JP2012175120A - 容量性負荷駆動回路および流体噴射装置 - Google Patents

Abstract

【課題】上限あるいは下限付近のデューティー比でも効率よく容量性負荷を駆動する。
【解決手段】駆動波形信号をパルス変調して変調信号を生成し、電力増幅した後に平滑フ
ィルターを通すことによって生成した駆動信号を容量性負荷に印加する。デジタル電力増
幅器から平滑フィルターに流れる電流の方向が一変調周期内で逆転する条件下では、その
一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が所定の閾値以上となるようにキャ
リア周波数を変更する。一変調周期内で平滑フィルターを流れる電流の最大値および最小
値の絶対値が所定の閾値を下回ると、電力増幅時に大きな損失が発生する。従って、所定
の閾値を下回らないようにキャリア周波数を変更してやれば、効率よく電力増幅を行って
容量性負荷を駆動することが可能となる。
【選択図】図１５

Description

本発明は、圧電素子などの容量性負荷に駆動信号を印加して駆動する技術に関する。

インクジェットプリンターに搭載されている噴射ヘッドのように、圧電素子などの容量
性負荷によって構成されたアクチュエーターは数多く存在する。このようなアクチュエー
ター（すなわち容量性負荷）を駆動するためには、ある程度の電力を有する駆動信号が必
要となる。そこで、駆動信号の元となる駆動波形信号を電力増幅することによって駆動信
号を生成することが行われる。ここで、アナログの駆動波形信号をアナログ的に電力増幅
してアナログの駆動信号を直接生成したのでは大きな電力損失が発生して電力効率が低下
するので、いわゆるＤ級増幅器を用いて電力増幅する技術が提案されている（特許文献１
、特許文献２）。

Ｄ級増幅器は、次のようにして電力増幅を行う。先ず、アナログの駆動波形信号をパル
ス変調することによって変調信号を生成する。パルス変調には幾つかの方式が知られてい
るが、パルス幅変調と呼ばれる方式が使用されることが一般的である。パルス幅変調と呼
ばれる方式とは、変調しようとする駆動波形信号を、一定周期（変調周期）で繰り返され
る三角波形と比較して、駆動波形信号の電圧の方が三角波形の電圧よりも高い期間ではＯ
Ｎを出力し、逆に駆動波形信号の電圧の方が低い期間ではＯＦＦを出力することによって
、ＯＮとＯＦＦとを繰り返す変調信号を生成する変調方式である。このようにして得られ
た変調信号は、駆動波形信号の電圧が高くなるほど、一変調周期内でのＯＮの期間の比率
（オンデューティー比またはデューティー比。本明細書中ではデューティー比と呼ぶ）が
高くなる。

Ｄ級増幅器では、パルス変調によって得られたデジタルの変調信号を電力増幅した後、
平滑フィルターを通してアナログ信号に変換することによって、電力増幅された駆動信号
を生成する。このようにしてデジタルの変調信号を電力増幅すれば、アナログの駆動波形
信号をアナログのまま電力増幅する場合に比べて電力損失を大幅に低減することができる
ので、駆動信号を生成する際の電力損失を大幅に低減することが可能である。

特開平１１−２０４８５０号公報 特開２００７−９６３６４号公報

しかし、Ｄ級増幅器を用いて容量性負荷を駆動する場合、変調信号のデューティー比が
上限値付近や下限値付近になると、増幅時に大きな電力損失が発生することがあり、その
結果、容量性負荷を駆動する際の電力効率が低下する場合があるという問題があった。

この発明は、従来の技術が有する上述した課題の少なくとも一部を解決するためになさ
れたものであり、デューティー比によらず、どのような条件下でも常に効率よく容量性負
荷を駆動することが可能な技術の提供を目的とする。

上述した課題の少なくとも一部を解決するために、本発明の容量性負荷駆動回路は次の
構成を採用した。すなわち、
容量成分を有する容量性負荷に対して駆動信号を印加することによって、該容量性負荷
を駆動する容量性負荷駆動回路であって、
前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、
前記駆動波形信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、
前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、
前記電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する平滑フィルタ
ーと、
前記デジタル電力増幅器から前記平滑フィルターに流れる電流の方向が前記変調信号の
一変調周期内で逆転する逆転条件下では、該一変調周期内での電流の最大値および最小値
の絶対値が所定の閾値以上となるように、前記変調回路がパルス変調する際のキャリア周
波数を変更するキャリア周波数変更手段と
を備えることを要旨とする。

こうした本発明の容量性負荷駆動回路においては、容量性負荷に印加すべき駆動信号の
基準となる駆動波形信号を、パルス変調することによって変調信号を生成し、得られた変
調信号を電力増幅した後に平滑化することによって駆動信号を生成する。また、デジタル
電力増幅器から平滑フィルターに流れる電流の方向が、変調信号の一変調周期内で逆転す
るような条件（逆転条件）下では、キャリア周波数を変更することによって、その一変調
周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が所定の閾値以上に保たれるようにする。

詳細なメカニズムについては後述するが、デジタル電力増幅器から平滑フィルターに流
れる電流の方向が、変調信号の一変調周期内で逆転するような条件（逆転条件）下では、
変調信号のデューティー比が上限値付近あるいは下限値付近になると、その一変調周期内
での電流の最大値および最小値の絶対値が所定の閾値以上に保たれなくなる。そして、一
変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が所定の閾値を下回るようになると、
デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することが見いだされた。更に、
一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値は、変調回路がパルス変調する際の
キャリア周波数を変更することによって変更可能であることも見いだされた。従って、デ
ジタル電力増幅器から平滑フィルターに流れる電流の方向が一変調周期内で逆転する逆転
条件下では、その一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が所定の閾値以上
となるようにキャリア周波数を変更することで、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな
電力損失が発生することを回避して、効率よく容量性負荷を駆動することが可能となる。

また、本発明の容量性負荷駆動回路においては、次のようにしても良い。先ず、デジタ
ル電力増幅器では、電源が発生する所定電圧とグランドとの間でプッシュ・プル接続され
た二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換えることによって、電力増幅変調信号を生
成する。また、デジタル電力増幅器の電源が発生する所定電圧をＶ、二つのスイッチ素子
のＯＮ／ＯＦＦを切り換える際に二つのスイッチ素子を何れもＯＦＦとする時間であるデ
ッドタイムをＴ、二つのスイッチ素子の寄生容量のキャパシタンスをＣとしたときに、Ｖ
・Ｃ／Ｔなる算出式によって得られる閾値を、一変調周期内での電流の最大値および最小
値の絶対値が下回らないように、キャリア周波数を変更するようにしても良い。

詳細には後述するが、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生するのは
、前述した逆転条件下で、一変調周期内での電流の最大値および最小値が所定の閾値を下
回ったときであり、この閾値は、デジタル電力増幅器の電源が発生する所定電圧をＶ、デ
ッドタイムをＴ、二つのスイッチ素子の寄生容量のキャパシタンスをＣとしたときに、Ｖ
・Ｃ／Ｔなる算出式によって得られることが見いだされた。従って、逆転条件下でも、一
変調周期内での電流の最大値および最小値がこの閾値を下回らないようにしておけば、デ
ジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することを回避することが可能とな
る。

また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、二つのスイッチ素子の寄生容
量のキャパシタンスＣの代わりに、ダイオードの接合容量のキャパシタンスＣｄを用いて
、Ｖ・Ｃｄ／Ｔなる算出式によって得られる閾値を、一変調周期内での電流の最大値およ
び最小値の絶対値が下回らないように、キャリア周波数を変更するようにしても良い。

一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が、このような閾値を下回らない
ように、キャリア周波数を変更するようにしても、デジタル電力増幅器での増幅時に大き
な電力損失が発生することを回避することが可能となる。

あるいは、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、二つのスイッチ素子の少
なくとも一方にコンデンサーが並列接続されており、そのコンデンサーと二つのスイッチ
素子の寄生容量との合成容量のキャパシタンスをＣｓとしたときに、一変調周期内での電
流の最大値および最小値の絶対値が、Ｖ・Ｃｓ／Ｔなる算出式によって得られる閾値を下
回らないようにキャリア周波数を変更するようにしても良い。

一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が、このような閾値を下回らない
ように、キャリア周波数を変更するようにしても、デジタル電力増幅器での増幅時に大き
な電力損失が発生することを回避することができる。

また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、容量性負荷の容量成分の大き
さに関する負荷情報を取得して、この負荷情報に応じてキャリア周波数を変更するように
してもよい。

容量性負荷に印加される駆動信号が一定電圧ではない場合、デジタル電力増幅器から平
滑フィルターに流れる電流の、一変調周期内での最大値および最小値の絶対値が、所定の
閾値以上に保たれるキャリア周波数は、容量性負荷の容量成分の大きさによって変化する
。従って、容量性負荷の容量成分の大きさに関する情報（負荷情報）を取得して、この情
報も考慮してキャリア周波数を変更すれば、キャリア周波数を適切に変更することができ
る。たとえば、容量成分の大きさを複数段階に分類して負荷情報として設定しておき、負
荷情報に示される分類に応じたキャリア周波数に変更したり、あるいは変更するキャリア
周波数に対して修正を加えたりすることによって、より適切なキャリア周波数に変更する
ことが可能となる。

また、本発明の容量性負荷駆動回路は、次のような構成とすることもできる。すなわち
、
容量成分を有する容量性負荷に対して駆動信号を印加することによって、該容量性負荷
を駆動する容量性負荷駆動回路であって、
前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、
前記駆動信号に位相進み補償を行い、該位相進み補償後の信号を帰還信号として出力する
位相進み補償回路と、
該駆動波形信号から該帰還信号を減算することによって誤差信号を出力する演算回路と、
前記誤差信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、
前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、
前記パルス波状の電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する
平滑フィルターと、
前記デジタル電力増幅器から前記平滑フィルターに流れる電流の方向が前記変調信号の
一変調周期内で逆転する逆転条件下では、該一変調周期内での電流の最大値および最小値
の絶対値が所定の閾値以上となるように、前記変調回路がパルス変調する際のキャリア周
波数を変更するキャリア周波数変更手段と
を備えるようにしてもよい。

こうすれば、駆動信号の基準となる駆動波形信号に対して、容量性負荷に印加された駆
動信号を負帰還させるので、平滑フィルターの共振の影響で駆動信号が歪んでしまうこと
を抑制することができる。また、駆動信号を負帰還させるに際しては、位相を進ませる補
償（位相進み補償）を行ってから負帰還させているので、平滑フィルターによって位相が
遅れた駆動信号を負帰還させることが原因で駆動信号の出力が不安定になってしまうこと
もない。

また、上述した本発明の何れの容量性負荷駆動回路も、効率よく電力増幅を行って容量
性負荷を駆動することができる。従って、上述した本発明の容量性負荷駆動回路は、以下
のような流体噴射装置、すなわち、液体を供給する供給ポンプと、該供給ポンプから供給
された液体が流入する流体室と、容量性負荷であるアクチュエーターと、該流体室に流入
された液体を噴射する噴射ノズルとを有する脈動発生部とを備え、アクチュエーターに駆
動信号を印加することによって、該流体室に流入した液体を該噴射ノズルからパルス状に
噴射する流体噴射装置で、駆動信号を発生する駆動回路として好適に適用することができ
る。

第１実施例の容量性負荷駆動回路を搭載した流体噴射装置の構成を示した説明図である。 第１実施例の容量性負荷駆動回路の回路構成を示した説明図である。 一定電圧出力時のデジタル電力増幅器での消費電力がデューティー比に応じて増加する様子を示した説明図である。 デジタル電力増幅器の詳細な構成を示した回路図である。 デジタル電力増幅器での電力増幅時に電力損失が発生する理由を示した説明図である。 一定電圧の出力時に平滑フィルターのコイルに流れる電流がほぼ直線的に変化する様子を示した説明図である。 一定電圧の出力時に平滑フィルターのコイルに流れる電流がほぼ直線的に変化する理由を示した説明図である。 一定電圧の出力時に平滑フィルターのコイルに流れる電流の振幅が、デューティー比に応じて変化する様子を示した説明図である。 一定電圧の出力時に平滑フィルターのコイルに大きな電流が流れる条件では、電力増幅時の電力損失が低下する理由を示した説明図である。 一定電圧の出力時に平滑フィルターのコイルに大きな電流が流れる条件では、電力増幅時の電力損失が低下する理由を示した説明図である。 一定電圧の出力時のデジタル電力増幅器の動作を、平滑フィルターのコイルに流れる電流の大きさに応じて示した説明図である。 一定電圧の出力時にデジタル電力増幅器で電力損失が発生しない条件を示した説明図である。 第１実施例の容量性負荷駆動回路の一部を示した説明図である。 第１実施例で駆動波形信号にフラグが設定されている様子を示した説明図である。 第１実施例の容量性負荷駆動回路の動作を示した説明図である。 第１実施例で駆動波形信号情報にフラグを設定する処理のフローチャートである。 第１実施例で駆動波形信号情報にフラグが設定された他の態様を示した説明図である。 第１実施例の変形例の容量性負荷駆動回路の一部を示した説明図である。 第２実施例の容量性負荷駆動回路の動作を示した説明図である。 第２実施例の変形例の容量性負荷駆動回路の動作を示した説明図である。 第２実施例の変形例の容量性負荷駆動回路がキャリア周波数を切り換えるために行う処理のフローチャートである。 第３実施例の容量性負荷駆動回路についての説明図である。 第３実施例の容量性負荷駆動回路の回路構成を示した説明図である。 第３実施例の容量性負荷駆動回路が負荷情報を取得する態様を例示した説明図である。 第３実施例の容量性負荷駆動回路が負荷情報を取得する他の態様を例示した説明図である。 変形例１の容量性負荷駆動回路についての説明図である。 変形例２の容量性負荷駆動回路についての説明図である。

以下では、上述した本願発明の内容を明確にするために、次のような順序に従って実施
例を説明する。
Ａ．第１実施例：
Ａ−１．装置構成：
Ａ−２．容量性負荷駆動回路の回路構成：
Ａ−３．デジタル電力増幅器で電力損失が発生するメカニズム：
Ａ−４．デジタル電力増幅器での電力損失を回避するメカニズム：
Ａ−５．第１実施例での電力損失の増加の回避方法：
Ａ−６．第１実施例の変形例：
Ｂ．第２実施例：
Ｂ−１．第２実施例での電力損失の増加の回避方法：
Ｂ−２．第２実施例の変形例：
Ｃ．第３実施例：
Ｄ．変形例１：
Ｅ．変形例２：

Ａ．第１実施例 ：
Ａ−１．装置構成 ：
図１は、第１実施例の容量性負荷駆動回路２００を搭載した流体噴射装置１００の構成
を示した説明図である。図示されているように流体噴射装置１００は、大きく分けると、
液体を噴射するための脈動発生部１１０と、脈動発生部１１０に向けて流体を供給する流
体供給手段１２０と、脈動発生部１１０および流体供給手段１２０の動作を制御する制御
部１３０などから構成されている。流体噴射装置１００は、パルス状の液体を脈動発生部
１１０から噴射することによって、生体組織を切除または切開することに使用する手術具
としてのウォータージェットメスの一例である。

脈動発生部１１０は、金属製の第２ケース１１３に、同じく金属製の第１ケース１１４
を重ねた構造となっており、第２ケース１１３の前面には円管形状の流体噴射管１１２が
立設され、流体噴射管１１２の先端にはノズル１１１が挿着されている。第２ケース１１
３と第１ケース１１４との合わせ面には、薄い円板形状の流体室１１５が形成されており
、流体室１１５は、流体噴射管１１２を介してノズル１１１に接続されている。また、第
１ケース１１４の内部には、積層型の圧電素子１１６が設けられている。脈動発生部１１
０と制御部１３０とは配線ケーブル１５０によって接続されており、制御部１３０内の容
量性負荷駆動回路２００からは、配線ケーブル１５０を介して駆動信号が圧電素子１１６
に供給される。また、配線ケーブル１５０はコネクターによって脈動発生部１１０に取り
付けられている。このため、配線ケーブル１５０は、長さや特性の異なる種々の配線ケー
ブル１５０に取り替えることが可能となっている。尚、圧電素子１１６が、本発明におけ
る「容量性負荷」に対応する。

流体供給手段１２０は、噴射しようとする液体（水、生理食塩水、薬液など）が収容さ
れた流体容器１２３から、第１接続チューブ１２１を介して液体を吸い上げた後、第２接
続チューブ１２２を介して脈動発生部１１０の流体室１１５内に供給する。このため、流
体室１１５は液体で満たされた状態となっている。

そして、制御部１３０から駆動信号を圧電素子１１６に印加すると、圧電素子１１６が
伸張して流体室１１５が押し縮められ、その結果、流体室１１５内に充満していた液体が
、ノズル１１１からパルス状に噴射される。圧電素子１１６の伸張量は、駆動信号として
印加される電圧に依存する。従って、所望の特性のパルス状の液体を噴射するためには、
精度の良い駆動信号を圧電素子１１６に印加する必要がある。そこで、このような駆動信
号を生成するために、制御部１３０内には、以下に説明するような容量性負荷駆動回路２
００が搭載されている。

Ａ−２．容量性負荷駆動回路の回路構成 ：
図２は、制御部１３０に搭載された容量性負荷駆動回路２００の回路構成を示した説明
図である。図示されているように容量性負荷駆動回路２００は、駆動信号の基準となる駆
動波形信号（以下、ＷＣＯＭ）を出力する駆動波形信号発生回路２１０と、駆動波形信号
発生回路２１０から受け取ったＷＣＯＭと後述する帰還信号（以下、ｄＣＯＭ）とに基づ
いて誤差信号（以下、ｄＷＣＯＭ）を出力する演算回路２２０と、演算回路２２０からの
ｄＷＣＯＭをパルス変調して変調信号（以下、ＭＣＯＭ）に変換する変調回路２３０と、
変調回路２３０からのＭＣＯＭをデジタル的に電力増幅して電力増幅変調信号（以下、Ａ
ＣＯＭ）を生成するデジタル電力増幅器２４０と、デジタル電力増幅器２４０からＡＣＯ
Ｍを受け取って変調成分を取り除いた後、駆動信号（以下、ＣＯＭ）として脈動発生部１
１０の圧電素子１１６に供給する平滑フィルター２５０と、平滑フィルター２５０から出
力されたＣＯＭに対して位相を進ませる補償（位相進み補償）を加えてｄＣＯＭ（帰還信
号）を生成する位相進み補償回路２６０と、変調回路２３０がパルス変調する際のキャリ
ア周波数を変更するキャリア周波数変更手段２７０とを備えている。尚、第１実施例の容
量性負荷駆動回路２００には、ＣＯＭに対して位相進み補償を加えたｄＣＯＭを負帰還さ
せているが、負帰還させない構成とすることも可能である。この場合は、演算回路２２０
や位相進み補償回路２６０が不要となる。その結果、変調回路２３０は、ｄＷＣＯＭでは
なく、ＷＣＯＭに対してパルス変調を行うことになる。

このうち、駆動波形信号発生回路２１０は、ＷＣＯＭのデータ（後述する駆動波形信号
情報）を記憶した波形メモリーや、Ｄ／Ａ変換器を備えており、波形メモリーから読み出
したデータをＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換することによって、ＷＣＯＭ（駆動波形
信号）を生成する。演算回路２２０では、こうして出力されたＷＣＯＭからｄＣＯＭを減
算した信号を、ｄＷＣＯＭ（誤差信号）として出力する。尚、アナログ信号に限らず、駆
動波形信号発生回路２１０は、ＷＣＯＭのデータを記憶した波形メモリーからデジタルデ
ータとしてＷＣＯＭ（駆動波形信号）を読出し、Ａ／Ｄ変換器でｄＣＯＭをデジタルデー
タとした後、信号処理回路を用いて演算回路２２０でＷＣＯＭからｄＣＯＭをデジタル演
算により減算し、ｄＷＣＯＭ（誤差信号）をデジタルデータとして生成する構成としても
よい。その場合、変調回路２３０は信号処理回路を用いてデジタル回路で構成し、ｄＷＣ
ＯＭをデジタルデータのまま取り扱うようにする。

変調回路２３０では、ｄＷＣＯＭを一定周期（変調周期）の三角波と比較することによ
って、パルス波状のＭＣＯＭ（変調信号）を生成（パルス変調）する。ここで、パルス変
調に用いる三角波の基底周波数（キャリア周波数）は、キャリア周波数変更手段２７０が
、駆動波形信号発生回路２１０からの情報に基づいて変更可能となっている。

変調回路２３０によって得られたＭＣＯＭは、デジタル電力増幅器２４０に入力される
。デジタル電力増幅器２４０は、プッシュ・プル接続された２つのスイッチ素子（ＭＯＳ
ＦＥＴなど）と、電源と、これらスイッチ素子を駆動するゲートドライバーとを備えてい
る。ＭＣＯＭの出力がＯＮの場合は、ハイ側のスイッチ素子がＯＮになり、ロー側のスイ
ッチ素子がＯＦＦになって、電源の電圧ＶｄｄがＡＣＯＭとして出力される。また、ＭＣ
ＯＭの出力がＯＦＦの場合は、ハイ側のスイッチ素子がＯＦＦになり、ロー側のスイッチ
素子がＯＮになってグランドの電圧がＡＣＯＭとして出力される。その結果、変調回路２
３０の動作電圧とグランドとの間でパルス波状に変化するＭＣＯＭが、電源の電圧Ｖｄｄ
とグランドとの間でパルス波状に変化するＡＣＯＭに電力増幅される。この増幅では、プ
ッシュ・プル接続された２つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換えているだけなので
、アナログ波形を増幅する場合に比べれば、電力損失を抑制することが可能である。

こうして電力増幅されたＡＣＯＭ（電力増幅変調信号）は、ＬＣ回路によって構成され
る平滑フィルター２５０を通すことによってＣＯＭ（駆動信号）に変換され、圧電素子１
１６に印加される。また、ＣＯＭは演算回路２２０に負帰還されるが、平滑フィルター２
５０を通過することによって、ＣＯＭはＷＣＯＭに対して位相が遅れている。そこで、Ｃ
ＯＭを単純に負帰還させるのではなく、コンデンサーと抵抗とによって構成された位相進
み補償回路２６０を通して位相を進ませる補償（位相進み補償）を行い、得られた信号を
ｄＣＯＭとして演算回路２２０に負帰還させるようになっている。

Ａ−３．デジタル電力増幅器で電力損失が発生するメカニズム ：
上述したように、デジタル電力増幅器２４０は、大きな電力損失を伴うことなく、変調
信号（ＭＣＯＭ）を電力増幅してＡＣＯＭを生成することが可能である。しかし、デジタ
ル電力増幅器２４０でも、ある条件が成立すると電力増幅時に大きな電力損失が発生する
ことがある。

図３は、デジタル電力増幅器２４０で電力損失が発生する様子を示した説明図である。
図示されるように、たとえば負荷に対して一定電圧を出力する場合には、変調信号のデュ
ーティー比がある値より小さくなると、急激に電力損失が増加する。変調信号のデューテ
ィー比が大きい場合にも、ある値を超えると急激に電力損失が増加する。このような現象
が生じると、ＷＣＯＭを変調してＭＣＯＭに変換してから増幅する効果が無くなってしま
うので対策が必要となる。そのためには、このような現象が生じるメカニズムを明らかに
しなければならない。

図４は、デジタル電力増幅器２４０の内部構成を示した回路図である。図示されるよう
に、デジタル電力増幅器２４０は、プッシュ・プル接続された２つのＭＯＳＦＥＴと、電
源Ｖｄｄと、これらＭＯＳＦＥＴを駆動するゲートドライバーとを備えている。また、そ
れぞれのＭＯＳＦＥＴには、ドレイン端子、ゲート端子、ソース端子の各端子間に寄生容
量が存在する。図中のＣｄｓはドレイン端子とソース端子との間に生じた寄生容量を示し
、Ｃｇｄはドレイン端子とゲート端子との間に生じた寄生容量を、そしてＣｇｓはゲート
端子とソース端子との間の寄生容量を示している。ここで、Ｃｄｓは実際にはＭＯＳＦＥ
Ｔの寄生ダイオードの接合容量であるが、便宜上、本実施例では寄生ダイオードとＣｄｓ
とを個別に図示している。本願の発明者らは、負荷に対して、たとえば一定電圧（あるい
は、ほとんど一定の電圧）を出力する場合には、これらの寄生容量が原因で、電力損失が
発生していることを見いだした。

図５は、デジタル電力増幅器２４０が電力増幅する動作を示した説明図である。デジタ
ル電力増幅器２４０の中には、２つのＭＯＳＦＥＴがプッシュ・プル接続されているが、
図５では、これらのＭＯＳＦＥＴをスイッチによって簡略化して表している。また、それ
ぞれのＭＯＳＦＥＴには、図４に示したように３種類の寄生容量が存在するが、図５では
、これらの寄生容量を１つにまとめて表示している。尚、以下では、プッシュ・プル接続
された２つのＭＯＳＦＥＴの中でハイ側のＭＯＳＦＥＴを「ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）」と称し
、ロー側のＭＯＳＦＥＴを「ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）」と称することにする。図５（ａ）は、
ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）がＯＦＦでＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）がＯＮの状態に相当し、図５（ｄ）は
、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）がＯＮでＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）がＯＦＦの状態に相当する。電力増幅
時には、これら２つの状態が交互に切り換わる。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）がＯＦＦでＭ
ＯＳＦＥＴ（Ｌ）がＯＮの状態を、単に「出力状態がＬの状態」と称し、逆に、ＭＯＳＦ
ＥＴ（Ｈ）がＯＮでＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）がＯＦＦの状態を、単に「出力状態がＨの状態」
と称するものとする。

また、２つのＭＯＳＦＥＴが共にＯＮになると、電源Ｖｄｄからグランドに向かって大
きな突入電流が流れて素子に損傷を与える。そこで、こうしたことを回避するために、２
つの状態を切り換える際には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）が何れもＯ
ＦＦとなる期間（デッドタイム期間）を経由して切り換えるようになっている。図５（ｂ
）は、出力状態がＬの状態からＨの状態に切り換わる際のデッドタイム期間の状態を示し
ており、図５（ｅ）は、出力状態がＨの状態からＬの状態に切り換わる際のデッドタイム
期間の状態を示している。

ここで、図５（ａ）に示した状態（出力状態がＬの状態）に着目すると、この状態では
、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の一方の端子は電圧Ｖｄｄに接続され、他方の端子はグ
ランドに接続されている。従って、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量に電荷が蓄積（充電）
される。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量については、何れの端子もグランドに接続
されているので、電荷が蓄積されることはない。この状態からデッドタイム期間になると
、図５（ｂ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）がＯＦＦになる。

そしてデッドタイム期間が経過すると、今度はＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）がＯＮになる。ここ
で、ＡＣＯＭ（電力増幅変調信号）が出力される端子をＶsとする。ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）
の寄生容量に着目すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）をＯＮにしたとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の
寄生容量の電源Ｖｄｄに接続されている側の端子と、Ｖｓに接続されている側の端子は短
絡状態となり、図５（ａ）の状態で蓄えられていたＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の電荷
は、図５（ｃ）の一点鎖線の矢印で示すような電流として流れる。また、ＭＯＳＦＥＴ（
Ｌ）の寄生容量に着目すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）をＯＮにした瞬間に、ＭＯＳＦＥＴ（
Ｌ）の寄生容量のＶｓに接続されている側の端子は電圧Ｖｄｄになり、またグランドに接
続されている側の端子はグランドの電位に保たれているので、図５（ｃ）の破線の矢印で
示すような電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量が充電される。しかし、図５〈ｃ
〉で示した一点鎖線と破線の電流がＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）で抵抗損失を発生させる。

このようにしてＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量が充電されると、最終的には図５（ｄ）
に示した状態（出力状態がＨの状態）となる。この状態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生
容量のＶｓに接続されている側の端子は電源Ｖｄｄに接続され、反対側の端子はグランド
に接続されているので電荷が蓄積（充電）されている。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生
容量の端子は何れも電源Ｖｄｄに接続されているので電荷が蓄積されることはない。

以上では、図５（ａ）の状態（出力状態がＬの状態）から図５（ｄ）の状態（出力状態
がＨの状態）に切り換える場合について説明したが、今度は逆に、図５（ｄ）の状態（出
力状態がＨの状態）から図５（ａ）の状態（出力状態がＬの状態）に切り換える場合につ
いて説明する。図５（ｄ）の状態からデッドタイム期間になると、図５（ｅ）に示すよう
に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）をＯＦＦにする。この状態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量
は電圧Ｖｄｄに充電されている。そしてデッドタイム期間が経過すると、ＭＯＳＦＥＴ（
Ｌ）がＯＮになる。すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量のＶｓに接続されている側の
端子とグランドに接続されている側の端子とが短絡状態となり、図５（ｄ）の状態で蓄え
られていたＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量の電荷は、図５（ｆ）の一点鎖線の矢印で示す
ような電流として流れる。

また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の電源Ｖｄｄに接続されている側の端子は電源Ｖ
ｄｄに接続され、Ｖｓに接続されている側の端子はグランドに接続されるので、図５（f
）の破線の矢印で示すような電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量が充電される。
しかし、図５（f）で示した一点鎖線と破線の電流がＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）で抵抗損失を発
生させる。よって、このようにしてＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量が充電されると、最終
的には図５（ａ）に示した状態となる。

以上は、デジタル電力増幅器２４０に平滑フィルター２５０が接続されていないものと
して説明した。しかし、図２に示したようにデジタル電力増幅器２４０には平滑フィルタ
ー２５０が接続されているので、このことによる影響も考慮する必要がある。

図６は、コイルとコンデンサーとによって構成される一般的な平滑フィルターに、一定
周期Ｔで電圧Ｅと電圧０とに切り換わる電圧を印加した時に、一般的な平滑フィルターの
コイルに流れる電流を示している。第１実施例のデジタル電力増幅器２４０の出力は、電
圧Ｖｄｄとグランドとを繰り返すから、図６の電圧Ｅを電圧Ｖｄｄと読み替えれば、本実
施例の平滑フィルター２５０に適用することができる。

一定周期Ｔの中で電圧Ｅ（電圧Ｖｄｄに対応）を印加している時間をｔ_ｏｎとすると、
デューティー比Ｄは、ｔ_ｏｎ／Ｔ（パーセント表示の場合は１００×ｔ_ｏｎ／Ｔ）となる
。この状態は、平滑フィルター２５０から電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｄ×Ｅ）を出力する場合に相
当する。そして、このときにコイルには、電圧Ｅが印加されている期間では、電流がマイ
ナス（電源側に逆流している状態）からほぼ直線的に増加してプラス（グランドに向けて
流れる状態）に転じ、印加される電圧が電圧０になっている期間では、プラスからほぼ直
線的に減少してマイナスに転じるようなノコギリ刃状の電流が流れる。また、平滑フィル
ター２５０から出力される電圧が、電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｄ×Ｅ）で保たれているということ
から、一周期の間でコンデンサーに出入りする電荷が等しいから、プラス側への振幅の最
大値とマイナス側への振幅の最大値とは等しくなる。

図７には、平滑フィルター２５０のコイルに流れる電流Ｉの算出式が示されている。図
７（ａ）は、電圧Ｅ（電圧Ｖｄｄに対応）を印加している期間について示したものであり
、図７（ｂ）は、印加する電圧をグランドに落としている期間について示したものである
。電圧Ｅを印加している期間にコイルに流れる電流Ｉは、図７（ａ）中の回路図で示され
る。平滑フィルター２５０を構成するコイルのインダクタンスをＬ、コンデンサーのキャ
パシタンスをＣ、コイルに流れる初期電流（電圧Ｅ印加時に流れていた電流）をＩ_０、コ
ンデンサーの初期電圧（電圧Ｅの印加時でのコンデンサーの端子間電圧）をＥ_０とすると
、電圧Ｅと、電流Ｉとの間には、（１）式で示した微分方程式が成立し、この方程式を解
くと電流Ｉは（２）式によって求められる。ここで、ω_０は、平滑フィルター２５０の共
振周波数（＝１／√（ＬＣ））である。そして、電圧Ｅが印加されている時間ｔ_ｏｎは平
滑フィルター２５０の共振周期に比べると十分に短いから、ｃｏｓω_０ｔはほぼ１とみな
すことができ、ｓｉｎω_０ｔはほぼω_０ｔとみなすことができる。すると（２）式は、（
３）式で近似することができ、電流Ｉは時間ｔの経過とともに直線的に増加することが分
かる。

平滑フィルター２５０に印加する電圧がグランドに落とされている期間についても同様
である。すなわち、印加する電圧をグランドに落としている期間にコイルに流れる電流Ｉ
は、図７（ｂ）中の回路図で示すことができ、印加する電圧は０であるから、電流Ｉは（
４）式で示した微分方程式が成立する。そしてこの方程式を解くと、印加する電圧がグラ
ンドの期間に流れる電流Ｉは（５）式によって求められる。また、ｓｉｎω_０ｔをω_０ｔ
とみなして、ｃｏｓω_０ｔを１とみなすと、電流Ｉは（６）式で近似することができる。
従って、印加する電圧がグランドに落とされている期間では、電流Ｉは時間ｔの経過とと
もに直線的に減少することが分かる。

また、図６に示したように、電圧Ｅを印加した瞬間（ｔ＝０）では、電流Ｉ＝−ＩＡで
あるから、（３）式においてＩ_０＝−ＩＡとなる。また初期電圧Ｅ_０は、図６の電圧Ｖｏ
ｕｔ（＝Ｄ×Ｅ）に等しい。更に、電圧Eを印加している期間から電圧をグランドに落と
す期間に切り替わる直前の時間ｔ＝ｔ_ｏｎにおいては、（３）式においてＩ（ｔ_ｏｎ）＝
ＩＡとなる。これらを（３）式に代入して整理すると、コイルに流れる電流の振幅ＩＡは
、図８（ａ）に示した（７）式によって示される。ただし、図６で示した周期Ｔの逆数を
fc（キャリア周波数）とし、（３）式のtにｔ_ｏｎ＝Ｄ/ｆｃを代入している。（７）式に
示されるように、電流の振幅の大きさＩＡはデューティー比Ｄの二次関数であり、図８（
ｂ）に示すように、Ｄ＝０．５（デューティー比Ｄが５０％）の時に最大値となる。

以上のことから次のようなことが分かる。デジタル電力増幅器２４０の出力を平滑フィ
ルター２５０で平滑化して一定電圧を負荷に印加する場合（デューティー比が一定の場合
）、平滑フィルター２５０のコイルには、図６に示したようなノコギリ刃状の電流が流れ
る。電流の振幅がプラス側に最大となるのは、デジタル電力増幅器２４０の出力がグラン
ドに立ち下がる瞬間（出力状態がＨからＬの状態に切り換わる瞬間）であり、マイナス側
に最大となるのは、デジタル電力増幅器２４０の出力がグランドから立ち上がる瞬間（出
力状態がＬからＨの状態に切り換わる瞬間）である。また、電流の絶対値｜ＩＡ｜は、デ
ューティー比Ｄが５０％の時に最大となり、デューティー比Ｄが５０％から小さくなるに
つれて、あるいは５０％から大きくなるにつれて小さくなる。

デジタル電力増幅器２４０に平滑フィルター２５０を接続すると、平滑フィルター２５
０のコイルに流れる電流Ｉがこのような挙動をすることを踏まえた上で、平滑フィルター
２５０が接続された状態でのデジタル電力増幅器２４０の動作について説明する。

図９は、図５（ａ）の状態（デジタル電力増幅器２４０の出力がＬの状態）から、図５
（ｄ）の状態（出力がＨの状態）に切り換わる際のデッドタイム期間中に発生する現象を
示した説明図である。図９（ａ）に示されるように、デジタル電力増幅器２４０の出力が
Ｌの状態（ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）がＯＦＦで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）がＯＮの状態）では、Ｍ
ＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量には電荷が蓄えられている。また、図６を用いて前述したよ
うに、デジタル電力増幅器２４０の出力がＬからＨの状態に切り換わる直前には、平滑フ
ィルター２５０のコイルからデジタル電力増幅器２４０に向かって大きさＩＡの電流が流
れている。図９（ａ）では、コイルからの電流が流れる様子が、破線の矢印によって表さ
れている。

この状態から、デジタル電力増幅器２４０の出力状態を切り換えるために、デッドタイ
ム期間では二つのＭＯＳＦＥＴを何れもＯＦＦの状態にする。すると、平滑フィルター２
５０のコイルには、自己誘導現象によって電流をそのまま流し続けようとする方向に起電
力が発生する。図９（ｂ）に示した破線の矢印は、前述した起電力によって流れる電流を
表している。ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）はＯＦＦに切り換わっているので、こちらを流れること
はできない。その一方で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量には電荷が全く蓄えられていな
いので、この寄生容量にはコイルの逆起電力によって電流が流れ、充電される。また、Ｍ
ＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量については、コイルの逆起電力が発生する結果、寄生容量の
Ｖｓに接続されている側の端子電圧が上昇するので、電源Ｖｄｄに接続されている側の端
子との端子間電圧が小さくなり、電流が流れる。その結果、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容
量に蓄えられていた電荷が電源Ｖｄｄに回生される。

そして、図９（ｃ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量に蓄えられていた電
荷を全て回生し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量のＶｓに接続されている側の端子電圧が
電圧Ｖｄｄに達するまで寄生容量に電荷を蓄えた後に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）をＯＮにする
。こうすれば、図５を用いて前述したように、デジタル電力増幅器２４０の出力をＬから
Ｈの状態に切り換える際に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量に残った電荷の放電、および
ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量の充電に起因する電力損失は全く生じない。すなわち、図
９（ａ）の状態を、デッドタイム期間の間に図９（ｃ）の状態まで持って行くことができ
れば、電力損失の発生を抑制することができる。デジタル電力増幅器２４０の出力をＨか
らＬの状態に切り換える場合にも、同様なことが当て嵌まる。

図１０は、図５（ｄ）の状態（デジタル電力増幅器２４０の出力がＨの状態）から、図
５（ａ）の状態（出力がＬの状態）に切り換わる際のデッドタイム期間中に発生する現象
を示した説明図である。図１０（ａ）に示されるように、デジタル電力増幅器２４０の出
力がＨの状態（ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）がＯＮで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）がＯＦＦの状態）では
、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量に電荷が蓄えられる。また、図６を用いて前述したよう
に、デジタル電力増幅器２４０の出力がＨからＬの状態に切り換わる直前には、デジタル
電力増幅器２４０から平滑フィルター２５０のコイルに向かって大きさがＩＡの電流が流
れている。図１０（ａ）では、デジタル電力増幅器２４０の電源Ｖｄｄからコイルに向か
って電流が流れる様子が、破線の矢印によって表されている。

この状態から、デジタル電力増幅器２４０の出力状態をＨからＬに切り換えるために、
デッドタイム期間では二つのＭＯＳＦＥＴを何れもＯＦＦの状態にする。すると、平滑フ
ィルター２５０のコイルには自己誘導現象によって、電流をそのまま流し続けようとする
方向に起電力が発生する。図１０（ｂ）に示した破線の矢印は、前述した起電力によって
流れる電流を表している。ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）はＯＦＦに切り換わっているので、電源Ｖ
ｄｄからの電流はこちらを流れることはできない。その一方で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄
生容量には電荷が全く蓄えられていないので、この寄生容量にはコイルの逆起電力によっ
て電流が流れ、充電される。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量については、コイルの
逆起電力が発生する結果、寄生容量のＶｓに接続されている側の端子の電圧が低下するの
で、グランドに接続されている側の端子との端子間電圧が小さくなり、電流が流れる。そ
の結果、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量に蓄えられていた電荷が平滑フィルター２５０の
コンデンサーに回生される。

そして、図１０（ｃ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量に蓄えられていた
電荷を全て回生し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の端子間電圧が電圧Ｖｄｄに達するまで寄生容量
に電荷を蓄えた後に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）をＯＮにする。こうすれば、図５を用いて前述
したように、デジタル電力増幅器２４０の出力をＨからＬの状態に切り換える際に、ＭＯ
ＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量に残った電荷の放電、およびＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の
充電に起因する電力損失は全く生じない。すなわち、図１０（ａ）の状態を、デッドタイ
ム期間の間に図１０（ｃ）の状態まで持って行くことができれば、電力損失の発生を抑制
することができる。

このように、デジタル電力増幅器２４０の出力状態を切り換えたときに、平滑フィルタ
ー２５０のコイルで大きな逆起電力を発生させることができれば、デジタル電力増幅器２
４０で発生する電力損失を大幅に抑制することが可能となる。しかし、図８（a）に示し
たように、デューティー比が小さい場合、または大きい場合はコイルに流れる電流値が小
さく、コイルで十分な大きさの逆起電力を発生させることができなくなったために、図３
で示したような大きな電力損失が生じたものと考えられる。

Ａ−４．デジタル電力増幅器での電力損失を回避するメカニズム ：
図１１には、コイルで十分な大きさの逆起電力を発生させることができる場合と、十分
な大きさの逆起電力を発生させることができなかった場合とについて、デジタル電力増幅
器２４０の動作が切り換わる様子が示されている。図１１（ａ）は十分な大きさの逆起電
力が発生した場合を示し、図１１（ｂ）は過不足のない大きさの逆起電力が発生した場合
を、図１１（ｃ）は逆起電力の大きさが不足する場合を示している。

先ず始めに、最も単純な場合である図１１（ｂ）の場合について説明する。デジタル電
力増幅器２４０の出力状態がＬの状態から、デッドタイム期間に切り換わる直前では、図
６に示したようにコイルの電流Ｉはマイナス方向（逆流する方向）に流れている。また、
デジタル電力増幅器２４０の出力電圧は０である。この状態を、状態［Ａ］と呼ぶことに
する。続いて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）をＯＦＦに切り換えてデッドタイム期間に移行すると
、図９（ｂ）を用いて前述したように、コイルの逆起電力によってＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の
寄生容量の電荷が充電され、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量に電荷が回生されて、それに
伴ってデジタル電力増幅器２４０の出力電圧が上昇し、デッドタイム期間が終了する時に
、ちょうど電圧Ｖｄｄに達する。コイルの逆起電力によってデジタル電力増幅器２４０の
出力電圧が上昇している状態を、状態［Ｂ］と呼ぶことにする。

デッドタイム期間を終了して、デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＨの状態になる
と、図６を用いて前述したように、初めのうちはコイルにマイナス方向（コイルからデジ
タル電力増幅器２４０に向かう方向）の電流が流れているが、途中で電流の向きが逆転し
て、プラス方向（デジタル電力増幅器２４０からコイルに向かう方向）に電流が流れるよ
うになる。デジタル電力増幅器２４０の出力電圧が電圧Ｖｄｄで、コイルにマイナス方向
の電流が流れている状態を、状態［Ｃ］と呼び、コイルの電流が逆転してプラス方向の電
流が流れるようになった状態を、状態［Ｄ］と呼ぶことにする。

その後、デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＨの状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）を
ＯＦＦに切り換えてデッドタイム期間に移行すると、図１０（ｂ）を用いて前述したよう
に、コイルの逆起電力によってＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量の電荷が回生され、ＭＯＳ
ＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量に電荷が充電されて、それに伴ってデジタル電力増幅器２４０の
出力電圧が低下する。そして、デッドタイム期間が終了する時に、電圧０まで低下する。
コイルの逆起電力によってデジタル電力増幅器２４０の出力電圧が低下している状態を、
状態［Ｅ］と呼ぶことにする。

デッドタイム期間を終了して、デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＬの状態になる
と、図６を用いて前述したように、初めのうちはコイルにプラス方向の電流が流れている
が、途中で電流の向きが逆転して、マイナス方向に電流が流れるようになる。デジタル電
力増幅器２４０の出力電圧が電圧０で、コイルにプラス方向の電流が流れている状態を、
状態［Ｆ］と呼ぶことにする。また、コイルにマイナス方向の電流が流れている状態は、
前述した状態［Ａ］である。

以上では、デッドタイム期間に移行したときに、過不足のない大きさの逆起電力がコイ
ルで発生した場合に、デジタル電力増幅器２４０の動作が切り換わる様子について説明し
た。これに対して、十二分な大きさの逆起電力がコイルで発生した場合には、デジタル電
力増幅器２４０の動作は図１１（ａ）に示すように切り換わる。

先ず、デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＬの状態の時は、前述した状態［Ａ］と
なっており、デッドタイム期間に切り換わると状態［Ｂ］、すなわち、コイルの逆起電力
によってＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量が充電され、またＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量
の電荷が回生されて、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧が上昇していく状態となる。
そして、コイルで十二分な大きさの逆起電力が発生している場合は、デッドタイム期間が
終了する前に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量への充電およびＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生
容量の電荷回生が完了し（すなわち、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧がＶｄｄに達
し）て、それ以降は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生ダイオードを通って、電荷が電源Ｖｄｄ
に逆流する状態となる。このような状態を、状態［Ｇ］と呼ぶ。状態［Ｇ］では、デジタ
ル電力増幅器２４０の出力電圧は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生ダイオードの電圧降下分だ
け、電圧Ｖｄｄよりも高くなる。

その後、デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＨの状態では、前述した状態［Ｃ］（
出力電圧がＶｄｄであり、コイルの電流がマイナスの状態）から、前述した状態［Ｄ］（
出力電圧がＶｄｄであり、コイルの電流がプラスの状態）へと推移する。そして、デッド
タイム期間になると、前述した状態［Ｅ］（コイルの逆起電力によってＭＯＳＦＥＴ（Ｌ
）の寄生容量の電荷が回生され、またＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量が充電されて出力電
圧が低下していく状態）となる。そして、この場合も、コイルで十二分な大きさの逆起電
力が発生している場合は、デッドタイム期間が終了する前に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生
容量からの電荷の回生、およびＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の充電が完了し（すなわち
、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧が０まで低下し）て、それ以降は、ＭＯＳＦＥＴ
（Ｌ）の寄生ダイオードを介してグランド側から電荷を吸い出す状態となる。このような
状態を、状態［Ｈ］と呼ぶ。状態［Ｈ］では、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧は、
ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生ダイオードの電圧降下分だけ、電圧０よりも低くなる。

これに対して、コイルで発生する逆起電力が不足している場合は、デジタル電力増幅器
２４０の動作は図１１（ｃ）に示すようにして切り換わる。デジタル電力増幅器２４０の
出力状態がＬの状態からデッドタイム期間に切り換わって、デッドタイム期間が終了する
までの動作は、図１１（ａ）あるいは図１１（ｂ）を用いて前述した動作と同様である。
すなわち、状態［Ａ］から状態［Ｂ］へと切り換わる。

しかし、コイルで発生する逆起電力の大きさが不足していると、デッドタイム期間（状
態［Ｂ］）が終了しても、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧がＶｄｄに達しておらず
、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量への充電が完了しない。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄
生容量からの電荷の回生も完了しない。この状態でデッドタイム期間が終了し、デジタル
電力増幅器２４０の出力状態がＨの状態に切り換わった後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）を介して
電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量への充電、およびＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生
容量に残っている電荷の放電が完了するまで、出力電圧が電圧Ｖｄｄまで上昇するように
なる。このような状態を、状態［Ｉ］と呼ぶ。状態［Ｉ］の期間は、図５（ａ）の状態か
ら図５（ｄ）の状態に切り換えた場合と同様に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）で抵抗による電力損
失が発生する。

また、コイルで発生する逆起電力の大きさが不足していると、デジタル電力増幅器２４
０の出力状態をＨからＬに切り換える時、すなわち状態［Ｄ］から状態［Ｅ］に切り換え
る時にも同様な現象が発生する。この場合、デッドタイム期間（状態［Ｅ］）が終了して
も、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧が０まで低下しておらず、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）
の寄生容量からの電荷の回生が完了しない。同様に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量への
充電も完了しない。この状態でデッドタイム期間が終了し、デジタル電力増幅器２４０の
出力状態がＬの状態に切り換わった後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）を介して電流が流れ、ＭＯＳ
ＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量への充電、およびＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量に残っている電
荷の放電が完了するまで、出力電圧が電圧０まで低下するようになる。このような状態を
、状態［Ｊ］と呼ぶ。状態［Ｊ］の期間は、図５（ｄ）の状態から図５（ａ）の状態に切
り換えた場合と同様に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）で抵抗による電力損失が発生する。

以上に説明したように、デジタル電力増幅器２４０が状態［Ｉ］あるいは状態［Ｊ］に
なると電力損失が発生する。そして、これらの状態は、パルス変調のキャリア周波数ｆｃ
に対応する非常に高い頻度で発生するから、結果的に、たいへんに大きな電力損失を発生
させることになる。従って、このようなデジタル電力増幅器２４０での電力損失を回避す
るためには、状態［Ｉ］および状態［Ｊ］が発生しないようにすればよい。そこで、これ
らの状態が発生しないための条件について検討する。

図１２（ａ）は、状態［Ｉ］および状態［Ｊ］が発生しない条件を説明した図である。
状態［Ｉ］は、状態［Ｂ］でのデッドタイム期間が経過した時に、デジタル電力増幅器２
４０の出力電圧が電圧Ｖｄｄに達していない場合に発生する。換言すれば、状態［Ｉ］が
発生しないための条件は、デッドタイム期間内にデジタル電力増幅器２４０の出力電圧が
、電圧０から電圧Ｖｄｄ以上に上昇することである。ここで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）および
ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量のキャパシタンスを、それぞれＣｏｓｓ（Ｈ）およびＣｏ
ｓｓ（Ｌ）とすると、状態［Ｂ］での出力電圧Ｖの上昇は、図１２（ａ）中に示した（８
）式で表示される。ただし、Ｃｏｓｓは出力容量で、一般的にＣｏｓｓ＝Ｃｄｓ＋Ｃｇｄ
で表される。また、Ｃｏｓｓのキャパシタンスの割合が、Ｃｄｓの分が支配的である場合
には、Ｃｏｓｓ≒Ｃｄｓとして考えてもよい。尚、（８）式中のＩＡは、デッドタイム期
間に切り換わった瞬間にコイルに流れていた電流の大きさである。従って、デジタル電力
増幅器２４０の出力状態がＬからＨに切り換わる際のデッドタイム期間をＴｄ１とすると
、状態［Ｉ］が発生しないための条件は、図１２（ｂ）中に（１０）式で示した条件を満
足することとなる。

同様に、状態［Ｊ］は、状態［Ｅ］でのデッドタイム期間が経過した時に、デジタル電
力増幅器２４０の出力電圧が電圧Ｖｄｄから電圧０まで低下していない場合に発生する。
状態［Ｅ］での出力電圧Ｖの低下は、図１２（ａ）中に示した（９）式で表示される。従
って、デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＨからＬに切り換わる際のデッドタイム期
間をＴｄ２とすると、状態［Ｊ］が発生しないための条件は、図１２（ｃ）中に（１１）
式で示した条件を満足することとなる。

ここで、（１０）式および（１１）式の中で、Ｃｏｓｓ（Ｈ）、Ｃｏｓｓ（Ｌ）は、Ｍ
ＯＳＦＥＴの仕様によって決まる値なので変更は難しい。また、Ｔｄ１、Ｔｄ２は、高速
なスイッチングを行う為にはなるべく短い時間で設計する必要があり、デジタル電力増幅
器２４０の出力パルスの最小時間幅が決められると、それ以上の長さの時間には設計でき
ず、変更は難しい。また図８（ａ）中の（７）式で示したように、ＩＡの式には電圧Ｅ、
すなわちＶｄｄが含まれるから、Ｖｄｄを変更することで（１０）式および（１１）式で
示した条件を満足させることは出来ない。これに対してＩＡは（７）式で示されるように
、パルス変調時のキャリア周波数ｆｃによって変更することができる。ちなみに、（７）
式中のＬは、平滑フィルター２５０のコイルのインダクタンスであり、平滑フィルター２
５０の必要な特性を確保しようとすると、この値を大きく変更することはできない。また
、デューティー比Ｄは、平滑フィルター２５０から出力しようとする電圧値と対応してい
るため、この値は変更することができない。

従って、（１０）式および（１１）式を満足させるために、比較的容易に変更可能なパ
ラメーターは、キャリア周波数ｆcのみとなっている。換言すれば、パルス変調時のキャ
リア周波数ｆcを、（１０）式および（１１）式を満足するように変更してやれば、たと
えデューティー比が上限値付近や下限値付近の値となっても、デジタル電力増幅器２４０
での電力損失を増加させないようにすることが可能となる。第１実施例の容量性負荷駆動
回路２００は、このような原理に基づいて、デジタル電力増幅器２４０での電力損失が増
加しないように、パルス変調時のキャリア周波数ｆcを変更している。以下、第１実施例
の容量性負荷駆動回路２００で、デューティー比の上限付近あるいは下限付近の一定電圧
で負荷を駆動しているときの電力損失の増加を回避する方法について具体的に説明する。

Ａ−５．第１実施例での電力損失の増加の回避方法 ：
図１３は、第１実施例の容量性負荷駆動回路２００で、デジタル電力増幅器２４０での
電力損失の増加を回避する方法を示した説明図である。図２を用いて前述したように、第
１実施例の駆動波形信号発生回路２１０は、ＣＯＭ（駆動信号）の元となるＷＣＯＭ（駆
動波形信号）を出力しており、そのための情報（駆動波形信号情報）を内蔵する波形メモ
リーに記憶している。

図１３（ｂ）は、第１実施例の駆動波形信号発生回路２１０が記憶している駆動波形信
号情報を示した説明図である。図示されるように、駆動波形信号情報には、ＷＣＯＭの出
力を開始してからの経過時間と、そのときに出力する電圧と、フラグの設定値（以下、ｆ
ｌａｇと表記する）とが記憶されている。尚、変調回路２３０で用いられる三角波の振幅
が決まっているとすると、ＷＣＯＭの電圧値と、デューティー比Ｄとは一対一の関係とな
る。

図１４は、駆動波形信号発生回路２１０に記憶されている駆動波形信号情報を例示した
説明図である。図中に斜線を付して示した領域は、ＷＣＯＭの電圧（従ってデューティー
比Ｄ）が上限付近（図示した例ではデューティー比Ｄが８０％以上）、あるいは下限付近
（図示した例ではデューティー比Ｄが２０％以下）の値を取る領域である。そして、これ
らの領域内でＷＣＯＭの傾きが０の場合（あるいは極めて小さい場合）はｆｌａｇが「１
」に設定され、それ以外の場合にはｆｌａｇが「０」に設定されている。このようなｆｌ
ａｇを設定するための処理については後述する。

図１３（ａ）に示されるように、第１実施例の駆動波形信号発生回路２１０は、波形メ
モリーに記憶されている駆動波形信号情報を読み出してＷＣＯＭを演算回路２２０に出力
し、ｆｌａｇをキャリア周波数変更手段２７０に出力する。また、キャリア周波数変更手
段２７０には、図１３（ｃ）に示すようなｆｌａｇとキャリア周波数ｆｃとの対応関係が
記憶されている。そして、駆動波形信号発生回路２１０から受け取ったｆｌａｇに対応す
るキャリア周波数ｆｃを選択して、変調回路２３０に設定する。このようにすることで、
図３に示したような現象、すなわち、デューティー比の上限付近あるいは下限付近の一定
電圧（あるいは一定に近い電圧）で負荷を駆動しているときにデジタル電力増幅器２４０
での電力損失が急激に増加する現象を回避することが可能となる。

図１５は、第１実施例のデジタル電力増幅器２４０で電力損失の増加を回避可能な理由
を示した説明図である。尚、以下では、特に断らない限り、一定電圧（従って、一定のデ
ューティー比）で負荷を駆動しているものとする。仮に、デューティー比によらずキャリ
ア周波数をｆｃ０に固定したとすると、平滑フィルター２５０のコイルに流れる電流の振
幅ＩＡは、図８の（７）式で与えられ、デューティー比が５０％から遠ざかるに従って振
幅ＩＡは小さくなる。その結果、振幅ＩＡが、図１２に示した（１０）式あるいは（１１
）式を満たさなくなると、図１１（ｃ）に示した現象が発生して、デジタル電力増幅器２
４０で大きな電力損失を発生させる。

そこで、図１２の（１０）式および（１１）式の等号が成立するような振幅ＩＡ、ある
いはこの振幅ＩＡよりも少しだけ余裕を持たせた大きめの振幅を、閾値の振幅Ｉｔｈとし
て設定しておき、図８の（７）式で与えられる振幅ＩＡが閾値の振幅Ｉｔｈ以下となるデ
ューティー比では、図１５（ａ）に示すようにキャリア周波数をｆｃ０からｆｃ１に引き
下げる。図１５では、２０％以下のデューティー比あるいは８０％以上のデューティー比
では、閾値の振幅Ｉｔｈを下回るものとしている。また、引き下げるキャリア周波数ｆｃ
１は、下限のデューティー比（ここではデューティー比Ｄ＝５％）および上限のデューテ
ィー比（ここではデューティー比Ｄ＝９５％）でも、図８の（７）式で得られる振幅ＩＡ
が、閾値の振幅Ｉｔｈを下回らない（あるいは振幅Ｉｔｈと等しくなる）周波数に設定す
る。

こうすれば、図１５（ａ）中に太い破線で示したように、全てのデューティー比で、平
滑フィルター２５０のコイルに流れる電流の振幅ＩＡを、閾値の振幅Ｉｔｈ以上に保って
おくことができる。その結果、図１１（ｃ）に示した状態［Ｉ］および状態［Ｊ］が発生
しないようにすることができるので、図１５（ｂ）中に太い破線で示したように、デュー
ティー比の下限付近（低デューティー）あるいは上限付近（高デューティー）で電力損失
が増加する現象を回避することが可能となる。

最後に、駆動波形信号情報のＷＣＯＭに対してｆｌａｇを設定するフラグ設定処理につ
いて説明しておく。図１６は、駆動波形信号情報のｆｌａｇを設定する処理を示すフロー
チャートである。フラグ設定処理を開始すると、先ず始めに、Ｘ（Ｘ−１）＋（２Ｌ・Ｉ
ｔｈ／Ｖｄｄ）・ｆｃ０＝０を満足するＸを算出する（ステップＳ１００）。ここで、Ｌ
は平滑フィルター２５０のコイルのインダクタンスであり、Ｉｔｈはコイルを流れる電流
の閾値の振幅Ｉｔｈであり、Ｖｄｄはデジタル電力増幅器２４０の電源の電圧である。従
って、求められたＸは、平滑フィルター２５０のコイルを流れる電流の振幅ＩＡが閾値の
振幅Ｉｔｈとなるようなデューティー比を示している。

続いて、ＷＣＯＭの中で、電圧値の時間に対する傾きが０（すなわち電圧値が一定）の
期間を抽出する。また、抽出箇所の個数ｍを記憶しておく（ステップＳ１０２）。そして
、変数ｎを「１」に設定した後（ステップＳ１０４）、抽出しておいたｎ番目の箇所のデ
ューティー比Ｄを算出する（ステップＳ１０６）。デューティー比Ｄは、ＷＣＯＭが示す
電圧値を、変調回路２３０がパルス変調時に用いる三角波の振幅電圧で除算することによ
って算出することができる。

そして、求められたデューティー比Ｄが、先に算出しておいたＸよりも小さいか否か、
あるいは１−Ｘよりも大きいか否かを判断する（ステップＳ１０８）。前述したようにＸ
は、平滑フィルター２５０のコイルに流れる電流の振幅ＩＡが、閾値の振幅Ｉｔｈとなる
デューティー比であるから、ステップＳ１０８では結局、コイルに流れる電流の振幅ＩＡ
が、閾値の振幅Ｉｔｈよりも小さくなるようなデューティー比Ｄか否かを判断しているこ
とになる。

その結果、算出したデューティー比ＤがＸよりも小さいか、１−Ｘよりも大きかった場
合には（ステップＳ１０８：ｙｅｓ）、キャリア周波数を切り換える必要があるものと判
断できるので、その期間（ｎ番目の抽出期間）のｆｌａｇを「１」に設定する（ステップ
Ｓ１１０）。これに対して、算出したデューティー比ＤがＸよりも大きく、且つ１−Ｘよ
りも小さかった場合には（ステップＳ１０８：ｎｏ）、キャリア周波数を切り換える必要
はないと判断できるので、その期間（ｎ番目の抽出期間）のｆｌａｇを「０」に設定する
（ステップＳ１１２）。

このようにして、ｎ番目の抽出期間についてｆｌａｇを設定したら、その抽出期間がｍ
番目であるか否かを判断する（ステップＳ１１４）。その結果、ｍ番目の抽出期間ではな
かった場合は（ステップＳ１１４：ｎｏ）、まだｆｌａｇを設定していない抽出期間が残
っていることになるので、ｎに「１」を加算した後（ステップＳ１１８）、新たなｎにつ
いて、ステップＳ１０６以降の処理を行う。これに対して、ｆｌａｇを設定した抽出期間
がｍ番目の抽出期間であった場合は（ステップＳ１１４：ｙｅｓ）、抽出した全ての期間
についてｆｌａｇを設定したことになる。そこで、抽出していない期間のｆｌａｇに「０
」を設定するべく、ｆｌａｇが「１」に設定されていない期間のｆｌａｇを全て「０」に
設定した後（ステップＳ１１６）、図１６のフラグ設定処理を終了する。

このようにしてフラグを設定してやれば、種々のＷＣＯＭに対して適切にｆｌａｇを設
定することができる。たとえば、図１７（ａ）に示すように、ＷＣＯＭの途中に電圧の傾
きが０で、デューティー比が高い期間が存在している場合には、この期間のｆｌａｇを「
１」に設定することができる。また、図１７（ｂ）に示すように、電圧の傾きが０の期間
が存在していても、デューティー比が中間的な値を取る場合には、この期間のｆｌａｇは
「０」のままに設定しておくことができる。このように、図１６のフラグ設定処理によれ
ば、駆動波形信号情報のｆｌａｇを適切に設定して、キャリア周波数を切り換えることが
できる。その結果、たとえデューティーが高い期間でも、デジタル電力増幅器２４０での
電力損失を抑制することが可能となる。

Ａ−６．第１実施例の変形例 ：
以上に説明した第１実施例では、キャリア周波数ｆｃを切り換えるためのｆｌａｇが、
駆動波形信号発生回路２１０がＷＣＯＭを記憶している駆動波形信号情報の中に、予め組
み込まれているものとして説明した。この場合、キャリア周波数変更手段２７０は、駆動
波形信号発生回路２１０から出力されるｆｌａｇに従って、キャリア周波数ｆｃを変更す
ればよい。もっとも、図１６を用いて前述したように、ｆｌａｇはＷＣＯＭの電圧値に基
づいて設定することができるので、キャリア周波数変更手段２７０の内部でｆｌａｇを生
成し、得られたｆｌａｇに基づいてキャリア周波数ｆｃを切り換えるようにしてもよい。

図１８は、第１実施例の変形例のキャリア周波数変更手段２７０が、キャリア周波数ｆ
ｃを切り換える様子を示した説明図である。変形例の駆動波形信号発生回路２１０が記憶
している駆動波形信号情報には、時間およびＷＣＯＭの電圧値が記憶されているが、ｆｌ
ａｇは記憶されていない。そして、駆動波形信号発生回路２１０は、演算回路２２０とキ
ャリア周波数変更手段２７０とにＷＣＯＭを出力する。変形例のキャリア周波数変更手段
２７０では、駆動波形信号発生回路２１０から受け取ったＷＣＯＭに基づいて、フラグ生
成回路でｆｌａｇを生成する。そして、生成したｆｌａｇに基づいてキャリア周波数ｆｃ
を変更する。このようにしても、デューティー比に関わらず、デジタル電力増幅器２４０
での電力損失を抑制することが可能となる。

Ｂ．第２実施例 ：
上述した第１実施例では、キャリア周波数ｆｃを、周波数ｆｃ０と周波数ｆｃ１との二
段階に切り換えるものとしていた。すなわち、平滑フィルター２５０のコイルに流れる電
流の振幅が、閾値の振幅Ｉｔｈよりも小さくなると、キャリア周波数ｆｃをｆｃ０からｆ
ｃ１に一気に引き下げるものとしていた。これに対して、より多くの種類のキャリア周波
数ｆｃを用意しておき、キャリア周波数ｆｃを徐々に切り換えるようにしても良い。以下
では、このような第２実施例について説明する。尚、第２実施例では、前述した第１実施
例と異なる構成についてのみ説明し、同様な構成については説明を省略する。

Ｂ−１．第２実施例での電力損失の増加の回避方法 ：
図１９は、第２実施例でデジタル電力増幅器２４０での電力損失の増加を回避する様子
を示した説明図である。前述した第１実施例では、デューティー比は５％〜９５％の範囲
で用いられ、このうち２０％以下あるいは８０％以上のデューティー比では、キャリア周
波数ｆｃをｆｃ０からｆｃ１に引き下げていた。ここで、デューティー比２０％あるいは
８０％は、キャリア周波数ｆｃがｆｃ０の時に平滑フィルター２５０のコイルに流れる電
流の振幅ＩＡが、閾値の振幅Ｉｔｈに達するデューティー比である。

これに対して、第２実施例では、デューティー比の５％〜２０％の間に、たとえば９％
、１３％、１７％といった複数のデューティー比を設定する。デューティー比が５％〜９
％の間ではキャリア周波数をｆｃ１、デューティー比が９％〜１３％の間ではキャリア周
波数をｆｃ２、デューティー比が１３％〜１７％の間ではキャリア周波数をｆｃ３、デュ
ーティー比が１７％〜２０％の間ではキャリア周波数をｆｃ４といったように、多段階に
キャリア周波数ｆｃを切り換えていく。デューティー比が８０％〜９５％の間についても
同様に、たとえば８４％、８８％、９２％といった複数のデューティー比を設定する。デ
ューティー比が８０％〜８４％の間ではキャリア周波数をｆｃ４、デューティー比が８４
％〜８８％の間ではキャリア周波数をｆｃ３、デューティー比が８８％〜９２％の間では
キャリア周波数をｆｃ２、デューティー比が９２％〜９５％の間ではキャリア周波数をｆ
ｃ１といったように、多段階にキャリア周波数ｆｃを切り換えていく。

ここで、デューティー比が５％〜２０％の間を分割する数や、分割するデューティー比
は、適宜設定することができる。また、それぞれの期間で設定するキャリア周波数ｆｃｎ
は、図１９（ｃ）に示した計算式で設定することができる。ここで、Ｘ_ｎは、デューティ
ー比が５％〜２０％の間を区切るデューティー比を示している。また、図１９（ｃ）の計
算式によって得られる周波数ｆｃｎは、デューティー比がＸ_ｎからＸ_ｎ＋１の間で、コイ
ルに流れる電流の振幅ＩＡが閾値の振幅Ｉｔｈを下回らない周波数の上限値である。従っ
て、このような計算式に基づいて、それぞれの期間でのキャリア周波数ｆｃを切り換えて
いけば、どのようなデューティー比を取る場合でも、コイルに流れる電流の振幅ＩＡが閾
値の振幅Ｉｔｈを下回らないようにすることができ、デジタル電力増幅器２４０での電力
損失を抑制することが可能となる。

ここで、平滑フィルター２５０はローパスフィルタである為、キャリア周波数ｆｃの値
を引き下げるほど、平滑フィルター２５０におけるキャリア周波数成分の振幅減衰量は小
さくなる。キャリア周波数成分の振幅減衰量が小さくなると、ＣＯＭ（駆動信号）に重畳
されるキャリアリップルの振幅が大きくなってしまう。上述したように、第１実施例では
、２０％以下のデューティー比あるいは８０％以上のデューティー比の範囲において、キ
ャリア周波数ｆｃをｆｃ０からｆｃ１に一気に引き下げていた。従って上述した理由から
、２０％以下のデューティー比あるいは８０％以上のデューティー比の範囲では、ＣＯＭ
（駆動信号）に重畳されるキャリアリップルの振幅は一律に大きくなってしまう。

また、上述したように、第２実施例では、デューティー比が１７％〜２０％の間ではｆ
ｃ４（ｆｃ１＜ｆｃ４）、デューティー比が１３％〜１７％の間ではキャリア周波数をｆ
ｃ３（ｆｃ１＜ｆｃ３）、デューティー比が９％〜１３％の間ではキャリア周波数をｆｃ
２（ｆｃ１＜ｆｃ２）というように段階的に引き下げている。従ってデューティー比が９
％〜２０％の期間では、第２実施例は第１実施例と比較して出力にキャリアリップルが重
畳することを抑制することが可能となる。

Ｂ−２．第２実施例の変形例 ：
上述した第２実施例では、デューティー比に応じてキャリア周波数ｆｃを多段階に切り
換えるものとして説明した。これに対して、デューティー比に応じてキャリア周波数ｆｃ
を連続的に切り換えるようにしても良い。

図２０には、デューティー比に応じて、キャリア周波数ｆｃをｆｃ１からｆｃ０の間で
連続的に切り換えている様子が示されている。こうしてキャリア周波数ｆｃを連続的に切
り換えてやれば、デューティー比が２０％以下、あるいは８０％以上となった場合でも、
平滑フィルター２５０のコイルに流れる電流の振幅ＩＡを閾値の振幅Ｉｔｈに保持してお
くことができる。その結果、デジタル電力増幅器２４０での電力損失を抑制することが可
能となる。

図２１は、デューティー比に応じてキャリア周波数ｆｃを連続的に切り換えるために行
われるキャリア周波数切換処理のフローチャートである。この処理は、駆動波形信号発生
回路２１０がＷＣＯＭの出力を開始すると、キャリア周波数変更手段２７０によって実行
される処理である。尚、第２実施例の変形例では、駆動波形信号発生回路２１０の波形メ
モリーには、図１３（ｂ）に示したようなｆｌａｇ付きの駆動波形信号情報が記憶されて
いるものとする。

キャリア周波数切換処理では、先ず初めに、キャリア周波数ｆｃを標準の周波数ｆｃ０
に設定しておく（ステップＳ２００）。そして、駆動波形信号発生回路２１０からＷＣＯ
Ｍ（駆動波形信号）の出力が開始されると、駆動波形信号発生回路２１０から駆動波形信
号情報（ＷＣＯＭの電圧およびｆｌａｇ）を取得する（ステップＳ２０２）。

そして、取得したｆｌａｇが「１」か否かを判断する（ステップＳ２０４）。ｆｌａｇ
は、図１６を用いて前述したフラグ設定処理によって設定されており、ｆｌａｇが「１」
であれば、キャリア周波数ｆｃを標準の周波数ｆｃ０から変更する必要があることを表し
ている。そこで、ｆｌａｇが「１」であった場合は（ステップＳ２０４：ｙｅｓ）、駆動
波形信号情報として受け取ったＷＣＯＭの電圧値から、デューティー比Ｄを算出する（ス
テップＳ２０６）。前述したようにデューティー比Ｄは、ＷＣＯＭが示す電圧値を、変調
回路２３０がパルス変調時に用いる三角波の振幅電圧で除算することによって算出するこ
とができる。続いて、算出したデューティー比Ｄから、次式によってキャリア周波数ｆｃ
を算出する（ステップＳ２０３）。
ｆｃ＝Ｄ・（１−Ｄ）・Ｖｄｄ／（２Ｌ・Ｉｔｈ）
ここで、Ｌは平滑フィルター２５０のコイルのインダクタンスであり、Ｉｔｈはコイルに
流れる電流の閾値の振幅である。また、Ｖｄｄはデジタル電力増幅器２４０で用いられる
電源が発生する電圧である。また、図８に示した（７）式から明らかなように、この計算
式によって得られたキャリア周波数ｆｃは、あるデューティー比Ｄが与えられたときに、
コイルに流れる電流の振幅ＩＡが、閾値の振幅Ｉｔｈとなるようなキャリア周波数ｆｃと
なっている。そして、変調回路２３０でパルス変調に用いる三角波のキャリア周波数を、
こうして算出したキャリア周波数ｆｃに変更する（ステップＳ２１０）。

以上では、駆動波形信号情報として取得したｆｌａｇが「１」に設定されていた場合（
ステップＳ２０４で「ｙｅｓ」と判断した場合）の処理について説明したが、ｆｌａｇの
設定が「１」ではなかった場合は（ステップＳ２０４：ｎｏ）、キャリア周波数ｆｃは、
標準の周波数ｆｃ０に設定しておけばよい（ステップＳ２１２）。

続いて、駆動波形信号発生回路２１０がＷＣＯＭの出力を終了するか否かを判断し（ス
テップＳ２１４）、ＷＣＯＭの出力を継続する場合は（ステップＳ２１４：ｎｏ）、ステ
ップＳ２０２に戻って、新たな駆動波形信号情報を取得した後、続く一連の処理を行う。
これに対して、ＷＣＯＭの出力を終了する場合は（ステップＳ２１４：ｙｅｓ）、そのま
ま、図２１に示したキャリア周波数切換処理を終了する。

以上に説明した第２実施例の変形例では、変調回路２３０から出力されるＭＣＯＭのデ
ューティー比が上限付近あるいは下限付近となった場合でも、平滑フィルター２５０のコ
イルに流れる電流の振幅ＩＡが、閾値の振幅Ｉｔｈに保たれるようにキャリア周波数ｆｃ
を切り換えることができる。このため、デューティー比に関わらず、デジタル電力増幅器
２４０での電力損失の増加を回避しながら、平滑フィルター２５０からの出力にキャリア
リップルが重畳することも抑制することが可能となる。

Ｃ．第３実施例 ：
上述した第１実施例および第２実施例では、平滑フィルター２５０の出力電圧（すなわ
ち、ＣＯＭ）が一定電圧である場合について説明した。しかし、平滑フィルター２５０の
出力電圧は、必ずしも完全な一定電圧である必要はない。たとえば出力電圧が緩やかに変
化する場合であれば、上述した説明が同様に成立する。また、出力電圧が急激に変化する
のでなければ、短時間だけ同様な説明が成立する可能性がある。以下では、平滑フィルタ
ー２５０からの出力電圧が変化する場合に拡張した第３実施例について説明する。尚、第
３実施例でも、前述した第１実施例あるいは第２実施例と異なる構成についてのみ説明し
、同様な構成については説明を省略する。

図２２は、ＣＯＭ（駆動信号）が一定ではない場合に平滑フィルター２５０のコイルを
流れる電流Ｉを示した説明図である。駆動しようとしている圧電素子１１６は容量性負荷
であるから、平滑フィルター２５０から圧電素子１１６に向かって電流が流れ込むことに
よってＣＯＭの電圧が上昇し、圧電素子１１６から平滑フィルター２５０に向かって電流
が逆流することによってＣＯＭの電圧が低下する。このため、平滑フィルター２５０のコ
イルには、ＣＯＭ（駆動信号）に対して半周期だけ位相が進んだ電流Ｉが流れる。

また、平滑フィルター２５０のコイルには、デジタル電力増幅器２４０から電圧Ｖｄｄ
のパルス波形が出力されている。このため、図７で示した（３）式および（６）式で表さ
れるように、コイルには、ＣＯＭに対して半周期だけ位相が進んだ波形に、変調回路２３
０での変調周期に対応する小さな脈動が重畳した波形の電流Ｉが流れることになる。

従って、たとえば図２２（ａ）に破線で示したように、電圧の振幅が大きなＣＯＭを出
力しようとすると、平滑フィルター２５０のコイルに流れる電流Ｉは、図中に実線で示し
た波形の電流となる。駆動信号が０から極大値に向かって上昇している期間では、電流Ｉ
は常にデジタル電力増幅器２４０からコイル側に向かって流れている。この場合は、Ａ−
３で説明した、デッドタイム期間中のＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の電荷回生、および
ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量の充電が行われない。従って、前述したような、低デュー
ティー時や高デューティー時のデジタル電力増幅器２４０での電力損失の増加を抑制する
ことは難しい。また、駆動信号が極大値から０に向かって下降している期間では、電流Ｉ
は常にコイルからデジタル電力増幅器２４０に向かって流れるので、同様にＡ−３で説明
したデッドタイム期間中のＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量の電荷回生、およびＭＯＳＦＥ
Ｔ（Ｈ）の寄生容量の充電が行われない。従って、前述したような、低デューティー時や
高デューティー時のデジタル電力増幅器２４０での電力損失を抑制することは難しい。

これに対して、図２２（ｂ）に破線で示したように、電圧の振幅が小さなＣＯＭを出力
する場合には、図中に実線で示すように、電流Ｉは１変調周期内で方向が切り換わる形と
なる。すなわち、Ａ−３で説明したような、デッドタイム期間中のＭＯＳＦＥＴ（Ｈまた
はＬ）の寄生容量の電荷回生、およびＭＯＳＦＥＴ（ＬまたはＨ）の寄生容量の充電が行
われる。従って前述したように、デジタル電力増幅器２４０での電力損失の増加を抑制す
ることが可能である。すなわち、デッドタイム期間に突入する直前にコイルに流れている
電流Ｉの振幅ＩＡの絶対値が、前述した閾値の振幅Ｉｔｈの絶対値を下回らないようにし
ておけば、デジタル電力増幅器２４０での電力損失を抑制することが可能となる。

そこで、変調周期内で増減する電流Ｉの上限値ＩＡ（＋）および下限値ＩＡ（−）に着
目する。図２２（ｃ）に示されるように、上限値ＩＡ（＋）は、ＣＯＭを印加することに
因る成分Ｉloadに、パルス変調に伴う成分Ｉｄ（＋）を加算したものである。また、下限
値ＩＡ（−）は、ＣＯＭを印加することに因る成分Ｉloadに、パルス変調に伴う成分Ｉd
（＋）を加算したものである。

ここで図２２（ｃ）中に示されるように、ＣＯＭに起因する成分Ｉloadは、ＣＯＭの電
圧値ＶCOM の時間微分に、平滑フィルター２５０を構成するコンデンサーおよび圧電素子
１１６の合成容量を乗算した電流値となる。図２２（ｃ）中に示したＣlpf は、平滑フィ
ルター２５０を構成するコンデンサーのキャパシタンスを示しており、Ｃloadは、圧電素
子１１６のキャパシタンスを表している。従って、Ｉloadは、ＣＯＭによって決定されて
しまう。これに対して、パルス変調に伴う成分Ｉｄ（＋）、Ｉｄ（−）は、パルス変調時
のキャリア周波数ｆｃによって変更することが可能である。このことから、上限値ＩＡ（
＋）の絶対値および下限値ＩＡ（−）の絶対値が、前述した閾値の振幅Ｉｔｈを下回らな
いようにキャリア周波数ｆｃを変更すれば、ＣＯＭが図２２（ｂ）に示したようにゆっく
りと変化する場合でも、デジタル電力増幅器２４０での電力損失を抑制することが可能と
なる。

尚、キャリア周波数ｆｃを変更する態様としては、ＣＯＭの電圧値に対して刻々と変化
する上限値ＩＡ（＋）および下限値ＩＡ（−）を、図２２（ｃ）中に示した算出式を用い
て計算し、これら上限値ＩＡ（＋）および下限値ＩＡ（−）が、閾値の振幅Ｉｔｈを下回
らないようにキャリア周波数ｆｃを変更するようにすることができる。あるいは、ＣＯＭ
の電圧値に応じて刻々とキャリア周波数ｆｃを変更するのではなく、上限値ＩＡ（＋）の
最小値ＩＡ（＋ｍｉｎ）と、下限値ＩＡ（−）の最大値ＩＡ（−ｍａｘ）とを予め求めて
おき、何れの絶対値も、閾値の振幅Ｉｔｈを下回らないようにキャリア周波数ｆｃを変更
するようにしても良い。

また、図２２（ａ）に示すように、ＣＯＭ（駆動信号）が短時間で大きく変化する場合
でも、平滑フィルター２５０を構成するコイルの電流Ｉが電流０を横切る際には、短時間
ではあるが図９および図１０を用いて前述した説明が成り立つ場合がある。コイルの電流
Ｉが電流０になるのは、ＣＯＭ（駆動信号）が極値（極大値または極小値）となる場合で
あるから、デューティー比Ｄが上限付近あるいは下限付近で、尚且つＣＯＭが極値となる
場合には、キャリア周波数ｆｃを予め定めておいた周波数ｆｃ１に引き下げるようにして
もよい。このようにしても、デジタル電力増幅器２４０での電力損失を抑制することが可
能となる。

尚、平滑フィルター２５０のコイルに流れる電流Ｉの中のＣＯＭに起因する成分Ｉload
は、図２２（ｃ）に示したように、圧電素子１１６のキャパシタンスＣloadによって変化
する。従って、流体噴射装置１００の脈動発生部１１０が付け替えられた場合には、新た
な圧電素子１１６のキャパシタンスＣloadに関する情報（負荷情報）を取得可能としてお
いてもよい。

図２３は、第３実施例において負荷情報を取得可能とした変形例の回路構成を示した説
明図である。図示した変形例では、付け替えられた脈動発生部１１０の負荷情報（ここで
は、圧電素子１１６のキャパシタンスＣloadに関する情報）を取得する負荷情報取得手段
２８０が設けられており、キャリア周波数変更手段２７０は、負荷情報取得手段２８０か
ら負荷情報を取得することが可能である。

図２４は、負荷情報を取得する一例を示した説明図である。図示した例では、圧電素子
１１６の側（脈動発生部１１０）に圧電素子１１６のキャパシタンスＣloadを示すＩＤタ
グ２８４が設けられている。そして、流体噴射装置１００の操作者が、ＩＤタグ２８４に
記載された負荷情報を読み取って、負荷情報取得手段２８０に設けられたスイッチ２８２
のＯＮ／ＯＦＦを設定することで、キャリア周波数変更手段２７０に負荷情報を入力する
ことができる。その結果、脈動発生部１１０が付け替えられて、圧電素子１１６のキャパ
シタンスＣloadが変わった場合でも適切にキャリア周波数ｆｃを変更して、デジタル電力
増幅器２４０で電力損失が増加することを回避することが可能となる。

あるいは、図２５に示したように、圧電素子１１６の側（脈動発生部１１０）に、負荷
情報を記憶したＲＯＭ２８６を内蔵しておき、この負荷情報を、負荷情報取得手段２８０
に設けられたＲＯＭデータリード回路２８８で読み出すことによって、負荷情報を取得す
るようにしても良い。このようにしても、脈動発生部１１０が付け替えられると、新たな
圧電素子１１６のキャパシタンスＣloadに関する情報がキャリア周波数変更手段２７０に
伝わって、適切にキャリア周波数ｆｃを変更することができるので、デジタル電力増幅器
２４０で電力損失が増加することを回避することが可能となる。

Ｄ．変形例１ ：
ここで、以上に述べた各種実施例においては、図４に示したように、デジタル電力増幅
器２４０はプッシュ・プル接続された２つのスイッチ素子で構成され、そのスイッチ素子
の例としてＭＯＳＦＥＴを挙げて説明してきた。またそのＭＯＳＦＥＴは、構造上内部に
ボディダイオードが寄生的に形成されており、そのボディダイオードの接合容量がスイッ
チ素子の寄生容量の一つであるＣｄｓとして存在する場合について説明してきた。しかし
ながら、スイッチ素子の種類によっては、構造上ボディダイオードが寄生的に形成されな
いもの(例えばＩＧＢＴ：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)もある。この場合、前述し
たように、デッドタイム中にコイルに起電力が生じるが、その際に電流を流せるように、
スイッチ素子に並列に還流ダイオードを設けることがある。図２６に、スイッチ素子に並
列に還流ダイオードを設けた場合のデジタル電力増幅器２４０の構成例を示す。図２６で
はスイッチ素子にＩＧＢＴを用いた場合の例を示しているが、それに限られるものではな
い。図２６に示したような還流ダイオードを設ける場合には、その接合容量を前述したＭ
ＯＳＦＥＴのＣｄｓと置き換えて考えることで、デジタル電力増幅器２４０で電力損失が
増加することを回避することが可能となる。

Ｅ．変形例２ ：
また、デジタル電力増幅器２４０において、スイッチング動作によって過渡的なスパイ
ク状の高電圧が発生する場合があるが、これを吸収する為に、デジタル電力増幅器２４０
の出力に保護回路を設けることがある。図２７に、デジタル電力増幅器２４０の出力に保
護回路としてスナバー回路を設けた構成例を示す。図２７の場合、スナバー回路のコンデ
ンサーＣｃはＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量Ｃｄｓに並列に接続された構成となる為、Ｍ
ＯＳＦＥＴ（Ｌ）についてはＣｄｓの容量にＣｃを加えた合成容量、Ｃｃ＋Ｃｄｓとして
考えることで、デジタル電力増幅器２４０で電力損失が増加することを回避することが可
能となる。

また、上述したようにＭＯＳＦＥＴに並列に還流ダイオードを設ける場合には、ＭＯＳ
ＦＥＴ（Ｌ）については、ボディダイオードの接合容量と還流ダイオードの接合容量との
合成容量をＣｄｓとすればよい。またＭＯＳＦＥＴに並列に還流ダイオードを設け、さら
に保護回路としてスナバー回路を設けた場合は、Ｃｃを加えた合成容量、Ｃｃ＋Ｃｄｓと
することで、デジタル電力増幅器２４０での電力損失を抑制することが可能となる。

以上、各種実施例の容量性負荷駆動回路について説明したが、本発明は上記すべての実
施例に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様で実施する
ことが可能である。例えば、薬剤や栄養剤を内包するマイクロカプセルを形成することに
用いる流体噴射装置など、医療機器を含む様々な電子機器に本実施例の容量性負荷駆動回
路を適用することで、電力効率が良く小型化の電子機器を提供することができる。また、
インクジェットプリンターに搭載されて、インクを噴射する噴射ノズルを駆動するための
容量性負荷駆動回路に対しても、本発明を好適に適用することが可能である。

１００…流体噴射装置、 １１０…脈動発生部、 １１１…ノズル、
１１２…流体噴射管、 １１３…第２ケース、 １１４…第１ケース、
１１５…流体室、 １１６…圧電素子、 １２０…流体供給手段、
１２１…第１接続チューブ、 １２２…第２接続チューブ、 １２３…流体容器、
１３０…制御部、 １５０…配線ケーブル、
２００…容量性負荷駆動回路、２１０…駆動波形信号発生回路、２２０…演算回路、
２３０…変調回路、 ２４０…デジタル電力増幅器、２５０…平滑フィルター、
２６０…補償回路、 ２７０…キャリア周波数変更手段、
２８０…負荷情報取得手段、 ２８２…スイッチ、 ２８６…ＲＯＭ、
２８８…ＲＯＭデータリード回路

Claims (7)

1. 容量成分を有する容量性負荷に対して駆動信号を印加することによって、該容量性負荷
   を駆動する容量性負荷駆動回路であって、
   前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、
   前記駆動波形信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、
   前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、
   前記電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する平滑フィルタ
   ーと、
   前記デジタル電力増幅器から前記平滑フィルターに流れる電流の方向が前記変調信号の
   一変調周期内で逆転する逆転条件下では、該一変調周期内での電流の最大値および最小値
   の絶対値が所定の閾値以上となるように、前記変調回路がパルス変調する際のキャリア周
   波数を変更するキャリア周波数変更手段と
   を備える容量性負荷駆動回路。
2. 請求項１に記載の容量性負荷駆動回路であって、
   前記デジタル電力増幅器は、電源が発生する所定電圧とグランドとの間でプッシュ・プ
   ル接続された二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換えることによって、前記電力増
   幅変調信号を生成しており、
   前記所定の閾値は、
   前記電源の発生する所定電圧をＶ、
   前記二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換える際に該二つのスイッチ素子を何
   れもＯＦＦとする時間であるデッドタイムをＴ、
   前記二つのスイッチ素子の寄生容量のキャパシタンスをＣとしたときに、
   Ｖ・Ｃ／Ｔなる算出式によって得られる閾値である容量性負荷駆動回路。
3. 請求項１に記載の容量性負荷駆動回路であって、
   前記デジタル電力増幅器は、電源が発生する所定電圧とグランドとの間でプッシュ・プ
   ル接続された二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換えることによって、前記電力増
   幅変調信号を生成しており、かつ、前記スイッチ素子にダイオードが並列接続され、
   前記所定の閾値は、
   前記電源の発生する所定電圧をＶ、
   前記二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換える際に該二つのスイッチ素子を何
   れもＯＦＦとする時間であるデッドタイムをＴ、
   前記ダイオードの接合容量のキャパシタンスをＣｄとしたときに、
   Ｖ・Ｃｄ／Ｔなる算出式によって得られる閾値である容量性負荷駆動回路。
4. 請求項１に記載の容量性負荷駆動回路であって、
   前記デジタル電力増幅器は、電源が発生する所定電圧とグランドとの間でプッシュ・プ
   ル接続された二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換えることによって、前記電力増
   幅変調信号を生成しており、かつ、前記二つのスイッチ素子の少なくとも一方にコンデン
   サーが並列接続され、
   前記所定の閾値は、
   前記電源の発生する所定電圧をＶ、
   前記二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換える際に該二つのスイッチ素子を何
   れもＯＦＦとする時間であるデッドタイムをＴ、
   前記コンデンサーと前記二つのスイッチ素子の寄生容量との合成容量のキャパシタン
   スをＣｓとしたときに、
   Ｖ・Ｃｓ／Ｔなる算出式によって得られる閾値である容量性負荷駆動回路。
5. 請求項１ないし請求項４の何れか一項に記載の容量性負荷駆動回路であって、
   前記容量性負荷の容量成分の大きさに関する負荷情報を取得する負荷情報取得手段を備
   え、
   前記キャリア周波数変更手段は、前記負荷情報に応じて前記キャリア周波数を変更する
   手段である容量性負荷駆動回路。
6. 容量成分を有する容量性負荷に対して駆動信号を印加することによって、該容量性負荷
   を駆動する容量性負荷駆動回路であって、
   前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、
   前記駆動信号に位相進み補償を行い、該位相進み補償後の信号を帰還信号として出力する
   位相進み補償回路と、
   該駆動波形信号から該帰還信号を減算することによって誤差信号を出力する演算回路と、
   前記誤差信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、
   前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、
   前記パルス波状の電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する
   平滑フィルターと、
   前記デジタル電力増幅器から前記平滑フィルターに流れる電流の方向が前記変調信号の
   一変調周期内で逆転する逆転条件下では、該一変調周期内での電流の最大値および最小値
   の絶対値が所定の閾値以上となるように、前記変調回路がパルス変調する際のキャリア周
   波数を変更するキャリア周波数変更手段と
   を備える容量性負荷駆動回路。
7. 請求項１ないし請求項６の何れか一項に記載の容量性負荷駆動回路と、
   液体を供給する供給ポンプと、
   前記供給ポンプから供給された液体が流入する流体室と、前記容量性負荷であるアクチ
   ュエーターと、前記流体室に流入された液体を噴射する噴射ノズルとを有する脈動発生部
   と
   を備え、
   前記駆動信号が前記アクチュエーターに印加されることによって、前記流体室に流入さ
   れた液体が前記噴射ノズルからパルス状に噴射される流体噴射装置。

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