JP2014504075A - 拡張シグマデルタ変調の実施 - Google Patents

Abstract

概して、拡張シグマデルタ変調を実施するための技法について記載する。たとえば、予測フィルタユニットと、増幅器と、オーバーサンプリングユニットと、シグマデルタ変調ユニットとを備える装置が、本技法を実装することができる。予測フィルタユニットは、入力信号に対して予測フィルタ処理を実施して、フィルタ処理済み信号を生成し、入力信号のエネルギーおよびフィルタ処理済み信号のエネルギーの関数として、予測利得の推定値を計算する。増幅器は、フィルタ処理済み信号を受信し、予測利得に基づいて、フィルタ処理済み信号を増幅して、増幅信号を生成する。オーバーサンプリングユニットは、増幅信号を受信し、オーバーサンプリングレートに従ってオーバーサンプリングを実施して、オーバーサンプリング信号を生成する。シグマデルタ変調ユニットは、オーバーサンプリング信号を受信し、シグマデルタ変調を実施して、変調信号を生成する。

Description

本開示は、信号のエンコードに関し、より詳細には、シグマデルタ変調を使う信号のエンコードに関する。

概して、シグマデルタ変調（ＳＤＭ）は、パルス密度変調（ＰＤＭ）を使って、アナログ信号などの高分解能信号を、デジタル信号など、より低分解能の信号にエンコードするプロセスを指す。ＰＤＭは、パルス密度変調の結果として生じた信号が、その相対ビット密度によりアナログ信号の振幅を表すように、デジタルデータでアナログ信号が表される形の変調を指す。シグマデルタ復調は、より低分解能のデジタル信号からアナログ信号を再構築する逆プロセスを指す。一般に、シグマデルタ変調および復調は、いくつか例を挙げると、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）、デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）、周波数シンセサイザ、スイッチモード電源、クラスＤ増幅器用の制御回路、およびモータ制御によって利用される。

シグマデルタ変調器は、積分器ユニットの出力が量子化器ユニットの入力に流れる、積分器ユニットと量子化器ユニットの線形結合として構築される。量子化器ユニットの出力は、シグマデルタ変調器の出力信号である。この出力は、積分器ユニットの入力にその出力が流される加算ユニットに出力信号をフィードバックするフィードバックループの一部でもある。この加算ユニット、積分器ユニットおよび量子化器ユニットは、一般に一次シグマデルタ変調器と呼ばれるものを形成する。加算ユニットの前に追加積分器ユニットをインラインに追加すると、加算ユニットの前にインラインに追加された各追加積分器に対する次数が１だけ増大する。

シグマデルタ変調器の出力信号に対する、９０〜１００ｄＢのＳＮＲなど、所望の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を達成するために、シグマデルタ変調器は、２つのやり方で修正することができる。第１のやり方では、シグマデルタ変調器の次数が増大され得るが、４または５次を上回って次数を増大させた結果として、概して、不安定なシグマデルタ変調器となる。第２のやり方では、シグマデルタ変調器のオーバーサンプリングレート（ＯＳＲ）が増大され得る。ただし、シグマデルタ変調器のＯＳＲを増大させると、入力信号を正確に表すのに必要とされるビットの数が増大する。ビットの数の増大は、モバイル電話におけるアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器またはデジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器内でシグマデルタ変調器が利用され得る、ワイヤレスチャネルなど、限られた帯域幅チャネルを介して出力信号を伝達するシグマデルタ変調器アプリケーションにおける重大な検討事項であり得る。ビットが増加すると、より多くのワイヤレスチャネル帯域幅が消費され得る。

概して、本開示では、拡張シグマデルタ変調を実施するための技法について説明する。本開示に記載するシグマデルタ変調は、いくつかの例では、従来のシグマデルタ変調によって生じるものよりも良好な信号対ノイズ比（ＳＮＲ）をもつ信号を与えることができるという点で、拡張型と見なされ得る。いくつかの例では、本開示に記載するシグマデルタ変調は、一部の従来のシグマデルタ変調器と比較して、拡張シグマデルタ変調器の複雑さを大幅に増すことなく、ＳＮＲを増大させることができる。本開示に記載するシグマデルタ変調器は、所与の次数で構成されると、拡張型と従来のシグマデルタ変調器の両方が同じＯＳＲを利用するとき、同じ次数の従来のシグマデルタ変調器と比較して、結果として得られる信号のＳＮＲを改善することができる。この点において、本開示に記載するように構成されたシグマデルタ変調器は、同様の従来のシグマデルタ変調器と比較して、拡張型と見なすことができる。

一例では、拡張シグマデルタ変調実施する方法であって、この方法は、装置を使って、入力信号からフィルタ処理済み信号を生成するように、入力信号に予測フィルタを適用することと、入力信号のエネルギーおよびフィルタ処理済み信号のエネルギーの関数として、予測利得の推定値を計算することとを備える。この方法はまた、装置を使って、予測利得の推定値に基づいてフィルタ処理済み信号を増幅して増幅信号を生成することと、装置を使って、オーバーサンプリングレートに従って増幅信号をオーバーサンプリングして、オーバーサンプリング信号を生成することと、オーバーサンプリング信号に対してシグマデルタ変調を実施して、変調信号を生成することとを備える。

別の例では、装置が、入力信号に対して予測フィルタ処理を実施して、フィルタ処理済み信号を生成し、入力信号のエネルギーおよびフィルタ処理済み信号のエネルギーの関数として、予測利得の推定値を計算する予測フィルタユニットと、フィルタ処理済み信号を受信し、予測利得に基づいてフィルタ処理済み信号を増幅して、増幅信号を生成する増幅器とを備える。この装置はまた、増幅信号を受信し、オーバーサンプリングレートに従ってオーバーサンプリングを実施して、オーバーサンプリング信号を生成するオーバーサンプリングユニットと、オーバーサンプリング信号を受信し、シグマデルタ変調を実施して、変調信号を生成するシグマデルタ変調ユニットとを含む。

別の例では、装置が、入力信号に対して予測フィルタ処理を実施して、フィルタ処理済み信号を生成し、入力信号のエネルギーおよびフィルタ処理済み信号のエネルギーの関数として、予測利得の推定値を計算するための手段と、予測利得に基づいてフィルタ処理済み信号を増幅して、増幅信号を生成するための手段とを備える。この装置はまた、オーバーサンプリングレートに従って増幅信号をオーバーサンプリングして、オーバーサンプリング信号の生成を実施するための手段と、オーバーサンプリング信号に対してシグマデルタ変調を実施して、変調信号を生成するための手段とを備える。

別の例では、コンピュータ可読記憶媒体が、プログラム可能プロセッサに、入力信号からフィルタ処理済み信号を生成するように入力信号に予測フィルタを適用させ、入力信号のエネルギーおよびフィルタ処理済み信号のエネルギーの関数として予測利得の推定値を計算させ、予測利得の推定値に基づいてフィルタ処理済み信号を増幅させて増幅信号を生成させ、オーバーサンプリングレートに従って増幅信号をオーバーサンプリングさせて、オーバーサンプリング信号を生成させ、オーバーサンプリング信号に対してシグマデルタ変調を実施させて、変調信号を生成させる命令でエンコードされる。

別の例では、方法が、装置を使って、拡張シグマデルタ変調を使って変調された変調信号を受信することと、装置を使って、変調信号に対してシグマデルタ復調を実施して、復調信号を生成することとを備える。この方法はまた、装置を使って、ダウンサンプリングレートに従って復調信号をダウンサンプリングして、ダウンサンプリング信号を生成することと、装置を使って、判定された予測利得に基づいて、ダウンサンプリング信号に対して逆増幅を実施して、非増幅信号を生成することと、装置を使って、非増幅信号に対して逆予測フィルタ処理を実施して、再構築信号を生成することとを備える。

別の例では、装置が、変調信号を受信し、シグマデルタ復調を実施して、復調信号を生成するシグマデルタ復調ユニットと、復調信号を受信し、ダウンサンプリングレートに従ってダウンサンプリングを実施して、ダウンサンプリング信号を生成するダウンサンプリングユニットとを備える。この装置はまた、ダウンサンプリング信号を受信し、判定された予測利得に基づいて、ダウンサンプリング信号に対して逆増幅を実施して、非増幅信号を生成する逆増幅ユニットと、非増幅信号に対して逆予測フィルタ処理を実施して、再構築信号を生成する逆予測フィルタユニットとを備える。

別の例では、装置が、拡張シグマデルタ変調を使って変調された変調信号を受信するための手段と、変調信号に対してシグマデルタ復調を実施して、復調信号を生成するための手段とを備える。この装置はまた、ダウンサンプリングレートに従って復調信号をダウンサンプリングして、ダウンサンプリング信号を生成するための手段と、判定された予測利得に基づいて、ダウンサンプリング信号に対して逆増幅を実施して、非増幅信号を生成するための手段と、非増幅信号に対して逆予測フィルタ処理を実施して、再構築信号を生成するための手段とを備える。

別の例では、コンピュータ可読記憶媒体が、プログラム可能プロセッサに、拡張シグマデルタ変調を使って変調された変調信号を受信させ、変調信号に対してシグマデルタ復調を実施させて復調信号を生成させ、ダウンサンプリングレートに従って復調信号をダウンサンプリングさせて、ダウンサンプリング信号を生成させ、判定された予測利得に基づいて、ダウンサンプリング信号に対して逆増幅を実施させて、非増幅信号を生成させ、非増幅信号に対して逆予測フィルタ処理を実施させて、再構築信号を生成させる命令でエンコードされる。

１つまたは複数の例の詳細を添付の図面および以下の説明に記載する。他の特徴、目的、および利点は、その説明および図面、ならびに特許請求の範囲から明らかになろう。

本開示に記載する拡張シグマデルタ変調および復調技法を実装する例示的システムを示すブロック図。 図１の拡張シグマデルタ変調ユニットをより詳しく示すブロック図。 図１の拡張シグマデルタ復調ユニットをより詳しく示すブロック図。 本開示の技法と一致する例示的システムの例示的動作を示すフローチャート。 図１の例に示す拡張シグマデルタ変調ユニットの別の例示的実施態様を示すブロック図。 図１の例に示す拡張シグマデルタ復調ユニットの別の例示的実施態様を示すブロック図。 本開示に記載する技法を実装する拡張シグマデルタ復調ユニットによって出力される再構築信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を提示するグラフを示す図。 本開示に記載する技法を実装する拡張シグマデルタ復調ユニットによって出力される再構築信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を提示するグラフを示す図。 本開示に記載する技法を実装する拡張シグマデルタ復調ユニットによって出力される再構築信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を提示するグラフを示す図。 本開示に記載する技法を実装する拡張シグマデルタ復調ユニットによって出力される再構築信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を提示するグラフを示す図。 本開示に記載する技法を実装する拡張シグマデルタ復調ユニットによって出力される再構築信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を提示するグラフを示す図。

詳細な説明

図１は、本開示に記載する拡張シグマデルタ変調および復調技法を実装する例示的システム１０を示すブロック図である。図１の例において、システム１０は、ソースデバイス１２と受信デバイス１４とを含む。ソースデバイス１２および受信デバイス１４に関して記載するが、本技法は、シグマデルタ変調および／またはシグマデルタ復調を実施することが可能などのデバイスによっても実装され得る。この理由で、本技法は、本開示で説明する例に限定されるべきではない。

上述したように、ソースデバイス１２は、シグマデルタ変調、またはシグマデルタ変調とシグマデルタ復調の両方を実施することが可能などのデバイスも表し得るが、説明のために、ソースデバイス１２は、いわゆる「スマートフォン」として構成され得る、モバイル電話などの携帯型ハンドセットデバイスを表す。ソースデバイス１２は、受信デバイス１４に送られるコンテンツまたは信号を発信し、または場合によっては生成もしくは提供するので、ソースデバイスと呼ばれる。

受信デバイス１４は同様に、シグマデルタ復調、またはシグマデルタ復調とシグマデルタ変調の両方を実施することが可能などのデバイスも表し得るが、やはり説明のために、図１の受信デバイス１４は、いわゆる「スマートフォン」として構成される、モバイル電話などの携帯型ハンドセットデバイスを表す。受信デバイス１４は代替的には、携帯型メディアプレーヤ、パーソナルビデオレコーダデバイス、オーディオ再生デバイス、または信号２５を受信し、本開示において説明する技法と一致するように信号２５を再構築することが可能な他のどのデバイスも表し得る。受信デバイス１４は、ソースデバイス１２および／または他のソースデバイスによって発信された信号を受信するので、受信デバイスと呼ばれる。ソースデバイス１２および受信デバイス１４と呼ばれているが、これらのデバイスは概して、同じ機能を実施することができ、このことは、受信デバイス１４が、異なる情況では、ソースデバイス１２が図１の例において信号を発信するのと同じように信号を発信し得ることを意味する。同様に、ソースデバイス１２は、この異なる情況では、受信デバイス１４が図１の例において信号を受信するのと同じように信号を受信し得る。

図１の例において、ソースデバイス１２は、オーディオ入力ユニット１６と、アナログデジタル変換器ユニット１８（「Ａ−Ｄ変換器ユニット１８」）とを含む。オーディオ入力ユニット１６は、マイクロホンまたは他のオーディオ検知ハードウェアユニットなど、アナログ音声信号を受信するためのどのタイプのユニットまたはデバイスも表し得る。アナログデジタル変換器ユニット１８は、オーディオ入力ユニット１６を介して受信された信号などのアナログ信号を、対応するデジタル信号に変換するように構成された、電子ハードウェアユニットなどのユニットを表す。ソースデバイス１２は、図１の例に明示的に示すものに加え、いくつかの他のユニット、モジュールまたは構成要素を含み得る。たとえば、説明を簡単にするために図１の例には図示しないが、ソースデバイス１２は、１つまたは複数の無線周波（ＲＦ）アンテナと、１つまたは複数の送信機ユニットと、１つまたは複数の受信ユニットと、１つまたは複数のデジタル信号処理（ＤＳＰ）ユニットと、１つまたは複数のプロセッサと、１つまたは複数のグラフィックプロセッサユニットと、１つまたは複数のカメラまたは他の画像もしくはビデオキャプチャデバイスと、ヘッドセット、ヘッドホンまたはオーディオおよび／もしくは視覚機器をソースデバイス１２に結合するための他のどの形の接続も受信するための１つまたは複数の入力と、１つまたは複数のメモリと、１つまたは複数の記憶デバイスとを含み得る。

図１の例ではオーディオに関して記載するが、拡張シグマデルタ変調および復調技法は、映像、画像および発話媒体を含む、他のタイプの媒体に関しても実装され得る。概して、本開示のシグマデルタ変調および復調技法は、シグマデルタ変調または復調のどの従来の使用にも適合および適用され得る。

受信デバイス１４は、オーディオ出力ユニット２０と、デジタルアナログ変換器ユニット２２（「Ｄ−Ａ変換器ユニット２２」）とを含み、これらは、電子ハードウェアユニットによって形成され得る。オーディオ出力ユニット２０は、スピーカ、ヘッドセット、ヘッドホンまたは他のどのタイプのオーディオ出力デバイスもしくはユニットなど、アナログ音声信号を出力するためのどのタイプのユニットまたはデバイスも表し得る。デジタルアナログ変換器ユニット２２は、ソースデバイス１２から受信された信号などのデジタル信号を、対応するアナログ信号に変換するためのユニットを表し、これらのアナログ信号を、オーディオ出力ユニット２０は、受信デバイス１４のユーザによる消費のために出力し得る。受信デバイス１４は、図１の例に明示的に示すものに加え、いくつかの他のユニット、モジュールまたは構成要素を含み得る。たとえば、説明を簡単にするために図１の例には図示しないが、受信デバイス１４は、１つまたは複数のＲＦアンテナと、１つまたは複数の送信機ユニットと、１つまたは複数の受信ユニットと、１つまたは複数のデジタル信号処理（ＤＳＰ）ユニットと、１つまたは複数のプロセッサと、１つまたは複数のグラフィックプロセッサユニットと、１つまたは複数のカメラまたは他の画像もしくはビデオキャプチャデバイスと、ヘッドセット、ヘッドホンまたはオーディオおよび／もしくは視覚機器を受信デバイス１４に結合するための他のどの形の接続も受信するための１つまたは複数の入力と、１つまたは複数のメモリと、１つまたは複数の記憶デバイスとを含み得る。

概して、アナログデジタル変換器１８は、シグマデルタ変調（ＳＤＭ）と呼ばれるプロセスを用いて、アナログ信号をデジタル信号に変換する。シグマデルタ変調は、パルス密度変調（ＰＤＭ）を使って、アナログ信号などの高分解能信号を、デジタル信号など、より低分解能の信号にエンコードすることを伴う。ＰＤＭは、パルス密度変調の結果として生じた信号が、その相対ビット密度によりアナログ信号の振幅を表すように、デジタルデータでアナログ信号が表される形の変調を指す。本開示を通して、Ａ−Ｄ変換器に関して記載するが、シグマデルタ変調は、いくつか例を挙げると、周波数合成、スイッチモード電源、クラスＤ増幅器用の制御回路およびモータ制御の事例を含む、いくつかの他の事例でも利用され得る。

シグマデルタ変調を実装するシグマデルタ変調器は通常、積分器ユニットの出力が量子化器ユニットの入力に流れる、積分器ユニットと量子化器ユニットの線形結合として構築される。量子化器ユニットの出力は、シグマデルタ変調器の出力信号である。この出力は、積分器ユニットの入力にその出力が流される加算ユニットに出力信号をフィードバックするフィードバックループの一部でもある。この加算ユニット、積分器ユニットおよび量子化器ユニットは、一般に一次シグマデルタ変調器と呼ばれるものを形成する。加算ユニットの前に追加積分器ユニットをインラインに追加すると、加算ユニットの前にインラインに追加された各追加積分器に対する次数が１だけ増大する。

シグマデルタ変調によって出力された所与のデジタル信号の品質または正確さを測定する１つのやり方は、この出力信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を監視することである。通常、シグマデルタ変調ユニットによって出力された信号についての９０〜１００デシベル（ｄＢ）のＳＮＲは、ほとんどのアプリケーション、すなわち、この例ではアナログデジタル変換にとって受容可能と見なされる。シグマデルタ変調器の出力信号についてのこのＳＮＲを達成するために、シグマデルタ変調器は２つのやり方で修正され得る。第１のやり方では、シグマデルタ変調器の次数は増大し得るが、４または５次を上回って次数を増大させると、概して、アナログまたは他の高分解能信号をより低分解能なデジタル信号まで正確に低減させることが不可能な、不安定なシグマデルタ変調器になる。このコンテキストにおける次数は、先行する積分ユニットの数、ならびに積分ユニットと量子化ユニットとを含むフィードバックループを指し、単一の積分ユニットをもつフィードバックループは、１の次数と呼ばれ、フィードバックループの前に置かれた各追加積分ユニットが、次数を１だけ増大させる。

第２のやり方では、シグマデルタ変調器のオーバーサンプリングレート（ＯＳＲ）が増大され得る。ただし、シグマデルタ変調器のＯＳＲを増大させると、入力信号を正確に表すのに必要とされるビットの数が増大する。ビットの数の増大は、図１の本例におけるケースでのように、シグマデルタ変調器がモバイル電話または他のモバイル計算デバイスにおけるアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器またはデジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器内で利用されるときなど、ワイヤレスチャネルを介して出力信号を伝達するシグマデルタ変調器アプリケーションにおける重大な検討事項であり得る。ビットの増大により、より多くのチャネル帯域幅、たとえば、モバイルデバイスのケースではワイヤレスチャネル帯域幅が消費され得る。通常、この第２のやり方は、シグマデルタ変調器に対する４または５次の設計制限により、システムエンジニアまたは他のシステム設計者によって選ばれる。

本開示に記載する技法によると、アナログデジタル変換器１８は、ある形の拡張シグマデルタ変調を実施する。アナログデジタル変換器１８は、この拡張ＳＤＭ技法の様々な態様を実装する拡張シグマデルタ変調ユニット２４（「拡張ＳＤＭユニット２４」）を含む。シグマデルタ変調は、従来のシグマデルタ変調器と比較して、拡張シグマデルタ変調器の複雑さを過度に増大させることなく、従来のシグマデルタ変調により生じたものよりも良好な信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を通常はもつ信号を与えるという点で、拡張型と見なすことができる。所与の次数の拡張シグマデルタ変調は、拡張シグマデルタ変調と従来のシグマデルタ変調の両方が同じＯＳＲであるとき、同じ次数の従来のシグマデルタ変調と比較して、得られる信号のＳＮＲを改善し得る。この点において、いくつかの例では、本開示に記載するシグマデルタ変調技法は、同様の従来のシグマデルタ変調と比較して、拡張型と見なすことができる。

これらの拡張シグマデルタ変調技法を実施するために、拡張ＳＤＭユニット２４は最初に、入力信号からフィルタ処理済みまたは残差信号を生成するように、入力信号に予測フィルタを適用する。予測フィルタ処理は、一例として、最小２乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズムによるフィルタ処理を伴い得る。ＬＭＳアルゴリズムを使うフィルタ処理は、所望の信号と実際の信号との間の差分である誤差信号の最小２乗平均の算出に関係するフィルタ係数を見つけることによって、所望のフィルタを模倣するのに使われる形の適合型フィルタ処理として特徴付けられ得る。概して、このＬＭＳ予測フィルタは、入力信号のエネルギーと比較して、予測フィルタから出力される残差信号のエネルギーを低下させる。

残差信号を生成した後、拡張ＳＤＭユニット２４は、予測利得と呼ばれる係数を適用して、残差信号をアップスケールし、増幅信号を生成する。言い換えると、拡張ＳＤＭユニット２４は、予測利得に基づいて、フィルタ処理済みまたは残差信号を増幅して、増幅信号を生成する。拡張ＳＤＭユニット２４は、この予測利得係数を、入力信号のエネルギーを残差信号のエネルギーで除算したものの関数として計算することができる。この増幅信号は次いで、拡張シグマデルタ変調器２４内にある、従来のシグマデルタ変調器と見なすことができるものに渡される。拡張シグマデルタ変調器２４は次いで、オーバーサンプリングレートに従って増幅信号をオーバーサンプリングして、オーバーサンプリング信号を生成し、オーバーサンプリング信号に対して従来のシグマデルタ変調を実施して、変調信号を生成する。図１の例において、拡張シグマデルタ変調器２４は、この変調信号を、チャネル２６を介して受信デバイス１４に送信するための変調信号２５として出力する。

受信デバイス１４、およびより具体的には、デジタルアナログ変換器２２も、本開示に記載する技法の様々な態様を実装することができる。つまり、デジタルアナログ変換器２２は、本開示に記載する技法と一致する形の拡張シグマデルタ復調を実装する拡張シグマデルタ復調（ＳＤＤ）ユニット２８を含み得る。概して、本開示の拡張シグマデルタ復調技法は、本開示において説明する拡張シグマデルタ変調技法の逆である。

説明のために、拡張シグマデルタ復調ユニット２８は、変調信号２５を受信し、シグマデルタ復調を実施して、復調信号を生成する。拡張シグマデルタ復調ユニット２８は次いで、ダウンサンプリングレートに従って復調信号をダウンサンプリングして、ダウンサンプリング信号を生成する。このダウンサンプリングレートは、変調信号２５を送るのに先立って、ビットストリームに入れてシグナリングされ、事前定義された値に静的に設定され、または変調信号２５の様々な態様から動的に決定され得る。

拡張シグマデルタ復調ユニット２８は次いで、判定された予測利得に基づいて、ダウンサンプリング信号に対して、ある形の逆増幅を実施して、非増幅信号を生成することができる。やはり、この予測利得は、変調信号２５を送るのに先立って、ビットストリームに入れてシグナリングされ、事前定義された値に静的に設定され、または変調信号２５の様々な態様から動的に決定され得る。拡張シグマデルタ復調ユニット２８は次いで、非増幅信号に対して逆予測フィルタ処理を実施して、再構築信号を生成することができ、この再構築信号を、デジタルアナログ変換器ユニット２２は、オーディオ出力ユニット２０に出力し得る。オーディオ出力ユニット２０は次いで、この信号を、受信デバイス１４のユーザによる消費のために出力することができる。

匹敵する従来のシグマデルタ変調器を上回る信号ＳＮＲの増加をもたらす拡張シグマデルタ変調ユニット２４の能力は、大きくは、線形予測フィルタによって達成される符号化利得と増幅の関数であり得る。さらに、システム１０など、これらの技法を利用するシステムは、量子化ノイズとチャネルノイズの両方を、１を予測利得で除算した係数だけ低下させ、入力信号のスペクトル形状に従ってさらに成形させ得る。したがって、従来のシグマデルタ変調／復調システムが受けるノイズと比較して、ＳＮＲ算出の分母が小さくされることを考慮すると、拡張シグマデルタ変調ユニット２４によって出力されるどの所与の信号のＳＮＲも、従来のシグマデルタ復調器と比較して増大され得る。

図２は、図１の拡張シグマデルタ変調ユニット２４をより詳しく示すブロック図である。図２の例に示すように、拡張シグマデルタ変調ユニット２４は、予測フィルタユニット３０（「ｐｒｅｄフィルタユニット３０」）と、増幅器ユニット３２（「ａｍｐ３２」）と、シグマデルタ変調ユニット３４（「ＳＤＭユニット３４」）とを含む。

予測フィルタユニット３０は、ある形の予測フィルタ処理を実施することが可能などのユニットも表す。上述したように、予測フィルタユニット３０は、入力信号３６に対して予測フィルタ処理を実施するために、ＬＭＳアルゴリズムを実装することができる。一般に、ＬＭＳアルゴリズムは、信号の現在および／または過去の条件に基づいて、フィルタ用の係数を選択するのに利用される。フィルタ係数を設定した後、予測フィルタユニット３０は、入力信号３６の次または今度の部分を予測し、この予測をフィルタ処理済み信号として出力する。予測フィルタ３０は、誤差を、フィルタ処理済み信号と入力信号３６との間の差分と判断する。この誤差に基づいて、予測フィルタユニット３０は、そのフィルタ係数を、監視される誤差を削減する意図で、現在のフィルタ係数に対する差し替えとして新たなフィルタ係数を選択するためのＬＭＳアルゴリズムを利用して更新する。この点において、予測フィルタユニット３０は、リアルタイムまたはほぼリアルタイムで、そのフィルタ係数を、入力信号３６を効率的にフィルタ処理するように計算する。拡張シグマデルタ変調（ＳＤＭ）ユニット２４は、これらのフィルタ係数を、出力信号２５を介して拡張シグマデルタ復調（ＳＤＤ）ユニット２８にシグナリングしてもよく、符号を分離し、これらの係数を異なるビットストリームを介してシグナリングしてもよい。

予測フィルタユニット３０はまた、図２の例に予測利得３８として示す予測利得係数を計算する。上述したように、予測利得は、入力信号３６のエネルギーを、予測フィルタユニット３０から出力された残差またはフィルタ処理済み信号のエネルギーで除算したものの関数として計算することができる。いずれにしても、増幅器ユニット３２は、残差またはフィルタ処理済み信号を予測利得３８だけ増幅し、増幅信号をシグマデルタ変調ユニット３４に出力する。

図２の例にさらに示すように、シグマデルタ変調ユニット３４は、オーバーサンプリングユニット４０（「ＯＳＵ４０」）と、加算ユニット４２と、積分器ユニット４４（図２の例に示すように、「積分器４４」と呼ぶこともできる）と、量子化ユニット４６（図２の例に示すように、「量子化器４６」と呼ぶこともできる）とを含む。オーバーサンプリングユニット４０は概して、サンプリングされる信号の帯域幅または最も高い周波数の、通常２倍以上の周波数である、どの所与の信号もサンプリングするユニットを表す。オーバーサンプリングユニット４０は、増幅信号をオーバーサンプリングし、このオーバーサンプリング信号を加算ユニット４２に出力する。加算ユニット４２は、オーバーサンプリング信号を出力信号２５と加算するユニットを表す。加算ユニット４２は、加算の結果を、加算信号として積分器ユニット４４に出力し、ユニット４４は概して、積分と呼ばれる数学演算を加算信号に対して実施して、積分信号を出力する。次に、量子化ユニット４６は、非公式には「丸め」と呼ばれることもある量子化を積分信号に対して実施して、変調信号２５を出力する。

図３は、図１の拡張シグマデルタ復調ユニット２８をより詳しく示すブロック図である。図３の例に示すように、拡張シグマデルタ復調ユニット２４は、シグマデルタ復調ユニット４８（「ＳＤＤユニット４８」）と、逆増幅ユニット５０（「ｉ−ａｍｐ５０」）と、逆予測フィルタユニット５２（「逆ｐｒｅｄフィルタユニット５２」）とを含む。概して、これらのユニットは、拡張シグマデルタ変調ユニット２４に関して上述したものとは逆に機能して、再構築信号５３を生成する。

シグマデルタ復調ユニット４８は、低域フィルタユニット５４（「ＬＰＦユニット５４」）と、ダウンサンプリングユニット５６（「ＤＳＵ５６」）とを含み得る。低域フィルタユニット５４は、変調信号２５を受信し、変調信号２５に対して標準低域フィルタ処理を実施して、フィルタ処理済み信号をダウンサンプリングユニット５６に出力する。ダウンサンプリングユニット（ＤＳＵ）５６は、フィルタ処理済み信号を、シグナリングされたサンプリングレートでダウンサンプリングする。つまり、オーバーサンプリングユニット４０は、ダウンサンプリングユニット５６がそのダウンサンプリングレートを基づかせる、オーバーサンプリングユニット４０のオーバーサンプリングレートをシグナリングすることができる。ダウンサンプリングユニット５６は、結果として生じたダウンサンプリング信号を逆増幅ユニット５０に出力する。逆増幅ユニット５０は、予測利得３８に基づいて、逆増幅を実施し、または信号を減衰する。上述したように、拡張シグマデルタ変調ユニット２４が、予測利得３８をシグナリングしてもよく、拡張シグマデルタ復調（ＳＤＤ）ユニット２８が予測利得３８を導出してもよい。いずれの場合も、逆増幅ユニット５０は、ダウンサンプリング信号に対して逆増幅を実施して、逆増幅信号を逆予測フィルタユニット５２に出力する。逆予測フィルタユニット５２は、予測フィルタユニット３０のものとは逆の演算を実施して、再構築信号５３を出力する。

図４は、本開示の技法と一致する、例示的な図１のシステム１０などのシステムの例示的動作を示すフローチャートである。さらに、図４の例に示すフローチャートは、図２の例に示す拡張シグマデルタ変調ユニット２４などの拡張シグマデルタ変調ユニット、および図３の例に示す拡張シグマデルタ復調ユニット２８などの拡張シグマデルタ復調ユニットの例示的動作を示す。システムというコンテキストで記載するが、本技法の変調および復調態様の各々は、システムというコンテキスト外でも実施し、上述した他の様々なコンテキストまたは他のコンテキストでも利用することができる。したがって、本開示の技法はこの点において限定されるべきではない。

概して、シグマデルタ変調のＳＮＲ性能は、量子化ユニットのオーバーサンプリングレートまたは係数および分解能によって画定され得る。ＳＮＲ性能の向上法は、シグマデルタ変調ユニットの次数を増大させ、多段階シグマデルタ変調構造を構築することを含む。しかし、これらのＳＮＲ性能向上法の両方の結果、複雑さおよび／または安定性の問題が生じ得る。

本開示に記載する技法によると、シグマデルタ変調は、線形予測フィルタ処理および増幅を使って拡張され得る。最初に、拡張シグマデルタ変調ユニット２４の予測フィルタユニット３０が、入力信号３６を受信する（６０）。予測フィルタユニット３０は、入力信号３６に予測フィルタを適用する（６２）。予測フィルタユニット３０は、フィルタ処理済み信号を増幅ユニット３２に出力する。予測フィルタユニット３０はまた、予測利得３８を計算する（６３）。予測フィルタユニット３０は、以下の式（１）に従って予測利得３８を計算することができる。

式（１）で、αは予測利得３８を表し、変数ｆは、概して平滑であり、可逆であり、予測利得３８の範囲を最小にするためのコンパンダとして作用する関数を指し、Ｘ（ｚ）は入力信号３６を示し、Ｒ（ｚ）はフィルタ処理済み信号を示す。｜｜．｜｜は、｜｜．｜｜の間に埋め込まれた信号の推定エネルギーを示す。

予測フィルタユニット３０は、この予測利得を増幅ユニット３２に出力する。

増幅ユニット３２は次いで、（関数Ｒ（ｚ）で表される）フィルタ処理済み信号を、予測利得３８に基づいて増幅する（６４）。増幅ユニット３２は、増幅信号をシグマデルタ変調ユニット３４に出力する。シグマデルタ変調ユニット３４のオーバーサンプリングユニット４０は、増幅信号をオーバーサンプリングし、オーバーサンプリング信号を出力する（６６）。加算ユニット４２、積分ユニット４４および量子化ユニット４６は、オーバーサンプリング信号に対してシグマデルタ変調を実施し、変調信号２５を出力する（６８、７０）。

拡張シグマデルタ復調ユニット２８のシグマデルタ復調ユニット４８が、変調信号２５を受信する（７２）。チャネル誤差、すなわちチャネル２６によってもたらされる誤差がない場合、シグマデルタ復調ユニット４８は、以下の式（２）で記述され得る変調信号２５を受信する。

式（２）で、ＮＴＦ（ｚ）Ｑ（ｚ）は、拡張シグマデルタ変調ユニット２４の量子化ユニット４６の追加成形ノイズを表す。シグマデルタ復調ユニット４８は、シグマデルタ復調を実施して、復調信号を出力する（７４）。ダウンサンプリングユニット５６は、変調信号をダウンサンプリングして、ダウンサンプリング信号を逆増幅ユニット５０に出力する（７６）。

逆増幅ユニット５６は次いで、ダウンサンプリング変調信号に対して、予測利得３８に従って逆増幅を実施する（７８）。上述したように、予測利得３８は、拡張シグマデルタ変調ユニット２４によってシグナリングされてもよく、拡張シグマデルタ復調器ユニット２８が変調信号２５または別の信号から予測利得３８を導出してもよい。この逆増幅信号は、逆予測フィルタユニット５２（合成フィルタユニット５２と呼ぶこともできる）によって受信され、逆予測フィルタユニット５２は、逆増幅信号に対して逆予測フィルタ処理または合成フィルタ処理を実施して、再構築信号５３を生成する（８０）。拡張ＳＤＤユニット２８は次いで、たとえば、オーディオ入力ユニット１６によって検知された元の検知入力信号を複写する際のオーディオ入力ユニット２０による使用のために、再構築信号５３を出力することができる。再構築信号５３は、以下の式（３）で数学的に記述され得る。

上の式（３）を参照すると、Ｙ（ｚ）は再構築信号５３を表し、Ｘ（ｚ）はやはり入力信号３６を表し、αは予測利得３８を表し、Ａ（ｚ）は予測フィルタ関数を表し、ＮＴＦ（ｚ）Ｑ（ｚ）は、拡張シグマデルタ変調ユニット２４の量子化ユニット４６の追加成形ノイズを表す。システム１０のコンテキストで式（３）を検討すると、システム１０などのシステムは、式（３）により、量子化ノイズを、１／αの係数だけ低下させ、さらに、入力信号のスペクトル形状に従って成形させる。

Ｎ（ｚ）で表される、一定量のチャネルノイズがシステム１０にもたらされると仮定すると、拡張シグマデルタ復調ユニット２８は、以下の式（４）で数学的に記述され得るような変調信号２５を受信する。

これを、式（３）に関して上述したように繰り返し、チャネルノイズＮ（ｚ）を含むシステム１０のコンテキストで式（４）を適用すると、再構築信号２５は、以下の式（５）で数学的に記述され得る。

式（５）は、システム１０が、量子化ノイズとチャネルノイズの両方を、１／αの係数だけ低下させ、さらに、入力信号のスペクトル形状に従って成形させることを実証する。

システム１０を実装する上で、いくつかの考慮事項がある。最初に、上で概説したように、ＳＮＲ利得（およびチャネルノイズ抑制）は、予測フィルタユニット３０によって達成される符号化利得に主に依存する。予測フィルタ処理は概して、大きい音の音楽コンテンツで満たされた間隔中、無音（またはほぼ無音もしくは信号の大部分がノイズで満たされた部分）中は功を奏するが、予測フィルタユニット３０は、いくつかの例では、何らかの利得を示すことはほとんどない。したがって、システム１０を実装するとき、システム１０は、入力信号３６を、

で以下の式（６）において表される低規模、高周波数トーンと混合することによって入力信号３６を修正するユニットを含むように修正すればよい。

修正信号は、式（６）においてＸ’（ｚ）として表される。このトーンの規模は通常、ほぼ−４０ｄＢになるようにセットされる。この規模を使うと、無音領域内のこのトーンの予測から生じることになる利得は、最大で約３０〜４０ｄＢになる。このトーンの周波数は通常、信号からのこのトーンの生成と除去とを円滑にするように、ナイキスト周波数にセットすればよい。

第２に、予測フィルタの良好な性能は、原則として、このフィルタが、入力信号２５中の各有意高調波に対して１つの極をもつときに達成される。それゆえ、単純なオーディオ信号および発話を扱う際に、約５つの高調波だけが必須であるとき、短い（たとえば、１０タップ）予測フィルタを使えばよい。ただし、オーケストラまたは一部の特殊な楽器（ピッチパイプなど）によって生じるものなどの複合信号を扱うときは、非常に大きい予測フィルタにつながる数十の高調波があり得る。さらに、複合信号中のこれらの高調波の一部は、非常に低い周波数に存在してよく、フィルタ処理が数百タップ長でなければならないことを含意する。百タップ長以上の予測フィルタの実装は、かなり複雑であり、多大な電力量を消費する、非常に複雑な実施態様につながり得る。このことは、これらの予測フィルタが、いわゆるスマートフォンを含むモバイル電話ハンドセット内で使用するためなど、低電力アプリケーションにおいて利用されるとき、特に問題になり得る。

単純な線形予測フィルタ処理に依拠するのではなく、上記技法は、「ピッチフィルタ」と呼ばれることもある、いわゆる「長期予測（ＬＴＰ）フィルタ」を追加するように適合され得る。ＬＴＰフィルタとは、入力信号の低周波数部分などの長時間遅延現象を追跡しようと試みるフィルタである。予測フィルタユニット３０が概して、１０タップの線形予測符号化（ＬＰＣ）フィルタを含むと仮定すると、適合型技法は、予測フィルタユニット３０を、ＬＴＰフィルタを追加するように修正すればよい。ＬＰＣフィルタは概して、線形予測モデルの情報を使って、デジタル信号のスペクトル包絡線を圧縮形で表すためのフィルタを表す。この事例において、線形予測モデルは、入力信号の次の部分を予測しようと試みる際に信号を生じる、基底の源またはエージェントをモデル化することができる。概して、ＬＰＣフィルタは、人間発話システムが概して、チューブの端にあるブザーとしてモデル化されるとき、発話を圧縮するのに利用されるが、これらのフィルタは、いくつかの他のコンテキストでも利用することができる。予測フィルタ処理ユニット３０’と呼ばれ得る適合型予測フィルタ処理ユニット３０の出力は、以下の式（７）で数学的に記述され得る。

上式で、τは遅れを示し、ρは利得値であり、ωは２Ｌ＋１タップの低域フィルタの係数であり、ｒ（ｉ）は入力残差シーケンスであり、ｙ（ｉ）は修正残差シーケンス［Ｙｕｒｉｙである。

予測利得３８は、上述したように、予測フィルタユニット３０がＬＰＣフィルタのみを含むとき、上記式（１）に従って推定することができる。予測フィルタユニット３０’がＬＰＣフィルタとＬＴＰフィルタとを含むとき、予測利得３８は、以下で説明する以下の式（８）を使って推定することができる。

式（８）で、αは予測利得３８を表し、変数ｆは、概して平滑であり、可逆であり、予測利得３８の範囲を最小にするためのコンパンダとして作用する関数を指し、Ｘ（ｚ）は入力信号３６を示し、Ｒ’（ｚ）はこの予測フィルタユニット３０’の出力を示す。単一のＬＴＰフィルタは、予測フィルタ処理の性能を向上させるが、いくつかの事例では、この単一のＬＴＰフィルタは、スペクトルの下位部分と十分に一致することも、その下位部分を予測することもできない。これらの事例では、予測フィルタ処理ユニット３０’に１つまたは複数の追加ＬＴＰフィルタを追加することが有益であり得る。ＬＴＰフィルタが２つの構成において、これらのＬＴＰフィルタは、Ｐ＋１〜２００および２００〜４００の重ならない範囲でのずれをもつように設計すればよく、ここでＰは、予測子の次数を示す。これらのフィルタの追加によっても、チャネルノイズに対するシステムの敏感性が最小になり得る。

第３に、いくつかの事例では、たとえば、予測利得、フィルタ係数などを伝達するためのシグナリングに依拠しない後方適合型システムが所望され得る。多くの実用的設計において、このデータまたはパラメータのシグナリングは、（このパラメータ送信のために必要とされるレートが、残差データのレートと比較して、無視できると見なすと）別々にエンコードおよび送信され得るが、シグマデルタ変調が、その従来または非拡張形において提供するものと同様の同種ビットストリームを保つ必要がある場合は、別の手法が利用され得る。この代替手法は、エンコーダとデコーダの両方において、後方適合ＬＰＣフィルタおよび／またはＬＴＰフィルタに依拠し得る。これらの後方適合システムのためのフィルタ係数の計算を含む後方適合ＬＰＣフィルタおよび／またはＬＴＰフィルタに関するより多くの情報については、本明細書において十分に説明したものとして、参照により本明細書に組み込まれている、Ｐｒｏｃ． ＩＣＡＳＳＰ−９１、４５３〜４５６頁（１９９０年４月）の、Ｊ．−Ｈ． Ｃｈｅｎによる、「Ｈｉｇｈ−Ｑｕａｌｉｔｙ １６ ｋｂ／ｓ Ｓｐｅｅｃｈ Ｃｏｄｉｎｇ ｗｉｔｈ ａ Ｏｎｅ Ｗａｙ Ｄｅｌａｙ Ｌｅｓｓ ｔｈａｎ ２ ｍｓ」と題する文献に見ることができる。

図５は、図１の例に示す拡張シグマデルタ変調ユニット２４の別の例示的実施態様を示すブロック図である。この実施態様は、拡張シグマデルタ変調ユニット２４’として示され得る。この例では、図２の例に示す予測フィルタユニット３０が、ＬＰＣフィルタ９０とＬＴＰフィルタ９２とを含み得る適合型予測フィルタユニット３０’で置き換えられている。ＬＰＣフィルタ９０は概して、線形予測モデルの情報を使って、デジタル信号のスペクトル包絡線を圧縮形で表すためのフィルタを表す。この事例において、線形予測モデルは、入力信号の次の部分を予測しようと試みる際に信号を生じる、基底の源またはエージェントをモデル化することができる。概して、ＬＰＣフィルタは、人間発話システムが概して、チューブの端にあるブザーとしてモデル化されるとき、発話を圧縮するのに利用されるが、これらのフィルタは、いくつかの他のコンテキストでも利用することができる。ＬＴＰフィルタ９２は、上述したように、より低い周波数での一致または予測を改善し得る。

図６は、図１の例に示す拡張シグマデルタ復調ユニット２８の別の例示的実施態様を示すブロック図である。この実施態様は、拡張シグマデルタ復調ユニット２８’として示され得る。この例では、逆予測フィルタ処理ユニット５２が、適合型逆予測フィルタ処理ユニット５２’で置き換えられている。適合型逆予測フィルタ処理ユニット５２’は、逆ＬＴＰフィルタ９２と逆ＬＰＣフィルタ９４とを含む。やはり、逆ＬＴＰフィルタ９２の追加により、より低い周波数での予測が向上し得る。

図７は、入力信号周波数の関数として、図３の例に示す拡張シグマデルタ復調ユニット２８など、本開示に記載する技法を実装する拡張シグマデルタ復調ユニットによって出力される再構築信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を提示するグラフ１００を示す図である。図７の例において、グラフ１００は、３つの線１０２、１０４、および１０６を含む。線１０２は、入力信号３６などの入力信号を表す。この例における線１０２で表される入力信号は、１キロヘルツ（１ｋＨｚ）サイン信号のＳＮＲを表す。線１０４は、再構築された２次の、１６ビットのオーバーサンプリングされた従来のＳＤＭエンコードサンプルのＳＮＲを表す。線１０６は、ほぼ１６．６の予測利得係数をもつ、２次の拡張ＳＭＤエンコード信号を加えた、再構築された２次ＬＰＣのＳＮＲを表す。線１０６は明らかに、線１０４と比較して、良好なＳＮＲを与えており、本開示に記載する技法を使って伝達される信号の改善ＳＮＲを反映している。

図８は、入力信号周波数の関数として、図３の例に示す拡張シグマデルタ復調ユニット２８など、本開示に記載する技法を実装する拡張シグマデルタ復調ユニットによって出力される再構築信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を提示するグラフ１１０を示す図である。図８の例において、グラフ１１０は、３つの線１１２、１１４、および１１６を含む。線１１２は、入力信号３６などの入力信号のＳＮＲを表す。この例における線１１２で表される入力信号は、いわゆる重畳直交振幅変調（ＳＱＡＭ）「三角」信号のスペクトルを表す。線１０４は、再構築された従来のＳＤＭエンコードサンプルのＳＮＲを表すが、ＳＤＭは、本開示の技法による拡張を伴わない。線１０６は、拡張ＳＭＤ再構築信号のＳＮＲを表す。やはり、線１１６は明らかに、線１１４と比較して、良好なＳＮＲを与えており、本開示に記載する技法を使って伝達される信号の改善ＳＮＲを反映している。

図９Ａおよび図９Ｂは、入力信号周波数の関数として、図３の拡張シグマデルタ復調ユニット２８などの拡張シグマデルタ復調ユニットによって出力された再構築信号、および図６の拡張シグマデルタ復調ユニット２８’などの適合型拡張シグマデルタ復調ユニットによって出力された再構築信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）をそれぞれ提示するグラフ１２０Ａ、１２０Ｂを示す図である。図９Ａのグラフ１２０Ａには、３つの線１２２Ａ、１２４Ａおよび１２６Ａが示されている。線１２２Ａは、いわゆるＭｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅｓ Ｅｘｐｅｒｔ Ｇｒｏｕｐ（ＭＰＥＧ）「ピッチパイプ」信号のスペクトルのＳＮＲを表す。線１２４Ａは、たとえば、１０次ＬＰＣフィルタを使って拡張シグマデルタ復調ユニット２８によって再構築された再構築信号のＳＮＲを表す。線１２６Ａは、たとえば、ＬＴＰフィルタ処理のみを使って拡張シグマデルタ復調ユニット２８’によって再構築された再構築信号についてのＳＲＮを表す。線１２６Ａは明らかに、ＳＮＲに関して線１２４Ａを上回る改善を表しており、ＬＴＰフィルタの追加により、ある特定のタイプの信号についてのＳＮＲが改善し得ることを反映している。

図９Ｂのグラフ１２０Ｂには、３つの線１２２Ｂ、１２４Ｂおよび１２６Ｂが示されている。このグラフにおいて、線１２２Ｂは元の入力信号を表し、線１２４Ｂは、拡張シグマデルタ復調ユニット２８によって出力された再構築信号についてのＳＮＲを表し、線１２６Ｂは、拡張シグマデルタ復調ユニット２８’によって出力された再構築信号についてのＳＮＲを表す。これらの線１２２Ｂ、１２４Ｂおよび１２６Ｂを検討すると、ＬＴＰは、スペクトルの下側部分でのスペクトル形状の全体的一致に役立つが、元の信号と再構築信号との間には依然として多大な不一致があると思われる。

図１０は、入力信号周波数の関数として、様々な従来および拡張シグマデルタ復調ユニットによって出力された再構築信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を提示するグラフ１３０を示す図である。図１０の例において、グラフ１３０は、５つの線１３２、１３４、１３６、１３８および１４０を含む。線１３２は、元の入力信号のＳＮＲを表す。線１３４は、再構築された従来のＳＤＭエンコードサンプルのＳＮＲを表すが、ＳＤＭは、本開示の技法による拡張を伴わない。線１３６は、拡張ＳＭＤ再構築信号のＳＮＲを表し、この再構築信号は、１０次ＬＰＣフィルタで再構築されている。線１３８は、拡張ＳＭＤ再構築信号のＳＮＲを表し、この再構築信号は、図６の例に示す拡張シグマデルタ復調ユニット２８’によって利用されるものなど、ＬＰＣとＬＴＰフィルタの両方を使って再構築されている。線１３８は、拡張ＳＭＤ再構築信号のＳＮＲを表し、この再構築信号は、ＬＰＣと、２段階のＬＴＰフィルタの両方を使って再構築されている。やはり、線１４０は明らかに、線１３４、１３６、および１３８と比較して良好なＳＮＲを与えており、複数の状態ＬＴＰフィルタを可能にする、本開示に記載する適合型技法を使って伝達される信号の改善ＳＮＲを反映している。

１つまたは複数の例では、説明した機能は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはそれらの任意の組合せで実装され得る。ソフトウェアで実装する場合、機能は、１つまたは複数の命令またはコードとしてコンピュータ可読媒体上に記憶するか、あるいはコンピュータ可読媒体を介して送信することができ得る。コンピュータ可読媒体は、ある場所から別の場所へのコンピュータプログラムの転送を可能にする任意の媒体を含む、非一時的コンピュータ記憶媒体または通信媒体を含み得る。データ記憶媒体は、本開示で説明した技法の実装のための命令、コードおよび／またはデータ構造を取り出すために１つまたは複数のコンピュータあるいは１つまたは複数のプロセッサによってアクセスされ得る任意の利用可能な媒体であり得る。限定ではなく例として、そのようなデータ記憶媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭまたは他の光ディスクストレージ、磁気ディスクストレージ、または他の磁気ストレージデバイス、フラッシュメモリ、あるいは命令またはデータ構造の形態の所望のプログラムコードを記憶するために使用され得、コンピュータによってアクセスされ得る、任意の他の媒体を備えることができる。さらに、いかなる接続もコンピュータ可読媒体と適切に呼ばれる。たとえば、ソフトウェアが、同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、または赤外線、無線、およびマイクロ波などのワイヤレス技術を使用して、ウェブサイト、サーバ、または他のリモートソースから送信される場合、同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、ＤＳＬ、または赤外線、無線、およびマイクロ波などのワイヤレス技術は、媒体の定義に含まれる。本明細書で使用するディスク（disk）およびディスク（disc）は、コンパクトディスク（disc）（ＣＤ）、レーザディスク（disc）、光ディスク（disc）、デジタル多用途ディスク（disc）（ＤＶＤ）、フロッピー（登録商標）ディスク（disk）およびブルーレイディスク（disc）を含み、ディスク（disk）は、通常、データを磁気的に再生し、ディスク（disc）は、データをレーザで光学的に再生する。上記の組合せもコンピュータ可読媒体の範囲内に含めるべきである。

符号は、１つまたは複数のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）など１つまたは複数のプロセッサ、汎用マイクロプロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルロジックアレイ（ＦＰＧＡ）、または他の等価な集積または個別論理回路によって実行できる。したがって、本明細書で使用する「プロセッサ」という用語は、前述の構造、または本明細書で説明する技法の実装に好適な他の構造のいずれかを指す。さらに、いくつかの態様では、本明細書で説明した機能は、符号化および復号のために構成された専用のハードウェアおよび／またはソフトウェアモジュール内に提供され得、あるいは複合コーデックに組み込まれ得る。また、本技法は、１つまたは複数の回路または論理要素中に十分に実装され得る。

本開示の技法は、ワイヤレスハンドセット、集積回路（ＩＣ）またはＩＣのセット（たとえば、チップセット）を含む、多種多様なデバイスまたは装置において実施され得る。本開示では、開示する技法を実行するように構成されたデバイスの機能的態様を強調するために様々な構成要素、モジュール、またはユニットについて説明したが、それらの構成要素、モジュール、またはユニットを、必ずしも異なるハードウェアユニットによって実現する必要はない。むしろ、上記で説明したように、様々なユニットは、好適なソフトウェアおよび／またはファームウェアとともに、上記で説明したように１つまたは複数のプロセッサを含む、コーデックハードウェアユニットとして組み合わせられるか、または相互動作ハードウェアユニットの集合によって実現され得る。

様々な例について説明した。これらおよび他の例は以下の特許請求の範囲内に入る。

Claims (67)

1. 拡張シグマデルタ変調を実施する方法であって、
   装置を使って、入力信号からフィルタ処理済み信号を生成するように前記入力信号に予測フィルタを適用することと、
   前記入力信号のエネルギーおよび前記フィルタ処理済み信号のエネルギーの関数として、予測利得の推定値を計算することと、
   前記装置を使って、前記予測利得の前記推定値に基づいて、前記フィルタ処理済み信号を増幅して、増幅信号を生成することと、
   前記装置を使って、オーバーサンプリングレートに従って前記増幅信号をオーバーサンプリングして、オーバーサンプリング信号を生成することと、
   前記オーバーサンプリング信号に対してシグマデルタ変調を実施して、変調信号を生成することとを備える方法。
2. 前記予測フィルタを適用することが、前記入力信号に対して線形予測符号化（ＬＰＣ）を実施して、前記フィルタ処理済み信号を生成することを含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記予測フィルタを適用することが、前記入力信号に対して長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記フィルタ処理済み信号を生成することを含む、請求項１に記載の方法。
4. 前記予測フィルタを適用することが、前記入力信号に対して、線形予測符号化（ＬＰＣ）、続いて長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記フィルタ処理済み信号を生成することを含む、請求項１に記載の方法。
5. 前記予測フィルタを適用することが、前記入力信号に対して、線形予測符号化（ＬＰＣ）、続いて２次以上の長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記フィルタ処理済み信号を生成することを含む、請求項１に記載の方法。
6. 前記オーバーサンプリング信号に対してシグマデルタ変調を実施することが、前記オーバーサンプリング信号に対して２次以上のシグマデルタ変調を実施することを備える、請求項１に記載の方法。
7. 前記予測利得の前記推定値を計算するのに使われる前記関数を、平滑および可逆になるように構成することをさらに備え、前記構成された関数が、前記予測利得の前記推定値についての可能値の範囲を最小にするコンパンダとして作用する、請求項１に記載の方法。
8. シグマデルタ変調を実施することが、
   前記オーバーサンプリング信号を前記変調信号と加算して、加算信号を出力することと、
   前記加算信号に対して積分を実施して、積分信号を出力することと、
   前記積分信号に対して量子化を実施して、前記変調信号を出力することとを含む、請求項１に記載の方法。
9. 前記入力信号がアナログ信号を備え、
   前記変調信号がデジタル信号を備える、請求項１に記載の方法。
10. 前記オーバーサンプリングレートおよび前記予測利得の前記推定値のうち１つまたは複数が、前記変調信号を受信する受信デバイスにシグナリングされる、請求項１に記載の方法。
11. 拡張シグマデルタ変調を実施する装置であって、
    入力信号に対して予測フィルタ処理を実施して、フィルタ処理済み信号を生成し、前記入力信号のエネルギーおよび前記フィルタ処理済み信号のエネルギーの関数として、予測利得の推定値を計算する予測フィルタユニットと、
    前記フィルタ処理済み信号を受信し、前記予測利得に基づいて、前記フィルタ処理済み信号を増幅して、増幅信号を生成する増幅器と、
    前記増幅信号を受信し、オーバーサンプリングレートに従って前記増幅信号をオーバーサンプリングして、オーバーサンプリング信号を生成するオーバーサンプリングユニットと、
    前記オーバーサンプリング信号を受信し、シグマデルタ変調を実施して、変調信号を生成するシグマデルタ変調ユニットとを備える装置。
12. 前記予測フィルタユニットが、前記入力信号に対して線形予測符号化（ＬＰＣ）を実施して、前記フィルタ処理済み信号を生成する、請求項１１に記載の装置。
13. 前記予測フィルタユニットが、前記入力信号に対して長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記フィルタ処理済み信号を生成する、請求項１１に記載の装置。
14. 前記予測フィルタユニットが、前記入力信号に対して、線形予測符号化（ＬＰＣ）、続いて長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記フィルタ処理済み信号を生成する、請求項１１に記載の装置。
15. 前記予測フィルタが、前記入力信号に対して、線形予測符号化（ＬＰＣ）、続いて２次以上の長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記フィルタ処理済み信号を生成する、請求項１１に記載の装置。
16. 前記シグマデルタ変調ユニットが、前記オーバーサンプリング信号に対して２次以上のシグマデルタ変調を実施する、請求項１１に記載の装置。
17. 前記予測利得の前記推定値を計算するのに使われる前記関数が、平滑および可逆になるように構成され、前記構成された関数が、前記予測利得の前記推定値についての可能値の範囲を最小にするコンパンダとして作用する、請求項１１に記載の装置。
18. 前記シグマデルタ変調ユニットが、前記オーバーサンプリング信号を前記変調信号と加算して加算信号を出力し、前記加算信号に対して積分を実施して積分信号を出力し、前記積分信号に対して量子化を実施して、前記変調信号を出力する、請求項１１に記載の装置。
19. 前記装置がアナログデジタル（Ａ−Ｄ）変換器を含み、
    前記Ａ−Ｄ変換器が、前記予測フィルタと、前記増幅器と、前記オーバーサンプリングユニットと、シグマデルタ変調とを備える、請求項１１に記載の装置。
20. 前記オーバーサンプリングレートおよび前記予測利得の前記推定値のうち１つまたは複数が、前記変調信号を受信する受信デバイスにシグナリングされる、請求項１１に記載の装置。
21. 拡張シグマデルタ変調を実施する装置であって、
    入力信号に対して予測フィルタ処理を実施して、フィルタ処理済み信号を生成し、前記入力信号のエネルギーおよび前記フィルタ処理済み信号のエネルギーの関数として、予測利得の推定値を計算するための手段と、
    前記予測利得に基づいて、前記フィルタ処理済み信号を増幅して、増幅信号を生成するための手段と、
    オーバーサンプリングレートに従って前記増幅信号をオーバーサンプリングして、オーバーサンプリング信号を生成するための手段と、
    前記オーバーサンプリング信号に対してシグマデルタ変調を実施して、変調信号を生成するための手段とを備える装置。
22. 予測フィルタ処理を実施するための前記手段が、前記入力信号に対して線形予測符号化（ＬＰＣ）を実施して、前記フィルタ処理済み信号を生成するための手段を含む、請求項２２に記載の装置。
23. 予測フィルタ処理を実施するための前記手段が、前記入力信号に対して長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記フィルタ処理済み信号を生成するための手段を含む、請求項２２に記載の装置。
24. 予測フィルタ処理を実施するための前記手段が、前記入力信号に対して、線形予測符号化（ＬＰＣ）実施するための手段、続いて長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記フィルタ処理済み信号を生成するための手段を含む、請求項２２に記載の装置。
25. 前記予測フィルタが、前記入力信号に対して、線形予測符号化（ＬＰＣ）、続いて２次以上の長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記フィルタ処理済み信号を生成する、請求項２２に記載の装置。
26. シグマデルタ変調を実施するための前記手段が、前記オーバーサンプリング信号に対して２次以上のシグマデルタ変調を実施するための手段を含む、請求項２２に記載の装置。
27. 前記予測利得の前記推定値を計算するのに使われる前記関数が、平滑および可逆になるように構成され、前記構成された関数が、前記予測利得の前記推定値についての可能値の範囲を最小にするコンパンダとして作用する、請求項２２に記載の装置。
28. シグマデルタ変調を実施するための前記手段が、
    前記オーバーサンプリング信号を前記変調信号と加算して、加算信号を出力するための手段と、
    前記加算信号に対して積分を実施して、積分信号を出力するための手段と、
    前記積分信号に対して量子化を実施して、前記変調信号を出力するための手段とを含む、請求２２に記載の装置。
29. 前記装置がアナログデジタル（Ａ−Ｄ）変換器を含み、
    前記Ａ−Ｄ変換器が、予測フィルタ処理を実施するための前記手段と、増幅するための前記手段と、オーバーサンプリングを実施するための前記手段と、シグマデルタ変調を実施するための前記手段とを含む、請求項２２に記載の装置。
30. 前記オーバーサンプリングレートおよび前記予測利得の前記推定値のうち１つまたは複数が、前記変調信号を受信する受信デバイスにシグナリングされる、請求項２２に記載の装置。
31. プロセッサに拡張シグマデルタ変調を実施させる命令を記憶する非一時的コンピュータ可読記憶媒体であって、前記命令が、前記プロセッサによって実行されると、前記プロセッサに、
    入力信号からフィルタ処理済み信号を生成するように、前記入力信号に予測フィルタを適用させ、
    前記入力信号のエネルギーおよび前記フィルタ処理済み信号のエネルギーの関数として、予測利得の推定値を計算させ、
    前記予測利得の前記推定値に基づいて、前記フィルタ処理済み信号を増幅させて、増幅信号を生成させ、
    オーバーサンプリングレートに従って前記増幅信号をオーバーサンプリングさせて、オーバーサンプリング信号を生成させ、
    前記オーバーサンプリング信号に対してシグマデルタ変調を実施させて、変調信号を生成させる、非一時的コンピュータ可読記憶媒体。
32. 前記命令がさらに、前記プロセッサに、前記入力信号に対して線形予測符号化（ＬＰＣ）を実施させて、前記フィルタ処理済み信号を生成させる、請求項３１に記載の非一時的コンピュータ可読記憶媒体。
33. 前記命令がさらに、前記プロセッサに、前記入力信号に対して長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施させて、前記フィルタ処理済み信号を生成させる、請求項３１に記載の非一時的コンピュータ可読記憶媒体。
34. 前記命令がさらに、前記プロセッサに、前記入力信号に対して、線形予測符号化（ＬＰＣ）、続いて長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施させて、前記フィルタ処理済み信号を生成させる、請求項３１に記載の非一時的コンピュータ可読記憶媒体。
35. 前記命令がさらに、前記プロセッサに、前記入力信号に対して、線形予測符号化（ＬＰＣ）、続いて２次以上の長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施させて、前記フィルタ処理済み信号を生成させる、請求項３１に記載の非一時的コンピュータ可読記憶媒体。
36. 拡張シグマデルタ復調を実施する方法であって、
    装置を使って、拡張シグマデルタ変調を使って変調された変調信号を受信することと、
    前記装置を使って、前記変調信号に対してシグマデルタ復調を実施して、復調信号を生成することと、
    前記装置を使って、ダウンサンプリングレートに従って前記復調信号をダウンサンプリングして、ダウンサンプリング信号を生成することと、
    前記装置を使って、判定された予測利得に基づいて、前記ダウンサンプリング信号に対して逆増幅を実施して、非増幅信号を生成することと、
    前記装置を使って、前記非増幅信号に対して逆予測フィルタ処理を実施して、再構築信号を生成することとを備える方法。
37. 前記逆予測フィルタ処理を実施することが、前記非増幅信号に対して逆線形予測符号化（ＬＰＣ）を実施して、前記再構築信号を生成することを含む、請求項３６に記載の方法。
38. 逆予測フィルタ処理を実施することが、前記非増幅信号に対して逆長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記再構築信号を生成することを含む、請求項３６に記載の方法。
39. 逆予測フィルタ処理を実施することが、前記非増幅信号に対して、逆線形予測符号化（ＬＰＣ）、続いて逆長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記再構築信号を生成することを含む、請求項３６に記載の方法。
40. 逆予測フィルタ処理を実施することが、前記非増幅信号に対して、逆線形予測符号化（ＬＰＣ）、続いて２次以上の逆長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記再構築信号を生成することを含む、請求項３６に記載の方法。
41. 前記変調信号に対してシグマデルタ復調を実施することが、前記変調信号に対して２次以上のシグマデルタ復調を実施することを備える、請求項３６に記載の方法。
42. シグマデルタ復調を実施することが、
    前記オーバーサンプリング信号に対して低域フィルタ処理を実施して、低域フィルタ処理済み信号を生成することと、
    前記低域フィルタ処理済み信号をダウンサンプリングして、前記復調信号を生成することとを含む、請求項３６に記載の方法。
43. 前記入力信号がアナログ信号を含み、
    前記変調信号がデジタル信号を含む、請求項３６に記載の方法。
44. 前記予測利得をシグナリングする前記変調信号を送ったデバイスから信号を受信することと、
    前記シグナリングされた予測利得に基づいて、前記予測利得を判定することとをさらに備える、請求項３６に記載の方法。
45. 拡張シグマデルタ変調を実施する装置であって、
    変調信号を受信し、シグマデルタ復調を実施して、復調信号を生成するシグマデルタ復調ユニットと、
    前記復調信号を受信し、ダウンサンプリングレートに従ってダウンサンプリングを実施して、ダウンサンプリング信号を生成するダウンサンプリングユニットと、
    前記ダウンサンプリング信号を受信し、判定された予測利得に基づいて、前記ダウンサンプリング信号に対して逆増幅を実施して、非増幅信号を生成する逆増幅ユニットと、
    前記非増幅信号に対して逆予測フィルタ処理を実施して、再構築信号を生成する逆予測フィルタユニットとを備える装置。
46. 前記逆予測フィルタユニットが、前記非増幅信号に対して逆線形予測符号化（ＬＰＣ）を実施して、前記再構築信号を生成する、請求項４５に記載の装置。
47. 前記逆予測フィルタユニットが、前記非増幅信号に対して逆長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記再構築信号を生成する、請求項４５に記載の装置。
48. 前記逆予測フィルタユニットが、前記非増幅信号に対して、逆線形予測符号化（ＬＰＣ）、続いて逆長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記再構築信号を生成する、請求項４５に記載の装置。
49. 前記逆予測フィルタユニットが、前記非増幅信号に対して、逆線形予測符号化（ＬＰＣ）、続いて２次以上の逆長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記再構築信号を生成する、請求項４５に記載の装置。
50. 前記シグマデルタ復調ユニットが、前記変調信号に対して２次以上のシグマデルタ復調を実施する、請求項４５に記載の装置。
51. 前記シグマデルタ復調ユニットが、前記オーバーサンプリング信号に対して低域フィルタ処理を実施して、低域フィルタ処理済み信号を生成し、前記低域フィルタ処理済み信号をダウンサンプリングして、前記復調信号を生成する、請求項４５に記載の装置。
52. 前記装置がデジタルアナログ（Ｄ−Ａ）変換器を含み、
    前記Ｄ−Ａ変換器が、前記シグマデルタ復調ユニットと、前記ダウンサンプリングユニットと、前記逆増幅ユニットと、前記逆予測フィルタユニットとを含む、請求項４５に記載の装置。
53. 前記装置が、前記予測利得をシグナリングする前記変調信号を送ったデバイスから信号を受信し、前記シグナリングされた予測利得に基づいて前記予測利得を判定する、請求項４５に記載の装置。
54. 拡張シグマデルタ復調を実施するための装置であって、
    拡張シグマデルタ変調を使って変調された変調信号を受信するための手段と、
    前記変調信号に対してシグマデルタ復調を実施して、復調信号を生成するための手段と、
    ダウンサンプリングレートに従って前記復調信号をダウンサンプリングして、ダウンサンプリング信号を生成するための手段と、
    判定された予測利得に基づいて、前記ダウンサンプリング信号に対して逆増幅を実施して、非増幅信号を生成するための手段と、
    前記非増幅信号に対して逆予測フィルタ処理を実施して、再構築信号を生成するための手段とを備える装置。
55. 前記非増幅信号に対して逆線形予測符号化（ＬＰＣ）を実施して、前記再構築信号を生成するための手段をさらに備える、請求項５４に記載の装置。
56. 前記非増幅信号に対して逆長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記再構築信号を生成するための手段をさらに備える、請求項５４に記載の装置。
57. 前記非増幅信号に対して、逆線形予測符号化（ＬＰＣ）、続いて逆長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記再構築信号を生成するための手段をさらに備える、請求項５４に記載の装置。
58. 前記非増幅信号に対して、逆線形予測符号化（ＬＰＣ）、続いて２次以上の逆長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施して、前記再構築信号を生成するための手段をさらに備える、請求項５４に記載の装置。
59. 前記変調信号に対して２次以上のシグマデルタ復調を実施するための手段をさらに備える、請求項５４に記載の装置。
60. 前記オーバーサンプリング信号に対して低域フィルタ処理を実施して、低域フィルタ処理済み信号を生成するための手段と、
    前記低域フィルタ処理済み信号をダウンサンプリングして、前記復調信号を生成するための手段とをさらに備える、請求項５４に記載の装置。
61. 前記装置がデジタルアナログ（Ｄ−Ａ）変換器を含み、
    前記Ｄ−Ａ変換器が、前記変調信号を受信するための前記手段と、シグマデルタ復調を実施するための前記手段と、ダウンサンプリングするための前記手段と、逆増幅を実施するための前記手段と、逆予測フィルタ処理を実施するための前記手段とを含む、請求項５４に記載の装置。
62. 前記予測利得をシグナリングする前記変調信号を送ったデバイスから信号を受信するための手段と、
    前記シグナリングされた予測利得に基づいて、前記予測利得を判定するための手段とをさらに備える、請求項５４に記載の装置。
63. プロセッサに拡張シグマデルタ変調を実施させる命令を記憶する非一時的コンピュータ可読記憶媒体であって、前記命令が、前記プロセッサによって実行されると、前記プロセッサに、
    拡張シグマデルタ変調を使って変調された変調信号を受信させ、
    前記変調信号に対してシグマデルタ復調を実施させて、復調信号を生成させ、
    ダウンサンプリングレートに従って前記復調信号をダウンサンプリングさせて、ダウンサンプリング信号を生成させ、
    判定された予測利得に基づいて、前記ダウンサンプリング信号に対して逆増幅を実施させて、非増幅信号を生成させ、
    前記非増幅信号に対して逆予測フィルタ処理を実施させて、再構築信号を生成させる、非一時的コンピュータ可読記憶媒体。
64. 前記命令がさらに、前記プロセッサに、前記非増幅信号に対して逆線形予測符号化（ＬＰＣ）を実施させて、前記再構築信号を生成させる、請求項６３に記載の非一時的コンピュータ可読記憶媒体。
65. 前記命令がさらに、前記プロセッサに、前記非増幅信号に対して逆長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施させて、前記再構築信号を生成させる、請求項６３に記載の非一時的コンピュータ可読記憶媒体。
66. 前記命令がさらに、前記プロセッサに、前記非増幅信号に対して、逆線形予測符号化（ＬＰＣ）、続いて逆長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施させて、前記再構築信号を生成させる、請求項６３に記載の非一時的コンピュータ可読記憶媒体。
67. 前記命令がさらに、前記プロセッサに、前記非増幅信号に対して、逆線形予測符号化（ＬＰＣ）、続いて２次以上の逆長期予測（ＬＴＰ）フィルタ処理を実施させて、前記再構築信号を生成させる、請求項６３に記載の非一時的コンピュータ可読記憶媒体。

Images