JP2015167342A - 送信装置及び送信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】１つのＳＣＰＡを用いて、同相成分と直交成分とを合成した際に、不要な偶数次高調波成分の発生を抑制する送信装置及び送信方法を提供する。
【解決手段】この送信装置は、２つの入力端子と、２つの出力端子とを有し、前記２つの入力端子から入力された信号のいずれかを前記２つの出力端子のいずれかに出力する指示を行う選択信号に従って、前記入力された信号を処理して出力する論理回路と、前記論理回路と、当該論理回路の前記２つの出力端子にそれぞれ直列接続された容量とを有するＤ級単位アンプと、前記Ｄ級単位アンプを複数並列に接続されたデジタルアンプと、前記選択信号に応じて、送信信号の同相成分と直交成分のいずれかを前記デジタルアンプに出力する第一の入力信号選択回路と、前記選択信号に応じて、同相成分用の搬送波信号と直交成分用の搬送波信号のいずれかを前記デジタルアンプに出力する第二の入力信号選択回路と、を具備する。
【選択図】図４

Description

本発明は、送信装置及び送信方法に関する。

無線通信においては、低コストで消費電力の低い送信装置が求められることが多い。消費電力の低減には、消費電力の大きい電力増幅器を低消費電力化することが有効である。消費電力の小さい電力増幅器の一つにＤ級アンプがある。

Ｄ級アンプは、等価的には、電源と出力間のスイッチと、グランドと出力間のスイッチとのいずれかを交互にオンさせて出力する構成であり、理想的には、負荷に流れる電流以外には消費電流がないため、電力効率が高いという特徴がある。

しかしながら、従来のＤ級アンプは、出力電力の制御方法とその線形性に関して、以下のような技術的な課題があった。

Ｄ級アンプの出力は、理想的には、スイッチを経由して電源またはグランドに接続されるため、その出力電圧振幅は電源とグランド間で振れる。このため、電源電圧を変化させることにより出力電圧振幅の制御が可能であるが、電源電圧を変化させるには、低ノイズ、かつ、高速に応答するＬＤＯ（Low Drop Out）レギュレータが必要である。高速のＬＤＯは、トランジスタの抵抗損で電圧を変化させるため、電力ロスが発生する。また、電源電圧が低くなると、前述のスイッチのオン抵抗が大きくなり、電源電圧に対する出力電圧振幅の線形性が悪くなり、振幅変動がある変調信号を入力した場合の出力信号歪特性が劣化する。

これらの課題を解決する１つの手段として、スイッチトキャパシタパワーアンプ（以下、「ＳＣＰＡ（Switched Capacitor Power Amplifier）」という）がある（非特許文献１参照）。ＳＣＰＡは、Ｄ級アンプの高効率性を活かしつつ、前述の課題を解決している。

ＳＣＰＡの等価回路は、ＡＮＤ出力に直列容量を備えたＤ級単位アンプが複数並列接続された構成である。並列接続されたＤ級単位アンプのうち、出力電力制御信号に比例した数だけが動作状態となり、それ以外のＤ級単位アンプのＡＮＤ出力はグランド電位固定となる。この構成によれば、動作状態のＤ級単位アンプからの出力信号は、直列容量を経由して出力側へ伝えられるとともに、停止状態のＤ級単位アンプの直列容量を経由してグランドへも伝えられる。つまり、動作状態のＤ級単位アンプからの出力信号は、容量のアッテネータを経由して出力側へ伝えられ、出力電力は容量比で決まる。

ＳＣＰＡの半導体への実装を考えた場合、製造ばらつきがあっても高い相対精度が期待できるので、補正を用いなくても線形性が非常に高く、広い出力電力可変範囲を確保できる。また、ＡＮＤ出力の直列容量は、Ｄ級単位アンプが動作状態または停止状態でも、電源かグランドといった接地点に常に接続されているため、出力インピーダンスが出力電力制御信号に依らず一定となる。この結果、インダクタとのＬＣ共振周波数は、出力電力制御信号に依らず一定であり、安定して出力信号から基本波周波数成分のみを取り出すことができる。

また、図１に示すように、非特許文献２に開示の送信装置では、２個のデジタル型パワーアンプを同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）用のミキサーとして利用し、直交変調器に加え、パワーアンプの機能も実現している。パワーアンプの出力において、アナログ信号になるまではデジタル信号であるため、従来のアナログ直交変調器で必要となっていた同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）用のアナログミキサー、ＤＡコンバータ及びポストフィルタの必要がない。また、大半の信号処理がデジタル信号処理であるため、近年の微細半導体プロセスにより、低コスト化を図ることができる。さらに、搬送波信号として、２５％Ｄｕｔｙの信号を用いているので、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）のいずれかのみがパワーアンプの出力に接続される。この結果、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）を合成する際、バランを用いることなく、それぞれのパワーアンプ出力を直結できる（上記文献では、差動−片相変換用にバランを用いている）。

IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 46, NO. 12, DECEMBER 2011 A Switched-Capacitor RF Power Amplifier IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 60, NO. 11, NOVEMBER 2012 All-Digital RF I/Q Modulator

非特許文献２に示された送信装置では、２個のデジタル型パワーアンプを同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）用のミキサーとして利用し、直交変調器に加え、パワーアンプの機能も実現するが、２個のパワーアンプは、半導体集積回路上で大きな面積を占めるため、コスト上のデメリットとなってしまう。特に、近年の微細半導体プロセスでは、半導体単位面積あたりのコストが高いため、その影響が大きい。

また、非特許文献１に示されたＳＣＰＡでは、ポーラ（Polar）変調方式を想定しているので１個のパワーアンプしか必要としないが、送信装置として用いるには、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）とから振幅成分（ｒ）と位相成分（θ）へとデータを変換するコーデックと、搬送波に対して位相成分（θ）を変調させる位相変調器とが別途必要となる。この結果、半導体集積回路上での面積を増加させ、コストアップの要因となってしまう。

非特許文献２に示された送信装置では、搬送波信号として、２５％Ｄｕｔｙの信号を用いている。このため、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）のいずれかのみが時分割にてパワーアンプの出力に接続される。つまり、時分割にて同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）を切り替えることができれば、原理的には、１つのパワーアンプでも直交変調器を構成することが可能であると考えられる。しかしながら、この場合、下記の問題が発生する。

図２は、１個のＳＣＰＡの構成を簡素化して示す図である。ＳＣＰＡは、前述の通り、ＡＮＤ出力に直列容量を備えたＤ級単位アンプが複数並列接続された構成である。図２では、トータルＮ個のＤ級単位アンプから構成されており、そのうちＢＢ個が動作状態（Ｄ級単位アンプのＡＮＤ出力はＶＤＤまたはグランド電位の方形波を出力）、Ｎ−ＢＢ個が停止状態（Ｄ級単位アンプのＡＮＤ出力はグランド電位で固定）である。動作状態のＤ級単位アンプからの出力信号は、容量アッテネータＣ１、Ｃ２にて減衰されて出力側へ伝達される。

ここで、時分割で同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）とを理想的に切り替える直交変調器の動作について説明する。図３は、ベースバンド信号（同相成分と直交成分）の値に比例した振幅を有する搬送波信号（同相成分と直交成分）を、搬送波周期の１／４毎に時分割にて交互に出力する様子を示した図である。一般的に、アパーチャ効果を考慮しない理想的なＤＡコンバータは、δ関数列を用いたインパルス列で表されるが、ＳＣＰＡも高速に動作するＤＡコンバータの一つと考えることができるため、δ関数列を用いて説明する。

図３において、Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）はベースバンド信号（同相成分と直交成分）、Ｔ０は、搬送波信号の１周期の１／４の時間である。太線で表される同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）のインパルスは、時分割で交互に出力されている。図３のＩ（ｔ）、Ｑ（ｔ）の波形は、δ関数列を用いるとそれぞれ式（１）、（２）のように表される。

ベースバンド信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）のサンプリング後データをｉｓ（ｔ）、ｑｓ（ｔ）とし、式（１）及び式（２）をフーリエ変換すると、式（３）及び式（４）となる。ただし、ω０＝２π／Ｔ０、４・Ｔ０＝Ｔ０４、ω０４＝２π／Ｔ０４とする。

ここで、オイラーの公式ｅ^ーｊθ＝ｃｏｓθ−ｊ・ｓｉｎθより、ｅ^{ーｊ・ｎ・π}＝＋１（ｎ＝偶数）、ｅ^{ーｊ・ｎ・π}＝−１（ｎ＝奇数）であるから、式（３）及び式（４）の第１項と第２項は、ｎ＝偶数時に等しくなる。この結果、式（３）及び式（４）はゼロとなる。つまり、２次、４次といった偶数次の高調波スペクトラムは現れないことを意味している。

次に、ｎ＝奇数の場合の式（３）及び式（４）について考える。

式（５）及び式（６）は、同じ角速度ω０４を用い、基本波（ｎ＝１）では、π／２の位相差を有し、波形Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）の周波数スペクトラムをω０４だけ周波数シフトさせたスペクトラムである。また、このスペクトラムは、全てのｎ次高調波（ｎ＝奇数）に現れる。波形Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）は、直交しているので、式（５）及び式（６）を加算した信号は、直交変調器としての機能を有することが分かる。なお、ＳＣＰＡでは、出力に設けられたＬＣ共振器によって高調波を低減して、基本波周波数成分（１次）を取り出すことができる。また、搬送波周期の１／４よりも短い期間（例えば、１／８，１／１６等）を用いても、直交変調器を構成することが可能であるが、消費電流の増大を招くという問題が発生してしまうので、これらの期間についての数式による同様の証明は省略する。

次に、前述した課題である、１つのＳＣＰＡを用いて、搬送波周期の１／４の時間毎に同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）とを切り替える際に発生する不要な高調波成分について説明する。

不要な高調波成分は、他の無線通信に対して妨害信号となるため、法定許容値以下に低減しなければならない。しかし、低減のためにフィルターを追加するとコストと電力ロスが増大してしまう。特に、偶数次高調波は、基本波に近いため、フィルターにて減衰させる場合には、電力ロスの影響が大きい。先に述べた通り、数式で表されるような理想的な条件では、偶数次の高調波スペクトラムは現れない。しかしながら、従来のＳＣＰＡを用いて、搬送波周期の１／４の時間毎に同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）とを切り替えた場合には、不要な偶数次の高調波スペクトラムが発生してしまう。

図４は、並列に３ビットを入力するＳＣＰＡの構成を示している。ＢＢ｛２｝〜ＢＢ｛０｝は、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）、直交成分（ＢＢ＿Ｑ）といったデジタルベースバンド信号である。ＢＢ｛２｝がＭＳＢ（Most Significant Bit）、ＢＢ｛０｝がＬＳＢ（Least Significant Bit）である。各ＡＮＤ出力には、重み付けされた容量が直列接続されている。基本動作は、図２の構成と同様あるため、ここではその説明を省略する。

図４のＳＣＰＡに入力される各種信号の波形及びＡ０〜Ａ２点における信号波形を図５に示す。図５では、搬送波信号の約１周期分に相当する時間を表している。また、ＢＢ｛０｝、ＢＢ｛１｝はＬ（０）であり、ＢＢ｛２｝はＬ（０）とＨ（１）が交互に繰り返される。これは、デジタルベースバンド信号として、ＢＢ＿Ｉ＝４、ＢＢ＿Ｑ＝０が入力されることに相当し、搬送波１周期の１／４の時間毎に同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）とを切り替えている。ＢＢ｛２｝が接続されているＡＮＤの出力であるＡ２点の波形に着目すると、時間０・Ｔ０にてＨになり、時間１・Ｔ０にてＬになる。

次に、δ関数列を用いて、Ａ２点の電圧の時間変化を表すと、式（７）のように表される。Ｖａ２（ｔ）がＡ２点の電圧である。

式（７）をフーリエ変換すると、式（８）のように表される。

Ｖａ２ｓ（ｔ）は、Ｖａ２（ｔ）のサンプリング後データである。式（８）は、前述の式（３）及び式（４）と異なり、ｎの値が偶数でも奇数でもゼロにならない。つまり、図５のＡ２点の信号スペクトラムは、奇数次と偶数次の全ての高調波に現れることを意味している。

本発明の目的は、１つのＳＣＰＡを用いて、同相成分と直交成分とを合成した際に、不要な偶数次高調波成分の発生を抑制する送信装置及び送信方法を提供することである。

本発明の一態様に係る送信装置は、２つの入力端子と、２つの出力端子とを有し、前記２つの入力端子から入力された信号のいずれかを前記２つの出力端子のいずれかに出力する指示を行う選択信号に従って、前記入力された信号を処理して出力する論理回路と、前記論理回路と、当該論理回路の前記２つの出力端子にそれぞれ直列接続された容量とを有するＤ級単位アンプと、前記Ｄ級単位アンプを複数並列に接続されたデジタルアンプと、前記選択信号に応じて、送信信号の同相成分と直交成分のいずれかを前記デジタルアンプに出力する第一の入力信号選択回路と、前記選択信号に応じて、同相成分用の搬送波信号と直交成分用の搬送波信号のいずれかを前記デジタルアンプに出力する第二の入力信号選択回路と、を具備する構成を採る。

本発明の送信方法は、送信信号の同相成分と直交成分のいずれかをデジタルアンプに出力するステップと、同相成分用の搬送波信号と直交成分用の搬送波信号のいずれかを前記デジタルアンプに出力するステップと、前記送信信号の同相成分と直交成分のいずれかと、前記同相成分用の搬送波信号と前記直交成分用の搬送波信号のいずれかとのうち、一方を処理して、容量がそれぞれ直列接続された２つの出力端子のいずれかに出力するステップと、を具備するようにした。

本発明によれば、１つのＳＣＰＡを用いて、同相成分と直交成分とを正しく合成することができる。

非特許文献２に開示の送信装置の構成を示す図 １個のＳＣＰＡの構成を簡素化して示す図 図２に示したＳＣＰＡの構成をさらに簡素化して示す図 並列に３ビットを入力するＳＣＰＡの構成を示す図 図４のＳＣＰＡに入力される各種信号の波形及びＡ０〜Ａ２点における信号波形を示す図 本発明の実施の形態１に係る直交変調器の構成を示す図 図６に示した直交変調器の動作タイミングを示す図 図６に示した論理回路の内部構成の一例を示す図 図６に示した論理回路の内部構成の他の一例を示す図 （ａ）従来のＳＣＰＡ２個を用いた論理回路のレイアウトを示す平面図、（ｂ）従来のＳＣＰＡ２個を用いた論理回路のレイアウトを示す縦構造図 （ａ）図９に示した論理回路のレイアウトを示す平面図、（ｂ）図９に示した論理回路のレイアウトを示す縦構造図 （ａ）同相成分用搬送波信号及び直交成分用搬送波信号と、選択信号とを生成する手段の一例を示す図、（ｂ）動作タイミングを示す図 （ａ）同相成分用搬送波信号及び直交成分用搬送波信号と、選択信号とを生成する手段の他の一例を示す図、（ｂ）動作タイミングを示す図 図６に示した第二の入力信号選択回路の動作タイミングを示す図 本発明の実施の形態２に係る送信装置の構成を示す図 本発明の実施の形態２に係る並列に３ビットを入力するＳＣＰＡの構成を示す図 図１６のＳＣＰＡに入力される各種信号の波形及びＡ０〜Ａ２点における信号波形を示す図 図１５に示したデジタルアンプの内部構成の例を示す図 図１５に示したデジタルアンプの内部構成の例を示す図 本発明の実施の形態３に係る送信装置の構成を示す図 図２０に示した送信装置の動作タイミングを示す図 本発明の実施の形態４に係る送信装置の構成を示す図 図２２に示した入力データ変換器の出力信号を説明するための図

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。ただし、実施の形態において、同一機能を有する構成には同一符号を付し、重複する説明は省略する。

（実施の形態１）
図６は、本発明の実施の形態１に係る直交変調器１０の構成を示す図である。以下、図６を用いて直交変調器１０の構成について説明する。

デジタルアンプ１１は、Ｄ級単位アンプ１０１が複数並列接続されており、Ｄ級単位アンプ１０１は、２つの信号入力端子、２つの信号出力端子、及び、いずれの信号出力端子に出力するかを選択する選択信号の入力端子を持った論理回路１０２と、論理回路１０２の２つの信号出力端子に直列接続された容量１０３、１０４とで形成される。

デジタルアンプ１１には、第一の入力信号選択回路１２から出力されるデジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ）または直交成分（ＢＢ＿Ｑ）と、第二の入力信号選択回路１３から出力される搬送波信号である出力信号１５とが入力される。

この論理回路１０２の出力信号は、奇数次高調波成分を含む方形波であるため、インダクタ１６と、論理回路１０２の２つの信号出力端子に直列接続された容量１０３、１０４との直列共振で、基本波信号成分のみを取り出している。

なお、デジタルアンプ１１は、デジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）の値に応じた電圧振幅の出力信号が得られるが、この原理は、図２、３を用いて説明した背景技術と同様であるため、ここではその説明を省略する。

第一の入力信号選択回路１２は、デジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）とが入力され、選択信号に応じて、同相成分と直交成分のいずれかを選択してデジタルアンプ１１へ出力する。

第二の入力信号選択回路１３は、同相成分用搬送波信号（ＬＯ＿Ｉ、ＬＯ＿ＩＢ）と直交成分用搬送波信号（ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿ＱＢ）といった差動信号が入力され、第一の入力信号選択回路１２と同様に選択信号に応じて、同相成分と直交成分のいずれかを選択してデジタルアンプ１１へ出力するが、正相（ＬＯ＿Ｉ、ＬＯ＿Ｑ）または逆相（ＬＯ＿ＩＢ、ＬＯ＿ＱＢ）のいずれを出力するかは、デジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）の値の正負に応じて切り替えている。これにより、ＩＱ平面上の４象限全てを表すことが可能となる。

今、ＢＢ＿Ｉ、ＢＢ＿Ｑが負の値である場合の直交変調器出力Ｃｏｕｔ１７を式（１）で表すと、搬送波信号の位相θにπを加算することと等しくなる。これは、搬送波信号の逆相信号を用いることで実現できる。
直交変調器出力Ｃｏｕｔ１７＝（−Ｉ）×ＣＯＳθ＋（−Ｑ）×ＳＩＮθ
＝Ｉ×ＣＯＳ（θ＋π）＋Ｑ×ＳＩＮ（θ＋π）…（１）

次に、図６に示した直交変調器１０の動作タイミングについて図７を用いて説明する。図中のモード（Ｍｏｄｅ）は、同相成分と直交成分のいずれを出力しているかを示している。この図では、デジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）の値が共に正の値であるため、搬送波信号は正相（ＬＯ＿Ｉ、ＬＯ＿Ｑ）が用いられており、搬送波の２倍の周波数を持つ選択信号のＨまたはＬに応じて、ＬＯ＿ＩとＬＯ＿Ｑとが切り替えられることを示している。

図８は、図６に示した論理回路１０２の内部構成の一例を示す図である。この例では、論理回路１０２は、２つの出力端子２０１、２０２を備え、出力端子２０１、２０２には、Ｐｃｈ ＣＭＯＳトランジスタ２０３及びＮｃｈ ＣＭＯＳトランジスタ２０４がカスコード接続されており、このカスコードトランジスタのＯＮ／ＯＦＦによって２つの出力端子２０１、２０２のいずれかに信号を出力する。

また、図９は、図６に示した論理回路１０２の内部構成の他の一例を示す図である。この例では、論理回路１０２は、第一の入力信号選択回路１２の出力信号１４と第二の入力信号選択回路１３の出力信号１５が入力されるＮＡＮＤ（否定論理積）回路の後に、出力端子２０１、２０２専用に同一の出力段回路を２個備える。図８の例と同様に、論理回路１０２は、搬送波の２倍の周波数を持つ選択信号のＨまたはＬに応じて２つの出力端子２０１、２０２のいずれかに信号を出力する。この構成の特徴は、カスコードトランジスタがないので、電力ロスが発生しないことである。また、適切なレイアウト設計により、半導体集積回路上での面積を有効に活用することが可能である。

ここで、従来のＳＣＰＡ２個を用いて、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）用のミキサーとして利用し、直交変調器とパワーアンプの機能を実現した論理回路１０２（半導体集積回路）のレイアウトを図１０に示す。

ここでは、図２に示した従来のＳＣＰＡにおけるＤ級単位アンプのＡＮＤ出力で用いられるＮｃｈとＰｃｈトランジスタが、半導体集積回路上最も面積が大きいため、その部分のみを示している。また、第一のＮｃｈトランジスタと第一のＰｃｈトランジスタが同相成分（ＢＢ＿Ｉ）用であり、第二のＮｃｈトランジスタと第二のＰｃｈトランジスタが直交成分（ＢＢ＿Ｑ）用である。

なお、図１０（ａ）の平面図では、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）用と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）用トランジスタを隣接して配置しているが、後に述べる本発明のレイアウト例（図１１）との面積比較のためであり、実際には、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）用と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）用のＳＣＰＡは、それぞれ個別に一塊でレイアウト設計される。その理由は、前述の通り、線形性と広い出力電力可変範囲を実現するためには、１つのＳＣＰＡにおける複数のＤ級単位アンプ間の高い相対精度が必須だからである。つまり、第一のＮｃｈトランジスタと第一のＰｃｈトランジスタは、第二のＮｃｈトランジスタと第二のＰｃｈトランジスタとから離れた場所に配置される。

しかしながら、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）用と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）用のＳＣＰＡを離れた場所に配置すると、それぞれの出力信号を結合するまでの配線の寄生抵抗と寄生容量にて出力電力を損失してしまうというデメリットがある。

また、図１０（ａ）のレイアウト図では、第一及び第二のＮｃｈトランジスタと第一及び第二のＰｃｈトランジスタの面積に対して、全体の面積の方が非常に大きいことが分かる。この理由について図１０（ｂ）を用いて説明する。図１０（ｂ）は、半導体集積回路の縦構造図である。第一及び第二のＮｃｈトランジスタは、Ｐ型のＷｅｌｌ層（ＰＷ）の内部に形成され、第一及び第二のＰｃｈトランジスタは、Ｎ型のＷｅｌｌ層（ＮＷ）の内部に形成される。また、半導体の構造上、ＰＷ、ＮＷは、それぞれＧＮＤ電位、電源電位に接続しなければならない。このため、ＰＷコンタクト領域、ＮＷコンタクト領域を設け、前述の電位にそれぞれ接続する。また、出力端子２０１、２０２から半導体基盤（Ｐｓｕｂ）への不要な漏れ電力による様々なアイソレーション課題を防ぐため、ＰＷとＮＷ以外にディープエヌＷｅｌｌ（ＤＮＷ）を用いることが好ましい。そして、このＤＮＷ分離領域も電源電位に接続しなければならない。

これらの理由により、第一及び第二のＮｃｈトランジスタと第一及び第二のＰｃｈトランジスタの面積よりも、その周辺の領域であるＰＷコンタクト領域、ＮＷコンタクト領域、ＤＮＷ分離領域の方が大きくなってしまう。また、前述の通り、ＳＣＰＡは、Ｄ級単位アンプ１０１が複数並列接続されている。このため、１つのＤ級単位アンプ１０１の論理回路１０２で用いられる出力段のトランジスタは、複数分割されたトランジスタサイズでよいが、小さなトランジスタサイズであっても、前述のＰＷコンタクト領域、ＮＷコンタクト領域、ＤＮＷ分離領域が必要である。この結果、面積の小さなトランジスタほど、トランジスタの面積に対するＰＷコンタクト領域、ＮＷコンタクト領域、ＤＮＷ分離領域の面積が相対的に大きく見える。

これに対し、図９に示した論理回路１０２（半導体集積回路）のレイアウトを図１１に示す。図１１は、出力端子２０１、２０２で用いられる第一及び第二のＮｃｈトランジスタ（または第一及び第二のＰｃｈトランジスタ）が隣接して、同一の分離領域に配置されている。この配置では、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）用と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）用の出力信号を結合するまでの配線の寄生抵抗と寄生容量にて出力電力を損失してしまうことがない。また、必要なＰＷコンタクト領域、ＮＷコンタクト領域、ＤＮＷ分離領域を共用することが可能となるため、図１１（ａ）の配置では、図１０（ａ）の配置と比べて半導体集積回路上の面積を有効に活用することができる。

図１２（ａ）は、同相成分用搬送波信号（ＬＯ＿Ｉ、ＬＯ＿ＩＢ）及び直交成分用搬送波信号（ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿ＱＢ）と、選択信号とを生成する手段の一例を示す図である。搬送波信号の２倍の周波数を持つ発振器３０１の差動出力信号を１／２分周器３０２に入力し、搬送波信号を生成する（図１２（ｂ）参照）。選択信号は、発振器３０１の発振信号を直接用いる。

図１３（ａ）は、同相成分用搬送波信号（ＬＯ＿Ｉ、ＬＯ＿ＩＢ）及び直交成分用搬送波信号（ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿ＱＢ）と、選択信号とを生成する手段の他の一例を示す図である。互いに９０度ずつ位相が異なる４つの信号を出力する発振器４０１とＥＸ−ＯＲ（排他的論理和）回路４０２とから構成されている。

図１３（ｂ）は、図１３（ａ）の構成における動作タイミングを示しており、選択信号は、発振器出力位相１と２といった９０度位相が異なる２つの信号をＥＸ−ＯＲ回路４０２に入力し、その出力信号を用いる。

図１４は、図６に示した第二の入力信号選択回路１３の動作タイミングを示している。前述の通り、第二の入力信号選択回路１３は、同相成分用搬送波信号（ＬＯ＿Ｉ、ＬＯ＿ＩＢ）と直交成分用搬送波信号（ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿ＱＢ）といった差動信号が入力され、選択信号に応じて、同相成分と直交成分のいずれかの搬送波信号をデジタルアンプ１００へ出力する。

また、第二の入力信号選択回路１３は、正相（ＬＯ＿Ｉ、ＬＯ＿Ｑ）または逆相（ＬＯ＿ＩＢ、ＬＯ＿ＱＢ）のいずれを出力するかは、デジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）の値の正負に応じて切り替えている。この切り替えには、図１４（ａ）〜（ｄ）の４つの組合せがある。すなわち、ＬＯ＿ＩとＬＯ＿Ｑとの切り替え（図１４（ａ））、ＬＯ＿ＩＢとＬＯ＿Ｑとの切り替え（図１４（ｂ））、ＬＯ＿ＩとＬＯ＿ＱＢとの切り替え（図１４（ｃ））、及び、ＬＯ＿ＩＢとＬＯ＿ＱＢとの切り替え（図１４（ｄ））である。例えば、図１４（ａ）に示すＬＯ＿ＩとＬＯ＿Ｑとの切り替えを見ると、出力信号１５は、選択信号に応じて、ＬＯ＿Ｉ、ＬＯ＿Ｑが切り替わっていることが分かる。

しかし、実際の回路動作を考えると、出力信号１５には、選択信号の立下りエッジのタイミングにて、一瞬だけスパイク波形が出力される。スパイク波形発生の原因としては、図１４（ａ）に破線で示したように、ＬＯ＿Ｑが図中右側へ僅かにずれることが想定される。

この対策として、選択信号に応じた同相成分と直交成分との切り替えを止め、デジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）の正負の組み合せに応じ、ＬＯ＿Ｉ、ＬＯ＿ＩＢ、ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿ＱＢのいずれかを出力する。これにより、スパイク波形の発生をなくし、スパイク波形による不要な消費電流の増加を防ぐことができる。

このように、実施の形態１によれば、Ｄ級単位アンプ１０１の出力に、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）用と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）用の容量１０３、１０４をそれぞれ設けることにより、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）とを切り替える前後で、異なる容量値が入れ替わることがなくなり、容量１０３と容量１０４のＤＣ動作電圧の違いから容量１０３と容量１０４に不要な電流が流れることがなくなり、１つのＳＣＰＡを用いて、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）とを正しく合成することができる。

また、論理回路１０２の出力段トランジスタである２つのＮｃｈトランジスタ及び２つのＰｃｈトランジスタを半導体上、同一の分離領域内で隣接して配置することにより、半導体集積回路上の面積を削減し、コストを削減することができる。

（実施の形態２）
図１５は、本発明の実施の形態２に係る送信装置２０の構成を示す図である。以下、図１５を用いて送信装置２０の構成について説明する。

デジタルアンプ１１は、Ｄ級単位アンプ１０１が複数並列接続されており、Ｄ級単位アンプ１０１は、２つの入力端子と１つの出力端子とを有し、一方の入力端子から入力された信号の論理に応じて、２つの入力端子への入力信号に対する論理演算結果と、一定電圧（ＶＲＥＦ）とのいずれかを１つの出力端子に出力するスイッチ１１１を有する基本アンプ回路１１０と、基本アンプ回路１１０の出力端子に直列接続された容量１１２とで形成される。なお、入力データ変換器６００は、第一の入力信号選択回路１２と第二の入力信号選択回路１３とを含む。

基本アンプ回路１１０の出力信号は、奇数次高調波成分を含む方形波であるため、インダクタ１６と、基本アンプ回路１１０の出力端子に直列接続された容量１１２との直列共振で、基本波信号成分を取り出している。

図１６は、本発明の実施の形態２に係る並列に３ビットを入力するＳＣＰＡの構成を示す図であり、図１７は、図１６のＳＣＰＡに入力される各種信号の波形及びＡ０〜Ａ２点における信号波形を示す図である。

図１６において、デジタルベースバンドデータの各ビットＢＢ｛２｝〜ＢＢ｛０｝がＨの場合は、各ビットに対応したＡＮＤの出力に接続されたスイッチが、ＡＮＤの出力に接続され、ＢＢ｛２｝〜ＢＢ｛０｝がＬの場合は、スイッチがＶＲＥＦ（＝ＶＤＤ／２）に接続される。

図１７では、搬送波信号の約１周期分に相当する時間を表している。図５と同様に、デジタルベースバンド信号として、ＢＢ＿Ｉ＝４、ＢＢ＿Ｑ＝０が入力されており、搬送波１周期の１／４の時間毎に同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）とを切り替えている。図１６のＳＣＰＡにおいても図４のＳＣＰＡと同様の重み付けがされているので、ＢＢ＿Ｉの出力期間である時間０・Ｔ０から１・Ｔ０までは、デジタルベースバンド入力信号であるＢＢ｛２｝のみがＨとなり、ＢＢ｛１｝、ＢＢ｛０｝はＬとなる。つまり、Ａ１点とＡ０点にそれぞれ接続されたＣ×２とＣ×１の容量は、ＶＲＥＦに接続される。ただし、ＢＢ｛２｝はＨであるため、Ａ２点には、搬送波信号と同じＨの波形が現れる。なお、このＡ２点のＨの信号は、ＡＮＤの電源電圧（ＶＤＤ）と等しい。

次に、ＢＢ＿Ｑの出力期間である時間１・Ｔ０から２・Ｔ０までは、デジタルベースバンド入力信号であるＢＢ｛２｝、ＢＢ｛１｝、ＢＢ｛０｝は全てＬとなる。この結果、各ビットに対応したＡＮＤの出力に接続されたスイッチが、ＶＲＥＦ（＝ＶＤＤ／２）に接続され、Ａ２点、Ａ１点及びＡ０点にそれぞれ接続された容量（Ｃ×４とＣ×２とＣ×１の)は、ＶＲＥＦ（＝ＶＤＤ／２）に接続される。

次に、ＢＢ＿Ｉの出力期間である時間２・Ｔ０から３・Ｔ０までは、デジタルベースバンド入力信号であるＢＢ｛２｝のみがＨとなり、ＢＢ｛１｝、ＢＢ｛０｝はＬとなる。つまり、Ａ１点とＡ０点にそれぞれ接続されたＣ×２とＣ×１の容量は、ＶＲＥＦに接続される。ただし、ＢＢ｛２｝は、Ｈであるため、Ａ２点には、搬送波信号を同じＬの波形が現れる。なお、このＡ２点のＬの信号は、ＡＮＤのＧＮＤ電位（０Ｖ）と等しい。

さらに、ＢＢ＿Ｑの出力期間である時間３・Ｔ０から４・Ｔ０までは、前述した時間１・Ｔ０から２・Ｔ０までと同様であり、各ビットに対応したＡＮＤの出力に接続されたスイッチが、ＶＲＥＦ（＝ＶＤＤ／２）に接続され、Ａ２点、Ａ１点及びＡ０点にそれぞれ接続された容量（Ｃ×４とＣ×２とＣ×１の）は、ＶＲＥＦ（＝ＶＤＤ／２）に接続される。

上記時間０・Ｔ０から４・Ｔ０までの動作を考えると、基本アンプ回路１１０の時間平均出力電圧が電源電圧（ＶＤＤ）の半分になる。また、Ｂ点に現れる電圧波形は、Ａ２点に現れるＡＮＤの電源電圧（ＶＤＤ）からＡＮＤのＧＮＤ電位（０Ｖ）までの波形をＣ×４とＣ×（２＋１）で形成される容量アッテネータにて減衰させた電圧振幅となることが分かる。ただし、Ｂ点の直流動作電圧は、直流電圧を伝達できる負荷（抵抗）とインダクタ（Ｌ）を経由して伝えられるＧＮＤ電位である。

ところで、図４に示したＳＣＰＡと比較すると、本実施の形態のＳＣＰＡの方がＡ２点の電圧波形の上下の対称性が良い。一般的に、ＨとＬの時間が等しい時、偶数次の高調波成分が低い。また、Ａ２点の電圧波形は、δ関数列を用いて次式（９）のように表される。

式（９）をフーリエ変換すると、次式（１０）のように表される。

Ｖａ２ｓ（ｔ）は、Ｖａ２（ｔ）のサンプリング後データである。

ここで、オイラーの公式ｅ^ーｊθ＝ｃｏｓθ−ｊ・ｓｉｎθより、ｅ^{ーｊ・ｎ・π}＝＋１（ｎ＝偶数）、ｅ^{ーｊ・ｎ・π}＝−１（ｎ＝奇数）であるので、式（１０）はｎ＝偶数時に第１項及び第３項と、第２項及び第４項とがそれぞれ相殺される。つまり、図１７のＡ２点の電圧信号のスペクトラムは、偶数次の高調波を含まないことを意味している。この結果、不要な偶数次高調波成分を減衰させるためのフィルターを追加する必要がなく、コストアップと電力ロスが発生しない。

図１８と図１９は、図１５に示したデジタルアンプ１１の内部構成の例を示す図である。この例では、デジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）は、８ビットのデジタルデータである。

また、図１８と図１９のデジタルアンプは、論理的には同じになるが、図１９の構成の方が、アレー領域として示した部分の回路素子が少ない。このアレー領域とは、基本アンプ回路の出力端子に用いられるＮｃｈトランジスタ及びＰｃｈトランジスタと、基本アンプ回路の出力端子に、基本アンプ回路の電源電圧の半分である一定電圧を与えるスイッチと、前記基本アンプ回路の前記出力端子に直列接続された前記容量とが１つの単位セル（半導体集積回路上のレイアウト配置）として、複数個の単位セルを半導体集積回路上に密集させた領域のことである。単位セルの前段には、単位セルを駆動するバッファが設けられる。

図１８の構成では、全てのＤ級単位アンプ１０１に、ＡＮＤ回路とОＲ回路がそれぞれ装備されているが、図１９の構成では、デジタルベースバンドデータの各ビット（ＢＢ｛７｝、ＢＢ｛６｝、ＢＢ｛５｝・・・）に対して、ＡＮＤ回路とОＲ回路が１組だけ用いられている。これにより、同じ論理を出力する重複回路を減らすことができるので、消費電流を低減することができる。

（実施の形態３）
図２０は、本発明の実施の形態３に係る送信装置３０の構成を示す図である。以下、図２０を用いて送信装置３０の構成について説明する。

デジタルアンプ１１は、Ｄ級単位アンプ５０１が複数並列接続されており、Ｄ級単位アンプ５０１は、１つの入力端子と１つの出力端子とを有し、入力端子から入力された信号の論理に応じた論理出力を出力端子に出力する基本アンプ回路５０２と、基本アンプ回路５０２の出力端子に直列接続された容量１１２とで形成される。なお、入力データ変換器６５０は、第一の入力信号選択回路１２、第１の入力信号変換回路６０１及び第２の入力信号変換回路６０２を含む。

第一の入力信号選択回路１２は、選択信号と、送信信号の変換後のデジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ＿Ｃ）及び直交成分（ＢＢ＿Ｑ＿Ｃ）とが入力され、選択信号に応じて、変換後のデジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ＿Ｃ）及び直交成分（ＢＢ＿Ｑ＿Ｃ）のいずれか一方を出力信号（ＰＡＩＮ）として、デジタルアンプ１１に出力する。

第一の入力信号変換回路６０１は、送信信号の変換前のデジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ）に加えて、同相成分用搬送波信号（ＬＯ＿Ｉ、ＬＯ＿ＩＢ）といった差動信号が入力され、第一の入力信号選択回路１２に、変換後のデジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ＿Ｃ）を出力する。また、第二の入力信号変換回路６０２は、送信信号の変換前のデジタルベースバンドデータである直交成分（ＢＢ＿Ｑ）に加えて、直交成分用搬送波信号（ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿ＱＢ）といった差動信号が入力され、第一の入力信号選択回路１２に、変換後のデジタルベースバンドデータである直交成分（ＢＢ＿Ｑ＿Ｃ）を出力する。

第一の入力信号変換回路６０１は、入力された変換前のデジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ）の値の正負に応じて、搬送波信号の正相（ＬＯ＿Ｉ）または逆相（ＬＯ＿ＩＢ）のいずれかを用いる。また、第二の入力信号変換回路６０２は、入力された変換前のデジタルベースバンドデータである直交成分（ＢＢ＿Ｑ）の値の正負に応じて、搬送波信号の正相（ＬＯ＿Ｑ）または逆相（ＬＯ＿ＱＢ）のいずれかを用いる。また、第一の入力信号変換回路６０１及び第二の入力信号変換回路６０２は、搬送波信号がＨの期間では、デジタルベースバンドデータの最大値の約半分の値に変換前のデジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ）または直交成分（ＢＢ＿Ｑ）に比例した値を加算する。また、搬送波信号がＬの期間では、デジタルベースバンドデータの最大値の約半分の値に変換前のデジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ）または直交成分（ＢＢ＿Ｑ）に比例した値を減算する。

次に、図２０に示した送信装置３０の動作タイミングについて図２１を用いて説明する。図２０では、搬送波信号（ＬＯ）の約２．５周期分に相当する時間を表している。図中のモード（Ｍｏｄｅ）は、同相成分と直交成分のいずれを出力しているかを示している。この図では、変換前のデジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）の値が共に正の値であるため、搬送波信号は正相（ＬＯ＿Ｉ、ＬＯ＿Ｑ）が用いられており、搬送波の２倍の周波数を有する選択信号のＨまたはＬに応じて、変換後のデジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ＿Ｃ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ＿Ｃ）とが切り替えられることを示している。

最初の時間（０〜搬送波周期の１／２まで）では、第一の入力信号変換回路６０１に入力される変換前のデジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ）は６４である。デジタルベースバンドデータは８ビットであり、最大値の半分の値は１２８である。この時、選択された搬送波信号（ＬＯ＿Ｉ）はＨであるので、第一の入力信号変換回路６０１は、最大値の半分の値（＝１２８）にデジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ＝６４）の半分の値を加算する。すなわち、１２８＋（６４÷２）＝１６０といった演算が行われる。

次の時間（搬送波周期の１／２〜１まで）では、選択された搬送波信号（ＬＯ＿Ｉ）がＬに変わるので、第一の入力信号変換回路６０１は、最大値の半分の値（＝１２８）にデジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ＝６４）の半分の値を減算する。すなわち、１２８−（６４÷２）−１＝９５といった演算が行われる。これは、変換後のデジタルベースバンドデータが、最大値の半分の値を中心としたデジタルベースバンドデータであり、その振幅は、変換前のデジタルベースバンドデータの大きさに比例することを意味している。上記演算は、デジタル値にて処理されるため、割り算で発生した小数点以下の値は切り捨てられる。また、搬送波信号（ＬＯ＿Ｉ）がＬの期間のみ−１しているのは、搬送波信号（ＬＯ＿Ｉ）がＨの時の演算結果（＝１６０）の２進数表記の全ビットを反転するだけで９５というデジタル値が得られるためである。

入力データ変換器６５０は、上記のような演算結果から得られた変換後のデジタルベースバンドデータである同相成分（ＢＢ＿Ｉ＿Ｃ）または直交成分（ＢＢ＿Ｑ＿Ｃ）を選択信号に応じてデジタルアンプ１１に出力することにより、直交変調器としての機能を実現する。

この構成によれば、変換後デジタルベースバンドデータの各ビットであるＢＢ＿Ｉ＿Ｃ｛７｝〜｛０｝及びＢＢ＿Ｑ＿Ｃ｛７｝〜｛０｝の時間変化は、常にＤｕｔｙ＝５０％の波形となる。この理由は、搬送波信号のＨからＬへの変化時に、２進数表記の変換後デジタルベースバンドデータＢＢ＿Ｉ＿Ｃ｛７｝〜｛０｝とＢＢ＿Ｑ＿Ｃ｛７｝〜｛０｝の全ビットを反転しているためである。さらに、第一の入力信号選択回路１２にて、搬送波の２倍の周波数を有する選択信号のＨまたはＬに応じて、ＢＢ＿Ｉ＿ＣかＢＢ＿Ｑ＿Ｃを切り替えた信号であるＰＡＩＮ｛７｝〜｛０｝の時間変化も、常にＤｕｔｙ＝５０％の波形となる。Ｄｕｔｙ＝５０％の波形は、電圧の時間波形における上下の対称性が良く、ＨとＬの時間が等しいので偶数次の高調波成分が発生しない。この結果、出力電圧のスペクトラムは、偶数次の高調波を含まないことを意味しており、偶数次高調波成分を減衰させるためのフィルターを追加する必要がない。

（実施の形態４）
図２２は、本発明の実施の形態４に係る送信装置４０の構成を示す図である。以下、図２２を用いて送信装置４０の構成について説明する。

入力データ変換器６５０は、実施の形態３における、第一の入力信号選択回路１２及び第一及び第二の入力信号変換回路６０１、６０２と同様の機能を備える。しかしながら、実施の形態４における入力データ変換器６５０は、搬送波の２倍の周波数を有する選択信号が必要ないため、低消費電力化に対して非常に有効である。

実施の形態３におけるデジタルアンプ１１への入力信号（ＰＡＩＮ）は、搬送波信号（ＬＯ＿Ｉ、ＬＯ＿Ｑ）と同一周波数かつ同じＤｕｔｙ（＝５０％）を有する信号である。つまり、実施の形態３のように、第一の入力信号選択回路１２が、選択信号のＨまたはＬに応じて、ＢＢ＿Ｉ＿Ｃ及びＢＢ＿Ｑ＿Ｃを切り替えるものではなく、搬送波信号（ＬＯ＿Ｉ、ＬＯ＿ＩＢ、ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿ＱＢ）のいずれかを、デジタルアンプ１１への入力信号（ＰＡＩＮ）とすればよいことを意味している。

まず、変換後のデジタルベースバンドデータＢＢ＿Ｉ＿Ｃの各ビットの時間波形を決定する要因は次の２つである。（１）搬送波信号＝Ｈの期間での演算結果（＝１６０（図２１参照））のＨまたはＬの論理。（２）変換前のデジタルベースバンドデータ（ＢＢ＿Ｉ＝６４）の値の正または負の論理。また、（１）と（２）の組合せは、以下の４通りである。
Ａ：演算結果＝Ｈかつ変換前デジタルベースバンドデータ＝正
Ｂ：演算結果＝Ｌかつ変換前デジタルベースバンドデータ＝負
Ｃ：演算結果＝Ｌかつ変換前デジタルベースバンドデータ＝正
Ｄ：演算結果＝Ｈかつ変換前デジタルベースバンドデータ＝負

この結果、変換後のデジタルベースバンドデータＢＢ＿Ｉ＿Ｃの各ビットの時間波形は、Ａ、Ｂの場合は、図２１におけるＢＢ＿Ｉ＿Ｃ｛７｝の時間波形と同じである。また、Ｃ、Ｄの場合は、図２１におけるＢＢ＿Ｉ＿Ｃ｛７｝の時間波形を１８０度位相反転した波形である。つまり、ＢＢ＿Ｉ＿Ｃの各ビットの時間波形の位相としては、２種類の位相状態がある。また、変換後のデジタルベースバンドデータＢＢ＿Ｑ＿Ｃも同様に各ビット２種類の位相状態がある。

仮に、実施の形態３と同様に、変換後のデジタルベースバンドデータＢＢ＿Ｉ＿ＣとＢＢ＿Ｑ＿Ｃを搬送波の２倍の周波数を有する選択信号のＨまたはＬに応じて切り替えたとすると、そのタイミングパターンは４種類に分類され、図２３に示した第一のタイミング図から第四のタイミング図に示すようになる。図２３に示した通り、入力データ変換器６５０は、その出力信号（ＰＡＩＮ）として、搬送波信号（ＬＯ＿Ｉ、ＬＯ＿ＩＢ、ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿ＱＢ）のいずれかを、デジタルアンプ１１への入力信号（ＰＡＩＮ｛７｝〜｛０｝）とすればよいことが分かる。

このように、入力データ変換器６５０は、変換前のデジタルベースバンドデータの値の正または負の論理に加えて、演算結果の論理によって、搬送波信号（ＬＯ＿Ｉ、ＬＯ＿ＩＢ、ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿ＱＢ）のいずれかを選択及び出力している。なお、実施の形態３と同様に、図２３に示したデジタルアンプ１１への入力信号（ＰＡＩＮ）の時間変化も、常にＤｕｔｙ＝５０％の波形となるので、偶数次の高調波成分が発生しない。この結果、偶数次高調波成分を減衰させるためのフィルターを追加する必要がない。

本発明にかかる送信装置及び送信方法は、例えば、移動通信システムにおける基地局及び移動局等に適用できる。

１０ 直交変調器
１１ デジタルアンプ
１２ 第一の入力信号選択回路
１３ 第二の入力信号選択回路
１６ インダクタ
１０１、５０１ Ｄ級単位アンプ
１０２ 論理回路
１０３、１０４、１１２ 容量
１１０、５０２ 基本アンプ回路
１１１ スイッチ
２０１、２０２ 出力端子
２０３ Ｐｃｈ ＣＭＯＳトランジスタ
２０４ Ｎｃｈ ＣＭＯＳトランジスタ
３０１、４０１ 発振器
３０２ １／２分周器
４０２ ＥＸ−ＯＲ回路
２０、３０、４０ 送信装置
６００、６５０ 入力データ変換器
６０１ 第一の入力信号変換回路
６０２ 第二の入力信号変換回路

Claims (12)

1. ２つの入力端子と、２つの出力端子とを有し、前記２つの入力端子から入力された信号のいずれかを前記２つの出力端子のいずれかに出力する指示を行う選択信号に従って、前記入力された信号を処理して出力する論理回路と、
   前記論理回路と、当該論理回路の前記２つの出力端子にそれぞれ直列接続された容量とを有するＤ級単位アンプと、
   前記Ｄ級単位アンプを複数並列に接続されたデジタルアンプと、
   前記選択信号に応じて、送信信号の同相成分と直交成分のいずれかを前記デジタルアンプに出力する第一の入力信号選択回路と、
   前記選択信号に応じて、同相成分用の搬送波信号と直交成分用の搬送波信号のいずれかを前記デジタルアンプに出力する第二の入力信号選択回路と、
   を具備する送信装置。
2. 前記論理回路は、ＮＡＮＤゲートと２入力２出力の選択回路を備える、
   請求項１に記載の送信装置。
3. 前記論理回路は、前記２つの出力端子のそれぞれにカスコード接続されたトランジスタを備える、
   請求項１に記載の送信装置。
4. 前記論理回路は、前記２つの出力端子に用いられる２つのＮｃｈトランジスタ及び２つのＰｃｈトランジスタが半導体上同一の分離領域内で隣接して配置される、
   請求項１に記載の送信装置。
5. 前記第二の入力信号選択回路は、前記搬送波信号の周波数の２倍の周波数での切り替えを停止し、デジタル値である同相成分と直交成分の符号ビットの変化時のみ切り替える、
   請求項１に記載の送信装置。
6. １つ以上の入力端子と、１つ以上の出力端子とを有し、前記入力端子から入力された信号に応じた論理演算結果を前記出力端子に出力する基本アンプ回路と、
   前記基本アンプ回路と、当該基本アンプ回路の前記出力端子に直列接続された容量と、を有するＤ級単位アンプと、
   前記Ｄ級単位アンプを複数並列に接続したデジタルアンプと、
   送信信号の同相成分及び直交成分と、同相成分用及び直交成分用の搬送波信号を変換し、変換後データを前記デジタルアンプに出力する入力データ変換器と、
   を具備し、
   前記基本アンプ回路の時間平均出力電圧が、前記基本アンプ回路の電源電圧の半分である送信装置。
7. 前記基本アンプ回路は、前記入力端子への入力信号に対する論理演算結果、及び、前記基本アンプ回路の電源電圧の半分である一定電圧のいずれか一方を出力する、
   請求項６に記載の送信装置。
8. 前記入力データ変換器は、
   送信信号の同相成分と直交成分のいずれかを前記デジタルアンプに出力する第一の入力信号選択回路と、
   同相成分用の搬送波信号と直交成分用の搬送波信号のいずれかを前記デジタルアンプに出力する第二の入力信号選択回路と、
   を具備する請求項６または請求項７に記載の送信装置。
9. 前記基本アンプ回路の前記出力端子に用いられるＮｃｈトランジスタ及びＰｃｈトランジスタと、前記基本アンプ回路の前記出力端子に、基本アンプ回路の電源電圧の半分である一定電圧を与えるスイッチと、前記基本アンプ回路の前記出力端子に直列接続された前記容量とが１つの単位セルとして半導体上に密集して配置され、
   前記単位セルを駆動するバッファが前記単位セルの前段に設けられる、
   請求項６から請求項８のいずれか一項に記載の送信装置。
10. 前記第二の入力信号選択回路は、デジタル値である同相成分と直交成分の符号ビットの正負に応じて、同相成分用の搬送波信号の正相または逆相、あるいは、直交成分用の搬送波信号の正相または逆相を出力する、
    請求項８に記載の送信装置。
11. 前記入力データ変換器は、第一及び第二の入力信号変換回路と第一の入力信号選択回路を備え、
    前記第一の入力信号変換回路は、前記送信信号の同相成分及び前記同相成分用の搬送波信号が入力され、入力された前記搬送波信号のＨまたはＬの論理に応じて、前記送信信号の最大値の約半分の値に前記送信信号に比例した値を加算するか、または、前記送信信号の最大値の約半分の値に前記送信信号に比例した値を減算するかの演算を行い、前記同相成分の変換後信号を前記第一の入力信号選択回路へ出力し、
    前記第二の入力信号変換回路は、前記送信信号の直交成分及び前記直交成分用の搬送波信号が入力され、入力された前記搬送波信号のＨまたはＬの論理に応じて、前記送信信号の最大値の約半分の値に前記送信信号に比例した値を加算するか、または、前記送信信号の最大値の約半分の値に前記送信信号に比例した値を減算するかの演算を行い、前記直交成分の変換後信号を前記第一の入力信号選択回路へ出力し、
    前記第一の入力信号選択回路は、前記同相成分の変換後信号または前記直交成分の変換後信号を前記デジタルアンプに出力する、
    請求項６に記載の送信装置。
12. 送信信号の同相成分と直交成分のいずれかをデジタルアンプに出力するステップと、
    同相成分用の搬送波信号と直交成分用の搬送波信号のいずれかを前記デジタルアンプに出力するステップと、
    前記送信信号の同相成分と直交成分のいずれかと、前記同相成分用の搬送波信号と前記直交成分用の搬送波信号のいずれかとのうち、一方を処理して、容量がそれぞれ直列接続された２つの出力端子のいずれかに出力するステップと、
    を具備する送信方法。

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