))(cos(φr/2)＋sin(φr/2)){I(t)−Q(t)}/(√2) (60)
rq7＝{I(t)*cos(φs/2+φr/2)−Q(t)*sin(-φs/2+φr/2)
＋I(t)*sin(φs/2-φr/2)−Q(t)*cos(-φs/2-φr/2)}/(√2)
＝(cos(φs/2+φr/2)＋sin(φs/2-φr/2)){I(t)＋Q(t)}/(√2)
＝(cos(φs/2)＋sin(φs/2))(cos(φr/2)−sin(φr/2)){I(t)＋Q(t)}/(√2) (61)

ここで、同相成分信号ri7の平均電力をＰ_{I7_av}とし、直交成分信号rq7の平均電力をＰ_{Q7_av}とすると、それぞれ以下のようになる。
Ｐ_{I7_av}＝(cos(φs/2)−sin(φs/2))²(cos(φr/2)＋sin(φr/2))²*Pav(t) (62)
Ｐ_{Q7_av}＝(cos(φs/2)＋sin(φs/2))²(cos(φr/2)−sin(φr/2))²*Pav(t) (63)

ここで、同相成分信号ri7と直交成分信号rq7の電力の比を変数γにより、以下のように定義する。
γ＝√(Ｐ_{I7_av}／Ｐ_{Q7_av})
＝((cos(φs/2)−sin(φs/2))／(cos(φs/2)＋sin(φs/2)))
*(cos(φr/2)＋sin(φr/2))／(cos(φr/2)−sin(φr/2))) (64)
直交成分信号rq7にγをかけるか、同相成分信号ri7をγで割れば、同相成分信号ri7と直交成分信号rq7の電力を同じにすることができる。

よってri7とrq7の電力比が等しくなるように、例えば直交成分信号rq7にγをかけて振幅補正を行った信号ri8、rq8は以下の式で示される。
ri8＝(cos(φs/2)−sin(φs/2))(cos(φr/2)＋sin(φr/2))*{I(t)−Q(t)}/(√2) (65)
rq8＝(cos(φs/2)−sin(φs/2))(cos(φr/2)＋sin(φr/2))*{I(t)＋Q(t)}/(√2) (66)

さらに位相逆回転部７８で−４５度の位相回転を行った信号ri9、rq9は以下の式で示される。
ri9＝(cos(φs/2)−sin(φs/2))(cos(φr/2)＋sin(φr/2))*I(t) (67)
rq9＝(cos(φs/2)−sin(φs/2))(cos(φr/2)＋sin(φr/2))*Q(t) (68)
こうして、振幅は変化するが、元の信号[I(t)＋ｊQ(t)]の信号を抽出することができる。振幅の変化は、ゲイン補正で補正可能である。送信側および受信側で直交度誤差が生じても、直交度誤差補正回路で補正処理をすることで、送信側および受信側の直交度誤差を除去し、元の信号[I(t)＋ｊQ(t)]の信号を抽出する効果が有るということが分かる。
同期検波部で位相誤差が残る場合も、同様に送信側および受信側の直交度誤差を除去できる。平均振幅または平均電力を求める決められた長さの時間で位相を一定と見ることができる程度に周波数誤差が小さければ、直交度誤差が補正できる。なお、同期検波部で周波数誤差および位相誤差を除去できる場合には、同期検波部と直交度誤差補正回路の間に振幅補正部は備えなくてもよい。
以上のことは、他の実施の形態でもあてはまる。

実施の形態３．（同期検波の前後で直交度誤差補正をする場合）
実施の形態３は、実施の形態１と実施の形態２とを組み合わせた場合である。送信側と受信側でともに直交度誤差が存在する場合に、同期検波の前で直交度誤差を補正して受信側の直交度誤差を除去し、同期検波の後で直交度誤差を補正して送信側の直交度誤差を除去する場合である。

図３３は、この発明の実施の形態３に係る受信機の構成を示すブロック図である。実施の形態２の場合の図１９と比較して、実施の形態３に係る受信機１Ｂは、同期検波部３の前段に実施の形態１での直交誤差補正回路３が追加されている。つまり、受信機１Ｂは、同期検波部３の前段に直交誤差補正回路３を有し、同期検波部３の後段に同期後直交度誤差補正回路である直交誤差補正回路７３を有する。

直交度誤差補正方法として見た場合には、位相回転部４は、互いに直交する同相成分信号および直交成分信号の位相を、９０度を除数として４５度の剰余を有する角度である補正回転角だけそれぞれ変化させる位相回転工程を実施する。振幅補正部５は、位相回転工程で処理された同相成分信号および直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する振幅補正工程を実施する。位相逆回転部６は、振幅補正工程で処理された同相成分信号および直交成分信号の位相を補正回転角と絶対値が等しく符号が反対の角度である補正逆回転角だけそれぞれ変化させる位相逆回転工程を実施する。

同期検波部７０は、振幅補正工程で処理された同相成分信号および直交成分信号から周波数誤差を除去する同期検波工程を実施する。振幅補正部７５は、同期検波工程で処理された同相成分信号および直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する同期後振幅補正工程を実施する同期後振幅補正部である。位相回転部７６は、同期後振幅補正工程で処理された同相成分信号および直交成分信号の位相を、９０度を除数として４５度の剰余を有する角度である補正回転角だけそれぞれ変化させる同期後位相回転工程を実施する同期後位相回転部である。振幅補正部７７は、同期後位相回転工程で処理された同相成分信号および直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する同期後振幅補正工程を実施する同期後振幅補正部である。位相逆回転部７８は、同期後振幅補正工程で処理された同相成分信号および直交成分信号の位相を補正回転角と絶対値が等しく符号が反対の角度である補正逆回転角だけそれぞれ変化させる同期後位相逆回転工程を実施する同期後位相逆回転部である。

直交誤差補正回路３で受信側の直交度誤差を除去できるので、同期検波部３での同期検波するための搬送波再生やシンボルタイミング再生に受信側の直交度誤差に起因する性能劣化は発生しない。また、同期検波部の後段でも同期後振幅補正部と直交度誤差補正回路を有するので、送信側の直交度誤差を補正できる。

１、１Ａ、１Ｂ 受信機
２ 直交検波部
３ 直交度誤差補正回路
４ 位相回転部
５ 振幅補正部
６ 位相回転部
１０ 局部発振器
１１、１２ 分配器
１３ π／２位相シフト器
１４、１５ ミキサ
１６、１７ ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）
１８、１９ ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）
２０、２１ ＤＣ除去部（ＤＣオフセット補正回路）
２２ 振幅補正部
３０、３４ 減算器
３１、３５ 加算器
３２、３３ 乗算器
３６、３７ 乗算器
４０、４１、４２、４３、４４、４５、４６、４７ 乗算器
４８、４９ 絶対値演算器
５０、５１ 減算器
５２、５３ 加算器
５３、５４ 積分器
６０ 局部発振器
６１ 分配器
６２ 加算器
６３ π／２位相シフト器
６４、６５ ミキサ
７０ 同期検波部
７１、７２ ＤＣ除去部（ＤＣオフセット補正回路）
７３ 直交度誤差補正回路
７５ 振幅補正部
７６ 位相回転部
７７ 振幅補正部
７８ 位相逆回転部
９０ 複素位相乗算
９１、９２ 整合フィルタ
９６ 周波数／位相同期部

Claims (12)

1. 直交変調波を検波して互いに直交する同相成分信号および直交成分信号を出力する直交検波部と、
   前記同相成分信号および前記直交成分信号の位相を、９０度を除数として４５度の剰余を有する角度である補正回転角だけそれぞれ変化させる位相回転部、前記位相回転部が出力する前記同相成分信号および前記直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する振幅補正部を有する直交度誤差補正回路とを備えた受信機。
2. 前記直交度誤差補正回路が、前記振幅補正部が出力する前記同相成分信号および前記直交成分信号の位相を前記補正回転角と絶対値が等しく符号が反対の角度である補正逆回転角だけそれぞれ変化させる位相逆回転部を有することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
3. 前記同相成分信号および前記直交成分信号から周波数誤差と位相誤差を除去する同期検波部を備え、
   前記同期検波部が出力する前記同相成分信号および前記直交成分信号が前記直交度誤差補正回路に入力されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の受信機。
4. 前記同相成分信号および前記直交成分信号から周波数誤差を除去する同期検波部と、
   前記同期検波部が出力する前記同相成分信号および前記直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する同期後振幅補正部とを備え、
   前記同期後振幅補正部が出力する前記同相成分信号および前記直交成分信号が前記直交度誤差補正回路に入力されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の受信機。
5. 前記直交度誤差補正回路が出力する前記同相成分信号および前記直交成分信号から周波数誤差を除去する同期検波部と、
   前記同期検波部が出力する前記同相成分信号および前記直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する同期後振幅補正部と、
   前記同期後振幅補正部が出力する前記同相成分信号および前記直交成分信号の位相を、９０度を除数として４５度の剰余を有する角度である補正回転角だけそれぞれ変化させる同期後位相回転部、前記位相回転部が出力する前記同相成分信号および前記直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する同期後振幅補正部、前記振幅補正部が出力する前記同相成分信号および前記直交成分信号の位相を前記補正回転角と絶対値が等しく符号が反対の角度である補正逆回転角だけそれぞれ変化させる同期後位相逆回転部を有する同期後直交度誤差補正回路とを備えたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の受信機。
6. 互いに直交する同相成分信号および直交成分信号の位相を、９０度を除数として４５度の剰余を有する角度である補正回転角だけそれぞれ変化させる位相回転部と、
   前記位相回転部が出力する前記同相成分信号および前記直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する振幅補正部とを備えた直交度誤差補正回路。
7. 前記振幅補正部が出力する前記同相成分信号および前記直交成分信号の位相を前記補正回転角と絶対値が等しく符号が反対の角度である補正逆回転角だけそれぞれ変化させる位相逆回転部とを備えたことを特徴とする請求項６に記載の直交度誤差補正回路。
8. 互いに直交する同相成分信号および直交成分信号の位相を、９０度を除数として４５度の剰余を有する角度である補正回転角だけそれぞれ変化させる位相回転工程と、
   前記位相回転工程で処理された前記同相成分信号および前記直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する振幅補正工程とを備えた直交度誤差補正方法。
9. 前記振幅補正工程で処理された前記同相成分信号および前記直交成分信号の位相を前記補正回転角と絶対値が等しく符号が反対の角度である補正逆回転角だけそれぞれ変化させる位相逆回転工程を備えたことを特徴とする請求項８に記載の直交度誤差補正方法。
10. 前記同相成分信号および前記直交成分信号から周波数誤差と位相誤差を除去する同期検波工程を備え、
    前記同期検波工程で処理された前記同相成分信号および前記直交成分信号に対して前記位相回転工程が実施されることを特徴とする請求項８または請求項９に記載の直交度誤差補正方法。
11. 前記同相成分信号および前記直交成分信号から周波数誤差を除去する同期検波工程と、
    前記同期検波工程で処理された前記同相成分信号および前記直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する同期後振幅補正工程とを備え、
    前記同期後振幅補正工程で処理された前記同相成分信号および前記直交成分信号に対して前記位相回転工程が実施されることを特徴とする請求項８または請求項９に記載の直交度誤差補正方法。
12. 前記振幅補正工程で処理された前記同相成分信号および前記直交成分信号から周波数誤差を除去する同期検波工程と、
    前記同期検波工程で処理された前記同相成分信号および前記直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する同期後振幅補正工程と、
    前記同期後振幅補正工程で処理された前記同相成分信号および前記直交成分信号の位相を、９０度を除数として４５度の剰余を有する角度である補正回転角だけそれぞれ変化させる同期後位相回転工程と、
    前記同期後位相回転工程で処理された前記同相成分信号および前記直交成分信号の決められた長さの時間での平均振幅または平均電力が等しくなるように補正する同期後振幅補正工程と、
    前記同期後振幅補正工程で処理された前記同相成分信号および前記直交成分信号の位相を前記補正回転角と絶対値が等しく符号が反対の角度である補正逆回転角だけそれぞれ変化させる同期後位相逆回転工程とを備えたことを特徴とする請求項８または請求項９に記載の直交度誤差補正方法。

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