JP2015167348A - 差動増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】回路面積の増大を抑えつつ、入力端子に加わる高周波ノイズに起因するオフセット電圧の発生を抑制する。
【解決手段】第１補償コンデンサＣａを第１差動入力トランジスタＭ１のゲート・ソース間に接続し、第２補償コンデンサＣｂを第１、第２差動入力トランジスタＭ１、Ｍ２のソースと第１電源線７との間に接続する。第１、第２差動入力トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ソース間に伝播する交流ノイズの各振幅の差が所定値以内となるように、第１、第２補償コンデンサの容量値が設定されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、オフセット電圧の発生を抑制した差動増幅器に関する。

差動増幅器の入力端子に高周波ノイズが印加されると、入力端子から差動入力トランジスタの寄生容量（ゲート・ソース間容量）および定電流回路を通してグランドにノイズが伝播する。このとき差動対を構成する２つの差動入力トランジスタの電流バランスが崩れ、出力電圧にオフセット電圧が発生する虞がある。

この問題に対しては、差動増幅器の入力端子に高周波ノイズを除去するフィルタ回路を設ける構成が考えられる。しかし、フィルタ回路を設けると回路規模が大きくなる。他の構成として、特許文献１に記載されているように、差動入力トランジスタと定電流回路との間に高周波ノイズに対し高インピーダンスとなる素子（例えばインダクタ）を接続し、高周波ノイズがグランドに流れることを防ぐことでオフセット電圧を抑制するものもある。しかし、高周波ノイズに対し高インピーダンスとなる素子（インダクタ）を回路上で形成するには大きな回路面積を必要とする。

特開平９−２６０９７３号公報

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、回路面積の増大を抑えつつ、入力端子に加わる高周波ノイズに起因するオフセット電圧の発生を抑制可能な差動増幅器を提供することにある。

請求項１に記載した差動増幅器は、差動対と電流生成回路を備えている。差動対は、一対の入力端子、一対の入力端子の内の一方の入力端子に自身の制御端子が接続された第１差動入力トランジスタ、および、一対の入力端子の内の他方の入力端子に自身の制御端子が接続された第２差動入力トランジスタを備えている。これら差動入力トランジスタのそれぞれが有する２つの通電端子の内の１つの第１通電端子同士が接続されている。電流生成回路は、第１、第２差動入力トランジスタの第１通電端子と第１電源線との間に接続され、差動対に流す電流を生成する。ここで、制御端子はゲートまたはベースに相当し、第１通電端子はソースまたはエミッタに相当する。

さらに、差動増幅器は、第１補償コンデンサと第２補償コンデンサを備えている。第１補償コンデンサは、第１差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間に接続されている。第２補償コンデンサは、第１、第２差動入力トランジスタの互いに接続された第１通電端子と、第１電源線または当該第１電源線と交流的に同電位となる接地線との間に接続されている。そして、一方の入力端子に交流ノイズを含む電圧が印加された際に、第１、第２差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間を伝播する交流ノイズの各振幅の差が所定値以内となるように、第１、第２補償コンデンサの容量値が設定されている。これにより、高周波ノイズに起因するオフセット電圧の発生を抑制できる。また、例えばインダクタを形成する必要がなくなるため、回路面積の増大を抑制できる。

請求項２記載の発明のように、第１、第２補償コンデンサの容量値を、第１、第２差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間を伝播する交流ノイズの各振幅の差を０とするように設定することが望ましい。

請求項３記載の発明によれば、第１、第２差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間に伝播するノイズが同振幅となるように、第１、第２補償コンデンサの容量値は互いに等しく、且つ、第１、第２差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間の寄生容量および電流生成回路の出力寄生容量よりも大きい値に設定されている。このため、第１差動入力トランジスタの制御端子に接続された一方の入力端子に高周波ノイズが印加されたとき、第１、第２補償コンデンサの作用により、第１、第２差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間にそれぞれ伝播する交流ノイズが同振幅となる。従って、第１、第２差動入力トランジスタにおいて、伝播された交流ノイズにより生じるドレイン電流またはコレクタ電流の変化分が互いに等しくなる。

その結果、第１、第２差動入力トランジスタのドレイン電流またはコレクタ電流の変化分が打ち消し合うので、出力されるオフセット電圧を抑制することができる。第１、第２補償コンデンサは、寄生容量よりも大きい容量値とすればよく、比較的小さい面積で実現できるため、従来構成と比べて回路面積の増大を抑制できる。

請求項４に記載した差動増幅器は、請求項１に記載した差動増幅器と同様の差動対と電流生成回路を備えている。さらに、差動増幅器は、第１差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間に接続された補償コンデンサを備えている。そして、一方の入力端子に交流ノイズを含む電圧が印加された際に、第１、第２差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間を伝播する交流ノイズの各振幅の差が所定値以内となるように、補償コンデンサの容量値が設定されている。これにより、高周波ノイズに起因するオフセット電圧の発生を抑制できる。また、例えばインダクタを形成する必要がなくなるため、回路面積の増大を抑制できる。

請求項５記載の発明のように、第１、第２補償コンデンサの容量値を、第１、第２差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間を伝播する交流ノイズの各振幅の差を０とするように設定することが望ましい。

請求項６記載の発明によれば、第１、第２差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間の寄生容量をそれぞれＣgs1、Ｃgs2とし、電流生成回路の両端子間の出力寄生容量をＣt3としたとき、第１、第２差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間に伝播するノイズが同振幅となるように、補償コンデンサの容量値はＣgs2＋Ｃt3−Ｃgs1に等しく設定されている。このため、第１差動入力トランジスタの制御端子に接続された一方の入力端子に高周波ノイズが印加されたとき、補償コンデンサの作用により、第１、第２差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間にそれぞれ伝播する交流ノイズが同振幅となる。従って、第１、第２差動入力トランジスタにおいて、伝播された交流ノイズにより生じるドレイン電流またはコレクタ電流の変化分が互いに等しくなる。

その結果、第１、第２差動入力トランジスタのドレイン電流またはコレクタ電流の変化分が打ち消し合うので、出力されるオフセット電圧を抑制することができる。また、寄生容量Ｃgs1、Ｃgs2、Ｃt3は小さく、第１、第２差動入力トランジスタの寄生容量Ｃgs1、Ｃgs2はほぼ等しい。このため、補償コンデンサの容量値Ｃgs2＋Ｃt3−Ｃgs1も非常に小さい値になり、小さい面積で実現できるため、従来構成と比べて回路面積の増大を抑制できる。

請求項７記載の手段によれば、差動対から出力される信号を入力端子に帰還させる形態を備えている。この場合、非帰還側の入力端子に第１差動入力トランジスタの制御端子が接続されていれば、当該入力端子に高周波ノイズが加わっても、出力されるオフセット電圧が抑制される。

請求項８記載の手段によれば、第２電源線と第１、第２差動入力トランジスタの第２通電端子との間に負荷回路を備え、電流生成回路は定電流回路から構成されている。第２通電端子は、ドレインまたはコレクタに相当する。この構成により、上述した各請求項に記載した手段は種々の差動増幅器に対し広く適用できる。

第１の実施形態を示す差動増幅器の要部の構成図 差動増幅器の全体構成図 差動増幅器の交流等価回路 第２の実施形態を示す差動増幅器の全体構成図 第３の実施形態を示す差動増幅器の全体構成図 第４の実施形態を示す差動増幅器の要部の構成図 ソース抵抗付きのソース接地回路の構成図 第５の実施形態を示す差動増幅器の全体構成図 第６の実施形態を示す差動増幅器の全体構成図 第７の実施形態を示す差動増幅器の全体構成図 第８の実施形態を示す差動増幅器の全体構成図 第９の実施形態を示す差動増幅器の全体構成図 第１０の実施形態を示す差動増幅器の全体構成図

以下、差動増幅器の幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。各実施形態において実質的に同一又は類似部分には同一又は類似符号を付して必要に応じて説明を省略する。

（第１の実施形態）
第１の実施形態について図１から図３を参照しながら説明する。差動増幅器１は、図１および図２に示すように差動対２、定電流回路３、第１補償コンデンサＣａ、第２補償コンデンサＣｂおよび能動負荷４を備えている。

差動対２は、非反転入力端子５と反転入力端子６とからなる一対の入力端子、第１差動入力トランジスタＭ１および第２差動入力トランジスタＭ２から構成されている。トランジスタＭ１、Ｍ２はＮチャネル型のＭＯＳトランジスタであって、ソース同士がノードＮ１で接続されている。トランジスタＭ１、Ｍ２のゲートは、それぞれ入力端子５、６に接続されている。トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ソース間には、それぞれ寄生容量Ｃgs1、Ｃgs2が存在する。トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート、ソース、ドレインは、それぞれ本発明で言う制御端子、第１通電端子、第２通電端子に相当する。

定電流回路３は、ノードＮ１と第１電源線７（グランド線）との間に接続されており、差動対２に定電流を流す電流生成回路である。この定電流回路３は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４からなるカレントミラー回路の構成を備えている。図示しない定電流回路からトランジスタＭ４に定電流Ｉrefが流れ込むことにより、ノードＮ１と電源線７との間に接続されたトランジスタＭ３にも同じ電流Ｉrefが流れる。トランジスタＭ３のドレイン・ソース間の寄生容量Ｃt3は、定電流回路３の両端子間の出力寄生容量となる。

第１補償コンデンサＣａは、高周波ノイズが加わる非反転入力端子５に接続されたトランジスタＭ１のゲート・ソース間に接続されている。第２補償コンデンサＣｂは、ノードＮ１と電源線７との間に接続されている。能動負荷４は、第２電源線８とトランジスタＭ１、Ｍ２のドレインとの間に接続されたＰチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ５、Ｍ６から構成されている。トランジスタＭ５、Ｍ６の各ゲートとトランジスタＭ５のドレインは互いに接続されている。差動増幅された電圧Ｖoutは、トランジスタＭ２、Ｍ６のドレインに接続された端子９から出力される。

次に、本実施形態の作用について図３も参照しながら説明する。図２に示すように、非反転入力端子５に電圧Ｖin1が入力されており、反転入力端子６に電圧Ｖin2が入力されている。電圧Ｖin1は、入力信号である直流成分Ｖdcに高周波ノイズ成分である交流成分ｖrfが重畳した電圧である。電圧Ｖin2は一定の電圧Ｖrefである。すなわち、第１補償コンデンサＣａが接続されている側の入力端子５に高周波ノイズが加わる。

はじめにオフセット電圧が生じる理由について説明する。ＭＯＳトランジスタのゲート酸化膜の単位容量をＣox、チャネルの平均電子移動度をμ、チャネル幅をＷ、チャネル長をＬ、しきい値電圧をＶｔと定義する。ゲート・ソース間電圧の直流成分をＶGS、交流成分（高周波ノイズ成分、交流ノイズ相当）をｖgsとすると、ＭＯＳトランジスタのドレイン電流Ｉｄは（１）式のように表せる。

交流成分によるドレイン電流のオフセットを求めるため、（１）式を積分すると（２）式が得られる。この（２）式の第２項が、高周波ノイズ成分による直流オフセット電流となる。

ここで、交流成分ｖgsが振幅Ｖｍを持つ正弦波ノイズとすると、交流成分ｖgsは（３）式のように表すことができ、さらに（４）式が成立する。その結果、（２）式の第２項は（５）式に等しくなる。

すなわち、ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間に高周波ノイズが印加されると、そのＭＯＳトランジスタには（５）式で示す正の直流オフセット電流が流れる。従って、差動対２を構成するトランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ソース間に加わる高周波ノイズの振幅が異なると、（５）式で示す直流オフセット電流が相違してアンバランスとなり、オフセット電圧が発生することが分かる。

そこで、非反転入力端子５に高周波ノイズが加わったとき、トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ソース間に伝搬されるノイズの振幅が等しくなる条件を求める。図３は、トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ソース間電圧の交流成分ｖgs1、ｖgs2を求めるための非反転入力端子５から電源線７までの交流等価回路である。交流領域では、非反転入力端子５と電源線７との間には交流成分ｖrfだけが存在し、反転入力端子６は電源線７に接地された状態となる。

ノードＮ１と電源線７との間の電圧ｖｔは（６）式となる。

トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ソース間電圧の交流成分ｖgs1、ｖgs2は、それぞれ（７）式、（８）式となる。

補償コンデンサＣａ、Ｃｂの容量が寄生容量Ｃgs1、Ｃgs2、Ｃt3よりも大きいとすれば、（７）式、（８）式はそれぞれ（９）式、（１０）式のように近似できる。この近似は、補償コンデンサＣａ、Ｃｂの容量が寄生容量Ｃgs1、Ｃgs2、Ｃt3に比べて大きいほど精度が高まる。一例を示せば、補償コンデンサＣａ、Ｃｂが数ｐＦ、寄生容量Ｃgs1、Ｃgs2、Ｃt3が数十ｆＦである。

ここで、補償コンデンサＣａ、Ｃｂの容量値が互いに等しい場合、次の（１１）式、（１２）式、（１３）式が得られる。

すなわち、トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ソース間に伝搬される高周波ノイズの振幅は等しくなる。その結果、トランジスタＭ１、Ｍ２に流れる直流オフセット電流の大きさは等しくなり、直流オフセット電流が打ち消し合ってドレイン電流のアンバランスが生じない。

本実施形態の差動増幅器１によれば、互いに容量値が等しく且つ寄生容量Ｃgs1、Ｃgs2、Ｃt3よりも大きい容量値を持つ補償コンデンサＣａ、Ｃｂを備えたので、非反転入力端子５に高周波ノイズが加わっても、出力端子６におけるオフセット電圧の発生を抑えることができる。すなわち、ノイズ耐量を高める効果が得られる。

第１、第２補償コンデンサＣａ、Ｃｂは、寄生容量Ｃgs1、Ｃgs2、Ｃt3よりも大きい容量値とすればよく、比較的小さい面積で実現できるため、インダクタなどの素子を用いる従来構成と比べて回路面積の増大を抑制できる。差動増幅器１は、センサ信号を増幅する集積回路などに好適となる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態について図４を参照しながら説明する。本実施形態は、上述した差動増幅器１の出力端子９を反転入力端子６に接続し、出力電圧Ｖoutを帰還させるボルテージフォロワの形態を備えている。非反転入力端子５から入力された電圧Ｖin1がゲイン１倍されて出力端子９から出力される。第１の実施形態で説明したように、入力電圧Ｖin1に高周波ノイズが重畳しても、出力電圧Ｖoutには高周波ノイズによるオフセット電圧は発生しない。

（第３の実施形態）
第３の実施形態について図５を参照しながら説明する。差動増幅器１１は、図１に示した差動増幅器１の第２補償コンデンサＣｂを備えておらず、トランジスタＭ１のゲート・ソース間に第１補償コンデンサＣａに替えて補償コンデンサＣｄを備えている点において異なる。

補償コンデンサＣｄも、上述した補償コンデンサＣａ、Ｃｂと同様に、非反転入力端子５に高周波ノイズが加わったときにトランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ソース間に伝搬されるノイズの振幅が等しくなるように容量値が設定されている。その条件は、（１４）式に示す通りである。

Ｃｄ＝Ｃgs2＋Ｃt3−Ｃgs1 …（１４）
上述した（７）式、（８）式にＣt3＝０および（１４）式を代入すると、トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ソース間電圧の交流成分ｖgs1、ｖgs2は、それぞれ（１５）式、（１６）式となる。

本実施形態によっても、非反転入力端子５に高周波ノイズが加わることでトランジスタＭ１、Ｍ２に流れる直流オフセット電流の大きさは等しくなり、互いに打ち消し合ってオフセット電圧の発生を抑えることができる。すなわち、ノイズ耐量を高める効果が得られる。

また、（１４）式に示す関係において、寄生容量Ｃgs1とＣgs2とは非常に近い値であり、寄生容量は数十ｆＦ程度の極めて小さい値なので、補償コンデンサＣｄの容量値も数十ｆＦ程度の値となる。従って、補償コンデンサＣｄは非常に小さい面積で実現でき、インダクタなどの素子を用いる従来構成と比べて回路面積の増大を抑制できる。本実施形態の差動増幅器１１も、センサ信号を増幅する集積回路などに好適となる。

（第４の実施形態）
第４の実施形態について図６および図７を参照しながら説明する。図６に示す差動増幅器２１は、図１に示した差動増幅器１に対し、トランジスタＭ１、Ｍ２のソースとノードＮ１との間にソース抵抗Ｒ１、Ｒ２を備えている。

ソース接地回路のトランジスタＭ１、Ｍ２のトランスコンダクタンスｇｍは入力電圧に依存するため、入力と出力の関係は非線形になる。これに対し、ソース抵抗Ｒ１、Ｒ２を挿入すると、負帰還によりトランスコンダクタンスｇｍへの依存性が減り、入出力特性の線形性が向上する。ただし、ソース抵抗Ｒ１、Ｒ２がない差動増幅器１に比べゲインは低下する。

図７に示したソース抵抗付きのソース接地回路の場合、トランスコンダクタンスＧｍは（１７）式となり、小信号電圧利得Ａｖは（１８）式となる。ｇｍは、トランジスタＭ１のトランスコンダクタンスである。

すなわち、トランジスタＭ１のトランスコンダクタンスｇｍにかかわらず、抵抗値によって与えられる線形の特性が得られる。ソース抵抗Ｒ１、Ｒ２を備えた本実施形態の差動増幅器２１も、第１の実施形態と同様にノイズ耐量を高める効果を奏する。

（第１、第２、第４の実施形態の変形例）
第１、第２、第４の実施形態では、補償コンデンサＣａ、Ｃｂの容量値が互いに等しく且つ寄生容量Ｃgs1、Ｃgs2、Ｃt3よりも大きい形態を示したが、高周波ノイズによるオフセット電圧を抑制できれば、第１、第２補償コンデンサＣａ、Ｃｂの容量値は適宜変更しても良い。例えば、第１、第２補償コンデンサＣａ、Ｃｂを互いに異なる容量値としても良い。トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ソース間電圧の交流成分ｖgs1、ｖgs2は、前述したように、それぞれ（７）式、（８）式に示すように表すことができる。これらのトランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ソース間に伝播される高周波ノイズの振幅の差は、下記の（１９）式に示す通りである。

ここで、このΔｖgsを所定値以下に抑えられれば、高周波ノイズの振幅の差を所定値以下に抑えることができる。したがって、第１、第２補償コンデンサＣａ、Ｃｂの容量値は、このΔｖgsが予め定められる所定値以下に抑えられるように適宜設定されていると良い。これにより、ノイズ耐量を高める効果を奏する。

（第３の実施形態の変形例）
第３の実施形態においても、高周波ノイズによるオフセット電圧を抑制できれば、補償コンデンサＣｄの容量値は適宜変更しても良い。トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ソース間電圧の交流成分ｖgs1、ｖgs2は、前述したように、それぞれ（１５）式、（１６）式のように表すことができる。これらのトランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ソース間に伝播される高周波ノイズの振幅の差は、下記の（２０）式に示す通りである。

ここで、このΔｖgsを所定値以下に抑えられれば、高周波ノイズの振幅の差を所定値以下に抑えることができる。したがって、補償コンデンサＣｄの容量値は、このΔｖgsが予め定められる所定値以下に抑えられるように適宜設定されていると良い。これにより、ノイズ耐量を高める効果を奏する。

（第５の実施形態）
図８は第５の実施形態の説明図を示しており、第１の実施形態の図２に対応して示している。図２のトランジスタＭ１〜Ｍ６と同一機能を備える図８のトランジスタＭ１ｂ〜Ｍ６ｂには、対応する図２のトランジスタＭ１〜Ｍ６に添え字「ｂ」を付して示している。

図８の差動増幅器１０１は、差動入力トランジスタとしてＰチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ１ｂ、Ｍ２ｂを用いている。図８に示す回路構成の詳細説明は省略するが、負荷回路としての能動負荷４が第１電源線７（グランド）側に構成され、定電流回路３が第２電源線８側に構成されている。本実施形態でも第１の実施形態とほぼ同様の作用効果を奏する。

また、図示しないが、第２の実施形態に示したボルテージフォロワの形態を用いることもできる。すなわち、差動増幅器１０１の出力端子９を反転入力端子６に接続し、電圧Ｖrefに代えてコンデンサＣＬを接続し、出力電圧Ｖoutを帰還させることも可能である。また、図示しないが、第４の実施形態に示したソース抵抗付きのソース接地回路の形態を用いることもできる。

（第６の実施形態）
図９は第６の実施形態の説明図を示しており、第３の実施形態の図５に対応して示している。図５のトランジスタＭ１〜Ｍ６と同一機能を備える図９のトランジスタＭ１ｂ〜Ｍ６ｂには、対応する図５のトランジスタＭ１〜Ｍ６に添え字「ｂ」を付して示している。

図９の差動増幅器２０１は、差動入力トランジスタとしてＰチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ１ｂ、Ｍ２ｂを用いている。図９の回路構成の詳細説明は省略するが、負荷回路としての能動負荷４が第１電源線７（グランド）側に構成され、定電流回路３が第２電源線８側に構成されている。本実施形態においても、第３の実施形態とほぼ同様の作用効果を奏する。

また、図示しないが、第２の実施形態に示したボルテージフォロワの形態を用いることもできる。すなわち、差動増幅器２０１の出力端子９を反転入力端子６に接続し、電圧Ｖrefに代えてコンデンサＣＬを接続し、出力電圧Ｖoutを帰還させることも可能である。また、図示しないが、第４の実施形態に示したソース抵抗付きのソース接地回路の形態を用いることもできる。

（第７の実施形態）
図１０は第７の実施形態の説明図を示しており、第１の実施形態の図２に対応して示している。図２のトランジスタＭ１〜Ｍ６と同一機能を備えるトランジスタにはトランジスタＴ１〜Ｔ６として図１０に符号を付している。

この図１０の差動増幅器３０１に示すように、ベース（制御端子）、コレクタ（第２通電端子）、エミッタ（第１通電端子）の各端子を備えたバイポーラジャンクショントランジスタＴ１〜Ｔ６を用いて構成しても良い。

また、図示しないが、第２の実施形態に示したボルテージフォロワの形態を用いることもできる。すなわち、差動増幅器３０１の出力端子９を反転入力端子６に接続し、電圧Ｖrefに代えてコンデンサＣＬを接続し、出力電圧Ｖoutを帰還させることも可能である。また、図示しないが、第４の実施形態に類似構成（ソース接地回路）を示すように、エミッタ抵抗付きのエミッタ接地回路の形態を用いることもできる。

（第８の実施形態）
図１１は第８の実施形態の説明図を示しており、第３の実施形態の図５に対応して示している。図５のトランジスタＭ１〜Ｍ６と同一機能を備えるトランジスタにはトランジスタＴ１〜Ｔ６として図１１に符号を付している。この図１１の差動増幅器４０１に示すように、第３の実施形態の構成についても、バイポーラジャンクショントランジスタＴ１〜Ｔ６を用いて構成しても良い。

また、図示しないが、第２の実施形態に示したボルテージフォロワの形態を用いることもできる。すなわち、差動増幅器４０１の出力端子９を反転入力端子６に接続し、電圧Ｖrefに代えてコンデンサＣＬを接続し、出力電圧Ｖoutを帰還させることも可能である。また、図示しないが、第４の実施形態に類似構成（ソース接地回路）を示したように、エミッタ抵抗付きのエミッタ接地回路の形態を用いることもできる。

（第９の実施形態）
図１２は第９の実施形態の説明図を示しており、第１の実施形態の図２に対応して示している。図２のトランジスタＭ１〜Ｍ６と同一機能を備える図１２のトランジスタＭ１ｃ〜Ｍ６ｃには、対応する図２のトランジスタＭ１〜Ｍ６に添え字「ｃ」を付して示している。図１２の差動増幅器５０１に示すように、負荷回路４ｃとしては、例えばトランジスタＭ１ｃ、Ｍ２ｃによる差動対２のドレインが折り返された回路（例えば一定バイアスｂ１が印加されたフォールデッドカスコード(folded cascode)回路Ｍ５ｃ〜Ｍ８ｃ）を用いても良い。また、一定のバイアスｂ２〜ｂ３が印加された能動負荷Ｍ９ｃ〜Ｍ１２ｃをフォールデッドカスコード回路Ｍ５ｃ〜Ｍ８ｃに直列接続して構成しても良いし、この能動負荷Ｍ９ｃ〜Ｍ１２ｃに代えて抵抗を接続しても良い。

（第１０の実施形態）
図１３は第１０の実施形態の説明図を示しており、第３の実施形態の図５に対応して示している。図５のトランジスタＭ１〜Ｍ６と同一機能を備える図１３のトランジスタＭ１ｃ〜Ｍ６ｃには、対応する図５のトランジスタＭ１〜Ｍ６に添え字「ｃ」を付して示している。図１３の差動増幅器６０１に示すように、負荷回路４ｃは、例えばトランジスタＭ１ｃ、Ｍ２ｃによる差動対２のドレインが折り返された回路（例えばフォールデッドカスコード(folded cascode)回路Ｍ５ｃ〜Ｍ８ｃ）を用いても良い。また、一定のバイアスｂ２〜ｂ３が印加された能動負荷Ｍ９ｃ〜Ｍ１２ｃをフォールデッドカスコード回路Ｍ５ｃ〜Ｍ８ｃに直列接続して構成しても良いし、この能動負荷Ｍ９ｃ〜Ｍ１２ｃに代えて抵抗を接続しても良い。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。

反転入力端子６に高周波ノイズが加わる場合には、第１補償コンデンサＣａおよび補償コンデンサＣｄは、反転入力端子６に接続されたトランジスタＭ２のゲート・ソース間に接続すればよい。
第２の実施形態に一例を示したように、第１、第３の実施形態に示した差動増幅器１、１１について、差動対２から出力される信号を入力端子に帰還させる形態とすることができる。

第３の実施形態に示した差動増幅器１１にソース抵抗Ｒ１、Ｒ２を加えても、第４の実施形態と同様にノイズ耐量を高める効果を奏する。
第２補償コンデンサＣｂは、ノードＮ１と第１電源線７との間に設けたが、ノードＮ１と接地線（第１電源線７と交流的に同電位となる接地線）との間に設けてもよい。

定電流回路３の代わりに抵抗を設け、差動対２のトランジスタＭ１、Ｍ２のコモンソースが抵抗に接続される構成であってもよい。
前述の各実施形態では、本願に係る代表的な回路構成を図示しているが、各実施形態の構成又は技術思想は適宜組み合わせて適用できる。また、一般的な回路構成を組み合わせて適用でき、前述実施形態で説明した回路トポロジに限られるものではない。

図面中、１、１１は差動増幅器、２は差動対、３は定電流回路（電流生成回路）、４は能動負荷（負荷回路）、５は非反転入力端子、６は反転入力端子、７は第１電源線、８は第２電源線、Ｍ１は第１差動入力トランジスタ、Ｍ２は第２差動入力トランジスタ、Ｃａは第１補償コンデンサ、Ｃｂは第２補償コンデンサ、Ｃｄは補償コンデンサ、Ｃgs1、Ｃgs2は寄生容量、Ｃt3は出力寄生容量である。

Claims (8)

1. 一対の入力端子（５，６）、前記一対の入力端子の内の一方の入力端子（５）に自身の制御端子が接続された第１差動入力トランジスタ（Ｍ１、Ｍ１ｂ、Ｍ１ｃ、Ｔ１）、および、前記一対の入力端子の内の他方の入力端子（６）に自身の制御端子が接続された第２差動入力トランジスタ（Ｍ２、Ｍ２ｂ、Ｍ２ｃ、Ｔ２）を備え、これら差動入力トランジスタそれぞれが有する２つの通電端子の内の１つの第１通電端子同士が接続された差動対（２）と、
   前記第１、第２差動入力トランジスタの第１通電端子と第１電源線（７）との間に接続され、前記差動対に流す電流を生成する電流生成回路（３）と、
   前記第１差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間に接続された第１補償コンデンサ（Ｃａ）と、
   前記第１、第２差動入力トランジスタの第１通電端子と、前記第１電源線または当該第１電源線と交流的に同電位となる接地線との間に接続された第２補償コンデンサ（Ｃｂ）と、を備え、
   前記一方の入力端子に交流ノイズを含む電圧が印加された際に、前記第１、第２差動入力トランジスタの前記制御端子と前記第１通電端子との間を伝播する交流ノイズの各振幅の差が所定値以内となるように、前記第１、第２補償コンデンサの容量値が設定されていることを特徴とする差動増幅器。
2. 前記第１、第２補償コンデンサの容量値は、前記第１、第２差動入力トランジスタの前記制御端子と前記第１通電端子との間を伝播する交流ノイズの各振幅の差が０となるように設定されていることを特徴とする請求項１記載の差動増幅器。
3. 前記第１、第２差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間に伝播する交流ノイズが同振幅となるように、前記第１、第２補償コンデンサの容量値は互いに等しく、且つ、前記第１、第２差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間の寄生容量（Ｃgs1，Ｃgs2）および前記電流生成回路の出力寄生容量（Ｃt3）よりも大きい値に設定されていることを特徴とする請求項１または２記載の差動増幅器。
4. 一対の入力端子（５，６）、前記一対の入力端子の内の一方の入力端子（５）に自身の制御端子が接続された第１差動入力トランジスタ（Ｍ１、Ｍ１ｂ、Ｍ１ｃ、Ｔ１）、および、前記一対の入力端子の内の他方の入力端子（６）に自身の制御端子が接続された第２差動入力トランジスタ（Ｍ２、Ｍ２ｂ、Ｍ２ｃ、Ｔ２）を備え、これら差動入力トランジスタそれぞれが有する２つの通電端子の内の１つの第１通電端子同士が接続された差動対（２）と、
   前記第１、第２差動入力トランジスタの第１通電端子と第１電源線（７）との間に接続され、前記差動対に流す電流を生成する電流生成回路（３）と、
   前記第１差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間に接続された補償コンデンサ（Ｃｄ）とを備え、
   前記一方の入力端子に交流ノイズを含む電圧が印加された際に、前記第１、第２差動入力トランジスタの制御端子と前記第１通電端子との間を伝播する交流ノイズの各振幅の差が所定値以内となるように、前記補償コンデンサ（Ｃｄ）の容量値が設定されていることを特徴とする差動増幅器。
5. 前記補償コンデンサの容量値は、前記第１、第２差動入力トランジスタの前記制御端子と前記第１通電端子との間を伝播する交流ノイズの各振幅の差が０となるように設定されていることを特徴とする請求項４記載の差動増幅器。
6. 前記第１、第２差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間の寄生容量をそれぞれＣgs1、Ｃgs2とし、前記電流生成回路の両端子間の出力寄生容量をＣt3としたとき、前記第１、第２差動入力トランジスタの制御端子と第１通電端子との間に伝播する交流ノイズが同振幅となるように、前記補償コンデンサ（Ｃｄ）の容量値はＣgs2＋Ｃt3−Ｃgs1に等しく設定されていることを特徴とする請求項４または５記載の差動増幅器。
7. 前記差動対から出力される信号を前記入力端子に帰還させる形態を備えていることを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の差動増幅器。
8. 第２電源線（８）と前記第１、第２差動入力トランジスタの第２通電端子との間に負荷回路（４、４ｃ）を備え、
   前記電流生成回路は定電流回路から構成されていることを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載の差動増幅器。

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