JP2015136180A - 流体噴射装置 - Google Patents

Abstract

【課題】プッシュ・プル接続された二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換えることによって生じる電力損失を抑制する。【解決手段】プッシュ・プル接続された二つのスイッチ素子に対して並列に還流ダイオードを設けておく。そして、何れのスイッチ素子もＯＦＦの期間（デッドタイム期間）では、ＯＮにしようとする方のスイッチ素子に設けられた還流ダイオードに順方向電圧がかかったら、デッドタイム期間を終了して、一方のスイッチ素子をＯＮにする。こうすれば、二つのスイッチ素子の寄生容量での電荷の回生および充電が完了した後に、スイッチ素子をＯＮに切り換えることができるので、ＯＮにしようするスイッチ素子の寄生容量に蓄えられた電荷が、ＯＮにしたスイッチ素子を流れて電力損失が発生することを回避することが可能となる。【選択図】図１３

Description

本発明は、誘導成分および容量成分を有する平滑フィルターを介して電圧を出力する技術に関する。

いわゆるＤ級増幅器では、電源とグランドとの間で、二つのスイッチ素子をプッシュ・プル接続しておき、二つのスイッチ素子の間の電圧を引き出して平滑フィルターに入力した後、外部に出力する技術が用いられている。電源側のスイッチ素子をＯＮ（導通状態）として、グランド側のスイッチ素子をＯＦＦ（切断状態）とすれば、平滑フィルターには電源の電圧が入力され、逆に、電源側のスイッチ素子をＯＦＦとして、グランド側のスイッチ素子をＯＮとすれば、平滑フィルターにはグランドの電圧が入力される。従って、これらの状態が適切な時間頻度となるように二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換えることで、所望の電圧を平滑フィルターから出力することができる。また、この技術を利用して容量成分を有する電気負荷（容量性負荷）を駆動する技術も提案されている（特許文献１）。

ここで、プッシュ・プル接続されている二つのスイッチ素子が共にＯＮになってしまうと、その瞬間に電源からグランドに向けて大きな突入電流が流れてスイッチ素子に損傷を与える。そこで、こうした事態を避けるため、一方のスイッチ素子がＯＮで他方のスイッチ素子がＯＦＦの状態から、一方のスイッチ素子がＯＦＦで他方のスイッチ素子がＯＮの状態に切り換える場合には、両方のスイッチ素子がＯＦＦの状態を経由して切り換えることが行われる。尚、両方のスイッチ素子がＯＦＦになっている期間は、デッドタイム期間と呼ばれている。

また、平滑フィルターに入力される電圧が切り換わる際には、平滑フィルターを構成する誘導成分によって逆起電力が発生する。そこで、デッドタイム期間中にスイッチ素子に過大な逆起電力が掛かることの無いように、電流をバイパスさせるダイオード（還流ダイオードと呼ばれる）が、それぞれのスイッチ素子に対して並列に設けられている。

特開２００７−９６３６４号公報

しかし、二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換える際に、スイッチ素子の寄生容量で充放電が発生することや、デッドタイム期間中に平滑フィルター側で生じた逆起電力によって還流ダイオードに電流が流れることなどに起因して、大きな電力損失が発生することがあるという問題があった。

この発明は、従来の技術が有する上述した課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換えることによって平滑フィルターから所望の電圧を出力しながら、スイッチ素子の切り換えにともなう電力損失の発生を抑制することが可能な技術の提供を目的とする。

上述した課題の少なくとも一部を解決するために、本発明の電圧出力回路は次の構成を採用した。すなわち、
第１の電圧発生源と、
前記第１の電圧発生源と直列接続される第１のスイッチ素子と、
前記第１のスイッチ素子と直列接続される第２のスイッチ素子と、
前記第２のスイッチ素子と直列接続され、前記第１の電圧発生源が発生させる電圧よりも低い電圧を発生させる第２の電圧発生源と、
該第１のスイッチ素子または該第２のスイッチ素子が接続されている箇所での電圧を平滑化して出力する、誘導成分および容量成分を有する平滑フィルターと、
前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子を駆動することによって、該第１のスイッチ素子がＯＮで該第２のスイッチ素子がＯＦＦの状態である第１の状態と、該第１のスイッチ素子がＯＦＦで該第２のスイッチ素子がＯＮの状態である第２の状態とを切り換えるスイッチ素子駆動手段と、
前記第１のスイッチ素子に対して並列に接続されて、該第１のスイッチ素子を逆流する電流をバイパスさせる向きに設けられた第１のダイオードと、
前記第２のスイッチ素子に対して並列に接続されて、該第２のスイッチ素子を逆流する電流をバイパスさせる向きに設けられた第２のダイオードと、
前記第１のダイオードにかかる電圧と前記第２のダイオードにかかる電圧とを監視する電圧監視手段と
を備え、
前記スイッチ素子駆動手段は、前記第１の状態と前記第２の状態とを切り換える際には、前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子がＯＦＦの状態である第３の状態に移行させた後、前記第１のダイオードまたは前記第２のダイオードの順方向の電圧差に応じて、該第３の状態から前記第１の状態または前記第２の状態に切り換える手段であることを要旨とする。

こうした本発明の電圧出力回路においては、第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換えることによって、平滑フィルターに第１の電圧発生源の電圧（後述する第１の電圧とは異なる）が印加される状態（第１の状態）と、第１の電圧発生源の電圧よりも低い電圧（後述する第２の電圧とは異なる）を発生させる第２の電圧発生源の電圧が平滑フィルターに印加される状態（第２の状態）とを切り換えることができる。このとき第１のダイオードおよび第２のダイオードに存在する寄生容量では電荷の充放電が行われる。詳細には後述するが、この電荷の充放電に伴ってスイッチ素子を流れる電流が電力損失を発生させる。また、第１の状態と第２の状態とを切り換える際には、第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子が何れもＯＦＦの状態となる第３の状態を経由させて切り換える。そして、詳細には後述するが、第３の状態の期間では、平滑フィルターの誘導成分に生じる逆起電力によって、ダイオードの寄生容量での電荷の回生や充電が行われ、その結果、ＯＮにしようとしている方のダイオードの寄生容量に蓄えられていた電荷が、他方のダイオードの寄生容量に移し換えられたような状態となる。そして、このような状態から第１のスイッチ素子あるいは第２のスイッチ素子をＯＮに切り換えれば、寄生容量に蓄えられていた電荷が、ＯＮになったスイッチ素子を流れることがないので、電力損失の発生を回避することができる。また、寄生容量での電荷の回生および充電が完了しても、未だ第３の状態が継続していた場合には、平滑フィルターの誘導成分に生じる逆起電力が、ＯＮにしようとしている方のスイッチ素子に加わって、そのスイッチ素子に並列に設けられたダイオードに電流が流れるようになる。そこで、第１のスイッチ素子に並列に設けられた第１のダイオードにかかる電圧差、および第２のスイッチ素子に並列に設けられた第２のダイオードにかかる電圧差を電圧差監視手段が監視し、何れかのダイオードに順方向の電圧差が発生したら、電圧差監視手段はスイッチの切り替えを許可する信号を出力し、スイッチ素子をＯＮに切り換えることによって、第３の状態から第１の状態あるいは第２の状態に切り換える。

こうすれば、第１のダイオードおよび第２のダイオードの寄生容量での電荷の回生および充電が完了してから、第１のスイッチ素子あるいは第２のスイッチ素子をＯＮに切り換えることができるので、寄生容量に蓄えられていた電荷が、ＯＮにしたスイッチ素子を流れることによる電力損失が生じることを回避することが可能となる。

また、上述した本発明の電圧出力回路においては、第２の状態から第１の状態に切り換える場合には、第１のダイオードにかかる電圧差が順方向の電圧差になった後に、第３の状態から第２の状態に切り換えるようにしてもよい。

こうすれば、第２の状態のときに、第１のダイオードにかかる電圧差が順方向の電圧差になった後に、第１のスイッチ素子をＯＮにして第１の状態に切り換えることができる。このため、第１のダイオードの寄生容量に蓄えられていた電荷が、第１の状態に切り換えた瞬間に第１のスイッチ素子を流れる事に起因する電力損失を回避することが可能となる。

また、上述した本発明の電圧出力回路においては、第１のダイオードの順方向に対して下流側の電圧差監視手段の端子に、第１の電圧発生源が発生する電圧よりも低い所定の第１の電圧を印加しておいてもよい。

こうすれば、第１のダイオードの下流側の電圧差監視手段の端子には、第１の電圧発生源が発生する電圧よりも低い第１の電圧が印加された状態となる。従って、電圧差監視手段に入力される電圧は第１の電圧発生源が発生する電圧よりも低くなるので、第１のダイオードにかかる電圧差が順方向の電圧差になり易くなる。よって、第１の電圧状態に切り換わるまでの間に時間遅れが発生する場合でも、この時間遅れを見越して早めに第１のダイオードに順方向の電圧差がかかるようにしておくことで、より適切なタイミングで第１の状態に切り換わるようにすることが可能となる。

また、上述した本発明の電圧出力回路においては、第１の状態から第２の状態に切り換える場合には、第２のダイオードにかかる電圧差が順方向の電圧差になった後に、第３の状態から第２の状態に切り換えるようにしてもよい。

こうすれば、第１の状態のときに、第２のダイオードにかかる電圧差が順方向の電圧差になった後に、第２のスイッチ素子をＯＮにして第２の状態に切り換えることができる。このため、第２のダイオードの寄生容量に蓄えられていた電荷が、第１の状態に切り換えた瞬間に第２のスイッチ素子を流れることに起因する電力損失を回避することが可能となる。

また、上述した本発明の電圧出力回路においては、第２のダイオードの順方向に対して上流側の電圧差監視手段の端子に、第２の電圧発生源が発生する電圧よりも高い所定の第２の電圧を印加しておいてもよい。

こうすれば、第２のダイオードの上流側の電圧差監視手段の端子には、第２の電圧発生源が発生する電圧よりも高い第２の電圧がかかった状態となり、従って電圧差監視手段に入力される電圧は第２の電圧発生源が発生する電圧よりも低くなるので、第２のダイオードにかかる電圧差が順方向の電圧差になり易くなる。よって、第２の状態に切り換わるまでの間に時間遅れが発生する場合でも、この時間遅れを見越して早めに第２のダイオードに順方向の電圧差がかかるようにしておくことで、より適切なタイミングで第２の状態に切り換わるようにすることが可能となる。

また、上述した本発明の電圧出力回路においては、次のようにしても良い。先ず、時間の経過とともに電圧が変化する駆動波形信号を出力する駆動波形信号発生回路と、駆動波形信号をパルス変調することによって変調信号に変換する変調回路とを設ける。そして、第１の状態あるいは第２の状態の何れに切り換えるかについては、変調信号に基づいて決定し、第３の状態から第１の状態あるいは第２の状態に切り換えるタイミングについては、第１のダイオードあるいは第２のダイオードにかかる電圧差に基づいて決定しても良い。

こうすれば、駆動波形信号に応じた時間比率で、第１の状態と第２の状態とを切り換えることができる。その結果、平滑フィルターからは、駆動波形信号に応じた電圧を出力して、容量性負荷を駆動することができる。また、第１の状態と第２の状態とを切り換えるに際しては、一旦、第３の状態にした後、第１のダイオードあるいは第２のダイオードに順方向の電圧差が発生したら、第３の状態から第１の状態あるいは第２の状態に切り換え。こうすることで、電力損失の発生を抑制しながら、電気負荷を駆動することが可能となる。

また、上述した本発明の電圧出力回路では、電力損失を抑制しながら、電気負荷を駆動することができる。従って、上述した本発明の電圧出力回路は、以下のような流体噴射装置、すなわち、液体を供給する供給手段（供給ポンプなど）と、該供給手段から供給された液体が流入する流体室と、容量性負荷であるアクチュエーターと、該流体室に流入された液体を噴射する噴射ノズルとを有する脈動発生部とを備え、電圧出力回路が出力した電圧をアクチュエーターに印加することによって、該流体室に流入した液体を該噴射ノズルからパルス状に噴射する流体噴射装置で、駆動信号を発生する駆動回路として好適に適用することができる。

第１実施例の電圧出力回路の大まかな構成を示した説明図である。 電圧出力回路から電圧が出力される様子を例示した説明図である。 一定電圧の出力時にデューティー比に応じて消費電力が増加する様子を示した説明図である。 二つのスイッチ素子がプッシュ・プル接続された電圧切換部で電力損失が発生する理由を示した説明図である。 一定電圧の出力時に平滑フィルターのコイルに流れる電流がほぼ直線的に変化する様子を示した説明図である。 一定電圧の出力時に平滑フィルターのコイルに流れる電流がほぼ直線的に変化する理由を示した説明図である。 一定電圧の出力時に平滑フィルターのコイルに流れる電流の振幅が、デューティー比に応じて変化する様子を示した説明図である。 一定電圧の出力時に平滑フィルターのコイルに大きな電流が流れる条件では、電圧切換時の電力損失が低下する理由を示した説明図である。 一定電圧の出力時に平滑フィルターのコイルに大きな電流が流れる条件では、電圧切換時の電力損失が低下する理由を示した説明図である。 一定電圧の出力時の電圧出力回路の動作を、平滑フィルターのコイルに流れる電流の大きさに応じて示した説明図である。 第１実施例の電圧出力回路の詳細な構成を示した説明図である。 第１実施例のスイッチ駆動部が二つのスイッチを駆動するために行うスイッチ駆動処理のフローチャートである。 第１実施例のスイッチ駆動処理でスイッチを駆動したときに電圧が切り換わる様子を示した説明図である。 一般的な方法でスイッチを駆動したときに電圧が切り換わる様子を示した説明図である。 第２実施例の電圧出力回路の詳細な構成を示した説明図である。 第２実施例のスイッチ駆動部が二つのスイッチを駆動するために行うスイッチ駆動処理のフローチャートである。 第２実施例のスイッチ駆動処理でスイッチを駆動したときに電圧が切り換わる様子を示した説明図である。 第３実施例の電圧出力回路の詳細な構成を示した説明図である。 電圧出力回路を容量性負荷駆動回路に適用した例を示す説明図である。 電圧出力回路を組み込んだ容量性負荷駆動回路を用いて駆動される流体噴射装置を例示した説明図である。 電圧出力回路を組み込んだ容量性負荷駆動回路を用いて駆動される印刷装置の噴射ヘッドを例示した説明図である。 噴射ヘッドを駆動するために出力される駆動信号の電圧波形を例示した説明図である。

以下では、上述した本願発明の内容を明確にするために、次のような順序に従って実施例を説明する。
Ａ．第１実施例：
Ａ−１．回路構成の概要：
Ａ−２．電圧切換部で電力損失が発生するメカニズム：
Ａ−３．電圧切換部での電力損失を回避するメカニズム：
Ａ−４．第１実施例の回路構成の詳細：
Ａ−５．第１実施例のスイッチ駆動方法：
Ｂ．第２実施例：
Ｂ−１．第２実施例の回路構成の詳細：
Ｂ−２．第２実施例のスイッチ駆動方法：
Ｃ．第３実施例：
Ｄ．適用例：
Ｄ−１．第１の適用例：
Ｄ−２．第２の適用例：

Ａ．第１実施例 ：
Ａ−１．回路構成の概要 ：
図１は、第１実施例の電圧出力回路１００の大まかな回路構成を示した説明図である。図示されるように、電圧出力回路１００は、大きく分けると、電圧切換部１０２と、平滑フィルター１０４と、電圧差監視部１１０と、スイッチ駆動部１２０などから構成されている。

電圧切換部１０２は、プッシュ・プル接続された二つのスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を中心として構成されており、一方のスイッチ素子Ｓ１には電源Ｖｄｄが接続され、他方のスイッチ素子Ｓ２にはグランドＧＮＤが接続されている。尚、以下では、グランドＧＮＤの電圧を「０」として、電源Ｖｄｄが発生する電圧をＶｄｄとする。従って、電源Ｖｄｄが本発明の「第１の電圧発生源」に対応し、グランドＧＮＤが本発明の「第２の電圧発生源」に対応する。また、スイッチ素子Ｓ１が本発明の「第１のスイッチ素子」に対応し、スイッチ素子Ｓ２が本発明の「第２のスイッチ素子」に対応する。また、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２としては、たとえば、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの素子を用いることができる。

また、スイッチ素子Ｓ１には、グランドＧＮＤ側から電源Ｖｄｄ側に向かって電流が流れることを許容する向きの還流ダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチ素子Ｓ２にも、グランドＧＮＤ側から電源Ｖｄｄ側に向かって電流が流れることを許容する向きの還流ダイオードＤ２が並列に接続されている。従って、還流ダイオードＤ１が本発明の「第１のダイオード」に対応し、還流ダイオードＤ２が本発明の「第２のダイオード」に対応する。

電圧差監視部１１０は、還流ダイオードＤ１に掛かる電圧差、および還流ダイオードＤ２に掛かる電圧差を監視して、その結果を示す情報を、スイッチ駆動部１２０に出力する。従って、電圧差監視部１１０が本発明の「電圧差監視手段」に対応する。電圧差監視部１１０の詳細な構成については後述する。

スイッチ駆動部１２０は、外部から供給される制御信号Ｖｃと、電圧差監視部１１０からの情報とに基づいて、スイッチ素子Ｓ１を駆動するための駆動信号Ｖｇ１、およびスイッチ素子Ｓ２を駆動するための駆動信号Ｖｇ２を出力する。そして、第１の電圧状態（以下では、「Ｈ」と表記する）の駆動信号Ｖｇ１が出力されるとスイッチ素子Ｓ１がＯＮ（導通状態）となり、第２の電圧状態（以下では、「Ｌ」と表記する）の駆動信号Ｖｇ１が出力されるとスイッチ素子Ｓ１がＯＦＦ（非導通状態）となる。スイッチ素子Ｓ２についても同様に、駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」になるとスイッチ素子Ｓ２がＯＦＦになり、駆動信号Ｖｇ２が「Ｌ」になるとスイッチ素子Ｓ２がＯＮになる。従って、スイッチ駆動部１２０が本発明の「スイッチ素子駆動手段」に対応する。スイッチ駆動部１２０が駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２を出力する処理の詳細については後述する。

平滑フィルター１０４は、コイルおよびコンデンサーによって構成されており、コイル側が、スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２との間に接続されている。上述したように、スイッチ素子Ｓ１は電源Ｖｄｄに接続されており、スイッチ素子Ｓ２はグランドＧＮＤに接続されているから、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のＯＮ／ＯＦＦを切り換えることによって、スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２とが接続されている部分の電圧（以下では、この電圧をＶｓと表記する）が、電源Ｖｄｄの電圧（電圧Ｖｄｄ）とグランドＧＮＤの電圧（電圧０）とに切り換わる。この電圧の変動が、平滑フィルター１０４によって平滑化された後、出力電圧Ｖｏｕｔとして電圧出力回路１００から出力される。

図２は、平滑フィルター１０４から出力電圧Ｖｏｕｔが出力される様子を例示した説明図である。スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２との間の部分の電圧Ｖｓは、電源Ｖｄｄからの電圧Ｖｄｄと、グランドＧＮＤの電圧０との間で変動する。しかし、電圧Ｖｓが変動する周期に対して、平滑フィルター１０４のカットオフ周波数は十分に高い周波数に設定されているので、電圧Ｖｓの変動は出力電圧Ｖｏｕｔにはほとんど現れない。その代わりに、電圧Ｖｓが変動する周期の中で電圧Ｖｄｄとなる時間比率（オンデューティー比、または単にデューティー比と呼ばれる。本明細書ではデューティー比と表記する）に応じた電圧の出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。たとえば、電圧Ｖｄｄの時間比率（デューティー比）が高い場合には高い出力電圧Ｖｏｕｔが出力され、電圧Ｖｄｄのデューティー比が低い場合には低い出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。従って、電圧Ｖｓが変動する周期の中で、電圧Ｖｄｄのデューティー比が適切な値となるように制御することで、所望の電圧の出力電圧Ｖｏｕｔを出力することができる。もちろん、電圧Ｖｄｄのデューティー比を連続的に変化させることによって、出力電圧Ｖｏｕｔを連続的に変化させることも可能である。

いわゆるアナログ増幅器を用いて出力電圧Ｖｏｕｔを生成することも可能であるが、電圧出力回路１００では、電圧Ｖｄｄと電圧０との間で変動する電圧Ｖｓを生成して、得られた電圧Ｖｓを平滑フィルター１０４で平滑化することによって出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。こうすることで、アナログ増幅器を用いて出力電圧Ｖｏｕｔを生成した場合よりも、高い電力効率で出力電圧Ｖｏｕｔを生成することが可能である。

Ａ−２．電圧切換部で電力損失が発生するメカニズム ：
上述したように、電圧出力回路１００は、アナログ増幅器に比べて高い電力効率で電圧Ｖｓを出力することが可能である。しかし、ある条件が成立すると、電圧出力回路１００でも大きな電力損失が発生することがある。

図３は、電圧出力回路１００で電力損失が発生する様子を示した説明図である。たとえば、一定の電圧を出力する場合には、電圧Ｖｄｄとなるデューティー比が、デューティー比の下限付近の値まで小さくなると、急激に電力損失が増加する。同様に、電圧Ｖｄｄとなるデューティー比が、デューティー比の上限付近の値まで大きくなった場合にも、急激に電力損失が増加する。本願の発明者らは、この現象が、還流ダイオードＤ1とＤ２に存在する寄生容量に起因して発生することを見いだした。尚、電力損失は還流ダイオードの寄生容量が支配的ではあるが、その他に、例えばＭＯＳＦＥＴの場合ならば、ゲート−ソース間容量などのスイッチの寄生容量成分や、スイッチと並列に接続されるスナバー回路のような容量性の回路も電力損失の原因になりうる。

図４は、電圧出力回路１００内の電圧切換部１０２が電圧Ｖｓを切り換える動作を示した説明図である。図４では、還流ダイオードＤ１に存在する寄生容量をＣ１で表し、還流ダイオードＤ２に存在する寄生容量をＣ２で表している。

図４（ａ）は、スイッチ素子Ｓ１がＯＦＦでスイッチ素子Ｓ２がＯＮであるから、電圧Ｖｓとして電圧０が出力されている状態を表している。尚、この状態（電圧Ｖｓが電圧０である状態）が、本発明の「第２の状態」に対応する。また、図４（ｄ）は、スイッチ素子Ｓ１がＯＮでスイッチ素子Ｓ２がＯＦＦであるから、電圧Ｖｓとして電圧Ｖｄｄが出力されている状態を表している。尚、この状態（電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄである状態）が、本発明の「第１の状態」に対応する。電圧切換部１０２が平滑フィルター１０４に対して出力電圧Ｖｏｕｔを出力する際には、これら２つの状態が交互に切り換わる。尚、以下では、スイッチ素子Ｓ１がＯＦＦでスイッチ素子Ｓ２がＯＮの状態（電圧Ｖｓとして電圧０が出力されている状態）を、「電圧Ｖｓの出力がＬの状態」と称し、逆に、スイッチ素子Ｓ１がＯＮでスイッチ素子Ｓ２がＯＦＦの状態（電圧Ｖｓとして電圧Ｖｄｄが出力されている状態）を、「電圧Ｖｓの出力がＨの状態」と称することがあるものとする。

また、２つのスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がともにＯＮになると、電源ＶｄｄからグランドＧＮＤに向かって大きな突入電流が流れてスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２に損傷を与える。そこで、こうしたことを回避するために、電圧Ｖｓの出力が「Ｈ」の状態と「Ｌ」の状態とを切り換える際には、スイッチ素子Ｓ１およびスイッチ素子Ｓ２が何れもＯＦＦとなる期間（デッドタイム期間）を経由して切り換えるようになっている。図４（ｂ）は、電圧Ｖｓの出力がＬの状態からＨの状態に切り換わる際のデッドタイム期間の状態を示しており、図４（ｅ）は、電圧Ｖｓの出力がＨの状態からＬの状態に切り換わる際のデッドタイム期間の状態を示している。尚、デッドタイム期間の状態が、本発明の「第３の状態」に対応する。

ここで、図４（ａ）に示した状態（電圧Ｖｓの出力がＬの状態）に着目すると、この状態では、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１の一方の端子は電圧Ｖｄｄに接続され、他方の端子はグランドＧＮＤに接続されている。従って、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１には電荷が蓄積（充電）される。また、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２については、何れの端子もグランドＧＮＤに接続されているので、電荷が蓄積されることはない。この状態からデッドタイム期間になると、図４（ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｓ２がＯＦＦになる。

そしてデッドタイム期間が経過すると、今度はスイッチ素子Ｓ１がＯＮになる。ここで、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２のハイ側（電源Ｖｄｄに近い側）の端子に着目すると、図４（ａ）に示した状態では、スイッチ素子Ｓ２の寄生容量Ｃ２のハイ側の端子はグランドＧＮＤに接続されており、図４（ｂ）の状態でもグランドＧＮＤの電位に保たれている。一方、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１には電荷が蓄えられているから、スイッチ素子Ｓ１をＯＮにした瞬間に、寄生容量Ｃ１に蓄えられていた電荷が還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に流入する。図４（ｃ）には、寄生容量Ｃ１から寄生容量Ｃ２に向かって流れる電流を、破線の矢印で表している。このときの電流がスイッチ素子Ｓ１で抵抗損失を発生させる。また、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１に蓄えられていた電荷だけでは、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２のハイ側の端子電圧をＶｄｄまで上昇させることができなかった場合は、電源Ｖｄｄから電荷が供給される。このときの電流もスイッチ素子Ｓ１で抵抗損失を発生させる。

このようにして還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に電荷が流れ込むと、最終的には図４（ｄ）に示した状態（電圧Ｖｓの出力がＨの状態）となる。この状態では、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２のハイ側の端子は電源Ｖｄｄに接続され、ロー側（ハイ側とは反対側）の端子はグランドＧＮＤに接続されているので電荷が蓄積（充電）されている。また、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１の端子は何れも電源Ｖｄｄに接続されているので電荷が蓄積されることはない。

以上では、図４（ａ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＬの状態）から図４（ｄ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＨの状態）に切り換える場合について説明したが、今度は逆に、図４（ｄ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＨの状態）から図４（ａ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＬの状態）に切り換える場合について説明する。図４（ｄ）の状態からデッドタイム期間になると、図４（ｅ）に示すように、スイッチ素子Ｓ１をＯＦＦにする。この状態では、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２には電荷が蓄えられて、ハイ側の端子電圧がＶｄｄとなっている。そしてデッドタイム期間が経過するとスイッチ素子Ｓ２がＯＮになる。すると、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２のハイ側の端子がグランドＧＮＤに接続された状態となるので、寄生容量Ｃ２に貯まっていた電荷がグランドＧＮＤに排出される。図４（ｄ）には、寄生容量Ｃ２からグランドＧＮＤに向かって流れる電流を、破線の矢印で表している。このときの電流がスイッチ素子Ｓ２で抵抗損失を発生させる。

また、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１のハイ側の端子は電源Ｖｄｄに接続されているので、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に貯まっていた電荷がグランドＧＮＤに排出されて、寄生容量Ｃ２のハイ側端子の電圧が低下するに従って、スイッチ素子Ｓ１の寄生容量Ｃ１には電荷が蓄積（充電）されていき、最終的には、図４（ａ）に示した状態となる。

以上は、電圧切換部１０２に平滑フィルター１０４が接続されていないものとして説明した。しかし、図１に示したように電圧切換部１０２には平滑フィルター１０４が接続されているので、このことによる影響も考慮する必要がある。そこで、先ず始めに、一般的な平滑フィルターに一定電圧を急に印加したときの挙動や、平滑フィルターに印加されている電圧を急に０に落としたときの挙動について検討する。

図５は、コイルとコンデンサーとによって構成される一般的な平滑フィルターに、一定周期Ｔで電圧Ｅと電圧０とに切り換わる電圧を印加した時に、一般的な平滑フィルターのコイルに流れる電流を示している。第１実施例の電圧出力回路１００の出力は、電圧ＶｄｄとグランドＧＮＤの電圧とを繰り返すから、図５の電圧Ｅを電圧Ｖｄｄと読み替えれば、本実施例の平滑フィルター１０４に適用することができる。

一定周期Ｔの中で電圧Ｅ（電圧Ｖｄｄに対応）を印加している時間をｔ_onとすると、デューティー比Ｄは、ｔ_on／Ｔ（パーセント表示の場合は１００×ｔ_on／Ｔ）となる。また、平滑フィルター１０４から出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、ほぼ、Ｄ×Ｅによって決まる電圧となる。そして、このときにコイルには、電圧Ｅが印加されている期間では、電流がマイナス（電源側に逆流している状態）からほぼ直線的に増加してプラス（グランドＧＮＤに向けて流れる状態）に転じ、印加される電圧が電圧０になっている期間では、プラスからほぼ直線的に減少してマイナスに転じるようなノコギリ刃状の電流が流れる。

また、電圧出力回路１００によって駆動される対象が、圧電素子やコンデンサーのような容量性負荷であった場合には、平滑フィルター１０４の出力電圧Ｖｏｕｔが一定の条件では、一周期の間でコンデンサーに出入りする電荷が等しいから、プラス側への振幅の最大値とマイナス側への振幅の最大値とは等しくなる。

図６には、平滑フィルター１０４のコイルに流れる電流Ｉの算出式が示されている。図６（ａ）は、電圧Ｅ（電圧Ｖｄｄに対応）を印加している期間について示したものであり、図６（ｂ）は、印加する電圧を電圧０に落としている期間について示したものである。電圧Ｅを印加している期間にコイルに流れる電流Ｉは、図６（ａ）中の回路図で示される。平滑フィルター１０４を構成するコイルのインダクタンスをＬ、コンデンサーのキャパシタンスをＣ、コイルに流れる初期電流（電圧Ｅ印加時に流れていた電流）をＩ₀、コンデンサーの初期電圧（電圧Ｅの印加時でのコンデンサーの端子間電圧）をＥ₀とすると、電圧Ｅと、電流Ｉとの間には、（１）式で示した微分方程式が成立し、この方程式を解くと電流Ｉは（２）式によって求められる。ここで、ω₀は、平滑フィルター１０４の共振周波数（＝１／√（ＬＣ））である。そして、電圧Ｅが印加されている時間ｔ_onは平滑フィルター１０４の共振周期に比べると十分に短いから、ｃｏｓω₀ｔはほぼ１とみなすことができ、ｓｉｎω₀ｔはほぼω₀ｔとみなすことができる。すると（２）式は、（３）式で近似することができ、電流Ｉは時間ｔの経過とともに直線的に増加することが分かる。

平滑フィルター１０４に印加する電圧が電圧０に落とされている期間についても同様である。すなわち、印加する電圧を電圧０に落としている期間にコイルに流れる電流Ｉは、図６（ｂ）中の回路図で示すことができ、印加する電圧は０であるから、電流Ｉは（４）式で示した微分方程式が成立する。そしてこの方程式を解くと、印加する電圧が電圧０の期間に流れる電流Ｉは（５）式によって求められる。また、ｓｉｎω₀ｔをω₀ｔとみなして、ｃｏｓω₀ｔを１とみなすと、電流Ｉは（６）式で近似することができる。従って、印加する電圧が電圧０に落とされている期間では、電流Ｉは時間ｔの経過とともに直線的に減少することが分かる。

また、図５に示したように、電圧Ｅを印加した瞬間（ｔ＝０）では、電流Ｉ＝−ＩＡであるから、（３）式より、Ｉ₀＝−ＩＡとなる。更に、初期電圧Ｅ₀は、図５の出力電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｄ×Ｅ）に等しいから、これらを（３）式に代入して整理すると、コイルに流れる電流の振幅ＩＡは、図７（ａ）に示した（７）式によって示される。（７）式に示されるように、電流の振幅ＩＡはデューティー比Ｄの二次関数であり、図７（ｂ）に示すように、Ｄ＝０．５（デューティー比Ｄが５０％）の時に最大値となる。

以上のことから次のようなことが分かる。電圧切換部１０２の電圧Ｖｓを平滑フィルター１０４で平滑化して、一定の出力電圧Ｖｏｕｔを負荷に印加する場合（デューティー比が一定の場合）、平滑フィルター１０４のコイルには、図５に示したようなノコギリ刃状の電流が流れる。電流の振幅がプラス側に最大となるのは、電圧切換部１０２の電圧Ｖｓが「Ｈ」から「Ｌ」の状態に切り換わる瞬間であり、マイナス側に最大となるのは、電圧Ｖｓが「Ｌ」から「Ｈ」の状態に切り換わる瞬間である。また、電流Ｉの絶対値（すなわち振幅ＩＡ）は、デューティー比Ｄが５０％の時に最大となり、デューティー比Ｄが５０％から小さくなるにつれて、あるいは５０％から大きくなるにつれて、振幅ＩＡは小さくなる。

電圧切換部１０２に平滑フィルター１０４を接続すると、平滑フィルター１０４のコイルに流れる電流Ｉがこのような挙動をすることを踏まえた上で、平滑フィルター１０４が接続された状態での電圧切換部１０２の動作について考える。

図８は、図４（ａ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＬの状態）から、図４（ｄ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＨの状態）に切り換わる際のデッドタイム期間中に発生する現象を示した説明図である。図８（ａ）に示されるように、電圧Ｖｓの出力がＬの状態（スイッチ素子Ｓ１がＯＦＦで、スイッチ素子Ｓ２がＯＮの状態）では、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１には電荷が蓄えられている。また、図７を用いて前述したように、電圧Ｖｓの出力がＬからＨの状態に切り換わる直前には、平滑フィルター１０４のコイルから電圧切換部１０２に向かって大きさＩＡの電流が流れている。図８（ａ）では、コイルからの電流が流れる様子が、破線の矢印によって表されている。

この状態から、デッドタイム期間ではスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を何れもＯＦＦの状態にする。すると、平滑フィルター１０４のコイルには、自己誘導現象によって電流をそのまま流し続けようとする方向に起電力が発生する。しかし、スイッチ素子Ｓ２はＯＦＦに切り換わっているので、こちらを流れることはできない。その一方で、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２には電荷が全く蓄えられていないので、この寄生容量Ｃ２がコイルの逆起電力によって充電される。また、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１については、コイルの逆起電力が発生する結果、寄生容量Ｃ１のロー側（電源Ｖｄｄの反対側）の端子電圧が上昇するので、ハイ側の端子との端子間電圧が小さくなる。その結果、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１に蓄えられていた電荷が電源Ｖｄｄに回生される。図８（ｂ）に示した破線の矢印は、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に電荷が充電され、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１に蓄えられていた電荷が回生される様子を表している。

そして、図８（ｃ）に示すように、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１に蓄えられていた電荷を全て回生し、スイッチ素子Ｓ２のハイ側の端子電圧が電圧Ｖｄｄに達するまで寄生容量Ｃ２に電荷を蓄えた後に、スイッチ素子Ｓ１をＯＮにしてやる。こうすれば、図４を用いて前述したように、電圧Ｖｓの出力をＬからＨの状態に切り換える際に生じる電力損失は全く生じない。すなわち、図８（ａ）の状態を、デッドタイム期間の間に図８（ｃ）の状態まで持って行くことができれば、電力損失の発生を回避することができる。電圧Ｖｓの出力をＨからＬの状態に切り換える場合にも、同様なことが当て嵌まる。

図９は、図４（ｄ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＨの状態）から、図４（ａ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＬの状態）に切り換わる際のデッドタイム期間中に発生する現象を示した説明図である。図９（ａ）に示されるように、電圧Ｖｓの出力がＨの状態（スイッチ素子Ｓ１がＯＮで、スイッチ素子Ｓ２がＯＦＦの状態）では、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に電荷が蓄えられる。また、図５を用いて前述したように、電圧Ｖｓの出力がＨからＬの状態に切り換わる直前には、電圧切換部１０２から平滑フィルター１０４のコイルに向かって大きさがＩＡの電流が流れている。図９（ａ）では、電圧切換部１０２の電源Ｖｄｄからコイルに向かって電流が流れる様子が、破線の矢印によって表されている。

この状態から、デッドタイム期間ではスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を何れもＯＦＦの状態にする。すると、平滑フィルター１０４のコイルには自己誘導現象によって、電流をそのまま流し続けようとする方向に逆起電力が発生する。しかし、スイッチ素子Ｓ１はＯＦＦに切り換わっているので、電源Ｖｄｄから電荷を供給することができず、その一方で、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２には端子間電圧がＶｄｄの電荷が蓄えられているので、この電荷がコイルに向かって供給される。また、これに伴ってスイッチ素子Ｓ２のハイ側の端子電圧が低下するので、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１の端子間電圧が増加し、その結果として寄生容量Ｃ１に電荷が蓄えられることになる。図９（ｂ）に示した破線の矢印は、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に電荷が蓄えられていた電荷が回生され、スイッチ素子Ｓ１の寄生容量Ｃ１に電荷が充電される様子を表している。

そして、図９（ｃ）に示すように、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に蓄えられていた電荷を全て回生し、スイッチ素子Ｓ１の端子間電圧が電圧Ｖｄｄに達するまで寄生容量Ｃ１に電荷を蓄えた後に、スイッチ素子Ｓ２をＯＮにしてやる。こうすれば、図４を用いて前述したように、電圧Ｖｓの出力をＨからＬの状態に切り換える際に生じる電力損失は全く生じない。すなわち、図９（ａ）の状態を、デッドタイム期間の間に図９（ｃ）の状態まで持って行くことができれば、電力損失の発生を回避することができる。

このように、電圧Ｖｓの出力を切り換えたときに、平滑フィルター１０４のコイルで大きな逆起電力を発生させることができれば、電圧切換部１０２で発生する電力損失を大幅に抑制することが可能となる。また、コイルで大きな逆起電力を発生させるためには、デッドタイム期間に切り換える直前にコイルに大きな電流が流れるようにしておけばよい。そしてそのためには、図７に示したように、デューティー比が下限値付近や上限値付近に近付かないようにしておけばよい。逆に言えば、図３に示した現象、すなわちデューティー比が小さな値を取る場合や逆に大きな値を取る場合に、電圧出力回路１００での電力損失が急激に増加する現象は、デューティー比が下限値に近付きすぎたか、逆に上限値に近付きすぎたために、コイルで十分な大きさの逆起電力を発生させることができなくなったために生じたものと考えられる。

Ａ−３．電圧切換部での電力損失を回避するメカニズム ：
図１０には、コイルで十分な大きさの逆起電力を発生させることができる場合と、十分な大きさの逆起電力を発生させることができなかった場合とについて、電圧出力回路１００の動作が切り換わる様子が示されている。図１０（ａ）は過不足のない大きさの逆起電力が発生した場合を示し、図１０（ｂ）は必要以上に大きな逆起電力が発生した場合を、図１０（ｃ）は逆起電力の大きさが不足する場合を示している。

先ず始めに、最も単純な場合である図１１（ａ）の場合について説明する。電圧切換部１０２の出力する電圧ＶｓがＬからＨに切り換わるためにデッドタイム期間に移行する直前では、図５に示したようにコイルの電流Ｉはマイナス方向（逆流する方向）に流れている。また、電圧切換部１０２が出力する電圧Ｖｓは０である。この状態を、状態［Ａ］と呼ぶことにする。続いて、スイッチ素子Ｓ２をＯＦＦに切り換えてデッドタイム期間に移行すると、図８（ｂ）を用いて前述したように、コイルの逆起電力によって還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２が充電され、それに伴って、電圧Ｖｓが上昇し、デッドタイム期間が終了する時に、ちょうど電圧Ｖｄｄに達する。コイルの逆起電力によって還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２が充電されて、電圧Ｖｓが上昇している状態を、状態［Ｂ］と呼ぶことにする。

デッドタイム期間を終了して、電圧Ｖｓの出力がＨの状態になると、図５を用いて前述したように、初めのうちはコイルにマイナス方向（コイルから電圧切換部１０２に向かう方向）の電流が流れているが、途中で電流の向きが逆転して、プラス方向（電圧切換部１０２からコイルに向かう方向）に電流が流れるようになる。電圧切換部１０２が出力する電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄで、コイルにマイナス方向の電流が流れている状態を、状態［Ｃ］と呼び、コイルの電流が逆転してプラス方向の電流が流れるようになった状態を、状態［Ｄ］と呼ぶことにする。

その後、電圧Ｖｓの出力がＨの状態から、スイッチ素子Ｓ１をＯＦＦに切り換えてデッドタイム期間に移行すると、図９（ｂ）を用いて前述したように、コイルの逆起電力によって還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２の電荷が回生され、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１に電荷が充電されて、それに伴って電圧切換部１０２の出力する電圧Ｖｓが低下する。そして、デッドタイム期間が終了する時に、ちょうど電圧０まで低下する。コイルの逆起電力によって還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ２から電荷が回生されて、電圧Ｖｓが低下している状態を、状態［Ｅ］と呼ぶことにする。

デッドタイム期間を終了して、電圧Ｖｓの出力がＬの状態になると、図５を用いて前述したように、初めのうちはコイルにプラス方向の電流が流れているが、途中で電流の向きが逆転して、マイナス方向に電流が流れるようになる。電圧Ｖｓが電圧０で、コイルにプラス方向の電流が流れている状態を、状態［Ｆ］と呼ぶことにする。また、コイルにマイナス方向の電流が流れている状態は、前述した状態［Ａ］である。

以上では、デッドタイム期間に移行したときに、過不足のない大きさの逆起電力がコイルで発生した場合に、電圧切換部１０２の動作が切り換わる様子について説明した。これに対して、コイルで発生する逆起電力が不足している場合は、電圧切換部１０２の動作は図１０（ｂ）に示すようにして切り換わる。電圧Ｖｓの出力がＬの状態からデッドタイム期間に移行して、デッドタイム期間が終了するまでの動作は、図１０（ａ）を用いて前述した動作と同様である。すなわち、状態［Ａ］から状態［Ｂ］へと切り換わる。

しかし、コイルで発生する逆起電力の大きさが不足していると、デッドタイム期間が終了しても、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２への充電が完了しないので、ハイ側の端子電圧が電圧Ｖｄｄに達しない。同様に、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１からの電荷の回生も完了しない。このため、図４（ａ）の状態から図４（ｄ）の状態に切り換えた場合と同様に、スイッチ素子Ｓ１で抵抗による電力損失が発生する。また、デッドタイム期間が終了しても電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄに達していないから、デッドタイム期間からスイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わった後に、電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄまで上昇するようになる。このような状態を、状態［Ｇ］と呼ぶ。

また、コイルで発生する逆起電力の大きさが不足していると、電圧Ｖｓの出力をＨからＬに切り換える時にも同様な現象が発生する。すなわち、電圧Ｖｓの出力がＨの状態からデッドタイム期間に切り換えることに伴って、状態［Ｄ］から状態［Ｅ］に切り換わる。しかし、コイルで発生する逆起電力の大きさが不足していると、デッドタイム期間が終了しても、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２からの電荷の回生が完了しないので、寄生容量Ｃ２のハイ側の端子電圧が電圧０まで低下しない。このため、図４（ｄ）の状態から図４（ａ）の状態に切り換えた場合と同様に、スイッチ素子Ｓ２で抵抗による電力損失が発生する。また、デッドタイム期間が終了しても電圧Ｖｓが電圧０まで低下していないから、デッドタイム期間からスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わった後に、電圧Ｖｓが電圧０まで低下するようになる。このような状態を、状態［Ｈ］と呼ぶ。このように、電圧切換部１０２が状態［Ｇ］あるいは状態［Ｈ］になると電力損失が発生する。そして、これらの状態は、パルス変調のキャリア周波数ｆｃに対応する非常に高い頻度で発生するから、結果的に、たいへんに大きな電力損失を発生させることになる。

これに対して、コイルで過大な大きさの逆起電力が発生した場合には、電圧切換部１０２の動作は図１０（ｃ）に示すように切り換わる。先ず、電圧Ｖｓの出力がＬの状態の時は、前述した状態［Ａ］となっており、デッドタイム期間に切り換わると状態［Ｂ］、すなわち、コイルの逆起電力によって還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２が充電されて、電圧Ｖｓが上昇していく。そして、コイルで十二分な大きさの逆起電力が発生している場合は、デッドタイム期間が終了する前に、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２への充電が完了して、寄生容量Ｃ２のハイ側の端子電圧が電圧Ｖｄｄに達し、それ以降は、還流ダイオードＤ１を通って、電荷が電源Ｖｄｄに逆流する状態となる。このような状態を、状態［Ｉ］と呼ぶ。状態［Ｉ］では、電圧Ｖｓは、還流ダイオードＤ１の電圧降下分だけ電圧Ｖｄｄよりも高くなる。

その後、電圧Ｖｓの出力がＨの状態では、前述した状態［Ｃ］（電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄで、コイルの電流がマイナスの状態）から、前述した状態［Ｄ］（電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄで、コイルの電流がプラスの状態）へと推移した後、デッドタイム期間になると、前述した状態［Ｅ］（コイルの逆起電力によって還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２の電荷が回生されて、電圧Ｖｓが低下していく状態）となる。そして、この場合も、コイルで十二分な大きさの逆起電力が発生している場合は、デッドタイム期間が終了する前に、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２からの電荷の回生が完了して、寄生容量Ｃ２のハイ側の端子電圧が電圧０まで低下し、それ以降は、還流ダイオードＤ２を介してグランドＧＮＤ側から電荷を吸い出す状態となる。このような状態を、状態［Ｊ］と呼ぶ。状態［Ｊ］では、電圧Ｖｓは、還流ダイオードＤ２の電圧降下分だけ、電圧０よりも低くなる。

このように、電圧ＶｓをＬからＨへ切り換える時には、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１に電荷が蓄えられたままスイッチ素子Ｓ１をＯＮに切り換えると、寄生容量Ｃ１の電荷によってスイッチ素子Ｓ１での電力損失が生じ得る。しかし、ＬからＨに切り換える時のデッドタイム期間中に、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ１の回生を完了させることができれば、スイッチ素子Ｓ１での電力損失の発生を回避することができる。そして、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１の回生が完了すると、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２への充電も完了して、還流ダイオードＤ２に順方向電流が流れるようになる。すなわち、還流ダイオードＤ２に順方向電流が流れたら、寄生容量Ｃ１の回生（寄生容量Ｃ２の充電）が完了したと判断することができる。

逆に言えば、電圧ＶｓをＬからＨへ切り換える際のデッドタイム期間中に還流ダイオードＤ２に電流が流れ始めなかった場合は、寄生容量Ｃ１の回生（寄生容量Ｃ２の充電）が完了していないものと判断してデッドタイム期間を延長してやれば、スイッチ素子Ｓ１で電力損失が発生することを回避することが可能となる。

電圧ＶｓをＨからＬへ切り換える時も同様に、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に電荷が蓄えられたままスイッチ素子Ｓ２をＯＮに切り換えると、寄生容量Ｃ２の電荷によってスイッチ素子Ｓ２での電力損失が生じ得る。しかし、ＨからＬに切り換える時のデッドタイム期間中に、スイッチ素子Ｓ２の寄生容量Ｃ２の回生を完了させることができれば、スイッチ素子Ｓ２での電力損失の発生を回避することができる。そして、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２の回生が完了すると、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１への充電も完了して、スイッチ素子Ｓ１に設けられた還流ダイオードＤ１に電流が流れるようになる。すなわち、還流ダイオードＤ１に電流が流れたら、寄生容量Ｃ２の回生（寄生容量Ｃ１の充電）が完了したと判断することができる。

逆に言えば、電圧ＶｓをＨからＬへ切り換える際のデッドタイム期間中に還流ダイオードＤ１に電流が流れ始めなかった場合は、寄生容量Ｃ２の回生（寄生容量Ｃ１の充電）が完了していないものと判断してデッドタイム期間を延長してやれば、スイッチ素子Ｓ２で電力損失が発生することを回避することが可能となる。

第１実施例の電圧出力回路１００では、このような原理を利用することによって、デューティー比が下限付近の小さな値を取る場合や、上限付近の大きな値を取る場合に、電力消費が増加することを回避している。以下、第１実施例の電圧出力回路１００について、詳しく説明する。

Ａ−４．第１実施例の回路構成の詳細 ：
図１１は、第１実施例の電圧出力回路１００に搭載された電圧差監視部１１０の詳細な構成を示した説明図である。第１実施例の電圧差監視部１１０では、スイッチ素子Ｓ１の還流ダイオードＤ１の両端子間の電圧を、クランプ回路１１１に入力する。スイッチ素子Ｓ２についても同様に、スイッチ素子Ｓ２の還流ダイオードＤ２の両端子間の電圧を、クランプ回路１１２に入力する。クランプ回路１１１，１１２にはダイオードが挿入されており、このダイオードに順方向の電圧がかかっている間は、コンパレーター１１３、コンパレーター１１４はＬｏｗ Ｌｅｖｅｌを出力する。しかし、クランプ回路１１１，１１２のダイオードに逆方向の電圧がかかると（すなわち、還流ダイオードＤ１に電流が流れるようになると）、コンパレーター１１３ではＨｉｇｈ Ｌｅｖｅｌを出力して、フォトカプラー１１５を介して、信号ＨＯとしてスイッチ駆動部１２０に入力し、コンパレーター１１４ではＬｏｗ Ｌｅｖｅｌを出力して、フォトカプラー１１６を介して、信号ＬＯとしてスイッチ駆動部１２０に入力する。

たとえば還流ダイオードＤ１に電流が流れると、コンパレーター１１３の出力が「Ｈ」となり、「Ｈ」の信号ＨＯがスイッチ駆動部１２０に入力される。すなわち、信号ＨＯが「Ｈ」になっている状態は、還流ダイオードＤ１に電流が流れていることを示している。また、還流ダイオードＤ２に電流が流れると、コンパレーター１１４の出力が「Ｈ」となり、「Ｈ」の信号ＬＯがスイッチ駆動部１２０に入力される。すなわち、信号ＬＯが「Ｈ」になっている状態は、還流ダイオードＤ２に電流が流れていることを示している。尚、還流ダイオードＤ１，Ｄ２の両端子間にかかる電圧を、クランプ回路１１１，１１２を介してコンパレーター１１３，１１４に入力しているので、コンパレーター１１３，１１４には、耐電圧が比較的低い素子を使用することが可能である。また、コンパレーター１１３，１１４の出力を、フォトカプラー１１５，１１６を介してスイッチ駆動部１２０に入力しているので、電圧差監視部１１０からのノイズによってスイッチ駆動部１２０が誤動作することを回避することができる。

Ａ−５．第１実施例のスイッチ駆動方法 ：
図１２は、第１実施例のスイッチ駆動部１２０がスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動するための行うスイッチ駆動処理のフローチャートである。第１実施例のスイッチ駆動処理では、先ず始めに、ＳＤ信号が「Ｈ」であるか否かを判断する（ステップＳ１００）。ここでＳＤ信号とは、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を強制的にＯＦＦにするための信号である。ＳＤ信号が「Ｈ」であると判断した場合は（ステップＳ１００：ｙｅｓ）、駆動信号Ｖｇ１および駆動信号Ｖｇ２として何れも「Ｌ」を出力する（ステップＳ１０２）。ここで、図１を用いて前述したように、駆動信号Ｖｇ１はスイッチ素子Ｓ１を駆動するための信号であり、駆動信号Ｖｇ２はスイッチ素子Ｓ２を駆動するための信号である。駆動信号Ｖｇ１が「Ｌ」になるとスイッチ素子Ｓ１がＯＦＦになり、駆動信号Ｖｇ２が「Ｌ」になるとスイッチ素子Ｓ２がＯＦＦになる。すなわち、ＳＤ信号が「Ｈ」になっている間は、どのような制御信号Ｖｃを受け取ったかに関わらず、スイッチ素子Ｓ１およびスイッチ素子Ｓ２が何れもＯＦＦになる。

これに対してＳＤ信号が「Ｈ」ではないと判断した場合は（ステップＳ１００：ｎｏ）、今度はＳＴ信号が「Ｈ」か否かを判断する（ステップＳ１０４）。ここでＳＴ信号とは、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の駆動に、還流ダイオードＤ１および還流ダイオードＤ２での導通の有無を考慮するか否かを指定する信号である。ＳＴ信号が「Ｈ」とは、還流ダイオードＤ１，Ｄ２での導通の有無を考慮してスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動することを示しており、ＳＴ信号が「Ｌ」とは、還流ダイオードＤ１，Ｄ２での導通の有無を考慮せずにスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動することを示している。

従って、ＳＴ信号が「Ｈ」ではないと判断した場合は（ステップＳ１０４：ｎｏ）、制御信号Ｖｃが「Ｈ」か否かを判断し（ステップＳ１０６）、制御信号Ｖｃが「Ｈ」であれば（ステップＳ１０６：ｙｅｓ）、駆動信号Ｖｇ１の出力を「Ｈ」、駆動信号Ｖｇ２の出力を「Ｌ」とする（ステップＳ１０８）。その結果、スイッチ素子Ｓ１がＯＮ、スイッチ素子Ｓ２がＯＦＦとなって、電圧Ｖｓには、電圧Ｖｄｄが出力される。これに対して、制御信号Ｖｃが「Ｌ」であれば（ステップＳ１０６：ｎｏ）、駆動信号Ｖｇ１の出力を「Ｌ」、駆動信号Ｖｇ２の出力を「Ｈ」とする（ステップＳ１１０）。その結果、スイッチ素子Ｓ１がＯＦＦ、スイッチ素子Ｓ２がＯＮとなって、電圧Ｖｓには、電圧０が出力される。

一方、ＳＴ信号が「Ｈ」と判断した場合は（ステップＳ１０４：ｙｅｓ）、制御信号Ｖｃだけでなく、以下に説明するように、還流ダイオードＤ１あるいは還流ダイオードＤ２での導通の有無も考慮して駆動信号Ｖｇ１、駆動信号Ｖｇ２を出力する。先ず、制御信号Ｖｃが「Ｈ」か否かを判断する（ステップＳ１１２）。その結果、制御信号Ｖｃが「Ｈ」であった場合は（ステップＳ１１２：ｙｅｓ）、還流ダイオードＤ１や還流ダイオードＤ２での導通の有無に関わらず、スイッチ素子Ｓ２についてはＯＦＦにすべきことが確定しているので、駆動信号Ｖｇ２の出力を「Ｌ」とする（ステップＳ１１４）。

続いて、駆動信号Ｖｇ１が既に「Ｈ」になっているか否か、換言すれば、スイッチ素子Ｓ１が既にＯＮに切り換わっているか否かを判断する（ステップＳ１１６）。後述するように、第１実施例のスイッチ駆動部１２０では、還流ダイオードＤ１に電流が流れたことが確認されるとスイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わるが、スイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わった後は還流ダイオードＤ１に電流が流れなくなる。従って、還流ダイオードＤ１に電流が流れていない場合でも、未だ電流が流れていないのではなく、既に電流が流れてスイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わっている可能性がある。そこで、還流ダイオードＤ１に電流が流れているか否かの判断よりも先に、駆動信号Ｖｇ１が既に「Ｈ」になっているか否かを判断するようにしている。その結果、既に駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」になっていた場合は（ステップＳ１１６：ｙｅｓ）、スイッチ素子Ｓ１が既にＯＮに切り換わっていると判断できるので、再び先頭に戻って、ＳＤ信号の状態を確認した後（ステップＳ１００）、上述した続く一連の処理を行う。

これに対して駆動信号Ｖｇ１が未だ「Ｈ」になっていなかった場合は（ステップＳ１１６：ｎｏ）、還流ダイオードＤ１に電流が流れたことを示す信号ＨＯが「Ｈ」になったか否かを判断する（ステップＳ１１８）。その結果、信号ＨＯが未だ「Ｈ」になっていなければ（ステップＳ１１８：ｎｏ）、還流ダイオードＤ１に電流が流れていない（すなわち寄生容量Ｃ１での回生および寄生容量Ｃ２の充電が完了していない）ことを意味しているので、駆動信号Ｖｇ１が「Ｌ」のままの状態で（従って、デッドタイム期間の状態を継続したまま）先頭に戻って、ＳＤ信号の状態を確認する（ステップＳ１００）。

そして、ＳＤ信号が「Ｈ」にならず（ステップＳ１００：ｎｏ）、ＳＴ信号が「Ｈ」のままで（ステップＳ１０４：ｙｅｓ）、制御信号Ｖｃが「Ｌ」に切り換わらない限り（ステップＳ１１２：ｙｅｓ）、再び、信号ＨＯが「Ｈ」になったか否かを判断することになる（ステップＳ１１８）。こうした処理を繰り返しているうちに、やがて還流ダイオードＤ１に電流が流れて、信号ＨＯが「Ｈ」になる。すると、ステップＳ１１８で「ｙｅｓ」と判断して、駆動信号Ｖｇ１の出力を「Ｈ」にする（ステップＳ１２０）。その結果、スイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わる。

このように、制御信号Ｖｃが「Ｈ」になると直ちに駆動信号Ｖｇ２は「Ｌ」にするが、駆動信号Ｖｇ１は直ちに「Ｈ」にするのではなく、信号ＨＯが「Ｈ」になったことを確認してから駆動信号Ｖｇ１を「Ｈ」にする。このため、寄生容量Ｃ１での回生および寄生容量Ｃ２の充電が完了するまではデッドタイム期間が延長され、寄生容量Ｃ１での回生および寄生容量Ｃ２の充電が完了してからスイッチ素子Ｓ１をＯＮに切り換えることになる。その結果、寄生容量Ｃ１に蓄えられた電荷によってスイッチ素子Ｓ１で電力損失が発生することを回避することが可能となる。

以上では、制御信号Ｖｃが「Ｈ」であった場合（ステップＳ１１２：ｙｅｓ）について説明した。これに対して制御信号Ｖｃが「Ｌ」であった場合は（ステップＳ１１２：ｎｏ）、スイッチ素子Ｓ１についてはＯＦＦにすべきことが確定しているので、駆動信号Ｖｇ１の出力を「Ｌ」とする（ステップＳ１２２）。

続いて、駆動信号Ｖｇ２が既に「Ｈ」になっているか否か、換言すれば、スイッチ素子Ｓ２が既にＯＮに切り換わっているか否かを判断する（ステップＳ１２４）。制御信号Ｖｃが「Ｌ」で、還流ダイオードＤ２に電流が流れていない場合でも、未だ電流が流れていないのではなく、既に電流が流れてスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わっている可能性がある。そこで、還流ダイオードＤ２に電流が流れているか否かの判断よりも先に、駆動信号Ｖｇ２が既に「Ｈ」になっているか否かを判断する。その結果、既に駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」になっていた場合は（ステップＳ１２４：ｙｅｓ）、スイッチ素子Ｓ２が既にＯＮに切り換わっていると判断できるので、再び先頭に戻って、ＳＤ信号の状態を確認した後（ステップＳ１００）、上述した続く一連の処理を行う。

これに対して駆動信号Ｖｇ２が未だ「Ｈ」になっていなかった場合は（ステップＳ１２４：ｎｏ）、還流ダイオードＤ２に電流が流れたことを示す信号ＬＯが「Ｈ」になったか否かを判断する（ステップＳ１２６）。その結果、信号ＬＯが未だ「Ｈ」になっていなければ（ステップＳ１２６：ｎｏ）、還流ダイオードＤ２に電流が流れていない（すなわち寄生容量Ｃ１の充電および寄生容量Ｃ２での回生が完了していない）ことを意味しているので、駆動信号Ｖｇ２が「Ｌ」のままの状態で（従って、デッドタイム期間の状態を継続したまま）先頭に戻って、ＳＤ信号の状態を確認する（ステップＳ１００）。こうした処理を繰り返しているうちに、やがて還流ダイオードＤ２に電流が流れて、信号ＬＯが「Ｈ」になる。すると、ステップＳ１２６で「ｙｅｓ」と判断して、駆動信号Ｖｇ２の出力を「Ｈ」にする（ステップＳ１２８）。その結果、スイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わる。

このように、制御信号Ｖｃが「Ｌ」になると直ちに駆動信号Ｖｇ１は「Ｌ」にするが、駆動信号Ｖｇ２については、信号ＬＯが「Ｈ」になったことを確認してから「Ｈ」にする。このため、寄生容量Ｃ１の充電および寄生容量Ｃ２での回生が完了するまではデッドタイム期間が延長され、寄生容量Ｃ１の充電および寄生容量Ｃ２での回生が完了してからスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換えられる。その結果、寄生容量Ｃ２に蓄えられた電荷によってスイッチ素子Ｓ２で電力損失が発生することを回避することが可能となる。

図１３は、第１実施例のスイッチ駆動部１２０が信号ＨＯ，ＬＯを考慮してスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動する様子を示した説明図である。また、参考として、図１４には、信号ＨＯ，ＬＯを考慮せずにスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動する様子が示されている。尚、前述したように信号ＨＯ，ＬＯは、還流ダイオードＤ１，Ｄ２に電流が流れたか否かを示す信号である。従って、信号ＨＯ，ＬＯを考慮せずにスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動する場合とは、従来から存在する一般的な方法でスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動する場合に相当する。また、図１２のステップＳ１０４で「ｎｏ」と判断した場合（ＳＴ信号が「Ｌ」の場合）は、図１４のようにしてスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２が駆動される。説明の都合上、信号ＨＯ，ＬＯを考慮せずにスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動した場合について説明する。

信号ＨＯ，ＬＯを考慮しない場合（ＳＴ信号が「Ｌ」の場合）は、図１４に示されるように、制御信号Ｖｃが「Ｌ」の場合は駆動信号Ｖｇ１が「Ｌ」、駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」となっており、それに対応して、スイッチ素子Ｓ１はＯＦＦ、スイッチ素子Ｓ２はＯＮの状態となっているので、電圧Ｖｓには電圧０が出力されている。この状態から制御信号Ｖｃが「Ｈ」になると駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」になり、駆動信号Ｖｇ２が「Ｌ」になる。その結果、スイッチ素子Ｓ１がＯＮ、スイッチ素子Ｓ２がＯＦＦになって電圧Ｖｓには電圧Ｖｄｄが出力されるようになる。但し、制御信号Ｖｃが「Ｈ」になっても直ちに駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」に切り換わるわけではなく、前述したデッドタイム期間が経過した後に「Ｈ」に切り換わるようになっている。図１４では、デッドタイム期間に斜線を付して表示している。また、図中に示した「ｔｄ」は、デッドタイム期間の継続時間である。制御信号Ｖｃが「Ｈ」から「Ｌ」に切り換わる場合も同様に、デッドタイム期間が経過した後に、駆動信号Ｖｇ２が「Ｌ」から「Ｈ」に切り換わる。

また、デッドタイム期間中には、図８あるいは図９を用いて前述したように、寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生および充電が行われ、それにつれて、電圧Ｖｓが電圧０から電圧Ｖｄｄに上昇し、あるいは電圧Ｖｄｄから電圧０に低下する（図１０参照）。しかし、制御信号Ｖｃのデューティー比が上限付近や下限付近となる場合のように、デッドタイム期間中に電荷の回生および充電が完了できない場合は、電圧Ｖｓが電圧０から電圧Ｖｄｄに上昇する前に駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」になるのでスイッチ素子Ｓ１がＯＮとなり、このときスイッチ素子Ｓ１で電力損失が発生する（図８参照）。あるいは電圧Ｖｄｄから電圧０に低下する前に駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」になるのでスイッチ素子Ｓ２がＯＮとなり、このときスイッチ素子Ｓ２で電力損失が発生する（図９参照）。また、電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄに上昇している途中でスイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わると、電圧Ｖｓは急激に上昇して電圧Ｖｄｄに達する。同様に、電圧Ｖｓが電圧０に低下している途中でスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わると、電圧Ｖｓは急激に低下して電圧０に達する。図１４で黒塗りの矢印を用いて示した箇所は、このように、デッドタイム期間中に電荷の回生及び充電が完了しなかったために電力損失が発生している箇所である。

次に、信号ＨＯ，ＬＯを考慮して駆動信号Ｖｇ１、Ｖｇ２を出力する場合について、図１３を用いて説明する。信号ＨＯ，ＬＯを考慮する場合は、制御信号Ｖｃが「Ｈ」に切り換わった後、信号ＨＯが「Ｈ」になって初めて駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」となる。その結果、制御信号Ｖｃのデューティー比が上限付近や下限付近となる場合のように、標準的なデッドタイム期間内では寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生および充電が完了できない場合でも、電荷の回生および充電が完了するまでデッドタイム期間が延長されることになる。そして、信号ＨＯが「Ｈ」になったら、駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」になってスイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わる。

尚、還流ダイオードＤ１に電流が流れてから信号ＨＯを「Ｈ」にするまでには、クランプ回路１１１やコンパレーター１１３、フォトカプラー１１５が動作するための遅れ時間が発生する。また、信号ＨＯが「Ｈ」に切り換わってから、スイッチ駆動部１２０が駆動信号Ｖｇ１を「Ｈ」に切り換えるためにも、スイッチ駆動部１２０の内部で遅れ時間が発生する。このため、寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生および充電が完了した後、しばらく立ってからスイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わるので、この間では、還流ダイオードＤ１を電流が流れ続けることになる。その結果、図１３中に白抜きの矢印で示したように、電圧Ｖｓは、還流ダイオードＤ１での電圧降下分だけ、電圧Ｖｄｄよりも高い電圧となる。

制御信号Ｖｃが「Ｈ」から「Ｌ」に切り換わる場合も同様である。以下、簡単に説明すると、制御信号Ｖｃが「Ｌ」に切り換わった後、信号ＬＯが「Ｈ」になって初めて駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」となる。その結果、制御信号Ｖｃのデューティー比が上限付近や下限付近となる場合には、寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生および充電が完了するまでデッドタイム期間が延長される。そして、信号ＬＯが「Ｈ」になったら、駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」になってスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わる。また、還流ダイオードＤ２に電流が流れても、実際にスイッチ素子Ｓ２がＯＮになるまでには、クランプ回路１１２やコンパレーター１１４、フォトカプラー１１６の動作時間や、スイッチ駆動部１２０での動作時間の分だけ遅くなる。このため、この時間の間は還流ダイオードＤ２を電流が流れ続けることになり、その結果、図１３中に白抜きの矢印で示したように、電圧Ｖｓは、還流ダイオードＤ２での電圧降下分だけ、電圧０よりも低い電圧となる。

以上に説明したように、第１実施例の電圧出力回路１００では、制御信号Ｖｃが「Ｌ」から「Ｈ」になった場合には、信号ＨＯが「Ｈ」になったことを確認してから駆動信号Ｖｇ１を「Ｈ」に切り換えている。同様に、制御信号Ｖｃが「Ｈ」から「Ｌ」になった場合には、信号ＬＯが「Ｈ」になったことを確認してから駆動信号Ｖｇ２を「Ｈ」に切り換えている。このため、たとえ制御信号Ｖｃのデューティー比が上限付近や下限付近となる場合でも、寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生や充電が完了してからスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を切り換えることができるので、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２で電力損失が発生することを回避することが可能となる。

尚、以上の説明では、制御信号Ｖｃのデューティー比が上限付近や下限付近となる条件で、デッドタイム期間が延長される場合について説明した。しかし、上述した第１実施例では、制御信号Ｖｃが「Ｈ」になった後、信号ＨＯが「Ｈ」になったら駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」に切り換わる。同様に、制御信号Ｖｃが「Ｌ」になった後、信号ＬＯが「Ｈ」になったら駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」に切り換わる。従って、たとえば、制御信号Ｖｃのデューティー比が５０％付近の値となる場合のように、平滑フィルター１０４のコイルで大きな逆起電力が発生する結果、寄生容量Ｃ１、Ｃ２での電荷の回生および充電が短時間で完了する場合には、デッドタイム期間が短縮される場合も起こり得る。寄生容量Ｃ１、Ｃ２での電荷の回生および充電が完了した後に、還流ダイオードＤ１や還流ダイオードＤ２を流れる電流は、無駄に流れる電流であって電力損失を発生させるので、このような電流は少ない方がよい。従って、制御信号Ｖｃのデューティー比が５０％付近となる場合などのように、寄生容量Ｃ１、Ｃ２での電荷の回生および充電が短時間で完了する条件では、デッドタイム期間を短縮してやれば、電力損失を更に抑制することが可能となる。

Ｂ．第２実施例 ：
上述した第１実施例では、還流ダイオードＤ１あるいは還流ダイオードＤ２に電流が流れる条件になったこと（還流ダイオードＤ１あるいは還流ダイオードＤ２に順方向の電圧がかかったこと）を確認して、信号ＨＯあるいは信号ＬＯを「Ｈ」にするものとして説明した。しかし、還流ダイオードＤ１あるいは還流ダイオードＤ２に電流が流れる条件になったことを確認してから信号ＨＯあるいは信号ＬＯを「Ｈ」にしたのでは、クランプ回路１１１，１１２や、コンパレーター１１３，１１４、フォトカプラー１１５，１１６、更にはスイッチ駆動部１２０での動作時間の分だけ、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２をＯＮに切り換えるのが遅くなる。その結果、還流ダイオードＤ１あるいは還流ダイオードＤ２に無駄な電流が流れて電力損失を発生させる。そこで、動作遅れに相当する時間だけ、早めに信号ＨＯあるいは信号ＬＯを「Ｈ」に切り換えるようにしても良い。以下では、このような第２実施例について説明する。尚、第２実施例では、前述した第１実施例と異なる構成についてのみ説明し、同様な構成については説明を省略する。

Ｂ−１．第２実施例の回路構成の詳細 ：
図１５は、第２実施例の電圧出力回路１００に搭載された電圧差監視部１１０の詳細な構成を示した説明図である。図１１を用いて前述した第１実施例の電圧差監視部１１０では、電圧Ｖｓと電圧Ｖｄｄとをクランプ回路１１１に入力し、電圧Ｖｓと電圧０（グランドＧＮＤ）とをクランプ回路１１２に入力していた。これに対して第２実施例の電圧差監視部１１０では、クランプ回路１１１には、電圧Ｖｄｄを抵抗分圧した電圧と、電圧Ｖｓとが入力されている。また、クランプ回路１１２には、電圧Ｖｓと、グランドＧＮＤよりも高い電圧Ｅとが入力されている。

このためコンパレーター１１３では、電圧Ｖｄｄよりも低い電圧と、電圧Ｖｓとを比較することになる。このため、制御信号Ｖｃが「Ｌ」から「Ｈ」に切り換わる際には、電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄまで上昇するよりも前に、信号ＨＯが「Ｈ」に切り換わる。従って、電圧Ｖｄｄを抵抗分圧する値を適切に設定しておけば、還流ダイオードＤ１にちょうど電流が流れ始めるタイミングで、スイッチ素子Ｓ１をＯＮに切り換えることができる。

また、コンパレーター１１４では、電圧０（グランドＧＮＤ）よりも高い電圧Ｅと、電圧Ｖｓとを比較している。このため、制御信号Ｖｃが「Ｈ」から「Ｌ」に切り換わる際には、電圧Ｖｓが電圧０まで低下するよりも前に、信号ＬＯが「Ｈ」に切り換わる。従って、電圧Ｅを適切に設定しておけば、還流ダイオードＤ２にちょうど電流が流れ始めるタイミングで、スイッチ素子Ｓ２をＯＮに切り換えることができる。

その結果、第２実施例では、寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生や充電が完了してから、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わるまでの間に、還流ダイオードＤ１あるいは還流ダイオードＤ２に無駄な電流が流れて電力損失が発生することを回避することが可能となる。尚、電圧Ｖｄｄを抵抗分圧して発生させた電圧が、本発明の「第１の電圧」に対応し、グランドＧＮＤの電圧よりも高い電圧Ｅが、本発明の「第２の電圧」に対応する。

また、第２実施例では、コンパレーター１１３は、電圧Ｖｄｄを抵抗分圧した電圧と、電圧Ｖｓとを比較しているので、スイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わった後は、スイッチ素子Ｓ１がＯＦＦとなってスイッチ素子Ｓ２がＯＮになるまで、信号ＨＯが「Ｈ」の状態で維持される。この点で、スイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わると信号ＨＯが「Ｈ」から「Ｌ」に切り換わってしまう第１実施例とは異なっている。また、コンパレーター１１４は、グランドＧＮＤよりも高い電圧Ｅと、電圧Ｖｓとを比較しているので、スイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わった後は、スイッチ素子Ｓ２がＯＦＦとなってスイッチ素子Ｓ１がＯＮになるまでは、信号ＬＯが「Ｈ」の状態で維持される。この点で、スイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わると信号ＬＯが「Ｈ」から「Ｌ」に切り換わってしまう第１実施例とは異なっている。

Ｂ−２．第２実施例のスイッチ駆動方法 ：
図１６は、第２実施例のスイッチ駆動部１２０がスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動するために行うスイッチ駆動処理のフローチャートである。第２実施例のスイッチ駆動処理も、図１２を用いて前述した第１実施例のスイッチ駆動処理とほぼ同様であるが、第２実施例の信号ＨＯあるいは信号ＬＯは、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わった後も「Ｈ」のままで維持されるので、これに関連する部分の処理が異なっている。以下では、この相違点を中心として第２実施例のスイッチ駆動処理について説明する。

第２実施例のスイッチ駆動処理でも、先ず始めに、ＳＤ信号が「Ｈ」であるか否かを判断し（ステップＳ２００）、ＳＤ信号が「Ｈ」であれば（ステップＳ２００：ｙｅｓ）、駆動信号Ｖｇ１および駆動信号Ｖｇ２として何れも「Ｌ」を出力する（ステップＳ２０２）。これに対して、ＳＤ信号が「Ｈ」ではない場合は（ステップＳ２００：ｎｏ）、ＳＴ信号が「Ｈ」か否かを判断する（ステップＳ２０４）。その結果、ＳＴ信号が「Ｈ」ではなかった場合は（ステップＳ２０４：ｎｏ）、制御信号Ｖｃが「Ｈ」か否かを判断し（ステップＳ２０６）、制御信号Ｖｃが「Ｈ」であれば（ステップＳ２０６：ｙｅｓ）、駆動信号Ｖｇ１の出力を「Ｈ」、駆動信号Ｖｇ２の出力を「Ｌ」とする（ステップＳ２０８）。また、制御信号Ｖｃが「Ｌ」であった場合は（ステップＳ２０６：ｎｏ）、駆動信号Ｖｇ１の出力を「Ｌ」、駆動信号Ｖｇ２の出力を「Ｈ」とする（ステップＳ２１０）。

一方、ＳＴ信号が「Ｈ」であった場合は（ステップＳ２０４：ｙｅｓ）、制御信号Ｖｃが「Ｈ」であるか否かを判断する（ステップＳ２１２）。その結果、制御信号Ｖｃが「Ｈ」であった場合は（ステップＳ２１２：ｙｅｓ）、駆動信号Ｖｇ２の出力を「Ｌ」とする（ステップＳ２１４）。続いて、信号ＨＯが「Ｈ」になっているか否かを判断し（ステップＳ２１６）、信号ＨＯが「Ｈ」になっていれば（ステップＳ２１６：ｙｅｓ）、駆動信号Ｖｇ１を「Ｈ」にする（ステップＳ２１８）。逆に、信号ＨＯが「Ｈ」になっていなければ（ステップＳ２１６：ｎｏ）、駆動信号Ｖｇ１を「Ｌ」とする（ステップＳ２２０）。上述したように第２実施例では、信号ＨＯが「Ｈ」になった後は、制御信号Ｖｃが「Ｌ」に切り換わらない限り「Ｈ」の状態が維持される。このため、制御信号Ｖｃが「Ｈ」の場合には、信号ＨＯの出力を確認するだけで直ちに駆動信号Ｖｇ１の出力を決定することができる。

以上では、制御信号Ｖｃが「Ｈ」であった場合（ステップＳ２１２：ｙｅｓ）について説明した。これに対して制御信号Ｖｃが「Ｌ」であった場合は（ステップＳ２１２：ｎｏ）、駆動信号Ｖｇ１の出力を「Ｌ」とする（ステップＳ２２２）。続いて、信号ＬＯが「Ｈ」になっているか否かを判断し（ステップＳ２２４）、信号ＬＯが「Ｈ」になっていれば（ステップＳ２２４：ｙｅｓ）、駆動信号Ｖｇ２を「Ｈ」にする（ステップＳ２２８）。逆に、信号ＬＯが「Ｈ」になっていなければ（ステップＳ２２４：ｎｏ）、駆動信号Ｖｇ２を「Ｌ」とする（ステップＳ２２６）。上述したように第２実施例では、信号ＬＯが「Ｈ」になった後は、制御信号Ｖｃが「Ｈ」に切り換わらない限り「Ｈ」の状態が維持されるので、制御信号Ｖｃが「Ｈ」の場合には、信号ＬＯの出力を確認するだけで直ちに駆動信号Ｖｇ２の出力を決定することができる。以上のようにして駆動信号Ｖｇ１、Ｖｇ２を出力したら、処理の先頭に戻って、再びＳＤ信号を確認した後（ステップＳ２００）、上述した続く一連の処理を繰り返す。

以上に説明したように、第２実施例においても上述した第１実施例と同様に、制御信号Ｖｃが「Ｌ」から「Ｈ」に切り換わっても直ちには駆動信号Ｖｇ１を「Ｈ」にはせずに、信号ＨＯが「Ｈ」になったことを確認してから、駆動信号Ｖｇ１を「Ｈ」にする。また、制御信号Ｖｃが「Ｈ」から「Ｌ」に切り換わった場合には、信号ＬＯが「Ｈ」になったことを確認してから、駆動信号Ｖｇ２を「Ｈ」にする。このため、寄生容量Ｃ１の充電および寄生容量Ｃ２での回生が完了するまではデッドタイム期間が延長されるので、寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生および充電が完了してからスイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換えられる。その結果、寄生容量Ｃ１あるいは寄生容量Ｃ２に蓄えられた電荷によって、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２で電力損失が発生することを回避することが可能となる。

図１７は、第２実施例のスイッチ駆動部１２０が信号ＨＯ，ＬＯを考慮してスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動する様子を示した説明図である。第２実施例のスイッチ駆動部１２０でも、制御信号Ｖｃが「Ｈ」に切り換わった後、信号ＨＯが「Ｈ」になって初めて駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」となる。その結果、図１３を用いて前述した第１実施例と同様に、寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生や充電が完了する前に、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わることがない。このため、寄生容量Ｃ１や寄生容量Ｃ２に蓄えられていた電荷によって、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２で電力損失が発生することを回避することができる。

また、図１７に示した第２実施例では、図１３を用いて前述した第１実施例とは異なって、還流ダイオードＤ１や還流ダイオードＤ２に電流が流れ始めるより前に（寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生や充電が完了する前に）、コンパレーター１１３、コンパレーター１１４の出力をＨｉｇｈ Ｌｅｖｅｌに切り換えている。このため、還流ダイオードＤ１や還流ダイオードＤ２に電流が流れ始めるタイミング（寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生や充電が完了するタイミング）で、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２をＯＮに切り換えることができる。その結果、還流ダイオードＤ１あるいは還流ダイオードＤ２を無駄に流れる電流をほとんど無くすことができるので、より一層電力損失を抑制することが可能となる。

尚、以上に説明した第２実施例においても、制御信号Ｖｃが「Ｈ」になった後、信号ＨＯが「Ｈ」になったら駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」に切り換わる。同様に、制御信号Ｖｃが「Ｌ」になった後、信号ＬＯが「Ｈ」になったら駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」に切り換わる。従って、たとえば、制御信号Ｖｃのデューティー比が５０％付近の値となる場合のように、平滑フィルター１０４のコイルで大きな逆起電力が発生する結果、寄生容量Ｃ１、Ｃ２での電荷の回生および充電が短時間で完了する場合には、デッドタイム期間が短縮される場合も起こり得る。従って、制御信号Ｖｃのデューティー比が５０％付近となる場合などのように、寄生容量Ｃ１、Ｃ２での電荷の回生および充電が短時間で完了する条件では、デッドタイム期間を短縮することによって、電力損失を更に抑制することも可能となる。

Ｃ．第３実施例 ：
上述した第１実施例および第２実施例では、電圧差監視部１１０が、クランプ回路１１１，１１２や、コンパレーター１１３，１１４、フォトカプラー１１５，１１６などによって構成されているものとして説明した。しかし、ＡＤコンバーター１１７や、デジタルコンパレーター１１８などを用いて電圧差監視部１１０を構成しても良い。尚、第３実施例では、前述した実施例と異なる構成についてのみ説明し、同様な構成については説明を省略する。

図１８は、第３実施例の電圧出力回路１００に搭載された電圧差監視部１１０の詳細な構成を示した説明図である。第３実施例の電圧差監視部１１０では、電源Ｖｄｄの発生する電圧Ｖｄｄと、電圧Ｖｓと、グランドＧＮＤの電圧０とが、ＡＤコンバーター１１７に入力されている。そして、電圧Ｖｄｄをデジタル化したデータＤＶｄｄと、電圧Ｖｓをデジタル化したデータＤＶｓと、グランドＧＮＤの電圧０をデジタル化したデータＤＧＮＤとが、デジタルコンパレーター１１８に入力される。そして、デジタルコンパレーター１１８は、ＤＶｓとＤＶｄｄとを比較してＤＶｓの方が大きければ、信号ＨＯを「Ｈ」にする。また、ＤＶｓとＤＧＮＤとを比較して、ＤＧＮＤの方が大きければ、信号ＬＯを「Ｈ」にする。スイッチ駆動部１２０は、このようにしてデジタルコンパレーター１１８から出力された信号ＨＯ，ＬＯを受け取ると、前述した第１実施例と同様にして駆動信号Ｖｇ１、Ｖｇ２を出力する。このようにすれば、前述した第１実施例と同様の効果を得ることができる。尚、ＡＤコンバーター１１７でアナログ信号をデジタルデータに変換する際、あるいはデジタルコンパレーター１１８で信号ＨＯ，ＬＯを出力する際には時間遅れが発生するが、前述した第１実施例あるいは第２実施例の電圧差監視部１１０においても、クランプ回路１１１，１１２や、コンパレーター１１３，１１４、フォトカプラー１１５，１１６で時間遅れが発生している。従って、第３実施例では、前述した第１実施例あるいは第２実施例と比較して、特に時間遅れが増加するわけではない。

あるいは、デジタルコンパレーター１１８では、ＤＶｄｄから一定値を減算して、その減算値とＤＶｓとを比較した結果に応じて、信号ＨＯを出力しても良い。同様に、ＤＧＮＤに一定値を加算して、その加算値とＤＶｓとを比較した結果に応じて、信号ＬＯを出力しても良い。このようにしてデジタルコンパレーター１１８から出力された信号ＨＯ，ＬＯに基づいて、前述した第２実施例のスイッチ駆動部１２０と同様にして駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２を出力しても良い。こうすれば、前述した第２実施例と同様の効果を得ることができる。また、デジタルコンパレーター１１８を用いて信号ＨＯ，ＬＯを出力する場合、ＤＶｄｄから減算する値や、ＤＧＮＤに加算する値を容易に変更することができる。このため、ＡＤコンバーター１１７でアナログ信号をデジタルデータに変換するために発生する時間遅れや、スイッチ駆動部１２０で駆動信号Ｖｇ１、Ｖｇ２を出力するために生じる時間遅れに合わせて、減算する値や加算する値を調整することで、ちょうど寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生および充電が完了したタイミングで、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わるようにすることが可能となる。

Ｄ．適用例 ：
上述した第１実施例ないし第３実施例の電圧出力回路１００は、制御信号Ｖｃのデューティー比によらず、高い電力効率で出力電圧Ｖｏｕｔを出力することができる。このため、圧電素子などの容量性負荷に対して駆動信号ＣＯＭを印加するための容量性負荷駆動回路２００に組み込んで、好適に使用することができる。

Ｄ−１．第１の適用例 ：
図１９は、本実施例の電圧出力回路１００を組み込んで構成した容量性負荷駆動回路２００の回路構成を示した説明図である。図示されているように容量性負荷駆動回路２００は、駆動信号ＣＯＭの基準となる駆動波形信号（以下、ＷＣＯＭ）を出力する駆動波形信号発生回路２１０と、駆動波形信号発生回路２１０から受け取ったＷＣＯＭと後述する帰還信号（以下、ｄＣＯＭ）とに基づいて誤差信号（以下、ｄＷＣＯＭ）を出力する演算回路２２０と、演算回路２２０からのｄＷＣＯＭをパルス変調して変調信号（以下、ＭＣＯＭ）に変換する変調回路２３０と、上述した本実施例の電圧出力回路１００とを備えている。容量性負荷駆動回路２００に組み込まれた電圧出力回路１００は、変調回路２３０からのＭＣＯＭを、前述した制御信号Ｖｃとして受け取り、出力電圧Ｖｏｕｔを駆動信号ＣＯＭとして出力する。そして、出力されたＣＯＭは、後述する圧電素子３１６に印加される。また、ＣＯＭは、位相進み補償回路２６０で、位相を進ませる補償（位相進み補償）が加えられた後、ｄＣＯＭ（帰還信号）として、演算回路２２０に負帰還される。

図１９に例示した容量性負荷駆動回路２００では、ＣＯＭに対して位相進み補償を加えたｄＣＯＭを負帰還させているが、負帰還させない構成とすることも可能である。この場合は、演算回路２２０や位相進み補償回路２６０が不要となる。その結果、変調回路２３０は、ｄＷＣＯＭではなく、ＷＣＯＭに対してパルス変調を行うことになる。

容量性負荷駆動回路２００に組み込まれた駆動波形信号発生回路２１０は、ＷＣＯＭをデジタルデータとして記憶している波形メモリーや、Ｄ／Ａ変換器を備えており、波形メモリーから読み出したデータをＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換することによって、ＷＣＯＭ（駆動波形信号）を生成する。演算回路２２０では、こうして出力されたＷＣＯＭからｄＣＯＭを減算した信号を、ｄＷＣＯＭ（誤差信号）として出力する。

変調回路２３０では、ｄＷＣＯＭを一定周期（変調周期）の三角波と比較することによって、パルス波状のＭＣＯＭ（変調信号）を生成（パルス変調）する。そして、変調回路２３０によって得られたＭＣＯＭは、前述した制御信号Ｖｃとして電圧出力回路１００に入力される。その結果、電圧出力回路１００からは、ＷＣＯＭに対応する出力電圧ＶｏｕｔがＣＯＭとして出力される。

このような構成では、ＣＯＭの成分に、電圧出力回路１００内に含まれる平滑フィルター１０４の共振周波数付近の成分が存在すると、共振を起こしてＣＯＭを歪ませる恐れがあるが、ＣＯＭを負帰還しているので、共振によってＣＯＭが歪むことを回避することができる。また、平滑フィルター１０４によって位相が遅れたＣＯＭを負帰還させると、制御系が不安定になり易いが、コンデンサーと抵抗とによって構成された位相進み補償回路２６０を通して位相を進ませる補償（位相進み補償）を行ってから負帰還させているので、制御が不安定になることもない。

図２０は、上述した容量性負荷駆動回路２００を、流体噴射装置３００の圧電素子を駆動するために適用した例が示されている。例示した流体噴射装置３００は、大きく分けると、液体を噴射するための脈動発生部３１０と、脈動発生部３１０に向けて流体を供給する流体供給手段３２０（供給ポンプ）と、脈動発生部３１０および流体供給手段３２０の動作を制御する制御部３３０などから構成されている。流体噴射装置３００は、パルス状の液体を脈動発生部３１０から噴射することによって、生体組織を切除または切開することに使用する手術具としてのウォータージェットメスの一例である。

脈動発生部３１０は、金属製の第２ケース３１３に、同じく金属製の第１ケース３１４を重ねてネジ止めした構造となっており、第２ケース３１３の前面には円管形状の流体噴射管３１２が立設され、流体噴射管３１２の先端にはノズル３１１が挿着されている。第２ケース３１３と第１ケース３１４との合わせ面には、薄い円板形状の流体室３１５が形成されており、流体室３１５は、流体噴射管３１２を介してノズル３１１に接続されている。また、第１ケース３１４の内部には、積層型の圧電素子３１６が設けられている。脈動発生部３１０と制御部３３０とは配線ケーブル３５０によって接続されており、制御部３３０内の容量性負荷駆動回路２００からは、配線ケーブル３５０を介して駆動信号ＣＯＭが圧電素子３１６に供給される。また、配線ケーブル３５０はコネクターによって脈動発生部３１０に取り付けられている。

流体供給手段３２０は、噴射しようとする液体（水、生理食塩水、薬液など）が貯められた流体容器３２３から、第１接続チューブ３２１を介して液体を吸い上げた後、第２接続チューブ３２２を介して脈動発生部３１０の流体室３１５内に供給する。このため、流体室３１５は液体で満たされた状態となっている。そして、制御部３３０から駆動信号を圧電素子３１６に印加すると、圧電素子３１６が伸張して流体室３１５が押し縮められ、その結果、流体室３１５内に充満していた液体が、ノズル３１１からパルス状に噴射される。

前述した第１実施例ないし第３実施例の電圧出力回路１００は、高い電力効率で出力電圧Ｖｏｕｔ（すなわち、ＣＯＭ）を出力することができる。そして、このような電圧出力回路１００を組み込んで構成した容量性負荷駆動回路２００は、精度の良いＣＯＭを出力することができる。このため、圧電素子３１６を適切に駆動して、所望の特性のパルス状の液体を、ノズル３１１から噴射することが可能となる。

Ｄ−２．第２の適用例 ：
上述した第１の適用例では、流体噴射装置３００の圧電素子３１６を駆動するものとして説明した。インクジェットプリンターでインクを噴射する噴射ノズルは、アクチュエーターとして圧電素子を利用しているので、噴射ノズルの圧電素子を駆動する容量性負荷駆動回路２００としても好適に適用することができる。

図２１は、インクジェットプリンターに搭載された噴射ヘッド４００の大まかな内部構造を示した説明図である。噴射ヘッド４００の底面（印刷媒体２に向いている面）には、インクを噴射する複数の噴射ノズル４０２が設けられている。噴射ノズル４０２はそれぞれインク室４０４に接続されており、インク室４０４には、図示しないインクカートリッジから供給されたインクが満たされている。インク室４０４の上には圧電素子４０６が設けられており、圧電素子４０６にＣＯＭ（駆動信号）を印加すると、圧電素子４０６が変形してインク室４０４を加圧することによって、噴射ノズル４０２からインクが噴射される。

ＣＯＭ（駆動信号）は、インクジェットプリンターに搭載されたプリンター制御回路４５０の制御の下で容量性負荷駆動回路２００によって生成される。また、生成されたＣＯＭは、ゲートユニット４６０を介して圧電素子４０６に供給される。ゲートユニット４６０は、複数のゲート素子４６２が並列に接続された回路ユニットであり、ゲート素子４６２は、プリンター制御回路４５０からの制御の下で、個別に導通状態または切断状態とすることが可能である。従って、容量性負荷駆動回路２００から出力されたＣＯＭは、プリンター制御回路４５０によって予め導通状態に設定されたゲート素子４６２だけを通過して、対応する圧電素子４０６に印加され、その噴射ノズル４０２からインクが噴射される。

ここで、圧電素子４０６に印加されるＣＯＭは、図２２に示すような波形の信号が用いられる。すなわち、インクを噴射する前には、圧電素子４０６を初期状態から一旦収縮させるために、ＣＯＭの電圧が上昇し、その後、圧電素子４０６を大きく伸張させるために、ＣＯＭが大きく低下する。その結果、初期状態の電圧（初期電圧）よりも低くなった後、再び上昇して、初期電圧に戻る波形となっている。このような波形となっている関係上、噴射ヘッド４００がインクを噴射していない待機状態でも、圧電素子４０６には比較的低い初期電圧（すなわち、制御信号Ｖｃのデューティー比が小さな値となる電圧）のＣＯＭが印加されている。従って、このようなＣＯＭを出力する容量性負荷駆動回路２００に、上述した第１実施例ないし第３実施例の電圧出力回路１００を適用すれば、待機状態中にも電力損失が発生することを回避することが可能となる。

以上、各種の実施例の電圧出力回路１００、および電圧出力回路１００の適用例について説明したが、本発明は上記すべての実施例や適用例に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様で実施することが可能である。例えば、薬剤や栄養剤を内包するマイクロカプセルを形成することに用いる流体噴射装置など、医療機器を含む様々な電子機器を駆動するための容量性負荷駆動回路に対しても、本発明の電圧出力回路１００を好適に適用することができ、上述したように、スイッチ素子の切り換えにともなう電力損失の発生を抑制することが可能であるため、電力を高効率に使用する流体噴射装置を提供することができる。

尚、上述した実施例では、スイッチＳ１と還流ダイオードＤ１、スイッチＳ２と還流ダイオードＤ２はそれぞれ異なる素子の場合の説明をしたが、ひとつの素子がスイッチと還流ダイオードを含んでいる場合においても適用することができる。例えば、スイッチとしてＭＯＳＦＥＴを用いた場合には、ＭＯＳＦＥＴに内蔵される寄生ダイオードが還流ダイオードの役割を果たすので、ＭＯＳＦＥＴはひとつの素子でスイッチと還流ダイオードの二つの機能を有する。この場合は、スイッチの他に還流ダイオードを別途設ける必要がないので、本発明においても好適である。

１００…電圧出力回路、１０２…電圧切換部、１０４…平滑フィルター、１１０…電圧差監視部、１１１…クランプ回路、１１２…クランプ回路、１１３…コンパレーター、１１４…コンパレーター、１１５…フォトカプラー、１１６…フォトカプラー、１１８…デジタルコンパレーター、１２０…スイッチ駆動部、１３０…制御部、２００…容量性負荷駆動回路、２１０…駆動波形信号発生回路、２２０…演算回路、２３０…変調回路、２６０…補償回路、３００…流体噴射装置、３１０…脈動発生部、３１１…ノズル、３１５…流体室、３１６…圧電素子、３３０…制御部、４００…噴射ヘッド、４０２…噴射ノズル、４０４…インク室、４０６…圧電素子、４５０…制御回路、４６０…ゲートユニット、４６２…ゲート素子、Ｖｏｕｔ…出力電圧、Ｃ１…寄生容量、Ｓ１…スイッチ素子、Ｄ１…還流ダイオード、Ｃ２…寄生容量、Ｓ２…スイッチ素子、Ｄ２…還流ダイオード。

Claims (7)

1. 第１の電圧発生源と、
   前記第１の電圧発生源と直列接続される第１のスイッチ素子と、
   前記第１のスイッチ素子と直列接続される第２のスイッチ素子と、
   前記第２のスイッチ素子と直列接続され、前記第１の電圧発生源が発生させる電圧よりも低い電圧を発生させる第２の電圧発生源と、
   該第１のスイッチ素子または該第２のスイッチ素子が接続されている箇所での電圧を平滑化して出力する、誘導成分および容量成分を有する平滑フィルターと、
   前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子を駆動することによって、該第１のスイッチ素子がＯＮで該第２のスイッチ素子がＯＦＦの状態である第１の状態と、該第１のスイッチ素子がＯＦＦで該第２のスイッチ素子がＯＮの状態である第２の状態とを切り換えるスイッチ素子駆動手段と、
   前記第１のスイッチ素子に対して並列に接続されて、該第１のスイッチ素子を逆流する電流をバイパスさせる向きに設けられた第１のダイオードと、
   前記第２のスイッチ素子に対して並列に接続されて、該第２のスイッチ素子を逆流する電流をバイパスさせる向きに設けられた第２のダイオードと、
   前記第１のダイオードの寄生容量と前記第２のダイオードの寄生容量の充電状態を監視する電圧監視手段と、を備え、
   前記スイッチ素子駆動手段は、前記第１の状態と前記第２の状態とを切り換える際には、前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子がＯＦＦの状態である第３の状態に移行させた後、前記第１のダイオードまたは前記第２のダイオードの寄生容量の充電状態に応じて、該第３の状態から前記第１の状態または前記第２の状態に切り換える手段である電圧出力回路。
2. 前記スイッチ素子駆動手段は、前記第１の状態から前記第３の状態に切り替え、続いて前記電圧監視手段が前記第２のダイオードの寄生容量に蓄えられた電荷が回生されたと判断した後に前記第２の状態に切り換える手段である請求項１記載の電圧出力回路。
3. 前記電圧監視手段は、第２のダイオードの寄生容量間の電圧が０となった時に、寄生容量に蓄えられた電荷が回生されたと判断することを特徴とする請求項２記載の電圧出力回路。
4. 前記電圧監視手段は、第２のダイオードの寄生容量間の電圧が０となる前に、寄生容量に蓄えられた電荷が回生されたと判断することを特徴とする請求項２記載の電圧出力回路。
5. 前記スイッチ素子駆動手段は、前記第２の状態から前記第３の状態に切り替え、続いて前記電圧監視手段が前記第１のダイオードの寄生容量に蓄えられた電荷が回生されたと判断した後に前記第１の状態に切り換える手段である請求項１記載の電圧出力回路。
6. 前記電圧監視手段は、第１のダイオードの寄生容量間の電圧が０となった時に、寄生容量に蓄えられた電荷が回生されたと判断することを特徴とする請求項５記載の電圧出力回路。
7. 前記電圧監視手段は、第１のダイオードの寄生容量間の電圧が０となる前に、寄生容量に蓄えられた電荷が回生されたと判断することを特徴とする請求項５記載の電圧出力回路。

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