JP2015087233A - 信号解析装置および信号解析方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ミリ波以上の周波数帯の信号に対する解析を安定且つ精度よく行なう。
【解決手段】ローカル信号発生部２１は、異波長の第１の連続光Ｐ_１と第２の連続光Ｐ_２を合波して受光器２５に入射し、その周波数差に等しい周波数のローカル信号Ｓ_ＬＯを生成する。周波数変換部３０は、ローカル信号Ｓ_ＬＯを用いてミリ波帯以上の被測定信号Ｓｘを中間周波数帯の信号Ｓ_ＩＦに変換し、これをＡ／Ｄ変換器３５でデジタル信号Ｄ_ＩＦに変換して解析部４０解析処理を行なう。誤差要因検出部５０は、第１の連続光Ｐ_１と第２の連続光Ｐ_２の位相変動または周波数誤差に起因してローカル信号Ｓ_ＬＯに含まれる位相雑音Δφまたは周波数誤差Δｆの少なくとも一方を、解析結果に誤差を与える誤差要因として検出し、その検出結果を受けた補正手段７０は、ローカル信号Ｓ_ＬＯに含まれる位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方が解析結果に現れないように補正処理を行なう。
【選択図】図１

Description

本発明は、電気信号のスペクトラムや変調品質などを解析するための技術に関し、特に、ミリ波あるいはそれ以上の周波数帯の信号に対する解析を安定且つ精度よく行なうための技術に関する。

通信の高速化、大容量化に伴い、その使用周波数帯域が年々高くなっており、近年ではミリ波あるいはそれ以上の周波数帯の使用が提案されており、その信号の品質評価を定量的に行なうために、その信号をヘテロダイン方式の周波数変換処理によりデジタル処理可能な周波数帯に変換する必要がある。

この周波数変換処理では、測定対象の信号とローカル信号とをミキサに入力し、その差周波数成分を抽出するが、測定対象の信号の周波数が高いため、ローカル信号の周波数も必然的に高くなり、従来の電気的な信号発生器では対応できなくなってきている。

このような高い周波数帯の信号を測定するには、従来より高調波ミキシングが用いられている。高調波ミキシングは、ローカル信号の高調波と被測定信号との差周波数成分を抽出するもので、ローカル周波数の整数倍付近の高い周波数帯の信号を測定可能である。

しかしながら、高調波ミキシングでは、所望次数以外の高調波と被測定信号との差周波数成分も発生するため、多数の偽信号が発生するという問題があった。

これを解決する技術として、波長が異なる２つのコヒーレント光を受光器に入射させ、その波長差に対応した周波数の電気の信号を受光器から出力させてこれを周波数変換のためのローカル信号として用いることが提案されている。この方式は、高い周波数のローカル信号を生成可能なため、基本波ミキシングで高い周波数の信号を測定可能となる。

この方式には、一つの光源と光変調器を用いる方式と、二つの光源を用いる方式とがある。

図２６は前者の方式の例であり、光源１から出射された連続光（コヒーレント光）Ｐと変調用信号発生器２から出力される正弦波の変調用信号ＳｍとをLiNbO₃変調器などからなる光変調器３に与え、連続光Ｐを変調用信号Ｓｍで変調する（非特許文献１参照）。

ここで連続光Ｐの周波数をｆ_０とし、変調用信号Ｓｍの周波数をｆ_ｍとすると、変調された光にはｆ_０±ｆ_ｍの周波数成分が発生する。光変調器３の動作条件によっては変調用信号の２倍の周波数で変調することも可能であり、この場合変調された光はｆ_０±２ｆ_ｍの周波数成分を持つ。必要に応じて図示しない光フィルタにより周波数ｆ_０の成分を除去し、変調された光を受光器４に入射すると、各周波数成分間のビート信号（電気信号）が発生する。ビート信号の周波数は前者の場合は２ｆ_ｍ、後者の場合は４ｆ_ｍとなり、低い周波数の変調用信号Ｓｍを用いてその２倍、４倍などの高い周波数のローカル信号を得ることができる。また、このローカル信号は、一つの光源から出射された連続光を用いて周波数が異なる２つの連続光を生成し、その差分成分を取り出すことで生成しているので、光源から出射される連続光の周波数ｆ_０が変化してもローカル信号の周波数には影響を与えない。

このビート信号をローカル信号Ｓ_ＬＯとして周波数変換部５のミキサ５ａに入力することにより、測定対象の信号Ｓｘを、デジタル処理が可能な低い周波数帯（中間周波数帯）の信号Ｓ_ＩＦに変換することができる。なお、周波数変換部５内で周波数変換処理を複数段行なうことで、デジタル処理が可能な低い周波数帯に変換する場合もある。

このようにして低い周波数帯に変換された信号Ｓ_ＩＦは、Ａ／Ｄ変換器６でデジタル信号Ｄ_ＩＦに変換され、信号解析のための解析部７に入力されて所定の信号処理を受ける。例えば、スペクトラム解析の場合には、変調用信号Ｓｍまたは周波数変換部５内の他の周波数変換処理のローカル信号の周波数掃引中に出力されるデジタル信号Ｄ_ＩＦの検波処理を行い、スペクトラム波形のデータを求める。また、変調解析の場合には、デジタル信号Ｄ_ＩＦに対するベースバンド変換処理を前段で行ない、その変換処理で得られたベースバンド信号に対してデータの変調解析処理等を行い、変調品質等を求める。

図２７は後者の方式の例であり、第１の光源１１から出射された連続光Ｐ_１と第２の光源１２から出射された連続光Ｐ_２を光合波器１３で合波して受光器１４に入射する。

この場合、二つの連続光Ｐ_１、Ｐ_２の周波数をそれぞれｆ_１、ｆ_２とすると、受光器１４からは、その差の周波数｜ｆ_２−ｆ_１｜のビート信号が発生する。このビート信号をローカル信号Ｓ_ＬＯとして周波数変換部５に与えることで、前記同様に周波数変換処理が行なえる。この方式の場合、光源１１、１２の少なくとも一方の周波数を変えることで、ローカル信号Ｓ_ＬＯの周波数を可変できる。

大谷 昭仁,"超100GHz帯測定器の研究開発の現状と展望," 2013年電子情報通信学会総合大会講演論文集, CI-2-3, 2013.

M.Kourogi, K. Nakagawa, M. Ohtsu, "Wide-spanoptical frequency comb generator for accurate optical frequency differencemeasurement," IEEE Journal of Quantum Electronics, vol.29, no.10, pp.2693-2701,Oct.1993.

SatoshiTsukamoto, Yuta Ishikawa, and Kazuro Kikuchi, "Optical Homodyne Receiver Comprising Phase and PolarizationDiversities with Digital Signal Processing," ECOC 2006, Mo.4.2.1, 2006.

図２６の光変調器を用いた方式では、光変調器３の周波数帯域によってローカル信号Ｓ_ＬＯの周波数の可変範囲、即ち、解析装置の測定周波数範囲が制限されるという問題があり、現状では１００ＧＨｚ程度が限界である。

また、図２７の方式では、光変調器の帯域による周波数の制限は無いが、二つの光源１１、１２が互いに独立でその周波数は同期していないため、ローカル信号の周波数確度が低いという問題がある。また、互いに独立な二つの光源の位相雑音がローカル信号に含まれることになり、それによって周波数変換された解析対象信号に位相雑音が発生して信号本来の品質を正しく測定することができないという問題があった。

これを解決するために、二つの光源１１、１２を、光位相ロックループを用いて同期する方法（非特許文献２）も提案されているが、フィードバックループ制御特有の不安定さや応答遅延時間等の影響で、特に周波数を大きく可変した場合等にロック外れ等が発生しやすく安定動作が困難となる問題があった。

本発明は、上記課題を解決し、ミリ波あるいはそれ以上の周波数帯の信号に対する解析を安定且つ精度よく行なうことができる信号解析装置および信号解析方法を提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明の請求項１記載の信号解析装置は、
第１の光源（２２）から出射された第１の連続光と、第２の光源（２３）から前記第１の連続光と異なる波長で出射された第２の連続光とを合波して受光器（２５、９３、５４Ａ）に入射し、該受光器から前記第１の連続光と第２の連続光の周波数差に等しい周波数のローカル信号を出力するローカル信号発生部（２１）と、
解析対象の被測定信号を、前記ローカル信号を用いて中間周波数帯の信号に変換するヘテロダイン方式の周波数変換部（３０）と、
前記中間周波数帯の信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（３５）と、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるデジタル信号に基づいて前記被測定信号の解析を行なう解析部（４０）とを有する信号解析装置において、
前記第１の連続光と第２の連続光の位相変動または設定値に対する周波数誤差に起因して前記ローカル信号に含まれる位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方を、前記解析部の解析結果に誤差を与える誤差要因として検出する誤差要因検出部（５０）と、
前記誤差要因検出部によって検出された誤差要因に基づいて前記周波数変換部から前記解析部までの信号処理経路内で補正処理を行い、前記誤差要因による誤差が前記解析部の解析結果に現れないようにする補正手段（７０）とを設けたことを特徴とする。

また、本発明の請求項２の信号解析装置は、請求項１記載の信号解析装置において、
前記誤差要因検出部は、
前記第１の連続光と所定周波数の高周波信号とを受け、前記第１の連続光を中心として前記所定周波数間隔の複数の側帯波を発生させる光側帯波発生器（５２）を有し、
前記光側帯波発生器の出力光のうち前記第１の連続光の周波数よりも前記第２の連続光に周波数が近い側帯波と前記第２の連続光とのビート成分に基づいて、前記ローカル信号の位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方を検出することを特徴とする。

また、本発明の請求項３の信号解析装置は、請求項２記載の信号解析装置において、
前記誤差要因検出部は、
前記光側帯波発生器の出力光と前記第２の連続光とを受けて合分波する光合分波手段（５３、５３′、６１、９２）と、
前記合分波手段の出力光を受光し、前記光側帯波発生器の出力光のうち前記第１の連続光の周波数よりも前記第２の連続光に周波数が近い側帯波と前記第２の連続光とのビート成分を出力する受光器（５４、５４Ａ、５４Ｂ、５４Ａ〜５４Ｄ、９３）とを有することを特徴とする。

また、本発明の請求項４の信号解析装置は、請求項３記載の信号解析装置において、
前記誤差要因検出部の前記光側帯波発生器と前記光合分波手段との間に、前記光側帯波発生器の出力光から前記第２の連続光の周波数を含む所定の帯域内の前記側帯波を抽出する光バンドパスフィルタ（６０）が設けられていることを特徴とする。

また、本発明の請求項５の信号解析装置は、請求項２〜４記載の信号解析装置において、
前記誤差要因検出部の前記光合分波手段に入射される一方の光に前記第１の連続光が含まれるようにし、該光合分波手段の出力光を受ける前記受光器に、前記側帯波と前記第２の連続光とのビート成分を出力させる機能と、前記ローカル信号発生部の前記受光器の機能を持たせたことを特徴とする。

また、本発明の請求項６の信号解析装置は、請求項２〜５記載の信号解析装置において、
前記誤差要因検出部の前記光合分波手段が、単一偏波型の９０度光ハイブリッド（５３）または両偏波型の９０度光ハイブリッド（５３′）であることを特徴する。

また、本発明の請求項７の信号解析装置は、請求項１記載の信号解析装置において、
前記誤差要因検出部は、
所定周波数の高周波信号を発生する高周波信号発生器（１０２）と、
前記高周波信号の周波数を逓倍する周波数逓倍器（１０３）と、
前記周波数逓倍器の出力信号と前記ローカル信号発生部から出力されたローカル信号とを受けてそのビート成分を出力するミキサ（１０１）とを有し、該ミキサが出力するビート成分に基づいて、前記ローカル信号の位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方を検出することを特徴とする。

また、本発明の請求項８の信号解析装置は、請求項１記載の信号解析装置において、
前記誤差要因検出部は、
所定周波数の高周波信号を発生する高周波信号発生器（１０２）と、
前記ローカル信号発生部から出力されたローカル信号と前記高周波信号発生器から出力された高周波信号とを受け該高周波信号の高調波と前記ローカル信号とのビート成分を出力する高調波ミキサ（１０４）とを有し、該高調波ミキサが出力するビート成分に基づいて、前記ローカル信号の位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方を検出することを特徴とする。

また、本発明の請求項９の信号解析装置は、請求項１〜８記載の信号解析装置において、
前記補正手段は、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号に対し、前記誤差要因検出部で検出された位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方の情報を含む補正用の信号を複素乗算することで、前記解析部に入力される信号に、前記ローカル信号発生部が出力する前記ローカル信号の位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方が現れないように補正することを特徴とする。

また、本発明の請求項１０の信号解析装置は、請求項１〜８記載の信号解析装置において、
前記Ａ／Ｄ変換器と前記解析部との間に、前記中間周波数帯に変換された信号をベースバンド信号に変換するためのベースバンド変換部（８０）が設けられ、
前記補正手段は、前記ベースバンド変換部がベースバンド変換に用いるローカル信号に前記誤差要因検出部で検出された位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方の情報を与えることで、該ベースバンド変換部の出力信号に、前記ローカル信号発生部が出力するローカル信号の位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方が現れないように補正することを特徴とする。

また、本発明の請求項１１の信号解析装置は、請求項１〜８記載の信号解析装置において、
前記周波数変換部は、前記ローカル信号発生部が発生したローカル信号を初段用ローカル信号として受ける初段のミキサ（３０ａ）と、該初段のミキサに続く少なくとも１段の後段のミキサ（３０ｃ）と、該後段のミキサに後段用ローカル信号を与える後段用ローカル信号発生器（３０ｄ）とを有しており、
前記補正手段は、前記誤差要因検出部で検出された周波数誤差の情報を、前記周波数変換部の前記後段用ローカル信号発生器が出力する後段用ローカル信号に与えることで、前記周波数変換部の出力信号に、前記ローカル信号発生部が出力する前記ローカル信号の周波数誤差が現れないように補正することを特徴とする。

また、本発明の請求項１２の信号解析装置は、請求項１〜８記載の信号解析装置において、
前記解析部には、前記被測定信号の周波数を求めてこれを解析結果の一部として出力する周波数出力手段（４０ａ）が設けられており、
前記補正手段は、前記誤差要因検出部で検出された周波数誤差の情報で、前記解析部の前記周波数出力手段が出力する周波数を補正することを特徴とする。

また、本発明の請求項１３の信号解析方法は、
波長が異なる第１の連続光と第２の連続光とを合波して受光器に入射し、前記第１の連続光と第２の連続光の周波数差に等しいローカル信号を前記受光器から出力させるローカル信号発生段階と、
解析対象の被測定信号を、前記ローカル信号を用いて中間周波数帯の信号に変換するヘテロダイン方式の周波数変換段階と、
前記中間周波数帯の信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換段階と、
前記デジタル信号に基づいて前記被測定信号の解析を行なう解析段階を含む信号解析方法において、
前記第１の連続光と第２の連続光の位相変動または設定値に対する周波数誤差に起因して前記ローカル信号に含まれる位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方を、解析段階の解析結果に誤差を与える誤差要因として検出する誤差要因検出段階と、
前記検出された誤差要因に基づいて前記周波数変換段階から前記解析段階までの信号処理段階内で補正処理を行い、前記誤差要因による誤差が前記解析段階の解析結果に現れないようにする補正段階とを設けたことを特徴とする。

このように、本発明では、波長が異なる第１の連続光と第２の連続光を合波して受光器に入射し、第１の連続光と第２の連続光の周波数差に等しい周波数のローカル信号を受光器から出力させ、そのローカル信号を用いて被測定信号をヘテロダイン方式で中間周波数帯の信号に変換し、この中間周波数帯の信号をデジタル信号に変換して解析を行なう信号解析装置および信号解析方法において、前記第１の連続光と第２の連続光の位相変動または設定値に対する周波数誤差に起因して前記ローカル信号に含まれる位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方を、解析結果に誤差を与える誤差要因として検出し、その検出結果で周波数変換処理から解析処理までの経路で補正を行なうことで、ローカル信号に含まれる位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方が解析結果に現れないようにしている。

このため、二つの光源を用いることによる広帯域特性を維持しながら、フィードバックループ制御のような不安定な動作をすることなく、被測定信号に対する解析を安定且つ精度よく行なうことができる。

本発明の基本構成図 本発明の動作説明図 本発明のローカル信号発生部と誤差要因検出部の構成例を示す図 実施形態の動作説明図 実施形態の光側帯波発生器の構成例を示す図 実施形態の単一偏波型の９０度光ハイブリッドの構成例を示す図 実施形態のバランス受光器の構成例を示す図 実施形態の演算部の構成例を示す図 数値制御発振器の構成例を示す図 実施形態の補正手段の構成例を示す図 実施形態の補正手段の構成例を示す図 実施形態の補正手段の構成例を示す図 実施形態の補正手段の構成例を示す図 実施形態の補正手段の構成例を示す図 実施形態の補正手段の構成例を示す図 実施形態のローカル信号発生部と誤差要因検出部の構成例を示す図 実施形態の両偏波型の９０度光ハイブリッドの構成例を示す図 実施形態の誤差要因検出部の構成例を示す図 実施形態の動作説明図 実施形態のローカル信号発生部と誤差要因検出部の構成例を示す図 実施形態の動作説明図 実施形態のローカル信号発生部と誤差要因検出部の構成例を示す図 実施形態のローカル信号発生部と誤差要因検出部の構成例を示す図 実施形態の動作説明図 実施形態のローカル信号発生部と誤差要因検出部の構成例を示す図 従来装置の構成図 従来装置の構成図

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用した信号解析装置２０の基本構成図である。

この信号解析装置２０は、ローカル信号発生部２１、周波数変換部３０、Ａ／Ｄ変換器３５、解析部４０、誤差要因検出部５０、補正手段７０を有している。

ローカル信号発生部２１は、図２の（ａ）に示すように、第１の光源２２および第２の光源２３からそれぞれ出射された波長が異なる第１の連続光（コヒーレント光：以下同じ）Ｐ_１と第２の連続光Ｐ_２を光合波器２４で合波して受光器２５に入射し、図２の（ｂ）に示すように、第１の連続光Ｐ_１と第２の連続光Ｐ_２の周波数差に等しい周波数のローカル信号Ｓ_ＬＯを受光器２５から周波数変換部３０へ出力する。

このローカル信号_ＬＯには、第１の連続光Ｐ_１と第２の連続光Ｐ_２のそれぞれの位相変動Δφ_１(t)、Δφ_２(t)に起因する位相雑音Δφと、それぞれの周波数設定値ｆ_１、ｆ_２に対する周波数誤差Δｆ_１、Δｆ_２に起因する周波数誤差Δｆが含まれている。

周波数変換部３０は、内部に少なくとも一つのミキサ３０ａを有し、図２の（ｃ）のように、被測定信号Ｓｘとローカル信号Ｓ_ＬＯを初段のミキサ３０ａに与えて混合し、その差の周波数成分を抽出するヘテロダイン方式のものであり、図２の（ｄ）のように、被測定信号Ｓｘをデジタル処理が可能な中間周波数帯の信号Ｓ_ＩＦに変換して出力する。図２は周波数変換部３０において１回の周波数変換を行なう場合を図示している。なお、この周波数変換部３０において複数段の周波数変換を行なう場合もある。この場合、周波数変換部３０の出力がデジタル処理可能な周波数帯の信号となる。

中間周波数帯に変換された信号Ｓ_ＩＦには、ローカル信号Ｓ_ＬＯに含まれる周波数誤差と位相雑音が付加されることになり、その中間周波数帯の信号Ｓ_ＩＦは、Ａ／Ｄ変換器３５によってデジタル信号Ｄ_ＩＦに変換されて補正手段７０に入力され、ローカル信号Ｓ_ＬＯによって付加された周波数誤差と位相雑音の少なくとも一方（この実施例では両方）が補正されて、解析部４０に入力される。解析部４０は、入力されるデジタル信号Ｄ_ＩＦ′に基づいて被測定信号のスペクトラムや復調データの変調品質等の解析を行なう。

一方、誤差要因検出部５０は、第１の連続光Ｐ_１と第２の連続光Ｐ_２の位相変動Δφ_１(t)、Δφ_２(t)に起因するローカル信号Ｓ_ＬＯの位相雑音Δφと、それぞれの周波数設定値ｆ_１、ｆ_２に対する周波数誤差Δｆ_１、Δｆ_２に起因するローカル信号Ｓ_ＬＯの周波数誤差Δｆの少なくとも一方（この実施形態では両方）を、解析結果に誤差を与える誤差要因として検出し、その誤差要因が最終的に解析部４０の解析結果として現れないように、補正手段７０により、周波数変換部３０から解析部４０までの被測定信号の信号処理経路において補正している。なお、図１では、補正手段７０がＡ／Ｄ変換器３５と解析部４０の間に設けられているが、後述するように、周波数誤差や位相雑音を補正する位置は図１の例に限定されない。

ここで、周波数が極めて高いローカル信号Ｓ_ＬＯに対する直接的な周波数測定や位相検波は困難であるため、誤差要因検出部５０では、第１の連続光Ｐ_１と第２の連続光Ｐ_２とを受け、両光の周波数および位相情報を含む光を受光器に与えてそのビート成分を求める光処理方式や、電気のローカル信号Ｓ_ＬＯを周波数誤差や位相雑音が極めて少ない高周波信号またはその逓倍出力とをミキシングし、そのビート成分を求める電気処理方式を用いている。

図３は、光処理方式を用いた信号解析装置２０のローカル信号発生部２１と誤差要因検出部５０の構成例を示したものであり、ローカル信号発生部２１には、第１の連続光Ｐ_１と第２の連続光Ｐ_２をそれぞれ分岐する光分波器２６、２７を設け、光分波器２６で分岐された第１の連続光Ｐ_１ａと光分波器２７で分岐された第２の連続光Ｐ_２ａとを光合波器２４に入射し、その出力光を受光器２５に入射してローカル信号Ｓ_ＬＯを発生させている。ここで、光分波器２６、２７および光合波器２４は、光ファイバカプラで実現してもよく、ハーフミラーのような自由空間光学系で実現してもよい。

また、誤差要因検出部５０は、基準信号発生器５１、光側帯波発生器５２、９０度光ハイブリッド５３、バランス受光器５４Ａ、５４Ｂ、Ａ／Ｄ変換器５５Ａ、５５Ｂおよび演算部５６によって構成されている。

基準信号発生器５１は、周波数誤差と位相雑音が極めて少ない所定周波数ｆ_ｍの基準信号Ｓｍを光側帯波発生器５２に与える。光側帯波発生器５２は、図４の（ａ）に示しているように、入射される第１の連続光Ｐ_１ｂを中心とし、その両側に周波数ｆ_ｍ間隔の複数の側帯波を発生させて、９０度光ハイブリッド５３に入射する。

９０度光ハイブリッド５３はこの実施形態の光合分波手段を構成するものであり、上記光側帯波発生器５２の出力光Ｐｓと、分岐された第２の連続光Ｐ_２ｂを受け、図４の（ｂ）のように、第２の連続光Ｐ_２ｂと側帯波との直交ミキシングを行い、第２の連続光Ｐ_２ｂと側帯波との合波成分（同相成分＝実数部）Ｉ(+)、Ｉ(-)と、第２の連続光Ｐ_２ｂを９０度移相した光と側帯波との合波成分（直交成分＝虚数部）Ｑ(+)、Ｑ(-)を、それぞれバランス受光器５４Ａ、５４Ｂにそれぞれ入射することで、各バランス受光器５４Ａ、５４Ｂから、図４の（ｃ）のように、第２の連続光Ｐ_２ｂと側帯波のビート成分を出力させる。ここで、通常、バランス受光器５４Ａ、５４Ｂの帯域よりもローカル信号の周波数の方が高いため、第１の連続光の周波数よりも第２の連続光に周波数が近い側帯波に対応したビート成分で、且つバランス受光器５４Ａ、５４Ｂの帯域内の周波数のビート成分が出力される。

なお、９０度光ハイブリッド５３の出力光Ｉ(+)、Ｉ(-)、Ｑ(+)、Ｑ(-)の符号(+)、(-)は、強度が等しく合波の際の光位相が互いに反転した成分を示しており、ビート成分の位相が互いに反転しているため、バランス受光器５４Ａ、５４Ｂに入射することで、ビート成分の振幅が２倍となり、雑音成分の振幅は√２倍となることと、それぞれの入射光の振幅雑音分がキャンセルされることから高Ｓ／Ｎの出力を得ることができる。

これらの受光器出力Ｉ、Ｑは、Ａ／Ｄ変換器５５Ａ、５５Ｂによってデジタル信号Ｄｉ、Ｄｑに変換されて演算部５６に入力される。

演算部５６では、入力されるデジタル信号Ｄｉ、Ｄｑに基づいて、第１の連続光Ｐ_１と第２の連続光Ｐ_２の位相変動や周波数誤差に起因するローカル信号Ｓ_ＬＯの位相雑音Δφや周波数誤差Δｆを求める。

この演算部５６で得られた位相雑音と周波数誤差の情報は、図１に示したように、Ａ／Ｄ変換器３５と解析部４０の間に設けられた補正手段７０に与えられ、デジタル信号Ｄ_ＩＦに対する補正処理が行なわれて解析部４０に送られる。解析部４０は、補正手段７０によって補正されたデジタル信号Ｄ_ＩＦ′に対するスペクトラム解析や変調解析やデータ復調等の処理を行なう。

次に、上記構成の信号解析装置２０の動作を、数式を用いて説明する。第１の連続光Ｐ_１の波長（設定値）をλ_１、第２の連続光の波長（設定値）をλ_２とすると、第１の連続光Ｐ_１の光周波数（設定値）ｆ_１、第２の連続光Ｐ_２の光周波数（設定値）ｆ_２、受光器２５から出力されるローカル信号Ｓ_ＬＯの周波数（設定値）ｆ_ＬＯは、以下のように表される。

ｆ_１＝ｃ／λ_１ ……（１）
ｆ_２＝ｃ／λ_２ ……（２）
ｆ_ＬＯ＝ｆ_１−ｆ_２ ……（３）
ここでｃは光速、ｆ_１＞ｆ_２である。例えばλ_１＝１５５０ｎｍ、λ_２＝１５５５ｎｍの場合、ｆ_ＬＯ≒６２２ＧＨｚとなる。

また、第１の連続光Ｐ_１の設定値に対する光周波数誤差をΔｆ_１、位相雑音をφ_１(t) 、第２の連続光Ｐ_２の設定値に対する光周波数誤差をΔｆ_２、位相雑音をφ_２(t) とすると、実際の第１の連続光Ｐ_１の光電界ｅ_１(t) と第２の連続光Ｐ_２の光電界ｅ_２(t) は、
ｅ_１(t)＝Ｅ_１・exp[j{２π(ｆ_１＋Δｆ_１)t＋φ_１(t)}] ……（４）
ｅ_２(t)＝Ｅ_２・exp[j{２π(ｆ_２＋Δｆ_２)t＋φ_２(t)}] ……（５）
で表される。ここで、Ｅ_１、Ｅ_２は、それぞれ第１および第２の連続光の電界振幅（定数）である。

ｆ_１＋Δｆ_１＞ｆ_２＋Δｆ_２の場合、ローカル信号の電圧ｅ_ＬＯ(t) は、
ｅ_ＬＯ(t)＝Ｅ_ＬＯ・exp[j{２π(ｆ_１−ｆ_２＋Δｆ_１−Δｆ_２)t
＋φ_１(t)−φ_２(t)｝] ……（６）
＝Ｅ_ＬＯ・exp[j{２π(ｆ_ＬＯ＋Δｆ_１−Δｆ_２)t
＋φ_１(t)−φ_２(t)｝] ……（７）
となり、ローカル信号にはΔｆ_１−Δｆ_２の周波数誤差とφ_１(t)−φ_２(t)の位相雑音が発生する。ここで、Ｅ_ＬＯは、ローカル信号の電圧振幅（定数）である。

２つの光源の位相雑音は同じ大きさでも通常互いに無相関のため、ローカル信号の位相雑音の大きさは通常１つの光源の位相雑音の√２倍になる。

周波数変換部３０の初段のミキサ３０ａに入力される被測定信号Ｓｘをｅ_ＲＦ(t) 、被測定信号Ｓｘの周波数をｆ_ＲＦ、位相をφ_ＲＦ(t) とすると、ｆ_ＲＦ＞ｆ_ＬＯの場合、ミキサから出力される中間周波信号ｅ_ＩＦ(t) は次のようになる。

ｅ_ＲＦ(t)＝Ｅ_ＲＦ exp[j{2πｆ_ＲＦt＋φ_ＲＦ(t)}] ……（８）
ｅ_ＩＦ(t)＝ηＥ_ＲＦ exp[j｛2π(ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ−Δｆ_１＋Δｆ_２)t
＋φ_ＲＦ(t)−φ_１(t)＋φ_２(t)｝] ……（９）
＝ηＥ_ＲＦ exp[j｛2π(ｆ_ＩＦ−Δｆ_１＋Δｆ_２)t
＋φ_ＲＦ(t)−φ_１(t)＋φ_２(t)｝] ……（１０）
ここで、中間周波数はｆ_ＩＦ＝ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ、ηはミキサの変換効率、Ｅ_ＲＦは被測定信号の電圧振幅である。

従って、中間周波信号（最終的には解析装置の解析結果）には、Δｆ_２−Δｆ_１（＝−Δｆ）周波数誤差と、φ_２(t)−φ_１(t)（＝−Δφ）の位相雑音が発生する。

一方、光側帯波発生器５２の出力の光電界をｅ_ｍ(t) 、光側帯波発生器５２の変調周波数(側帯波の周波数間隔)をｆ_ｍ、Ｉ側とＱ側のバランス受光器の出力（ビート成分）をｅ_ｂｉ(t) 、ｅ_ｂｑ(t) とすると、
ｅ_ｍ(t)
＝_ｉ＝−ｎΣ^ｎＥ_ｍｉ exp[j｛2π(ｆ_１＋Δｆ_１＋ｉｆ_ｍ)t＋φ_１(t)＋φ_ｍｉ｝]
……（１１）
ｅ_ｂ(t)
＝ｅ_ｂｉ(t) ＋ｊｅ_ｂｑ(t) ……（１２）
＝_ｉ＝−ｎΣ^ｎη_ｂＥ_ｍｉＥ_２ exp[j｛2π(ｆ_１＋Δｆ_１＋ｉｆ_ｍ−ｆ_２−Δｆ_２)t
＋φ_１(t)＋φ_ｍｉ−φ_２(t)｝] ……（１３）
ここで、記号_ｉ＝−ｎΣ^ｎは、ｉ＝−ｎ〜ｎまでの総和、ｉは側帯波の次数(整数)、ｎは側帯波の最大次数(自然数)、Ｅ_ｍｉは各側帯波の電界振幅、φ_ｍｉは各側帯波の位相(固定値)、η_ｂは変換効率である。また、光側帯波発生器５２の変調周波数ｆ_ｍは基準周波数に同期し、その周波数誤差と位相雑音は光源の周波数誤差と位相雑音よりも十分小さいため無視している。

光側帯波発生器５２の出力には周波数ｆ_ｍ間隔で多数の側帯波が存在し、それら側帯波と第２の連続光Ｐ_２とのビート成分も多数生じるが、バランス受光器５４Ａ、５４Ｂ、Ａ／Ｄ変換器５５Ａ、５５Ｂの帯域内の周波数のビート成分のみがデジタル信号に変換される。ここで、通常、バランス受光器５４Ａ、５４Ｂ、Ａ／Ｄ変換器５５Ａ、５５Ｂの帯域よりもローカル信号の周波数の方が高いため、第１の連続光の周波数よりも第２の連続光に周波数が近い側帯波に対応したビート成分で、且つバランス受光器５４Ａ、５４Ｂ、Ａ／Ｄ変換器５５Ａ、５５Ｂの帯域内の周波数のビート成分がデジタル信号に変換される。必要に応じて周波数帯域を制限するローパスフィルタを追加しても良い。

また、光合分波手段として９０度光ハイブリッド５３を用いて直交ミキシングすることで、第２の連続光Ｐ_２に対する同相成分Ｉと直交成分Ｑが得られ、正の周波数と負の周波数を区別して検出することが出来る。

例えば、第２の連続光に最も周波数が近い側帯波に対応するビート成分を選択する。選択したビート成分をｅ_ｂ１(t) とすると、
ｅ_ｂ１(t)
＝η_ｂＥ_ｍｉ１Ｅ_２ exp[j｛2π(ｆ_１＋Δｆ_１＋ｉ_１ｆ_ｍ−ｆ_２−Δｆ_２)t
＋φ_１(t)＋φ_ｍｉ１−φ_２(t)｝] ……（１４）
となる。ここで、ｉ_１は選択した側帯波の次数(整数) である。ｆ_ｍは基準周波数に同期した変調周波数のため正確に既知である。したがって、例えば光源の光周波数をｆ_１≒ｆ_２の付近から掃引しながらバランス受光器５４Ａ、５４Ｂの出力に現れるビート成分の数をカウントすることにより、側帯波の次数ｉ_１を知ることが出来る。または、基準信号発生器５１から光側帯波発生器５２に与えられる基準信号に周波数変調または位相変調をかけ、ビート成分ｅ_ｂ１(t)の周波数変調または位相変調の変調度を測定することによって、側帯波の次数ｉ_１を知ることができる。ｆ_１とｆ_２は誤差を含まない光周波数、すなわち光周波数の設定値なので当然既知である。

よって、ビート成分ｅ_ｂ１(t)の周波数ｆ_ｂ１を求めると、
ｆ_ｂ１＝ｆ_１＋Δｆ_１＋ｉ_１ｆ_ｍ−ｆ_２−Δｆ_２ ……（１５）
となり、周波数誤差Δｆ_１−Δｆ_２は、
Δｆ_１−Δｆ_２＝ｆ_ｂ１−ｆ_１＋ｆ_２−ｉ_１ｆ_ｍ ……（１６）
で求めることができる。

つまり、ビート成分の周波数ｆ_ｂ１を正確に測定すれば、その他の値ｆ_１、ｆ_２、ｉ_１ｆ_ｍは、前記したように既知となるので、ローカル信号Ｓ_ＬＯの周波数誤差Δｆ_１−Δｆ_２がわかる。

また、式（１４）で示すビート成分ｅ_ｂ１(t) に、前記ビート成分の周波数ｆ_ｂ１を用いた式、exp[−j｛2πｆ_ｂ１t｝]を乗算してその低域成分を求めると、
ｅ_ｂ１(t) exp[−j｛2πｆ_ｂ１t｝]
＝η_ｂＥ_ｍｉ１Ｅ_２ exp[j｛φ_１(t) ＋φ_ｍｉ１ −φ_２(t)｝] ……（１７）
となり、この出力を位相検波することで、位相の情報としてφ_１(t) ＋φ_ｍｉ１ −φ_２(t)を得ることが出来る。

このように得られた補正に必要な周波数誤差や位相雑音の情報が補正手段７０に与えられる。補正手段７０では、例えば、中間周波信号ｅ_ＩＦ(t) に対して、周波数誤差と位相雑音の情報を含んだ補正信号Ｈ、
Ｈ＝exp[j｛2π(Δｆ_１−Δｆ_２)t＋φ_１(t)＋φ_ｍｉ１−φ_２(t)｝]……（１８）
を乗算する。

この乗算で得られる中間周波信号ｅ_ＩＦ(t)′は、
ｅ_ＩＦ(t)′
＝ｅ_ＩＦ(t) exp[j｛2π(Δｆ_１−Δｆ_２)t＋φ_１(t)＋φ_ｍｉ１−φ_２(t)｝
……（１９）
＝ηＥ_ＲＦ exp[j｛2πｆ_ＩＦt＋φ_ＲＦ(t)＋φ_ｍｉ１｝ ……（２０）
となり、二つの光源の周波数誤差と位相雑音がキャンセルされる。なお、実際の補正は、デジタル信号列Ｄ_ＩＦに対する複素乗算で行なう。

このようにして補正手段７０で補正されたデジタル信号列Ｄ_ＩＦ′を受けた解析部４０では、例えばその周波数スペクトラムを求めて図示しない表示器にそのスペクトラム波形を表示する。また、補正された中間周波数帯のデジタル信号列に対してその前段でベースバンド変換処理を行い、そのベースバント信号に変換した信号から変調解析処理を行い、その変調品質を測定する。いずれの場合でも、解析対象の信号は、ローカル信号の位相雑音や周波数誤差の影響がキャンセルされているから、被測定信号そのものの品質を正確に表しており、精度の高い信号解析が行なえる。

なお、上記位相雑音に関する計算結果に固定の位相φ_ｍｉ１が付加されているが、そもそもスペクトラム解析や変調解析等では、被測定信号の絶対位相は測定できないため、固定位相の付加は全く問題無い。

上記説明では、第２の連続光に最も周波数が近い側帯波を選択したが、これに限られるものではなく、第２の連続光に対するビート成分がバランス受光器５４Ａ、５４Ｂ、Ａ／Ｄ変換器５５Ａ、５５Ｂの帯域内に入る任意の側帯波を選択することができる。

また、２つの光源の光周波数の大小関係や被測定信号とローカル信号の周波数の大小関係が本説明と異なる場合でも、数式の負号が異なるだけで上記説明と同様に光源の周波数誤差と位相雑音をキャンセルする効果を得ることが出来る。

なお、広帯域のスペクトラム解析を行なう場合には、解析部４０の制御により、第１の光源２２または第２の光源２３の少なくとも一方の出力光の周波数を連続的に可変させローカル周波数を掃引し、その掃引中に補正手段７０により補正された信号に対する検波処理を行う。この掃引中は、側帯波に対応するビート周波数が、バランス受光器５４Ａ、５４Ｂ、Ａ／Ｄ変換器５５Ａ、５５Ｂの帯域内になるように、必要に応じて随時側帯波を選択する。

次に、上記図３に示した構成例の実施形態の要部の具体的な構成例を説明する。
図５の（ａ）、（ｂ）に、光側帯波発生器５２の構成例を示す。

図５の（ａ）の構成例は、第１の連続光Ｐ_１ｂを受ける光位相変調器５２ａの入射側と出射側にハーフミラー５２ｂ、５２ｃを所定間隔で配置し、基準周波数ｆｒに同期した周波数ｆ_ｍの高周波信号Ｓｍを高周波信号発生器５２ｄで発生させて光位相変調器５２ａに入力することで、図４の（ａ）に示したように、第１の連続光Ｐ_１ｂの周波数ｆ_１を中心とし、その両側に周波数ｆ_ｍ間隔の側帯波を発生させる。ここで、ハーフミラー５２ｂ、５２ｃの間隔の２倍は、多数の側帯波発生のために、周波数ｆ_ｍの波長の整数倍に設定されている。換言すれば、ハーフミラー５２ｂ、５２ｃで構成されるファブリペロー共振器のフリースペクトルレンジの整数倍と周波数ｆ_ｍが等しくなるように設定されている。

また、図５の（ｂ）の構成例は、スーパーコンティニウム型のものであり、第１の連続光Ｐ_１ｂを受ける光強度変調器５２ｅに対し、基準周波数ｆｒに同期した同期した周波数ｆ_ｍのパルス信号Ｐｍをパルス発生器５２ｆで発生させて入力することでパルス変調をかけ、その光パルスを光増幅器５２ｇで増幅し、パルス圧縮器５２ｈで圧縮してから、高非線形ファイバや非線形光学結晶などの光非線形媒体５２ｉに入力することで、周波数ｆ_ｍ間隔の側帯波を発生させる。

図６は、光側帯波発生器５２の出力光Ｐｓと第２の連続光Ｐ_２ｂとを受けて直交復調する９０度光ハイブリッド５３の原理的な構成図である。この９０度光ハイブリッド５３は、信号光Ｓ（光側帯波発生器５２の出力光Ｐｓ）とローカル光ＬＯ（第２の連続光Ｐ_２ｂ）をそれぞれ光分波器５３ａ、５３ｂで２分岐し、それぞれの一方の分岐光Ｓａ、ＬＯａを光合分波器５３ｃに入力し、他方の分岐光ＬＯｂの位相を９０度移相器５３ｄにより９０度移相し、その移相された光ＬＯｂ′と分岐光Ｓｂとを光合分波器５３ｅに入力し、ローカル光ＬＯに対する信号光Ｓの同相成分（実数部）Ｉ(+)、Ｉ(-)と、直交成分（虚数部）Ｑ(+)、Ｑ(-)を出力する。なお、この構成例は、入力光の偏波が単一である（単一偏波型）ことを前提とするものである。

図７の（ａ）、（ｂ）は、バランス受光器５４Ａ、５４Ｂの構成例を示している。図７の（ａ）の構成では、対をなす(+)側入力光と(-)側入力光とをそれぞれフォトダイオード１５５ａ、１５５ｂで受光し、その出力電流を電流電圧変換器（例えばトランスインピーダンスアンプ）１５６ａ、１５６ｂで電圧信号に変換してその変換電圧を減算器１５７で減算することで、振幅雑音が除去された高Ｓ／Ｎの同相成分信号や直交成分信号を得ている。また、図７の（ｂ）のように、二つのフォトダイオード１５５ａ、１５５ｂを直列に接続し、その接続点に電流電圧変換器１５６を接続する構成でも、図７の（ａ）の構成と同等の出力を得ることができる。

図８の（ａ）は演算部５６の構成例を示すものであり、ビート成分の信号Ｄｉ、Ｄｑを離散フーリエ変換器５６ａに与えて複素フーリエ変換を行い、周波数検出手段５６ｂによりビート成分の周波数ｆ_ｂ１を求め、その周波数情報から前記式（１６）により、ローカル信号Ｓ_ＬＯの周波数誤差Δｆを求める。

この周波数誤差Δｆは、側帯波を生成するための変調信号Ｓｍの周波数誤差が連続光に比べて格段に小さいため、間接的に第１の連続光Ｐ_１と第２の連続光Ｐ_２の差周波数の誤差Δｆ_１−Δｆ_２を表している。そして、ビート周波数ｆ_ｂ１を数値制御発振器５６ｃに与えてその負の周波数に等しい周波数で互いに位相が９０度ずれた正弦波を生成し、入力信号Ｄｉ、Ｄｑとともに複素乗算手段５６ｄに与え、前記式（１７）の複素乗算を行い、その演算結果から低域通過フィルタ５６ｅにより低周波成分を抽出し、その出力を位相検波手段５６ｆで位相検波することで、位相雑音Δφを求めることができる。

そしてこのようにして得られた周波数誤差Δｆと位相雑音Δφを含む前記式（１８）の補正信号を用いて補正処理を行なうことになる。

なお、図８の（ｂ）は、図８の（ａ）の位相検波器５６ｆを省略して、位相雑音を複素数Ｉ_Δφ、Ｑ_Δφで出力する場合の構成例である。

また、図８の（ｃ）は、デジタルＰＬＬ構成の演算部５６であり、初期周波数検出手段５６ｂ′で検出されたビート周波数ｆ_ｂ１の初期周波数と、検出された位相雑音に対して係数乗算器５６ｇで帰還係数を乗じた結果を加算器５６ｈで加算し、その加算結果を受けた側帯波次数判定部５６ｉにより側帯波の次数を判定するとともに周波数誤差の情報を出力し、その周波数誤差に対応した２相のローカル信号を数値制御発振器５６ｃから出力させる構成となっており、周波数変動に追従しつつ、その誤差と位相雑音を検出することができる。

図８の（ａ）〜（ｃ）で用いた数値制御発振器５６ｃおよび後述する補正手段７０やベースバンド変換部８０で用いる数値制御発振器７１、８１は、図９に示すように構成されている。

即ち、加算器７１ａは、レジスタ７１ｂの出力データと外部から入力される周波数データｆncoとを加算し、その加算結果をレジスタ７１ｂに入力する。レジスタ７１ｂは、所定の周波数のクロック信号に同期して入力されたデータを取り込み、クロック周期の間そのデータを保持する。したがってレジスタ７１ｂの出力はクロック入力毎に周波数データが累積され、その累積値が位相に相当するデータとなる。位相２πでレジスタ７１ｂの値が一周するようにスケーリングしておくと、連続的に動作可能である。加算器７１ｃは外部から入力される位相データφncoとレジスタ７１ｂの出力データとを加算し、その加算結果を三角関数発生器７１ｄに入力する。三角関数発生器７１ｄは入力される位相θに対してcosθとsinθの値を出力する。以上の構成により、exp[j{2πｆnco t＋φnco}]の複素正弦波信号が得られる。ここで、外部から入力される周波数データｆncoが時間的に変化する場合は、exp[j{2πΣｆnco(t) Δｔ＋φnco}]の複素信号が得られる（Δｔはクロック周期）。

図１０は、補正手段７０の構成例を示している。この補正手段７０は、検出した周波数誤差分Δｆに等しい周波数で、検出した位相雑音Δφを含む互いに９０度位相が異なる２相のローカル信号（補正信号Ｈ）を数値制御発振器７１で生成して複素乗算器７２に与えることで、中間周波数帯の入力信号Ｄ_ＩＦに対する補正信号Ｈの複素乗算を行い、周波数誤差と位相雑音がキャンセルされた中間周波数帯の複素信号Ｄ_ＩＦ′を生成する。なお、複素信号Ｄ_ＩＦ′を図示しない帯域通過フィルタに入力して正の周波数成分のみを抽出し、中間周波数帯の実数の信号Ｄ_ＩＦ″に変換することも可能である。

なお、Ａ／Ｄ変換器３５と解析部４０の間に、中間周波数帯の信号をベースバンド信号に変換するベースバンド変換部を有している解析装置の場合には、そのベースバンド変換部のローカル信号に対して、検出した周波数誤差と位相雑音を含ませることで、補正処理が行なえる。

即ち、図１１に示すベースバンド変換部８０のように、所定の中間周波数（−ｆ_ＩＦ）で互いに位相が９０度異なる２相のローカル信号Ｓ_ＬＯａ、Ｓ_ＬＯｂを出力するための数値制御発振器８１と、そのローカル信号Ｓ_ＬＯａ、Ｓ_ＬＯｂと入力信号Ｄ_ＩＦとの複素乗算を行なう複素乗算器８２と、その複素乗算器８２の出力から低域のベースバンド成分を抽出する低域通過フィルタ８３とで構成されている場合に、補正手段７０として、ローカル信号Ｓ_ＬＯａ、Ｓ_ＬＯｂの周波数を、所定の中間周波数（−ｆ_ＩＦ）に対して検出した周波数誤差Δｆ分シフトさせるための加算器７３で構成するとともに、検出した位相誤差Δφを数値制御発振器８１の位相制御端子に与えることで、前記同様に補正処理がなされたベースバンド信号Ｂｉ、Ｂｑを得ることができる。

また、図１２のように、ベースバンド変換部８０では補正処理は行なわず、そのベースバンドに変換された信号Ｂｉ、Ｂｑに対して、図１０に示した補正手段７０と同様の補正処理（ただし中間周波数帯でなくベースバンド帯での補正）を行なうことで、前記同様に周波数誤差と位相雑音が補正されたベースバンド信号Ｂｉ′、Ｂｑ′を得ることもできる。

また、上記実施形態では、周波数誤差Δｆと位相雑音Δφの情報を含む補正信号による複素乗算で補正を行なっていたが、周波数誤差の補正と位相雑音の補正を別の信号処理部で行なうこともできる。

例えば、図１２の構成において点線で示しているように、ベースバンド変換部８０の数値制御発振器８１に対して位相雑音の補正を行ってもよい。逆に、ベースバンド変換部８０の数値制御発振器８１に対して周波数誤差の補正を行い、ベースバンド信号Ｂｉ、Ｂｑに対して位相雑音の補正を行なってもよい。この場合、位相雑音補正手段は、複素乗算手段と三角関数発生器で構成することができる。

また、図１３に示す補正手段７０のように、ベースバンド変換部８０の出力Ｂｉ、Ｂｑに対して、位相雑音Δφを位相角とし互いに直交する三角関数（例えばsinΔφとcosΔφ）を三角関数発生器７５で生成して複素乗算器７２で乗算することで、位相誤差のみを補正したベースバンド信号Ｂｉ′、Ｂｑ′を得て解析部４０に与えてもよい。

この場合、解析部４０では位相雑音が補正されたベースバンド信号に対する解析処理が行なわれるので、位相に関する解析結果については正確である。ここで、例えば解析部４０に、入力されたべースバンド信号Ｂｉ′、Ｂｑ′に基づいて被測定信号の周波数ｆ_ＲＦを求めてこれを解析結果の一部として出力する周波数出力手段４０ａが設けられている場合には、補正手段７０の加算器７６により、周波数出力手段４０ａの出力周波数ｆ_ＲＦを周波数誤差Δｆ分補正（加算補正）してｆ_ＲＦ′にする。また、被測定信号のスペクトルを測定する場合には、スペクトルを周波数軸上でΔｆ分シフトすればよい。

また、図１４に示すように、周波数変換部３０が複数段（図では２段の例を示す）のヘテロダイン変換処理を行なっている場合には、後段（初段以外の何段目でもよい）のミキサ３０ｃに与える後段用ローカル信号を生成する後段用ローカル信号発生器３０ｄに対する周波数設定情報として、規定のローカル周波数ｆ_ＬＯ２に、検出した周波数誤差Δｆを加算器７７で減算（下側ヘテロダインの場合）して与えることで、その周波数誤差を補正することができる（上側ヘテロダインの場合には加算補正する）。そして、この周波数誤差が補正された中間周波数帯Ｓ_ＩＦの信号に対し、例えばベースバンド変換部８０がある場合には、前記同様にベースバンド変換部８０における数値制御発振器８１に対する位相雑音Δφの補正を行なう。この場合、位相雑音Δφの補正処理を、中間周波数帯の信号に対して行なう図１０の構成、ベースバンド変換された信号に対して行なう図１２の構成を採用してもよい。

なお、図８の（ｂ）に示したように、誤差要因検出部５０で位相雑音を複素データＩ_Δφ、Ｑ_Δφで得ている場合には、図１５のように、その位相雑音の複素データＩ_Δφ、Ｑ_Δφを複素乗算器７８に与えることで位相雑音の補正を行なうことができる。

前記実施形態の誤差要因検出部５０では、光合分波手段として単一偏波の入力光に対する直交ミキシングを行なう単一偏波型の９０度光ハイブリッド５３を用いていたが、入力光の偏波状態によらずにローカル信号の周波数誤差や位相雑音を検出できるようにする場合には、図１６のように、ｘ偏波とｙ偏波それぞれについての同相成分と直交成分を出力する両偏波型の９０度光ハイブリッド５３′と、その両偏波型の９０度光ハイブリッド５３′が出力する４組の出力光をそれぞれ受光する４組のバランス受光器５４Ａ〜５４Ｄを用いることで対応できる。

両偏波型の９０度光ハイブリッド５３′は、図１７に基本構成を示すように、信号光Ｓ（光側帯波発生器５２の出力光Ｐｓ）とローカル光ＬＯ（第２の連続光Ｐ_２ｂ）をそれぞれ偏波分離器５３ｆ、５３ｇに入射して、それぞれをｘ偏波成分とｙ偏波成分に分け、信号光Ｓとローカル光ＬＯのｘ偏波成分Ｘｓ、Ｘ_ＬＯ同士を９０度光ハイブリッド５３ｈに入力し、信号光Ｓとローカル光ＬＯのｙ偏波成分Ｙｓ、Ｙ_ＬＯ同士を９０度光ハイブリッド５３ｉに入力して、各偏波毎の同相成分（実数部）と直交成分（虚数部）とを出力する。

なお、前記単一偏波型の９０度光ハイブリッド５３および両偏波型の９０度光ハイブリッド５３′の実際の構造は周知であって、ここではその詳細は省略するが、両偏波型の９０度光ハイブリッド５３′については例えば非特許文献３に記載された構成で実現することができ、単一偏波型の９０度光ハイブリッド５３については、非特許文献３の構成の半分で実現することができる。

この両偏波型の９０度光ハイブリッド５３′を用いる場合、最大比合成法やCMA (Constant Modulus Algorithm)による適応フィルタを用いることにより、光側帯波発生器５２からの光の偏波が不定の場合においても上記と同様に周波数ｆ_ｂ１を求めることが出来る。

例えば、最大比合成法を用いる場合、ｘ偏波のＩ成分とＱ成分のバランス受光器出力ｅ_ｂｘｉ(t)、ｅ_ｂｘｑ(t)と、ｙ偏波のＩ成分とＱ成分のバランス受光器出力ｅ_ｂｙｉ(t)、ｅ_ｂｙｑ(t)より、
ｅ_ｂｘ(t)＝ｅ_ｂｘｉ(t)＋ｊｅ_ｂｘｑ(t) ……（２１）
ｅ_ｂｙ(t)＝ｅ_ｂｙｉ(t)＋ｊｅ_ｂｙｑ(t) ……（２２）
ｒ＝（１／Ｔ）∫｛ｅ_ｂｘ(t)／ｅ_ｂｙ(t)｝ｄｔ ……（２３）
ｅ_ｂ(t)＝ｒ^＊ｅ_ｂｘ(t)＋ｅ_ｂｙ(t) ……（２４）
の演算処理により、偏波に依存しないｅ_ｂ(t)を求めることが出来る。ここで、式（２３）の記号∫は所定の時間Ｔの定積分を表し、式（２４）のｒ^＊は、ｒの複素共役を表す。

また、前記実施形態では、光側帯波発生器５２の出力を光合分波手段としての単一偏波型の９０度光ハイブリッド５３または両偏波型の９０度光ハイブリッド５３′に直接入射していたが、誤差要因検出の処理としては、第２の連続光と、第１の連続光の周波数誤差と位相雑音を含む側帯波のうち第２の連続光に近い側帯波とのビート成分が必要であり、それ以外の側帯波や第１の連続光成分は不要である。

したがって、上記図３や図１６の実施形態において、光側帯波発生器５２と９０度光ハイブリッド５３、５３′との間に、第２の連続光の周波数を含む所定の帯域内の側帯波を選択的に抽出する光バンドパスフィルタを設けることで、不要な側帯波によるビート成分が現れないようにすることができる。

また、前記実施形態では、９０度光ハイブリッド５３、５３′からそれぞれ対をなして出力されるペア光をバランス受光器で受けることで振幅雑音が除去されたビート成分を得るようにしていたが、この振幅雑音の影響が無視できる場合には、そのペア光の一方のみを単一の受光素子（フォトダイオード）からなる受光器で受光してビート成分を得ることもできる。

また、誤差要因検出部５０の光合分波手段としては、上記のような９０度光ハイブリッド５３、５３′を用いずに、例えば光ファイバカプラやハーフミラーのような単純な光合分波器を用いることもできる。

図１８は、その構成例を示すものであり、図１９の（ａ）に示す光側帯波発生器５２の出力光Ｐｓを光バンドパスフィルタ（光ＢＰＦ）６０に入力して、図１９の（ｂ）のように第２の連続光Ｐ_２ｂの周波数を含む所定の帯域内の側帯波成分Ｐｓ′を選択的に抽出し、その抽出した側帯波成分Ｐｓ′と、第２の連続光Ｐ_２ｂとを例えば光ファイバカプラやハーフミラーのような光合分波器６１に入射して、両光の分波成分同士を合波してバランス受光器５４に入力する。

この構成の場合、例えば図１９の（ｃ）のように、光バンドパスフィルタ６０で抽出された側帯波成分Ｓ１〜Ｓ４と第２の連続光Ｐ_２ｂとの合波成分がバランス受光器５４に入力され、図１９の（ｄ）のように第２の連続光Ｐ_２ｂより周波数が高い側帯波成分Ｓ３、Ｓ４に対応するビート成分Ｓ３′、Ｓ４′がその差の周波数位置に現れ、第２の連続光Ｐ_２ｂより周波数が低い側帯波成分Ｓ１、Ｓ２に対応するビート成分Ｓ１′、Ｓ２′が周波数０で折り返された周波数位置に現れることになる。これらビート成分のうち例えば最も低い周波数のビート成分を選択してその周波数情報と位相情報を求めることで、前記同様の補正処理が行なえる。

この構成例では、光合分波手段として、光ファイバカプラやハーフミラーのような光合分波器６１を用い、ビート成分をＩ、Ｑの複素数要素で得ていないために、２つの側帯波に対応するビート成分（例えばＳ２′とＳ３′）が重なって分離できなくなる場合や、ビート成分の周波数が０に非常に近い場合に位相雑音成分が周波数０で折り返されて重なってしまう場合など、周波数関係によっては周波数誤差と位相雑音を検出できなくなる場合がある。また、側帯波（例えばＳ３）と第２の連続光Ｐ_２ｂの周波数の大小関係を識別できないので、別の方法で周波数の大小関係を識別する必要がある。この周波数の大小関係を識別する方法として、連続光Ｐ_１またはＰ_２の周波数または光側帯波発生器５２に入力する周波数ｆ_ｍを僅かに変化させてビート周波数の変化を観測する方法や、連続光Ｐ_１またはＰ_２の周波数または光側帯波発生器５２に入力する周波数ｆ_ｍに変調をかけてビート周波数に表れる変調成分の極性を判別する方法がある。

これに対し、光バンドパスフィルタ６０とともに前記した図３、図５のように光合分波手段として光の直交ミキサである９０度光ハイブリッド５３、５３′を用いた場合には、図１９の（ｅ）のように、負の周波数側のビート成分を認識することができるため、２つの側帯波に対応したビート成分が重なったり、周波数ゼロで折り返されたりすることが無く、周波数関係によらず、常に周波数誤差や位相雑音の検出が可能である。

また、図１９の（ｅ）のように側帯波（例えばＳ３）と第２の連続光Ｐ_２ｂの周波数の大小関係を周波数軸上で識別できるので、容易に周波数誤差と位相雑音を検出することが出来る。

また、前記実施形態では、ローカル信号発生部２１の受光器２５と、誤差要因検出部５０において周波数差および位相雑音を検出するために用いる受光器（バランス受光器５４、５４Ａ〜５４Ｄ）とが独立していたが、これを共用化することもできる。

その場合、誤差要因検出部５０の光合分波手段（９０度光ハイブッリド５３や光合分波器６１）に入射される一方の光に第１の連続光Ｐ_１の成分が含まれ、第１の連続光Ｐ_１の周波数の付近の側帯波が含まれないようにし、その光合分波手段の出力光を受ける受光器に、前記側帯波と第２の連続光Ｐ_２とのビート成分を出力させる機能と、第１の連続光Ｐ_１と第２の連続光Ｐ_２の周波数差に等しいローカル信号を出力するための前記ローカル信号発生部２１の受光器２５の機能を持たせる。

その一例を図２０に示す。図２０の構成例では、第１の光源２２から出力された第１の連続光Ｐ_１を光分波器２６で２分岐し、その一方Ｐ_１ａを光合波器９１に入力し、他方Ｐ_１ｂを光側帯波発生器５２に入力して、図２１の（ａ）に示すように第１の連続光Ｐ_１を中心として周波数ｆ_ｍ間隔の側帯波を発生させる。

光側帯波発生器５２の出力光Ｐｓは、光バンドパスフィルタ６０に入力され、その側帯波成分のうち、図２１の（ｂ）のように、第２の連続光Ｐ_２の光周波数を含む所定の帯域内の側帯波成分Ｐｓ′が抽出されて光合波器９１に入力され、第１の連続光Ｐ_１ａと合波され、前記同様に光ファイバカプラまたはハーフミラーのような光合分波器９２の一方の入力端子に入力する。この光合分波器９２の他方の入力端子には、図２１の（ｃ）のように第２の光源２３から出力された第２の連続光Ｐ_２が入力されており、それらの両入力光が合波されてバランス受光器９３に入力される。

このため、バランス受光器９３の出力には、図２１の（ｄ）に示すように、第１の連続光Ｐ_１ａと第２の連続光Ｐ_２とのビート成分（ｆ_ＬＯ＋Δｆ_１−Δｆ_２）が高周波成分ＨＦとして含まれるとともに、第２の連続光Ｐ_２と各側帯波成分とのビート成分が低周波成分ＬＦとして含まれ、それらが図示しないフィルタで分離され、第１の連続光Ｐ_１ａと第２の連続光Ｐ_２とのビート成分がローカル信号Ｓ_ＬＯとしてバランス受光器９３の高周波出力端子から周波数変換部３０に出力され、第２の連続光Ｐ_２と各側帯波成分とのビート成分が、周波数誤差や位相雑音を求めるための信号としてバランス受光器９３の低周波出力端子からＡ／Ｄ変換器５５を介して演算部５６に出力される。なお、この場合、前記図１８の構成と同様に低周波側のビート成分のスペクトルは周波数０で折り返されるため、前記図１８の場合と同様に周波数関係の制限がある。

演算部５６では、前記同様に、周波数誤差および位相雑音が検出されて、その検出値により補正処理がなされることになる。

この構成の場合、光合波器９１、光合分波器９２、バランス受光器９３は、ローカル信号発生部２１と誤差要因検出部５０で共用していることになる。

また、図２２に別の構成例を示す。この構成例では、図２０の構成例の光合分波器９２とバランス受光器９３の代わりに、前述の９０度光ハイブリッド５３とバランス受光器５４Ａ、５４Ｂを用い、一方のバランス受光器５４Ａからは、図２１の（ｅ）に示しているように、高周波出力端子（ＨＦ）から第１の連続光Ｐ_１ａと第２の連続光Ｐ_２とのビート成分（ｆ_ＬＯ＋Δｆ_１−Δｆ_２）をローカル信号Ｓ_ＬＯとして出力させるとともに、低周波出力端子（ＬＦ）から第２の連続光Ｐ_２と側帯波成分とのビートの同相成分Ｉを出力させ、他方のバランス受光器５４Ｂからは、低周波出力端子から第２の連続光Ｐ_２と側帯波成分とのビートの直交成分Ｑを出力させている。

この構成例では、負の周波数のビートを認識することができるため、図３の場合と同様に、周波数関係によらずに周波数誤差と位相雑音の検出が可能である。図２２の構成の場合、バランス受光器５４Ｂの高周波出力端子からローカル信号Ｓ_ＬＯを出力してもよい。

上記各実施形態はローカル信号発生部２１の第１の連続光と第２の連続光を受けて、ローカル信号の周波数誤差と位相雑音を求める光処理方式の例であったが、次に電気処理方式の例を示す。図２３は電気処理方式の構成例であり、受光器２５から出力されるローカル信号Ｓ_ＬＯを分波器２９で分波して、その一方を周波数変換部３０に与え、他方を誤差要因検出部５０のミキサ１０１のローカル入力端子に与える。

一方、基準信号発生器５１から出力された基準信号にロックした周波数ｆ_ｍの高周波信号を高周波信号発生器１０２で生成して周波数逓倍器１０３に与え、図２４の（ａ）のように周波数ｆ_ｍの整数倍の高調波成分を発生させる。高周波信号の周波数ｆ_ｍおよび周波数逓倍器１０３の逓倍次数は、その逓倍出力の周波数ｉｆ_ｍが、ローカル信号の周波数（ｆ_ＬＯ＋Δｆ_１−Δｆ_２）に近く（その差がＡ／Ｄ変換器５５の入力信号帯域に入る程度）なるように設定されている。周波数逓倍器１０３の出力は、ミキサ１０１のＲＦ入力端子に入力される。したがって、ミキサ１０１のＩＦ出力端子からは、図２４の（ｂ）のように位相と周波数が安定な逓倍出力ｉｆ_ｍとローカル信号Ｓ_ＬＯとのビート成分（差の周波数成分）が得られ、その出力信号がＡ／Ｄ変換器５５でデジタル信号に変換されて演算部５６に入力し、前記同様にローカル信号Ｓ_ＬＯの周波数誤差と位相雑音が検出されることになる。

この構成の場合、周波数逓倍器１０３の出力信号ｅ_ｍ(t) は、
ｅ_ｍ(t)＝_ｉ＝１Σ^ｎＥ_ｍｉ exp[j｛2πｉｆ_ｍt＋φ_ｍｉ｝] ……（２５）
となる。ここで、記号_ｉ＝１Σ^ｎはｉ＝１〜ｎまでの総和、ｉは高調波の次数、ｎは高調波の最大次数、Ｅ_ｍｉは各高調波の振幅、φ_ｍｉは、各高調波の位相である。

ローカル信号Ｓ_ＬＯの周波数に近い逓倍次数をｉ_１とすると、下側ヘテロダインの場合にミキサ１０１から出力されるビート成分ｅ_ＩＦ(t)′は、
ｅ_ＩＦ(t)′
＝η′Ｅ_ｍｉ１exp[j｛2π(ｉ_１ｆ_ｍ−ｆ_ＬＯ−Δｆ_１＋Δｆ_２)t
＋φ_ｍｉ１−φ_１(t)＋φ_２(t)｝] ……（２６）
となる。ここで、η′は、ミキサ１０１の変換効率である。

ここで、ｉ_１ｆ_ｍ＞ｆ_ＬＯ＋Δｆ_１−Δｆ_２とする。ｆ_ｍを高くして｜Δｆ_１−Δｆ_２｜＜ｆ_ｍ／２にすると、ｆ_ＬＯ／ｆ_ｍからｉ_１を推定することが出来る。そしてビート成分ｅ_ＩＦ(t)′の周波数と位相を求めることにより、Δｆ_１−Δｆ_２およびφ_１(t)−φ_２(t)−φ_ｍｉ１を求めることが出来る。従って、上記同様にローカル信号生成のために用いる二つの光源に起因した周波数誤差と位相雑音をキャンセルすることが出来る。

図２５は、電気処理方式の別の構成例を示している。この構成例は、図２３の構成のミキサ１０１の代わりに高調波ミキサ１０４を用いるとともに周波数逓倍器１０３を省略した構成となっている。

即ち、受光器２５から出力されるローカル信号Ｓ_ＬＯを分波器２９で分波して、その一方を周波数変換部３０に与え、他方を誤差要因検出部５０の高調波ミキサ１０４のＲＦ入力端子に与える。一方、基準信号発生器５１から出力された基準信号にロックした周波数ｆ_ｍの高周波信号を高周波信号発生器１０２で生成して高調波ミキサ１０４のローカル入力端子に入力する。したがって、高調波ミキサ１０４のＩＦ出力端子からは、周波数ｆ_ｍの高周波信号の高調波（周波数ｉ・ｆ_ｍ）とローカル信号（周波数ｆ_ＬＯ＋Δｆ_１−Δｆ_２)とのビート（差の周波数成分）が得られ、その出力信号がＡ／Ｄ変換器５５でデジタル信号に変換されて演算部５６に入力される。

この場合も、位相と周波数が安定な周波数ｆ_ｍの高周波信号の高調波とローカル信号との差の周波数成分が得られ、その差の周波数成分からローカル信号の周波数誤差や位相雑音を検出することができる。

図２３と図２５の構成例では、ミキサ１０１または高調波ミキサ１０４から出力される信号のスペクトルは周波数０で折り返されるため、前記図１８の場合と同様に周波数関係の制限がある。

また、前記した各実施例のＡ／Ｄ変換器３５やＡ／Ｄ変換器５５、５５Ａ〜５５Ｄは、基準信号発生器５１から出力される基準信号に同期したクロック信号に基づいてＡ／Ｄ変換することによって、より正確にローカル信号の周波数誤差と位相雑音を検出すると共に、より正確に被測定信号を解析することが出来る。

前記説明でローカル信号発生部２１と誤差要因検出部５０の構成例と、補正手段７０の構成例を示したが、その組合せは任意である。

また、上記実施形態では、誤差要因として位相雑音と周波数誤差の両方求める場合について説明したが、定常的な周波数誤差が問題とならないような解析の場合、位相雑音のみを検出してその補正を行なってもよく、逆に、周波数誤差のみを検出して補正してもよい。

２０……信号解析装置、２１……ローカル信号発生部、２２……第１の光源、２３……第２の光源、２４……光合波器、２５……受光器、３０……周波数変換部、３５……Ａ／Ｄ変換器、４０……解析部、５０……誤差要因検出部、５２……光側帯波発生器、５３、５３′……９０度光ハイブリッド、５４、５４Ａ〜５４Ｄ、９３……バランス受光器、５５、５５Ａ〜５５Ｄ……Ａ／Ｄ変換器、５６……演算部、６０……光バンドパスフィルタ、６１、９２……光合分波器、７０……補正手段、８０……ベースバンド変換部、９２……光合分波器

Claims (13)

1. 第１の光源（２２）から出射された第１の連続光と、第２の光源（２３）から前記第１の連続光と異なる波長で出射された第２の連続光とを合波して受光器（２５、９３、５４Ａ）に入射し、該受光器から前記第１の連続光と第２の連続光の周波数差に等しい周波数のローカル信号を出力するローカル信号発生部（２１）と、
   解析対象の被測定信号を、前記ローカル信号を用いて中間周波数帯の信号に変換するヘテロダイン方式の周波数変換部（３０）と、
   前記中間周波数帯の信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（３５）と、
   前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるデジタル信号に基づいて前記被測定信号の解析を行なう解析部（４０）とを有する信号解析装置において、
   前記第１の連続光と第２の連続光の位相変動または設定値に対する周波数誤差に起因して前記ローカル信号に含まれる位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方を、前記解析部の解析結果に誤差を与える誤差要因として検出する誤差要因検出部（５０）と、
   前記誤差要因検出部によって検出された誤差要因に基づいて前記周波数変換部から前記解析部までの信号処理経路内で補正処理を行い、前記誤差要因による誤差が前記解析部の解析結果に現れないようにする補正手段（７０）とを設けたことを特徴とする信号解析装置。
2. 前記誤差要因検出部は、
   前記第１の連続光と所定周波数の高周波信号とを受け、前記第１の連続光を中心として前記所定周波数間隔の複数の側帯波を発生させる光側帯波発生器（５２）を有し、
   前記光側帯波発生器の出力光のうち前記第１の連続光の周波数よりも前記第２の連続光に周波数が近い側帯波と前記第２の連続光とのビート成分に基づいて、前記ローカル信号の位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方を検出することを特徴とする請求項１記載の信号解析装置。
3. 前記誤差要因検出部は、
   前記光側帯波発生器の出力光と前記第２の連続光とを受けて合分波する光合分波手段（５３、５３′、６１、９２）と、
   前記合分波手段の出力光を受光し、前記光側帯波発生器の出力光のうち前記第１の連続光の周波数よりも前記第２の連続光に周波数が近い側帯波と前記第２の連続光とのビート成分を出力する受光器（５４、５４Ａ、５４Ｂ、５４Ａ〜５４Ｄ、９３）とを有することを特徴とする請求項２記載の信号解析装置。
4. 前記誤差要因検出部の前記光側帯波発生器と前記光合分波手段との間に、前記光側帯波発生器の出力光から前記第２の連続光の周波数を含む所定の帯域内の前記側帯波を抽出する光バンドパスフィルタ（６０）が設けられていることを特徴とする請求項３記載の信号解析装置。
5. 前記誤差要因検出部の前記光合分波手段に入射される一方の光に前記第１の連続光が含まれるようにし、該光合分波手段の出力光を受ける前記受光器に、前記側帯波と前記第２の連続光とのビート成分を出力させる機能と、前記ローカル信号発生部の前記受光器の機能を持たせたことを特徴とする請求項２〜４記載の信号解析装置。
6. 前記誤差要因検出部の前記光合分波手段が、単一偏波型の９０度光ハイブリッド（５３）または両偏波型の９０度光ハイブリッド（５３′）であることを特徴する請求項２〜５記載の信号解析装置。
7. 前記誤差要因検出部は、
   所定周波数の高周波信号を発生する高周波信号発生器（１０２）と、
   前記高周波信号の周波数を逓倍する周波数逓倍器（１０３）と、
   前記周波数逓倍器の出力信号と前記ローカル信号発生部から出力されたローカル信号とを受けてそのビート成分を出力するミキサ（１０１）とを有し、該ミキサが出力するビート成分に基づいて、前記ローカル信号の位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方を検出することを特徴とする請求項１記載の信号解析装置。
8. 前記誤差要因検出部は、
   所定周波数の高周波信号を発生する高周波信号発生器（１０２）と、
   前記ローカル信号発生部から出力されたローカル信号と前記高周波信号発生器から出力された高周波信号とを受け該高周波信号の高調波と前記ローカル信号とのビート成分を出力する高調波ミキサ（１０４）とを有し、該高調波ミキサが出力するビート成分に基づいて、前記ローカル信号の位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方を検出することを特徴とする請求項１記載の信号解析装置。
9. 前記補正手段は、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号に対し、前記誤差要因検出部で検出された位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方の情報を含む補正用の信号を複素乗算することで、前記解析部に入力される信号に、前記ローカル信号発生部が出力する前記ローカル信号の位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方が現れないように補正することを特徴とする請求項１〜８記載の信号解析装置。
10. 前記Ａ／Ｄ変換器と前記解析部との間に、前記中間周波数帯に変換された信号をベースバンド信号に変換するためのベースバンド変換部（８０）が設けられ、
    前記補正手段は、前記ベースバンド変換部がベースバンド変換に用いるローカル信号に前記誤差要因検出部で検出された位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方の情報を与えることで、該ベースバンド変換部の出力信号に、前記ローカル信号発生部が出力するローカル信号の位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方が現れないように補正することを特徴とする請求項１〜８記載の信号解析装置。
11. 前記周波数変換部は、前記ローカル信号発生部が発生したローカル信号を初段用ローカル信号として受ける初段のミキサ（３０ａ）と、該初段のミキサに続く少なくとも１段の後段のミキサ（３０ｃ）と、該後段のミキサに後段用ローカル信号を与える後段用ローカル信号発生器（３０ｄ）とを有しており、
    前記補正手段は、前記誤差要因検出部で検出された周波数誤差の情報を、前記周波数変換部の前記後段用ローカル信号発生器が出力する後段用ローカル信号に与えることで、前記周波数変換部の出力信号に、前記ローカル信号発生部が出力する前記ローカル信号の周波数誤差が現れないように補正することを特徴とする請求項１〜８記載の信号解析装置。
12. 前記解析部には、前記被測定信号の周波数を求めてこれを解析結果の一部として出力する周波数出力手段（４０ａ）が設けられており、
    前記補正手段は、前記誤差要因検出部で検出された周波数誤差の情報で、前記解析部の前記周波数出力手段が出力する周波数を補正することを特徴とする請求項１〜８記載の信号解析装置。
13. 波長が異なる第１の連続光と第２の連続光とを合波して受光器に入射し、前記第１の連続光と第２の連続光の周波数差に等しいローカル信号を前記受光器から出力させるローカル信号発生段階と、
    解析対象の被測定信号を、前記ローカル信号を用いて中間周波数帯の信号に変換するヘテロダイン方式の周波数変換段階と、
    前記中間周波数帯の信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換段階と、
    前記デジタル信号に基づいて前記被測定信号の解析を行なう解析段階を含む信号解析方法において、
    前記第１の連続光と第２の連続光の位相変動または設定値に対する周波数誤差に起因して前記ローカル信号に含まれる位相雑音または周波数誤差の少なくとも一方を、解析段階の解析結果に誤差を与える誤差要因として検出する誤差要因検出段階と、
    前記検出された誤差要因に基づいて前記周波数変換段階から前記解析段階までの信号処理段階内で補正処理を行い、前記誤差要因による誤差が前記解析段階の解析結果に現れないようにする補正段階とを設けたことを特徴とする信号解析方法。

Images