JP2015133540A - 受信装置及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】遅延時間がガードインターバル長を越えるマルチパスによる受信特性の劣化を低減し、且つ、周波数選択性フェージングによるバーストビット誤りを効率的に訂正する。
【解決手段】周波数領域等化部１４は、直交復調部１３から入力される等価ベースバンド信号をＯＦＤＭのキャリア間隔の２のべき乗分の１の分解能で周波数特性歪みを補正することで、ＧＩ越えマルチパスによる歪みを等化する。等化係数制御部１６は、ＯＦＤＭ復調部１５にて生成されるＦＦＴ信号、チャネル応答、推定送信信号により、等化係数を算出し、周波数領域等化部１４及び伝送路信頼度算出部１７に出力する。伝送路信頼度算出部１７は、前記チャネル応答を前記等化係数で除算して伝送路の信頼度を算出し、誤り訂正復号部１９は、尤度比重み付け部１８にて算出される重み付け後の尤度比を用いて誤り訂正符号の復号処理を行い、選択性フェージングを受けた信号を受信する。
【選択図】図１

Description

本発明は、空間分割多重されたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信する際に問題となるマルチパス環境においても送信データを正しく受信することのできる受信装置及びプログラムに関する。

デジタル放送や無線ＬＡＮなどに採用されているマルチキャリア変調方式にＯＦＤＭがある。ＯＦＤＭではマルチパスに対する耐性を得るために、ガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）あるいはサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）と呼ばれる区間を設けている。ＯＦＤＭでは送信元から受信点までの伝送路の遅延広がりがＧＩ長以内である場合には、チャネル等化が可能であることが知られている。

また、マルチパスによる周波数選択性フェージングを受けた信号を受信する際には、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアごとにＣ／Ｎが異なるため、周波数特性から伝送路の信頼度を求め、誤り訂正復号処理において尤度に重み付けを行うことにより受信特性を改善できることが知られている（例えば、非特許文献１参照）。

一方、送信及び受信の双方で複数のアンテナを使用するＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）構成による情報伝送に関する検討が行われている。特に、それぞれのアンテナから異なる情報を伝送する空間分割多重ＭＩＭＯは、送信アンテナの数に比例して伝送容量を大きくすることができるという利点を持つ。空間分割多重ＭＩＭＯ方式の受信方法としては、ゼロフォーシング法やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）法などが知られている。ＯＦＤＭを変調方式としたＭＩＭＯ構成による情報伝送はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭと呼ばれ、両者の利点を矛盾なく組み合わせることができる。

しかし、ＯＦＤＭ伝送ではチャネルの遅延広がりがＧＩ長を越える場合、シンボル間干渉及びキャリア間干渉の発生により受信特性が著しく損なわれるという問題がある。この問題はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送においても同様である。この、ＯＦＤＭ伝送における長遅延マルチパス環境における特性劣化を低減するための方法として、時間領域においてマルチパスをキャンセルする方式や、周波数領域でマルチパスを等化するＯＦＤＭ信号受信装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特許第５０２３００７号公報

中原 俊二、外３名、「マルチパス伝送路における64QAM-OFDM信号の軟判定復号法の検討」、映像情報メディア学会技術報告、一般社団法人映像情報メディア学会、第２２巻、第３４号、１９９８年６月、ｐ．１−６ 平 明徳、外２名、「ＳＤＭおよびＳＴＣを用いるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの受信特性」，電子情報通信学会技術研究報告、一般社団法人電子情報通信学会、２００３年６月、ｐ.８５−８９

しかし、特許文献１に示されたＯＦＤＭ信号受信装置においては、周波数領域等化部において、等化処理を行った後の信号を基に伝送路の信頼度を求める場合、周波数領域等化部における等化処理により周波数特性が補正されているため、伝送路の信頼度の情報が失われている。そのため、効果的に誤り訂正復号処理を行うことができないという問題がある。

かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、ガードインターバル長を越えるマルチパスに対する耐性を有し、且つ、周波数選択性フェージングによるバーストビット誤りを効率的に訂正することができる受信装置及びプログラムを提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る受信装置は、ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、受信信号の等価ベースバンド信号を周波数領域へ変換した周波数領域等価ベースバンド信号に等化係数を用いて等化処理を行った後、再び時間領域へ変換した等化信号を出力する周波数領域等化部と、前記等化信号を周波数領域へ変換した周波数領域等化信号のチャネル応答を推定し、該チャネル応答を用いて、送信信号を推定した推定送信信号を生成するＯＦＤＭ復調部と、前記チャネル応答を前記等化係数で除算して伝送路の信頼度を算出する伝送路信頼度算出部と、前記伝送路の信頼度によって重み付けがされた尤度比を算出する尤度比重み付け部と、前記重み付けがされた尤度比を用いて誤り訂正符号の復号処理を行う誤り訂正復号部と、前記等化係数を算出する等化係数制御部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記伝送路信頼度算出部は、サブキャリアごとに前記チャネル応答を前記等化係数で除算して伝送路応答を算出する第１の除算部と、前記伝送路応答の振幅を算出する振幅算出部と、前記伝送路応答の振幅を正規化する第２の除算部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記周波数領域等化部は、前記等価ベースバンド信号を２のべき乗倍、且つサブキャリア数の２倍以上のサイズでＦＦＴ処理して前記周波数領域等価ベースバンド信号を生成する等化用ＦＦＴ部と、前記周波数領域等価ベースバンド信号を前記等化係数で除算する等化部と、前記等化部の出力信号をＩＦＦＴ処理して前記等化信号を生成する等化用ＩＦＦＴ部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記等化係数制御部は、前記周波数領域等化信号を前記推定送信信号で除算する第１の除算部と、前記第１の除算部の出力信号を前記チャネル応答で除算する第２の除算部と、前記第２の除算部の出力信号から等化誤差を求めて出力する等化誤差算出部と、前記等化誤差を時間領域に変換した信号に適応係数を乗じる乗算部と、前記乗算部の出力信号に遅延部の出力信号を加算して遅延プロファイルを算出する加算部と、前記遅延プロファイルを周波数領域に変換して前記等化係数を生成する領域変換部と、を備え、前記遅延部は、前記加算部から入力される遅延プロファイルを遅延させることを特徴とする。

また、本発明に係る受信装置は、受信系列数分のＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、受信信号の等価ベースバンド信号を、時間領域において重み係数を用いて重み付けて合成処理して受信系列の分離を行い、合成信号を出力する時間領域空間フィルタ部と、前記合成信号を周波数領域へ変換した周波数領域合成信号に等化係数を用いて等化処理を行った後、再び時間領域へ変換した等化信号を出力する周波数領域等化部と、前記等化信号を周波数領域へ変換した周波数領域等化信号のチャネル応答行列を推定し、該チャネル応答行列を用いて、送信信号を推定した推定送信信号を出力する周波数領域空間フィルタ部と、前記チャネル応答行列の希望波成分を前記等化係数で除算して伝送路の信頼度を算出する伝送路信頼度算出部と、前記伝送路の信頼度によって重み付けがされた尤度比を算出する尤度比重み付け部と、前記重み付けがされた尤度比を用いて誤り訂正符号の復号処理を行う誤り訂正復号部と、前記重み係数及び前記等化係数を算出する適応制御部と、
を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記伝送路信頼度算出部は、サブキャリアごとに前記チャネル応答行列の希望波成分を前記等化係数で除算して伝送路応答を算出する第１の除算部と、前記伝送路応答の振幅を算出する振幅算出部と、前記伝送路応答の振幅を正規化する第２の除算部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記周波数領域等化部は、前記合成信号を２のべき乗倍、且つサブキャリア数の２倍以上のサイズでＦＦＴ処理して前記周波数領域合成信号を生成する等化用ＦＦＴ部と、前記周波数領域合成信号を前記等化係数で除算する等化部と、前記等化部の出力信号をＩＦＦＴ処理して前記等化信号を生成する等化用ＩＦＦＴ部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記適応制御部は、前記チャネル応答行列の成分ごとに絶対値を算出する絶対値算出部と、全サブキャリアに渡って前記絶対値を成分ごとに加算した加算行列を生成する全キャリア加算部と、前記加算行列の各行について最大値を示す列インデックスを出力する最大値検出部と、前記列インデックスに基づいて、前記チャネル応答行列について希望波成分をチャネル応答として出力するとともに、前記推定送信信号及び前記周波数領域等化信号についてそのまま又は並べ替えて出力するセレクタと、前記セレクタの出力する推定送信信号を復調して復調信号を生成する復調部と、前記復調信号を再変調して再変調信号を生成する変調部と、前記再変調信号にパイロット信号を挿入してパイロット挿入再変調信号を生成するパイロット挿入部と、前記パイロット挿入再変調信号を用いて前記重み係数を算出する重み係数制御部と、前記パイロット挿入再変調信号を用いて前記等化係数を算出する等化係数制御部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記時間領域空間フィルタ部は、時間領域において前記等価ベースバンド信号のアレー合成を行う受信系列数分のアレー合成部を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記周波数領域空間フィルタ部は、前記等化信号からガードインターバルを除去するＧＩ除去部と、前記ガードインターバルの除去された等化信号を周波数領域へ変換し、前記周波数領域等化信号を生成するＦＦＴ部と、前記周波数領域等化信号からチャネル応答行列を推定するチャネル推定部と、前記チャネル応答行列の逆フィルタを算出する逆フィルタ算出部と、前記逆フィルタの係数からなる列ベクトル及び前記周波数領域等化信号からなる行ベクトルを乗算する空間フィルタ部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記逆フィルタ算出部は、ゼロフォーシング規範又はＭＭＳＥ規範に基づいて前記チャネル応答行列の逆フィルタを算出することを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記等化係数制御部は、前記セレクタが出力する前記周波数領域等化信号を前記パイロット挿入再変調信号で除算する第１の除算部と、前記第１の除算部の出力信号を前記チャネル応答で除算する第２の除算部と、前記第２の除算部の出力信号から等化誤差を求めて出力する等化誤差算出部と、前記等化誤差を時間領域に変換した信号に適応係数を乗じる乗算部と、前記乗算部の出力信号に遅延部の出力信号を加算して遅延プロファイルを算出する加算部と、前記遅延プロファイルを周波数領域に変換して前記等化係数を生成する領域変換部と、を備え、前記遅延部は、前記加算部から入力される遅延プロファイルを遅延させることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記重み係数制御部は、前記等化信号を遅延させる遅延部と、前記遅延部の出力信号からガードインターバルを除去するＧＩ除去部と、サブキャリアごとに前記パイロット挿入再変調信号及び前記チャネル応答を乗じて参照信号を算出する第１の乗算部と、前記参照信号を時間領域信号に変換して時間領域参照信号を生成するＩＦＦＴ部と、前記ＧＩ除去部の出力信号の自己相関行列を求める自己相関算出部と、前記ＧＩ除去部の出力信号、及び前記時間領域参照信号の相互相関ベクトルを求める相互相関算出部と、前記自己相関行列の逆行列を求める逆行列算出部と、前記逆行列に前記相互相関ベクトルを乗じる第２の乗算部と、前記第２の乗算部の出力するベクトルの複素共役値を出力する複素共役部と、を備えることを特徴とする。

また、上記課題を解決するため、本発明に係るプログラムは、コンピュータを、上記受信装置として機能させることを特徴とする。

本発明によれば、遅延時間がガードインターバル長を越えるマルチパスによる受信特性の劣化を低減することができる。また、周波数選択性フェージングによるバーストビット誤りを効率的に訂正することができる。

本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る受信装置における周波数領域等化部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る受信装置における等化係数制御部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る受信装置における伝送路信頼度算出部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る受信装置における雑音分散算出部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る受信装置における時間領域空間フィルタ部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る受信装置における周波数領域空間フィルタ部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る受信装置における適応制御部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る受信装置における選択部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る受信装置における重み係数制御部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る受信装置における伝送路信頼度算出部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。 伝搬路の遅延広がりがＧＩ長を越える場合のビット誤り率特性を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。

［第１の実施形態］
図１は本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図１に示す受信装置１は、周波数変換部１１と、Ａ／Ｄ変換部１２と、直交復調部１３と、周波数領域等化部１４と、ＯＦＤＭ復調部１５と、等化係数制御部１６と、伝送路信頼度算出部１７と、尤度比重み付け部１８と、誤り訂正復号部１９とを備える。

周波数変換部１１は、受信したＯＦＤＭ信号をＩＦ信号に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換部１２に出力する。

Ａ／Ｄ変換部１２は、周波数変換部１１から入力されるＩＦ信号をＡ／Ｄ変換してデジタルＩＦ信号に変換し、直交復調部１３に出力する。

直交復調部１３は、Ａ／Ｄ変換部１２から入力されるデジタルＩＦ信号を直交復調して等価ベースバンド信号を生成し、周波数領域等化部１４に出力する。

周波数領域等化部１４は、直交復調部１３から入力される等価ベースバンド信号を周波数領域において等化処理して等化信号を生成し、ＯＦＤＭ復調部１５に出力する。周波数領域等化部１４の詳細については後述する。

ＯＦＤＭ復調部１５は、周波数領域等化部１４から入力される等化信号を周波数領域へ変換した周波数領域等化信号のチャネル応答を推定し、該チャネル応答を用いて、送信信号を推定した推定送信信号を生成する。ＯＦＤＭ復調部１５は、例えば、ＧＩ除去部１５１と、ＦＦＴ部１５２と、チャネル推定部１５３と、チャネル等化部１５４とにより構成される。

ＧＩ除去部１５１は、周波数領域等化部１４から入力される等化信号からガードインターバルを除去して有効シンボル区間に相当する信号を抽出し、ＦＦＴ部１５２に出力する。

ＦＦＴ部１５２は、ＧＩ除去部１５１から入力される有効シンボル区間に相当する等化信号をＯＦＤＭ信号のＦＦＴサイズでＦＦＴ処理して周波数領域の等化信号（ＦＦＴ信号）を生成し、チャネル推定部１５３、チャネル等化部１５４、及び等化係数制御部１６に出力する。

チャネル推定部１５３は、ＦＦＴ部１５２から入力されるＦＦＴ信号からチャネル応答を推定し、チャネル等化部１５４、等化係数制御部１６、及び伝送路信頼度算出部１７に出力する。

チャネル等化部１５４は、ＦＦＴ部１５２から入力されるＦＦＴ信号をＯＦＤＭ信号のサブキャリアごとに、チャネル推定部１５３から入力されるチャネル応答で除算することにより等化処理を行って推定送信信号を生成し、等化係数制御部１６、及び尤度比重み付け部１８に出力する。

等化係数制御部１６は、ＦＦＴ部１５２から入力されるＦＦＴ信号、チャネル推定部１５３から入力されるチャネル応答、及びチャネル等化部１５４から入力される推定送信信号から等化係数を算出し、周波数領域等化部１４及び伝送路信頼度算出部１７に出力する。等化係数制御部１６の詳細については後述する。

伝送路信頼度算出部１７は、チャネル推定部１５３から入力されるチャネル応答、及び等化係数制御部１６から入力される等化係数を乗算してＯＦＤＭ信号のサブキャリアごとに伝送路の信頼度（伝送路信頼度）を算出し、尤度比重み付け部１８に出力する。伝送路信頼度算出部１７の詳細については後述する。

尤度比重み付け部１８は、伝送路信頼度算出部１７から入力される伝送路信頼度によって重み付けがされた尤度比を算出する。尤度比重み付け部１８は、例えば雑音分散算出部１８１と、尤度比算出部１８２と、乗算部１８３とにより構成される。

雑音分散算出部１８１は、チャネル等化部１５４から入力される推定送信信号の雑音分散を算出し、尤度比算出部１８２に出力する。雑音分散算出部１８１の詳細については後述する。

尤度比算出部１８２は、チャネル等化部１５４から入力される推定送信信号からキャリア変調方式に従ってビットごとの尤度比を、雑音分散算出部１８１から入力される雑音分散σ^２を用いて算出し、乗算部１８３に出力する。尤度比としては、一般的に対数尤度比（ＬＬＲ：Log-Likelihood Ratio）が用いられる。対数尤度比は、式（１）に示すように、ｂ＝０となる尤度関数とｂ＝１となる尤度関数の比の対数で表される。ここでＬ（ｋ，ｎ）はサブキャリア番号ｋのｎ番目のビットに対する対数尤度比を、Ｓ_ｎ０及びＳ_ｎ１はｎ番目のビットがそれぞれ０，１である理想信号点の集合、σ_ｋ ^２はサブキャリア番号ｋの雑音分散を示す。また、（ｘ，ｙ）はチャネル等化部１５４から入力される推定送信信号を示す。

乗算部１８３は、尤度比算出部１８２から入力される尤度比に伝送路信頼度算出部１７から入力される伝送路信頼度を乗じることにより、尤度比に重み付けを行い、重み付け後の尤度比を誤り訂正復号部１９に出力する。

誤り訂正復号部１９は、乗算部１８３から入力される重み付け後の尤度比を用いて誤り訂正符号の復号処理を行い、ビット列を外部へ出力する。誤り訂正符号としては、ターボ符号、ＬＤＰＣ(Low Density Parity Check)符号、畳み込み符号などの既知の符号が用いられ、これらの符号は尤度比を用いて復号することができる。

［周波数領域等化部］
図２は周波数領域等化部１４の構成例を示すブロック図である。図２に示す周波数領域等化部１４は、ＦＦＴ部１４１と、等化部１４２と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１４３とを備える。

ＦＦＴ部１４１は、直交復調部１３から入力される等価ベースバンド信号をＦＦＴ処理し、周波数領域の等価ベースバンド信号に変換する。ＦＦＴ部１４１のＦＦＴサイズを２のべき乗倍、且つサブキャリア数の２倍以上となる大きな値にする。ＦＦＴ部１５２のＦＦＴサイズを２^ｎとすると、ＦＦＴ部１４１のＦＦＴサイズは２^ｎ＋ｍ（ｍは１以上の正の整数）となる。例えば、サブキャリア数が５６１７本の場合、ＦＦＴ部１５２のＦＦＴサイズは８１９２（２^１３）であるのに対し、ＦＦＴ部１４１のＦＦＴサイズは１６３８４（２^１４）以上の２のべき乗の値（例えば、３２７６８（２^１５）など）とする。

サブキャリア数Ｎが２^ｎ−１＜Ｎ≦２^ｎである場合に、ＦＦＴ部１４１のＦＦＴサイズを２^ｎ＋ｍ（ｍは１以上の正の整数）とすることにより、周波数領域等化部１４はＯＦＤＭのキャリア間隔の２^{（ｍ−１）}分の１の分解能を有することとなる。よって、周波数特性歪みを補正することでキャリア間の直交性が復元され、ＧＩ越えマルチパスによる歪みを等化することができる。

等化部１４２は、ＦＦＴ部１４１の出力する周波数領域の等価ベースバンド信号を等化係数制御部１６から入力される等化係数で、キャリア間隔の２のべき乗分の１の周波数間隔で除算することで周波数特性歪みを等化し、周波数領域の等化信号をＩＦＦＴ部１４３に出力する。

ＩＦＦＴ部１４３は、等化部１４２の出力信号をＦＦＴ部１４１と同じサイズでＩＦＦＴ処理して時間領域信号に戻し、時間領域の等化信号をＯＦＤＭ復調部１５に出力する。

［等化係数制御部］
図３は等化係数制御部１６の構成例を示すブロック図である。等化係数制御部１６は、第１の除算部１６１と、第２の除算部１６２と、等化誤差算出部１６３と、ＩＦＦＴ部１６４と、乗算部１６５と、加算部１６６と、遅延部１６７と、ＦＦＴ部１６８とを備える。

第１の除算部１６１は、ＦＦＴ部１５２から入力されるＦＦＴ信号をチャネル等化部１５４から入力される推定送信信号で除算することにより周波数特性を算出し、第２の除算部１６２に出力する。

第２の除算部１６２は、第１の除算部１６１から入力される周波数特性をチャネル推定部１５３から入力されるチャネル応答で除算して第２の周波数特性Ｆｋを算出し、等化誤差算出部１６３に入力する。

等化誤差算出部１６３は、第２の除算部１６２から入力される第２の周波数特性Ｆｋから式（２）によりサブキャリアごとの等化誤差Ｅ_ｋを算出し、ＩＦＦＴ部１６４に出力する。

ＩＦＦＴ部１６４は、等化誤差算出部１６３から入力される等化誤差をＩＦＦＴ処理して時間領域に変換し、乗算部１６５へ出力する。

乗算部１６５は、ＩＦＦＴ部１６４から入力される時間領域の等化誤差にあらかじめ定められた適応係数を乗じて加算部１６６に出力する。

加算部１６６は、乗算部１６５から入力される時間領域の等化誤差と遅延部１６７から入力される遅延プロファイルを加算して新たな遅延プロファイルを算出し、遅延部１６７、及びＦＦＴ部１６８へ出力する。

遅延部１６７は、加算部１６６から入力される遅延プロファイルを単位更新時間遅延させて加算部１６６に出力する。

ＦＦＴ部１６８は、加算部１６６から入力される遅延プロファイルをＦＦＴサイズの２のべき乗倍のサイズでＦＦＴすることにより周波数領域に変換して、等化係数として周波数領域等化部１４及び伝送路信頼度算出部１７に出力する。

［伝送路信頼度算出部］
図４は伝送路信頼度算出部１７の構成例を示すブロック図である。図４に示す伝送路信頼度算出部１７は、間引き部１７１と、第１の除算部１７２と、振幅算出部１７３と、加算部１７４と、乗算部１７５と、第２の除算部１７６とを備える。

間引き部１７１は、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔を周波数領域等化部１４が処理する周波数間隔で除した２のべき乗数（例えば、４）を間引率として、外部から入力される等化係数の間引き処理を行い、第１の除算部１７２に出力する。

第１の除算部１７２は、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアごとに、チャネル推定部１５３から入力されるチャネル応答を間引き部１７１から入力される間引き処理後の等化係数で除算して伝送路全体の伝送路応答を算出し、振幅算出部１７３に出力する。

振幅算出部１７３は、第１の除算部１７２から入力される伝送路全体の伝送路応答の振幅を算出し、加算部１７４及び第２の除算部１７６に出力する。

加算部１７４は、振幅算出部１７３から入力される伝送路全体の伝送路応答の振幅を全サブキャリアに渡って加算して、加算結果を乗算部１７５に出力する。

乗算部１７５は、加算部１７４から入力される加算結果に定数であるＯＦＤＭ信号のサブキャリア数の逆数を乗じ、第２の除算部１７６に出力する。

第２の除算部１７６は、振幅算出部１７３から入力される伝送路全体の伝送路応答の振幅を、振幅の平均値で正規化する。すなわち、第２の除算部１７６は、振幅算出部１７３から入力される伝送路全体の伝送路応答の振幅を乗算部１７５から入力される値で除算して伝送路信頼度を算出し、外部に出力する。

［雑音分散算出部］
図５は雑音分散算出部１８１の構成例を示すブロック図である。図５に示す雑音分散算出部１８１は、減算部１８１１と、振幅算出部１８１２と、同期加算部１８１３とを備える。

減算部１８１１は、あらかじめ決められた振幅及び位相を持つパイロット信号から、チャネル等化部１５４から入力される推定送信信号を減じて、誤差を振幅算出部１８１２に出力する。

振幅算出部１８１２は、減算部１８１１から入力される誤差の振幅を算出して、同期加算部１８１３に出力する。

同期加算部１８１３は、振幅算出部１８１２から入力される誤差の振幅をサブキャリアごとに同期加算することで雑音分散を算出し、外部に出力する。

［第２の実施形態］
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図６は本発明の第２の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図６に示す第２の実施形態に係る受信装置２は、第１の実施形態の受信装置１（図１参照）と比較して、尤度比重み付け部１８’の構成のみ異なる。つまり、尤度比を伝送路信頼度により重み付けする際の演算方法が異なっている。その他の点については第１の実施形態と同様であるため、説明を省略する。

受信装置２の尤度比重み付け部１８’は、雑音分散算出部１８１と、除算部１８４と、尤度比算出部１８２とを備える。雑音分散算出部１８１は、第１の実施形態と同様に、チャネル等化部１５４から入力される推定送信信号の雑音分散を算出し、除算部１８４に出力する。

除算部１８４は、雑音分散算出部１８１から入力される雑音分散を伝送路信頼度算出部１７から入力される伝送路信頼度で除算し、除算後の雑音分散を尤度比算出部１８２に出力する。第１の実施形態の受信装置１では、尤度比算出部１８２により算出した尤度比に、伝送路信頼度算出部１７により算出した伝送路信頼度を乗算して重み付けを行う。一方、第２の実施形態の受信装置２では、雑音分散算出部１８１により算出した雑音分散を伝送路信頼度算出部１７により算出した伝送路信頼度で除算し、除算後の雑音分散を用いて尤度比算出部１８２により尤度比を算出することにより、尤度比に重み付けを行う。尤度比算出部１８２の計算式は式（１）で示した通りであるが、σ_ｋ ^２は伝送路信頼度で除算した後の雑音分散である。

このように、第１の実施形態に係る受信装置１、及び第２の実施形態に係る受信装置２は、チャネル推定を行う前に、受信信号の等価ベースバンド信号の周波数領域において等化処理を行うため、遅延時間がガードインターバル長を越えるマルチパスによる受信特性の劣化を低減することができる。また、等化係数及びチャネル応答を乗算して伝送路信頼度を算出し、該伝送路信頼度を用いて尤度比を重み付けするため、周波数選択性フェージングによるバーストビット誤りを効率的に訂正することができる。

［第３の実施形態］
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。図７は本発明の第３の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図７に示す受信装置３は、受信系列数分の周波数変換部１１（１１−１，１１−２）と、受信系列数分のＡ／Ｄ変換部１２（１２−１，１２−２）と、受信系列数分の直交復調部１３（１３−１，１３−２）と、時間領域空間フィルタ部２０と、受信系列数分の周波数領域等化部１４（１４−１，１４−２）と、周波数領域空間フィルタ部２１と、適応制御部２２と、尤度比重み付け部１８と、多重部２３と、誤り訂正復号部１９とを備える。本実施形態では、受信系列数（受信アンテナ数）が２の場合について説明する。

受信系列数分の周波数変換部１１は、受信したＯＦＤＭ信号をＩＦ信号に周波数変換し、それぞれＡ／Ｄ変換部１２に出力する。

受信系列数分のＡ／Ｄ変換部１２は、周波数変換部１１から入力されるＩＦ信号をＡ／Ｄ変換しデジタルＩＦ信号に変換し、それぞれ直交復調部１３に出力する。

受信系列数分の直交復調部１３は、Ａ／Ｄ変換部１２から入力されるデジタルＩＦ信号を直交復調して等価ベースバンド信号を生成し、時間領域空間フィルタ部２０に出力する。

時間領域空間フィルタ部２０は、直交復調部１３から入力される等価ベースバンド信号を、適応制御部２２から入力される重み係数を用いて重み付けてアレー合成処理することで受信系列の分離を行い、受信系列数分の合成信号を生成し、それぞれ周波数領域等化部１４に出力する。時間領域空間フィルタ部２０により、受信系列間の干渉（ストリーム間干渉）が除去される。時間領域空間フィルタ部２０の詳細については後述する。

周波数領域等化部１４の詳細は図２を参照して説明した通りである。ただし、周波数領域等化部１４のＦＦＴ部１４１に入力される信号は、第１及び第２の実施形態に係る受信装置１及び２においては直交復調部１３から入力される等価ベースバンド信号であるのに対し、第３の実施形態に係る受信装置３においては時間領域空間フィルタ部２０から入力される合成信号となる。つまり、周波数領域等化部１４は、時間領域空間フィルタ部２０から入力される合成信号を周波数領域へ変換した周波数領域合成信号に等化係数を用いて等化処理を行った後、再び時間領域へ変換した等化信号を生成し、周波数領域空間フィルタ部２１及び適応制御部２２に出力する。

周波数領域空間フィルタ部２１は、受信系列数分の周波数領域等化部１４から入力される等化信号を、周波数領域において空間フィルタ処理し、受信系列の分離及びチャネル等化を行う。周波数領域空間フィルタ部２１は、ＦＦＴ信号、チャネル応答行列（伝送路応答行列）、及び推定送信信号を適応制御部２２に出力するとともに、推定送信信号を尤度比重み付け部１８に出力する。周波数領域空間フィルタ部２１の詳細については後述する。

適応制御部２２は、時間領域空間フィルタ部２０で用いる重み係数、及び周波数領域等化部１４で用いる等化係数を算出する。適応制御部２２の詳細については後述する。

受信系列数分の伝送路信頼度算出部１７は、周波数領域空間フィルタ部２１から入力されるチャネル応答行列、及び適応制御部２２から入力される等化係数を乗算してＯＦＤＭ信号のサブキャリアごとの伝送路信頼度を算出し、尤度比重み付け部１８に出力する。伝送路信頼度算出部１７の詳細については後述する。

尤度比重み付け部１８は、受信系列数分の雑音分散算出部１８１（１８１−１，１８１−２）と、受信系列数分の尤度比算出部１８２（１８２−１，１８２−２）と、受信系列数分の乗算部１８３（１８３−１，１８３−２）とを備える。

受信系列数分の雑音分散算出部１８１は、周波数領域空間フィルタ部２１から入力される推定送信信号の雑音分散を算出し、それぞれ尤度比算出部１８２に出力する。雑音分散算出部１８１の詳細は図５を参照して説明した通りである。

受信系列数分の尤度比算出部１８２は、周波数領域空間フィルタ部２１から入力される推定送信信号からキャリア変調方式に従ってビットごとの尤度比を、雑音分散算出部１８１から入力される雑音分散σ^２を用いて算出し、それぞれ乗算部１８３へ出力する。例えば、尤度比算出部１８２は、上述した式（１）により尤度比を算出する。

受信系列数分の乗算部１８３は、尤度比算出部１８２から入力される尤度比に伝送路信頼度算出部１７から入力される伝送路信頼度を乗じることにより、尤度比に重み付けを行い、重み付け後の尤度比を多重部２３にそれぞれ出力する。

多重部２３は、受信系列数分の尤度比重み付け部１８から入力される重み付け後の尤度比を多重し、誤り訂正復号部１９に出力する。

誤り訂正復号部１９は、多重部２３から入力される多重化された尤度を用いて誤り訂正復号処理を行い、ビット列を外部に出力する。

［時間領域空間フィルタ部］
図８は時間領域空間フィルタ部２０の構成例を示すブロック図である。時間領域空間フィルタ部２０は、時間領域においてアレー合成を行う受信系列数分のアレー合成部を備える。具体的には、受信系列数の２乗分の乗算部２０１（２０１−１，２０１−２，２０１−３，２０１−４）と、受信系列数分の加算部２０２（２０２−１，２０２−２）とを備える。乗算部２０１−１，２０１−２、及び加算部２０２−１により第１の受信系列のアレー合成部を構成し、乗算部２０１−３，２０１−４、及び加算部２０２−２により第２の受信系列のアレー合成部を構成する。時間領域空間フィルタ部２０には直交復調部１３から受信系列数分の等価ベースバンド信号が入力され、適応制御部２２ら受信系列数分の重み係数が入力される。直交復調部１３から入力される受信系列数分の等価ベースバンド信号はそれぞれ２分配され、乗算部２０１に入力される。

乗算部２０１は、直交復調部１３から入力される等価ベースバンド信号に重み係数を乗じて加算部２０２に出力する。

加算部２０２は、受信系列数分の乗算部２０１の出力を加算した合成信号を、時間領域空間フィルタ部２０の出力信号として出力する。

［周波数領域空間フィルタ部］
図９は周波数領域空間フィルタ部２１の構成例を示すブロック図である。図９に示す周波数領域空間フィルタ部２１は、受信系列数分のＧＩ除去部２１１（２１１−１，２１１−２）と、受信系列数分のＦＦＴ部２１２（２１２−１，２１２−２）と、チャネル推定部２１３と、逆フィルタ算出部２１４と、空間フィルタ部２１５とを備える。

ＧＩ除去部２１１は、周波数領域等化部１４から入力される等化信号からＧＩを除去し、有効シンボルに相当する区間の信号を抽出してそれぞれＦＦＴ部２１２に出力する。

ＦＦＴ部２１２は、有効シンボル区間分の等化信号をＦＦＴ処理により周波数領域のＦＦＴ信号に変換し、チャネル推定部２１３、空間フィルタ部２１５、及び適応制御部２２に出力する。

チャネル推定部２１３は、受信系列数分のＦＦＴ信号が入力され、チャネル応答行列を推定し、逆フィルタ算出部２１４、及び適応制御部２２に出力する。チャネル推定の方法としては送信信号にパイロット信号を挿入し、それぞれの送信系列の信号を時空間符号化する方法が知られている。例えば式（３）で示されるAlamoutiの符号を用いると、受信信号に対してその逆行列を乗算することにより、式（４）に示すようにチャネル応答行列を推定することができる。

ここで、ｙ_ｉ，ｋはｉ番目の受信系列信号におけるｋ番目のサブキャリアの受信信号を示す。また、全サブキャリアにパイロット信号が多重されていない場合にはサブキャリア方向に内挿補間すればよい。

逆フィルタ算出部２１４は、チャネル推定部２１３からサブキャリアごとのチャネル応答行列が入力され、その逆フィルタを算出して出力する。例えば、ゼロフォーシング規範に基づく逆フィルタは式（５）で示される。ここで上付きのＨは複素共役転置を示す。

また、雑音の影響も考慮するＭＭＳＥ規範に基づく逆フィルタは式（４）で示される。ここで、上付きの＊は複素共役を、Ｎ_ｔ、Ｎ_ｒはそれぞれ送信系列数、受信系列数を、ρ０は総送信電力を１系列で送信した場合の平均Ｓ／Ｎを示す。また、Ｉ_Ｎｒは（Ｎ_ｒ×Ｎ_ｒ）の単位行列である。

空間フィルタ部２１５は、ＦＦＴ部２１２から受信系列数分の周波数領域信号が入力され、逆フィルタ算出部２１４から逆フィルタを示す行列が入力され、逆フィルタの係数からなる列ベクトル及び周波数領域等化信号からなる行ベクトルを乗算する。つまり、サブキャリアごとに、各受信系列の周波数領域信号及び対応する逆フィルタの係数を乗算した後に受信系列数分加算する合成処理を行い、各受信系列の推定送信信号を出力する。

［適応制御部］
図１０は適応制御部２２の構成例を示すブロック図である。図１０に示す適応制御部２２は、選択部２２１と、受信系列数分のＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）復調部２２２（２２２−１，２２２−２）と、受信系列数分のＱＡＭ変調部２２３（２２３−１，２２３−２）と、受信系列数分のパイロット挿入部２２４（２２４−１，２２４−２）と、受信系列数分の重み係数制御部２２５（２２５−１，２２５−２）と、受信系列数分の等化係数制御部１６（１６−１，１６−２）とを備える。

選択部２２１は、周波数領域空間フィルタ部２１から入力されるチャネル応答行列、推定送信信号、及びＦＦＴ信号を選択して出力する。選択部２２１の詳細については後述する。

ＱＡＭ復調部２２２は、選択部２２１の出力する推定送信信号をＱＡＭ復調し、ＱＡＭ変調部２２３に出力する。

ＱＡＭ変調部２２３は、ＱＡＭ復調部２２２の出力信号を再変調し、パイロット挿入部２２４に出力する。

パイロット挿入部２２４は、ＱＡＭ再変調された信号にパイロット信号を挿入したパイロット挿入再変調信号（図面では「再変調信号」と記す）を生成し、重み係数制御部２２５及び等化係数制御部１６に出力する。

重み係数制御部２２５は、時間領域空間フィルタ部２０で用いる重み係数を算出する。重み係数制御部２２５の詳細については後述する。

等化係数制御部１６は、周波数領域等化部１４で用いる等化係数を算出する。等化係数制御部１６の詳細は、図３を参照して説明した通りである。ただし、適応制御部２２の等化係数制御部１６に入力される信号は、第１及び第２の実施形態に係る受信装置１及び２においてはチャネル等化部１５４から入力される推定送信信号であるのに対し、第３の実施形態に係る受信装置３においてはパイロット挿入部２２４から入力されるパイロット挿入再変調信号となる。

［選択部］
図１１は、選択部２２１の構成例を示すブロック図である。図１１に示す選択部２２１は、絶対値算出部２２１１と、全キャリア加算部２２１２と、最大値検出部２２１３と、第１セレクタ２２１４と、第２セレクタ２２１５と、第３セレクタ２２１６とを備える。周波数領域空間フィルタ部２１からチャネル応答行列、受信系列数分の周波数領域信号、及び受信系列数分のＦＦＴ信号が入力され、受信系列を並び替えて出力する。入力されるチャネル応答行列は２分配され、一方は絶対値算出部２２１１へ入力され、他方は第１セレクタ２２１４へ入力される。

絶対値算出部２２１１は、チャネル応答行列の各成分について絶対値を算出して、全キャリア加算部２２１２に出力する。サブキャリア番号ｋにおけるチャネル応答行列を式（７）で定義すると、チャネル応答行列の絶対値は式（８）で示される。

全キャリア加算部２２１２は、絶対値算出部２２１１から入力されるチャネル応答行列の絶対値を、成分ごと全サブキャリアに渡って加算した加算行列を最大値検出部２２１３に出力する。各成分は式（９）により加算される。ここで、Ｋは全サブキャリア数を示す。

最大値検出部２２１３は、全キャリア加算部２２１２から入力される加算行列の各行について、式（１０）で示される、最大値を示す列インデックスを出力する。

ここでＩ_ｉは、受信系列ｉを受信するために最も寄与の大きい受信系列を示すものである。最大値検出部２２１３の出力する列インデックスは３分配され、第１セレクタ２２１４、第２セレクタ２２１５、及び第３セレクタ２２１６に入力される。

第１セレクタ２２１４は、周波数領域空間フィルタ部２１からチャネル応答行列が入力され、最大値検出部２２１３から列インデックスが入力され、各行について列インデックスが示す成分を、式（１１）に基づいて出力する。ここで、上付きのＴは転置を示す。例えば、２×２ＭＩＭＯで列インデックスＩ_１＝１、Ｉ_２＝２の場合、第１セレクタ２２１４は、ｈ_１１及びｈ_２２を出力する。つまり、第１セレクタ２２１４は、チャネル応答行列について希望波成分をチャネル応答として出力する。

第２セレクタ２２１５は、最大値検出部２２１３から入力される列インデックスの値によって、周波数領域空間フィルタ部２１から入力される受信系列数分の推定送信信号を、そのまま出力するか、入れ替えて出力するかのいずれかを選択する。例えば、２×２ＭＩＭＯにおいて、列インデックスＩ_１＝１、Ｉ_２＝２の場合には、第２セレクタ２２１５は推定送信信号をそのまま出力し、列インデックスＩ_１＝２、Ｉ_２＝１の場合には、第２セレクタ２２１５は受信系列数分の推定送信信号を入れ替えて出力する。

第３セレクタ２２１６は、最大値検出部２２１３から入力される列インデックスの値によって、周波数領域空間フィルタ部２１から入力される受信系列数分のＦＦＴ信号を、そのまま出力するか、入れ替えて出力するかのいずれかを選択する。例えば、２×２ＭＩＭＯにおいて、列インデックスＩ_１＝１、Ｉ_２＝２の場合には、第３セレクタ２２１６はＦＦＴ信号をそのまま出力し、列インデックスＩ_１＝２、Ｉ_２＝１の場合には、第３セレクタ２２１６は受信系列数分のＦＦＴ信号を入れ替えて出力する。

［重み係数制御部］
図１２は重み係数制御部２２５の構成例を示すブロック図である。ここでは、第１の受信系列の重み係数制御部２２５（２２５−１）を示している。それぞれの重み係数制御部２２５は、受信系列数分の遅延部２２５１（２２５１−１，２２５１−２）と、受信系列数分のＧＩ除去部２２５２（２２５２−１，２２５２−２）と、重み係数算出部２２５３とを備える。なお、受信系列数分の重み係数制御部２２５のうち、１つの重み係数制御部２２５−１のみ遅延部２２５１及びＧＩ除去部２２５２を備えるようにしてもよく、その場合、重み係数制御部２２５−１のＧＩ除去部２２５２の出力信号は他の重み係数制御部２２５−２の重み係数算出部２２５３に入力される。

遅延部２２５１は、周波数領域等化部１４−１，１４−２から入力される等化信号を遅延させてそれぞれＧＩ除去部２２５２に出力する。

ＧＩ除去部２２５２は、遅延部２２５１から入力される等化信号からＧＩを除去して有効シンボルに相当する区間の信号を抽出し、それぞれ重み係数算出部２２５３に出力する。

重み係数算出部２２５３は、受信系列数分のＧＩ除去部２２５２から有効シンボル区間に相当する等化信号が入力され、選択部２２１からチャネル応答が入力され、パイロット挿入部２２４からパイロット挿入再変調信号が入力され、重み係数を算出して出力する。

重み係数算出部２２５３は、第１の乗算部２２５４と、ＩＦＦＴ部２２５５と、自己相関算出部２２５６と、相互相関算出部２２５７と、逆行列算出部２２５８と、第２の乗算部２２５９と、複素共役部２２６０とを備える。ＧＩ除去部２２５２から入力される等化信号は２分配され、一方は自己相関算出部２２５６へ、他方は相互相関算出部２２５７へ入力される。

第１の乗算部２２５４は、適応制御部２２から入力されるチャネル応答及びパイロット挿入再変調信号をサブキャリアごとに乗算して周波数領域における参照信号を生成し、ＩＦＦＴ部２２５５に出力する。

ＩＦＦＴ部２２５５は、第１の乗算部２２５４により生成された参照信号をＩＦＦＴにより時間領域に変換し、時間領域の参照信号を相互相関算出部２２５７に入力する。サブキャリア番号ｋについてのチャネル応答をｈ_ｋ、パイロット挿入再変調信号をｄ_ｋとすると、ＩＦＦＴ部２２５５が出力する時間領域の参照信号ｒ（ｔ）は式（１２）で示される。

自己相関算出部２２５６は、受信系列数分の等化信号の自己相関行列を算出し、逆行列算出部２２５８に出力する。受信系列数分の等化信号からなるベクトルを式（１３）で定義すると、自己相関算出部２２５６の出力は式（１４）で示される。ここでＥ［・］はアンサンブル平均を示す。

相互相関算出部２２５７は、受信系列数分のＧＩ除去部２２５２から等化信号が入力され、ＩＦＦＴ部２２５５から時間領域の参照信号が入力され、式（１５）により相互相関ベクトルを算出して第２の乗算部２２５９へ出力する。

逆行列算出部２２５８は、自己相関算出部２２５６から入力される自己相関行列の逆行列を算出して第２の乗算部２２５９へ出力する。

第２の乗算部２２５９は、逆行列算出部２２５８から入力される自己相関行列の逆行列と、相互相関算出部２２５７から入力される相互相関ベクトルとを乗じ、式（１６）で示されるベクトルωを複素共役部２２６０へ出力する。

複素共役部２２６０は、第２の乗算部２２５９から入力されるベクトルωの複素共役値を出力する。

［伝送路信頼度算出部］
図１３は伝送路信頼度算出部１７の構成例を示すブロック図である。図１３に示す伝送路信頼度算出部１７は、選択部１７７と、間引き部１７１と、第１の除算部１７２と、振幅算出部１７３と、加算部１７４と、乗算部１７５と、第２の除算部１７６とを備える。

選択部１７７は、周波数領域空間フィルタ部２１から入力されるチャネル応答行列からチャネル応答を選択し、第１の除算部１７２に出力する。選択部１７７は、図１１を参照して説明した選択部２２１と同様にチャネル応答を選択する。つまり、チャネル応答行列の各成分の絶対値を全サブキャリアについて加算した値に基づき、希望波成分をチャネル応答として出力する。

間引き部１７１は、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔を周波数領域等化部１４が処理する周波数間隔で除した２のべき乗数（例えば、４）を間引率として、外部から入力される等化係数の間引き処理を行い、第１の除算部１７２に出力する。

第１の除算部１７２は、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアごとに、選択部１７７から入力されるチャネル応答を間引き部１７１から入力される間引き処理後の等化係数で除算して伝送路全体の伝送路応答を算出し、振幅算出部１７３に出力する。

振幅算出部１７３は、第１の除算部１７２から入力される伝送路全体の伝送路応答の振幅を算出し、加算部１７４及び第２の除算部１７６に出力する。

加算部１７４は、振幅算出部１７３から入力される伝送路全体の伝送路応答の振幅を全サブキャリアに渡って加算して、加算結果を乗算部１７５に出力する。

乗算部１７５は、加算部１７４から入力される加算結果に定数であるＯＦＤＭ信号のサブキャリア数の逆数を乗じ、第２の除算部１７６に出力する。

第２の除算部１７６は、振幅算出部１７３から入力される伝送路全体の伝送路応答の振幅を、振幅の平均値で正規化する。すなわち、第２の除算部１７６は、振幅算出部１７３から入力される伝送路全体の伝送路応答の振幅を乗算部１７５から入力される値で除算して伝送路信頼度を算出し、算出した伝送路信頼度を外部に出力する。

［第４の実施形態］
図１４は本発明の第４の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。本実施形態では、受信系列数（受信アンテナ数）が２の場合について説明する。図１４に示す第４の実施形態に係る受信装置４は、第３の実施形態の受信装置３（図７参照）と比較して、尤度比重み付け部１８’の構成のみ異なる。つまり、尤度比を伝送路信頼度により重み付けする際の演算方法が異なっている。その他の点については第３の実施形態と同様であるため、説明を省略する。

受信装置４の尤度比重み付け部１８’は、受信系列数分の雑音分散算出部１８１（１８１−１，１８１−２）と、受信系列数分の除算部１８４（１８４−１，１８４−２）と、受信系列数分の尤度比算出部１８２（１８２−１，１８２−２）とを備える。雑音分散算出部１８１は、第３の実施形態と同様に、周波数領域空間フィルタ部２１から入力される推定送信信号の雑音分散を算出し、除算部１８４に出力する。

受信系列数分の除算部１８４は、雑音分散算出部１８１から入力される雑音分散を伝送路信頼度算出部１７から入力される伝送路信頼度で除算し、それぞれ尤度比算出部１８２に出力する。

第３の実施形態の受信装置３では、尤度比算出部１８２により算出した尤度比に、伝送路信頼度算出部１７により算出した伝送路信頼度を乗算して重み付けを行う。一方、第４の実施形態の受信装置４では、雑音分散算出部１８１により算出した雑音分散を伝送路信頼度算出部１７により算出した伝送路信頼度で除算し、除算後の雑音分散を用いて尤度比算出部１８２により尤度比を算出することにより、尤度比に重み付けを行う。尤度比算出部１８２の計算式は式（１）で示した通りであるが、σ_ｋ ^２は伝送路信頼度で除算した後の雑音分散である。

このように、第３の実施形態に係る受信装置３、及び第４の実施形態に係る受信装置４は、チャネル推定を行う前に、受信信号の等価ベースバンド信号の周波数領域において等化処理を行うため、遅延時間がガードインターバル長を越えるマルチパスによる受信特性の劣化を低減することができる。また、等化係数及びチャネル応答行列の希望波成分を乗算して伝送路信頼度を算出し、該伝送路信頼度を用いて尤度比を重み付けするため、周波数選択性フェージングによるバーストビット誤りを効率的に訂正することができる。

図１５は、受信装置４において、伝搬路の遅延広がりがＧＩ長を越える場合のビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示す図である。このシミュレーションでは、変調方式はＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）に準拠するものとし、モード３、シンボル長１００８μｓ、ＧＩ長１２６μｓ、ＧＩ比１／８とした。キャリア変調は６４ＱＡＭとし、ＭＩＭＯ構成をとるため、パイロット信号はＳＰに直交符号化を施した。また誤り訂正符号は符号長が２９９５２のＬＤＰＣ符号とした。また、ＭＩＭＯ伝搬路行列は式（１７）に示すものを用いた。ここで、Ｄ_１＝０．０１、Ｄ_２＝１０^−０．３、Ｄ_３＝０．１とした。遅延時間は、Ｔ_１＝１８４．６μｓ、Ｔ_２＝１９６．９μｓとした。

図１５より、周波数領域等化部１４の等化係数を用いて伝送路信頼度算出部１７により伝送路信頼度を求めることにより、誤り率特性の改善が得られることが分かる。

なお、上述した受信装置１，２，３，４として機能させるためにコンピュータを用いることができ、そのようなコンピュータは、受信装置１，２，３，４の各機能を実現する処理内容を記述したプログラムを当該コンピュータの記憶部に格納しておき、当該コンピュータのＣＰＵによってこのプログラムを読み出して実行させることで実現することができる。なお、このプログラムは、コンピュータ読取り可能な記録媒体に記録することができる。

上述の実施形態は、代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。例えば、上述の実施形態では、受信系列数が２の場合について説明したが、受信系列数が２以外の場合についても同様に本発明を適用することができる。また、実施形態に記載の複数の構成ブロックを１つに組み合わせたり、あるいは１つの構成ブロックを分割したりすることが可能である。

１，２，３，４ 受信装置
１１ 周波数変換部
１２ Ａ／Ｄ変換部
１３ 直交復調部
１４ 周波数領域等化部
１５ ＯＦＤＭ復調部
１６ 等化係数制御部
１７ 伝送路信頼度算出部
１８，１８’ 尤度比重み付け部
１９ 誤り訂正復号部
２０ 時間領域空間フィルタ部
２１ 周波数領域空間フィルタ部
２２ 適応制御部
２３ 多重部
１４１ ＦＦＴ部
１４２ 等化部
１４３ ＩＦＦＴ部
１６１ 第１の除算部
１６２ 第２の除算部
１６３ 等化誤差算出部
１６４ ＩＦＦＴ部
１６５ 乗算部
１６６ 加算部
１６７ 遅延部
１６８ ＦＦＴ部
１７１ 間引き部
１７２ 第１の除算部
１７３ 振幅算出部
１７４ 加算部
１７５ 乗算部
１７６ 第２の除算部
１７７ 選択部
１８１ 雑音分散算出部
１８２ 尤度比算出部
１８３ 乗算部
１８４ 除算部
２０１ 乗算部
２０２ 加算部
２１１ ＧＩ除去部
２１２ ＦＦＴ部
２１３ チャネル推定部
２１４ 逆フィルタ算出部
２１５ 空間フィルタ部
２２１ 選択部
２２２ ＱＡＭ復調部
２２３ ＱＡＭ変調部
２２４ パイロット挿入部
２２５ 重み係数制御部
１８１１ 減算部
１８１２ 振幅算出部
１８１３ 同期加算部
２２１１ 絶対値算出部
２２１２ 全キャリア加算部
２２１３ 最大値検出部
２２１４ 第１セレクタ
２２１５ 第２セレクタ
２２１６ 第３セレクタ
２２５１ 遅延部
２２５２ ＧＩ除去部
２２５３ 重み係数算出部
２２５４ 第１の乗算部
２２５５ ＩＦＦＴ部
２２２６ 自己相関算出部
２２５７ 相互相関算出部
２２５８ 逆行列算出部
２２５９ 第２の乗算部
２２６０ 複素共役部

Claims (14)

1. ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
   受信信号の等価ベースバンド信号を周波数領域へ変換した周波数領域等価ベースバンド信号に等化係数を用いて等化処理を行った後、再び時間領域へ変換した等化信号を出力する周波数領域等化部と、
   前記等化信号を周波数領域へ変換した周波数領域等化信号のチャネル応答を推定し、該チャネル応答を用いて、送信信号を推定した推定送信信号を生成するＯＦＤＭ復調部と、
   前記チャネル応答を前記等化係数で除算して伝送路の信頼度を算出する伝送路信頼度算出部と、
   前記伝送路の信頼度によって重み付けがされた尤度比を算出する尤度比重み付け部と、
   前記重み付けがされた尤度比を用いて誤り訂正符号の復号処理を行う誤り訂正復号部と、
   前記等化係数を算出する等化係数制御部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記伝送路信頼度算出部は、
   サブキャリアごとに前記チャネル応答を前記等化係数で除算して伝送路応答を算出する第１の除算部と、
   前記伝送路応答の振幅を算出する振幅算出部と、
   前記伝送路応答の振幅を正規化する第２の除算部と、
   を備えることを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
3. 前記周波数領域等化部は、
   前記等価ベースバンド信号を２のべき乗倍、且つサブキャリア数の２倍以上のサイズでＦＦＴ処理して前記周波数領域等価ベースバンド信号を生成する等化用ＦＦＴ部と、
   前記周波数領域等価ベースバンド信号を前記等化係数で除算する等化部と、
   前記等化部の出力信号をＩＦＦＴ処理して前記等化信号を生成する等化用ＩＦＦＴ部と、
   を備えることを特徴とする、請求項１又は２に記載の受信装置。
4. 前記等化係数制御部は、
   前記周波数領域等化信号を前記推定送信信号で除算する第１の除算部と、
   前記第１の除算部の出力信号を前記チャネル応答で除算する第２の除算部と、
   前記第２の除算部の出力信号から等化誤差を求めて出力する等化誤差算出部と、
   前記等化誤差を時間領域に変換した信号に適応係数を乗じる乗算部と、
   前記乗算部の出力信号に遅延部の出力信号を加算して遅延プロファイルを算出する加算部と、
   前記遅延プロファイルを周波数領域に変換して前記等化係数を生成する領域変換部と、を備え、
   前記遅延部は、前記加算部から入力される遅延プロファイルを遅延させることを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の受信装置。
5. 受信系列数分のＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
   受信信号の等価ベースバンド信号を、時間領域において重み係数を用いて重み付けて合成処理して受信系列の分離を行い、合成信号を出力する時間領域空間フィルタ部と、
   前記合成信号を周波数領域へ変換した周波数領域合成信号に等化係数を用いて等化処理を行った後、再び時間領域へ変換した等化信号を出力する周波数領域等化部と、
   前記等化信号を周波数領域へ変換した周波数領域等化信号のチャネル応答行列を推定し、該チャネル応答行列を用いて、送信信号を推定した推定送信信号を出力する周波数領域空間フィルタ部と、
   前記チャネル応答行列の希望波成分を前記等化係数で除算して伝送路の信頼度を算出する伝送路信頼度算出部と、
   前記伝送路の信頼度によって重み付けがされた尤度比を算出する尤度比重み付け部と、
   前記重み付けがされた尤度比を用いて誤り訂正符号の復号処理を行う誤り訂正復号部と、
   前記重み係数及び前記等化係数を算出する適応制御部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
6. 前記伝送路信頼度算出部は、
   サブキャリアごとに前記チャネル応答行列の希望波成分を前記等化係数で除算して伝送路応答を算出する第１の除算部と、
   前記伝送路応答の振幅を算出する振幅算出部と、
   前記伝送路応答の振幅を正規化する第２の除算部と、
   を備えることを特徴とする、請求項５に記載の受信装置。
7. 前記周波数領域等化部は、
   前記合成信号を２のべき乗倍、且つサブキャリア数の２倍以上のサイズでＦＦＴ処理して前記周波数領域合成信号を生成する等化用ＦＦＴ部と、
   前記周波数領域合成信号を前記等化係数で除算する等化部と、
   前記等化部の出力信号をＩＦＦＴ処理して前記等化信号を生成する等化用ＩＦＦＴ部と、
   を備えることを特徴とする、請求項５又は６に記載の受信装置。
8. 前記適応制御部は、
   前記チャネル応答行列の成分ごとに絶対値を算出する絶対値算出部と、
   全サブキャリアに渡って前記絶対値を成分ごとに加算した加算行列を生成する全キャリア加算部と、
   前記加算行列の各行について最大値を示す列インデックスを出力する最大値検出部と、
   前記列インデックスに基づいて、前記チャネル応答行列について希望波成分をチャネル応答として出力するとともに、前記推定送信信号及び前記周波数領域等化信号についてそのまま又は並べ替えて出力するセレクタと、
   前記セレクタの出力する推定送信信号を復調して復調信号を生成する復調部と、
   前記復調信号を再変調して再変調信号を生成する変調部と、
   前記再変調信号にパイロット信号を挿入してパイロット挿入再変調信号を生成するパイロット挿入部と、
   前記パイロット挿入再変調信号を用いて前記重み係数を算出する重み係数制御部と、
   前記パイロット挿入再変調信号を用いて前記等化係数を算出する等化係数制御部と、
   を備えることを特徴とする、請求項５から７のいずれか一項に記載の受信装置。
9. 前記時間領域空間フィルタ部は、時間領域において前記等価ベースバンド信号のアレー合成を行う受信系列数分のアレー合成部を備えることを特徴とする、請求項５から８のいずれか一項に記載の受信装置。
10. 前記周波数領域空間フィルタ部は、
    前記等化信号からガードインターバルを除去するＧＩ除去部と、
    前記ガードインターバルの除去された等化信号を周波数領域へ変換し、前記周波数領域等化信号を生成するＦＦＴ部と、
    前記周波数領域等化信号からチャネル応答行列を推定するチャネル推定部と、
    前記チャネル応答行列の逆フィルタを算出する逆フィルタ算出部と、
    前記逆フィルタの係数からなる列ベクトル及び前記周波数領域等化信号からなる行ベクトルを乗算する空間フィルタ部と、
    を備えることを特徴とする、請求項５から９のいずれか一項に記載の受信装置。
11. 前記逆フィルタ算出部は、ゼロフォーシング規範又はＭＭＳＥ規範に基づいて前記チャネル応答行列の逆フィルタを算出することを特徴とする、請求項１０に記載の受信装置。
12. 前記等化係数制御部は、
    前記セレクタが出力する前記周波数領域等化信号を前記パイロット挿入再変調信号で除算する第１の除算部と、
    前記第１の除算部の出力信号を前記チャネル応答で除算する第２の除算部と、
    前記第２の除算部の出力信号から等化誤差を求めて出力する等化誤差算出部と、
    前記等化誤差を時間領域に変換した信号に適応係数を乗じる乗算部と、
    前記乗算部の出力信号に遅延部の出力信号を加算して遅延プロファイルを算出する加算部と、
    前記遅延プロファイルを周波数領域に変換して前記等化係数を生成する領域変換部と、を備え、
    前記遅延部は、前記加算部から入力される遅延プロファイルを遅延させることを特徴とする、請求項８から１１のいずれか一項に記載の受信装置。
13. 前記重み係数制御部は、
    前記等化信号を遅延させる遅延部と、
    前記遅延部の出力信号からガードインターバルを除去するＧＩ除去部と、
    サブキャリアごとに前記パイロット挿入再変調信号及び前記チャネル応答を乗じて参照信号を算出する第１の乗算部と、
    前記参照信号を時間領域信号に変換して時間領域参照信号を生成するＩＦＦＴ部と、
    前記ＧＩ除去部の出力信号の自己相関行列を求める自己相関算出部と、
    前記ＧＩ除去部の出力信号、及び前記時間領域参照信号の相互相関ベクトルを求める相互相関算出部と、
    前記自己相関行列の逆行列を求める逆行列算出部と、
    前記逆行列に前記相互相関ベクトルを乗じる第２の乗算部と、
    前記第２の乗算部の出力するベクトルの複素共役値を出力する複素共役部と、
    を備えることを特徴とする、請求項８から１２のいずれか一項に記載の受信装置。
14. コンピュータを、請求項１から１３のいずれか一項に記載の受信装置として機能させるためのプログラム。

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