CN103299548B - 执行增强的∑-δ调制 - Google Patents

Abstract

一般来说，本发明描述用于执行增强的∑‑Δ调制的技术。举例来说，包括预测滤波器单元、放大器、重复取样单元和∑‑Δ调制单元的设备可实施所述技术。所述预测滤波器单元对输入信号执行预测滤波以产生经滤波信号且将预测增益的估计计算为随所述输入信号的能量和所述经滤波信号的能量而变。所述放大器接收所述经滤波信号且基于所述预测增益而放大所述经滤波信号以产生经放大信号。所述重复取样单元接收所述经放大信号且根据重复取样速率执行重复取样以产生经重复取样的信号。所述∑‑Δ调制单元接收所述经重复取样的信号且执行∑‑Δ调制以产生经调制信号。

Description

执行增强的∑-Δ调制

技术领域

本发明涉及信号的编码，且更明确地说涉及使用∑-Δ调制对信号进行的编码。

背景技术

一般来说，∑-Δ调制(SDM)指使用脉冲密度调制(PDM)将高分辨率信号(例如，模拟信号)编码成较低分辨率信号(例如，数字信号)的过程。PDM指用数字数据表示模拟信号使得由脉冲密度调制产生的信号通过其相对位密度来表示模拟信号的振幅的调制形式。∑-Δ调制指逆过程，即从较低分辨率数字信号重建模拟信号。通常，∑-Δ调制和解调制由模/数转换器(ADC)、数/模转换器(DAC)、频率合成器、切换模式电力供应器、用于D类放大器和电动机控制的控制电路(仅举几个实例)使用。

∑-Δ调制器重建为积分器单元与量化器单元的线性组合，其中积分器单元的输出馈入到量化器单元的输入中。量化器单元的输出为∑-Δ调制器的输出信号。此输出还是将输出信号反馈到求和单元的反馈回路的一部分，求和单元的输出馈送到积分器单元的输入。此求和单元、积分器单元和量化器单元形成通常所称作的一阶∑-Δ调制器。在求和单元之前串联地添加额外积分器单元使在求和单元之前串联地添加的每一额外积分器的阶数增加一。

为了实现所要信噪比(SNR)(例如对于∑-Δ调制器的输出信号为90到100dBSNR)，可用两种方式修改∑-Δ调制器。在第一种方式中，可增加∑-Δ调制器的阶数，但使阶数增加到四阶或五阶以上通常会导致不稳定的∑-Δ调制器。在第二种方式中，可增加∑-Δ调制器的重复取样速率(OSR)。然而，增加∑-Δ调制器的OSR会增加准确地表示输入信号所需要的位数。增加位数可为∑-Δ调制器应用的重要考虑，∑-Δ调制器应用在有限带宽信道(例如，无线信道)上传送输出信号，其中∑-Δ调制器可用于移动电话中的模/数(A/D)转换器或数/模(D/A)转换器中。位增加可消耗更多无线信道带宽。

发明内容

一般来说，本发明描述用于执行增强的∑-Δ调制的技术。在一些实例中，本发明中描述的∑-Δ调制可视为增强的，因为其可提供具有比常规∑-Δ调制产生的信噪比(SNR)好的SNR的信号。在一些实例中，本发明中描述的∑-Δ调制可增加SNR，而与一些常规∑-Δ调制器相比不会大体上增加增强的∑-Δ调制器的复杂性。当增强的和常规的∑-Δ调制器两者使用相同OSR时，配置有给定阶时的本发明中描述的∑-Δ调制器与同一阶的常规∑-Δ调制器相比可改进所得信号的SNR。在这方面，如本发明中描述而配置的∑-Δ调制器与类似的常规∑-Δ调制器相比可视为增强的。

在一个实例中，一种执行增强的∑-Δ调制的方法，所述方法包括：用设备对输入信号应用预测滤波器以便从所述输入信号产生经滤波信号；以及将预测增益的估计计算为随所述输入信号的能量和所述经滤波信号的能量而变。所述方法还包括：基于所述预测增益的所述估计而用所述设备放大所述经滤波信号以产生经放大信号；根据重复取样速率用所述设备对所述经放大信号重复取样以产生经重复取样的信号；以及对所述经重复取样的信号执行∑-Δ调制以产生经调制信号。

在另一实例中，一种设备包括：预测滤波器单元，其对输入信号执行预测滤波以产生经滤波信号且将预测增益的估计计算为随所述输入信号的能量和所述经滤波信号的能量而变；以及放大器，其接收所述经滤波信号且基于所述预测增益而放大所述经滤波信号以产生经放大信号。所述设备还包含：重复取样单元，其接收所述放大信号且根据重复取样速率执行重复取样以产生经重复取样的信号；以及∑-Δ调制单元，其接收所述经重复取样的信号且执行∑-Δ调制以产生经调制信号。

在另一实例中，一种设备包括：用于对输入信号执行预测滤波以产生经滤波信号且将预测增益的估计计算为随所述输入信号的能量和所述经滤波信号的能量而变的装置；以及用于基于所述预测增益而放大所述经滤波信号以产生经放大信号的装置。所述设备还包括：用于根据重复取样速率对所述经放大信号重复取样以产生经重复取样的信号的装置；以及用于对所述经重复取样的信号执行∑-Δ调制以产生经调制信号的装置。

在另一实例中，一种计算机可读存储媒体编码有指令，所述指令致使可编程处理器：对输入信号应用预测滤波器以便从所述输入信号产生经滤波信号；将预测增益的估计计算为随所述输入信号的能量和所述经滤波信号的能量而变；基于所述预测增益的所述估计而放大所述经滤波信号以产生经放大信号；根据重复取样速率对所述经放大信号重复取样以产生经重复取样的信号；以及对所述经重复取样的信号执行∑-Δ调制以产生经调制信号。

在另一实例中，一种方法包括：用设备接收使用增强的∑-Δ调制而调制的经调制信号；以及用所述设备对所述经调制信号执行∑-Δ解调制以产生经解调信号。所述方法还包括：根据向下取样速率用所述设备对所述经解调信号向下取样以产生经向下取样的信号；基于确定的预测增益用所述设备对所述经向下取样的信号执行逆放大以产生非放大信号；以及用所述设备对所述非放大信号执行逆预测滤波以产生经重建信号。

在另一实例中，一种设备包括：∑-Δ解调制单元，其接收经调制信号且执行∑-Δ解调制以产生经解调信号；以及向下取样单元，其接收所述经解调信号且根据向下取样速率执行向下取样以产生经向下取样的信号。所述设备还包括：逆放大单元，其接收所述经向下取样的信号且基于确定的预测增益对所述经向下取样的信号执行逆放大以产生非放大信号；以及逆预测滤波器单元，其对所述非放大信号执行逆预测滤波以产生经重建信号。

在另一实例中，一种设备包括：用于接收使用增强的∑-Δ调制而调制的经调制信号的装置；以及用于对所述经调制信号执行∑-Δ解调制以产生经解调信号的装置。所述设备还包括：用于根据向下取样速率对所述经解调信号向下取样以产生经向下取样的信号的装置；用于基于确定的预测增益对所述经向下取样的信号执行逆放大以产生非放大信号的装置；以及用于对所述非放大信号执行逆预测滤波以产生经重建信号的装置。

在另一实例中，一种计算机可读存储媒体编码有指令，所述指令致使可编程处理器：接收使用增强的∑-Δ调制而调制的经调制信号；对所述经调制信号执行∑-Δ解调制以产生经解调信号；根据向下取样速率对所述经解调信号向下取样以产生经向下取样的信号；基于确定的预测增益对所述经向下取样的信号执行逆放大以产生非放大信号；以及对所述非放大信号执行逆预测滤波以产生经重建信号。

一个或一个以上实例的细节陈述于附图及以下描述中。其它特征、目标及优势将从描述及附图和从权利要求书中显而易见。

附图说明

图1是说明实施本发明中描述的增强的∑-Δ调制和解调制技术的实例系统的框图。

图2是更详细地说明图1中的增强的∑-Δ调制单元的框图。

图3是更详细地说明图1中的增强的∑-Δ解调制单元的框图。

图4是说明与本发明的技术一致的实例系统的示范性操作的流程图。

图5是说明图1的实例中展示的增强的∑-Δ调制单元的另一实例实施方案的框图。

图6是说明图1的实例中展示的增强的∑-Δ解调制单元的另一实例实施方案的框图。

图7到10是说明呈现由实施本发明中描述的技术的增强的∑-Δ解调制单元输出的经重建信号的信噪比(SNR)的各种曲线图的图。

具体实施方式

图1是说明实施如本发明中描述的增强的∑-Δ调制和解调制技术的实例系统10的框图。在图1的实例中，系统10包含源装置12和接收装置14。虽然相对于源装置12和接收装置14而描述，但所述技术可通过能够执行∑-Δ调制和/或∑-Δ解调制的任何装置实施。出于这个原因，所述技术不应限于本发明中所阐述的实例。

如上所述，源装置12可表示能够执行∑-Δ调制或∑-Δ调制和∑-Δ解调制两者的任何装置，但出于说明的目的，源装置12表示便携式手持机装置，例如，可经配置为所谓的“智能电话”的移动电话。源装置12称作源装置，这是因为其发起或以其它方式产生或提供发送到接收装置14的内容或信号。

接收装置14可类似地表示能够执行∑-Δ解调制或∑-Δ调制和∑-Δ解调制两者的任何装置，但再次出于说明的目的，图1中的接收装置14表示便携式手持机装置，例如，经配置为所谓的“智能电话”的移动电话。接收装置14或者可表示便携式媒体播放器、个人视频记录器装置、音频重放装置或能够以与本发明中阐述的技术一致的方式接收信号25且重建信号25的任何其它装置。接收装置14称作接收装置，这是因为其接收由源装置12和/或其它源装置发起的信号。虽然称作源装置12和接收装置14，但这些装置通常可执行相同功能，这意味着接收装置14可在不同情形中以与在图1的实例中源装置12发起信号相同的方式发起信号。同样，源装置12可在此不同情形中以与在图1的实例中接收装置14接收信号相同的方式接收信号。

在图1的实例中，源装置12包含音频输入单元16和模/数转换器单元18(“A/D转换器单元18”)。音频输入单元16可表示用于接收模拟音频信号的任何类型的单元或装置，例如麦克风或其它音频感测硬件单元。模/数转换器单元18表示经配置以将模拟信号(例如，经由音频输入单元16接收的模拟信号)转换为对应数字信号的单元(例如，电子硬件单元)。源装置12可包含除了图1的实例中明确展示的单元、模块或组件之外的若干其它单元、模块或组件。举例来说，尽管出于易于说明的目的而在图1的实例中未展示，但源装置12可包含一个或一个以上射频(RF)天线、一个或一个以上发射器单元、一个或一个以上接收单元、一个或一个以上数字信号处理(DSP)单元、一个或一个以上处理器、一个或一个以上图形处理器单元、一个或一个以上相机或其它图像或视频俘获装置、用于接收头戴式耳机、头戴式受话器的一个或一个以上输入或用于将音频和/或视觉设备耦合到源装置12的任何其它形式的连接、一个或一个以上存储器，以及一个或一个以上存储装置。

虽然相对于图1的实例中的音频而描述，但可相对于其它类型的媒体(包含视频、图像和语音媒体)来实施增强的∑-Δ调制和解调制技术。一般来说，本发明的∑-Δ调制和解调制技术可经调适并应用于∑-Δ调制或解调制的任何常规使用。

接收装置14包含音频输出单元20和数/模转换器单元22(“D/A转换器单元22”)，其可由电子硬件单元形成。音频输出单元20可表示用于输出模拟音频信号的任何类型的单元或装置，例如扬声器、头戴式耳机、头戴式受话器或任何其它类型的音频输出装置或单元。数/模转换器单元22表示用以将数字信号(例如，从源装置12接收的数字信号)转换为对应模拟信号的单元，音频输出单元20可输出所述模拟信号以供接收装置14的用户消耗。接收装置14可包含除了图1的实例中明确展示的单元、模块或组件之外的若干其它单元、模块或组件。举例来说，尽管出于易于说明的目的而在图1的实例中未展示，但接收装置14可包含一个或一个以上RF天线、一个或一个以上发射器单元、一个或一个以上接收单元、一个或一个以上数字信号处理(DSP)单元、一个或一个以上处理器、一个或一个以上图形处理器单元、一个或一个以上相机或其它图像或视频俘获装置、用于接收头戴式耳机、头戴式受话器的一个或一个以上输入或用于将音频和/或视觉设备耦合到接收装置14的任何其它形式的连接、一个或一个以上存储器，以及一个或一个以上存储装置。

一般来说，模/数转换器18使用称作∑-Δ调制(SDM)的过程将模拟信号转换为数字信号。∑-Δ调制涉及使用脉冲密度调制(PDM)将高分辨率信号(例如，模拟信号)编码成较低分辨率信号(例如，数字信号)。PDM指用数字数据表示模拟信号使得由脉冲密度调制产生的信号通过其相对位密度来表示模拟信号的振幅的调制形式。虽然贯穿本发明参考A/D转换器而描述，但∑-Δ调制可用于若干其它例子中，包含频率合成器、切换模式电力供应器、用于D类放大器和电动机控制的控制电路(仅举几个实例)的例子。

实施∑-Δ调制的∑-Δ调制器通常被重建为积分器单元与量化器单元的线性组合，其中积分器单元的输出馈入到量化器单元的输入中。量化器单元的输出为∑-Δ调制器的输出信号。此输出还是将输出信号反馈到求和单元的反馈回路的一部分，而求和单元的输出被馈送到积分器单元的输入。此求和单元、积分器单元和量化器单元形成通常被称作的一阶∑-Δ调制器。在求和单元之前串联地添加额外积分器单元使在求和单元之前串联地添加的每一额外积分器的阶数增加一。

一种测量由∑-Δ调制输出的给定数字信号的质量或准确性的方式为监视此输出信号的信噪比(SNR)。通常，对于大多数应用(即，在此实例中为模/数转换)来说，由∑-Δ调制单元输出的信号的90到100分贝(dB)的SNR被视为可接受的。为了实现∑-Δ调制器的输出信号的此SNR，可用两种方式修改∑-Δ调制器。在第一种方式中，可增加∑-Δ调制器的阶数，但使阶数增加到四阶或五阶以上通常会导致不稳定的∑-Δ调制器，这不能准确地将模拟或其它高分辨率信号降低为较低分辨率的数字信号。此情形中的阶数指在包含积分单元和量化单元的反馈回路之前的积分单元的数目，其中具有单一积分单元的反馈回路称作一阶且放置在反馈回路之前的每一额外积分单元使阶数增加一。

在第二种方式中，可增加∑-Δ调制器的重复取样速率(OSR)。然而，增加∑-Δ调制器的OSR会增加准确地表示输入信号所需要的位数。增加位数可为在无线信道上传送输出信号的∑-Δ调制器应用中的重要考虑，例如在移动电话或其它移动计算装置中的模/数(A/D)转换器或数/模(D/A)转换器中采用∑-Δ调制器时，如同图1的本实例的状况。位增加可消耗更多信道带宽，例如在移动装置的状况下为无线信道带宽。通常，系统工程师或其它系统设计者因为对∑-Δ调制器的四阶或五阶设计限制而选择此第二种方式。

根据本发明中描述的技术，模/数转换器18执行增强的∑-Δ调制的形式。模/数转换器18包含增强的∑-Δ调制单元24(“增强的SDM单元24”)，其实施此增强的SDM技术的各种方面。∑-Δ调制可视为增强的，因为其提供通常具有比通过常规∑-Δ调制产生的信噪比(SNR)好的SNR的信号，而与常规∑-Δ调制器相比不会过度增加增强的∑-Δ调制器的复杂性。当增强的和常规的∑-Δ调制两者处于同一OSR时，给定阶的增强的∑-Δ调制与同一阶的常规∑-Δ调制相比可改进所得信号的SNR。在这方面，在一些实例中，本发明中描述的∑-Δ调制技术与类似的常规∑-Δ调制相比可视为增强的。

为了执行这些增强的∑-Δ调制技术，增强的SDM单元24首先对输入信号应用预测滤波器以便从输入信号产生经滤波或残余信号。作为一个实例，预测滤波可涉及根据最小均方(LMS)算法的滤波。使用LMS算法的滤波可表征为自适应滤波的形式，自适应滤波用以通过寻找与产生误差信号的最小均方有关的滤波器系数来模仿所要滤波，误差信号为所要信号与实际信号之间的差。一般来说，与输入信号的能量相比，此LMS预测滤波器降低从预测滤波器输出的残余信号的能量。

在产生残余信号之后，增强的SDM单元24应用因子(其称作预测增益)以使残余信号升级，从而产生经放大的信号。换句话说，增强的SDM单元24基于预测增益而放大经滤波或残余信号以产生经放大信号。增强的SDM单元24可将此预测增益因子计算为随输入信号的能量除以残余信号的能量而变。此经放大信号接着被传递到可视为常规∑-Δ调制器的事物，常规∑-Δ调制器驻留在增强的∑-Δ调制器24内。增强的∑-Δ调制器24接着根据重复取样速率对经放大信号重复取样以产生经重复取样的信号，且对经重复取样的信号执行常规∑-Δ调制以产生经调制信号。在图1的实例中，增强的∑-Δ调制器24将此经调制信号输出为经调制信号25以用于经由信道26发射到接收装置14。

接收装置14(且更明确地说，数/模转换器22)也可实施本发明中描述的技术的各种方面。也就是说，数/模转换器22可包含实施与本发明中描述的技术一致的增强的∑-Δ解调制的形式的增强的∑-Δ解调制(SDD)单元28。一般来说，本发明的增强的∑-Δ解调制技术与本发明中阐述的增强的∑-Δ调制技术相逆。

为了说明，增强的∑-Δ解调制单元28接收经调制信号25且执行∑-Δ解调制以产生经解调信号。增强的∑-Δ解调制单元28接着根据向下取样速率对经解调信号向下取样以产生经向下取样的信号。此向下取样速率可在发送经调制信号25之前在位流中用信号发送，静态地配置为预定义值，或从经调制信号25的各种方面动态地确定。

增强的∑-Δ解调制单元28可接着基于确定的预测增益来对经向下取样的信号执行逆放大的形式以产生非放大信号。再次，此预测增益可在发送经调制信号25之前在位流中用信号发送，静态地配置为预定义值，或从经调制信号25的各种方面动态地确定。增强的∑-Δ解调制单元28可接着对非放大信号执行逆预测滤波以产生经重建信号，数/模转换器单元22可将所述经重建信号输出到音频输出单元20。音频输出单元20可接着输出此信号以供接收装置14的用户消耗。

增强的∑-Δ调制单元24与相当的常规∑-Δ调制器相比提供信号SNR的增加的能力可主要随线性预测滤波器实现的译码增益和放大而变。此外，使用这些技术的系统(例如，系统10)可允许量化噪声和信道噪声两者降低一除以预测增益且另外根据输入信号的频谱形状来塑形。因此，考虑到SNR计算的分母与常规∑-Δ调制/解调制系统经历的噪声相比减小，由增强的∑-Δ调制单元24输出的任何给定信号的SNR与常规∑-Δ解调器相比可增加。

图2是更详细地说明图1中的增强的∑-Δ调制单元24的框图。如图2的实例所示，增强的∑-Δ调制单元24包含预测滤波器单元30(“预测滤波器单元30”)、放大器单元32(“amp32”)和∑-Δ调制单元34(“SDM单元34”)。

预测滤波器单元30表示能够执行预测滤波的形式的任何单元。如上所述，预测滤波器单元30可实施LMS算法以便对输入信号36执行预测滤波。通常，LMS算法用以基于信号的目前和/或过去情况来选择滤波器的系数。在配置滤波器系数之后，预测滤波器单元30预测输入信号36的下一或即将到来的部分且将此预测输出为经滤波信号。预测滤波器30确定作为经滤波信号与输入信号36之间的差的误差。基于此误差，预测滤波器单元30使用LMS算法来更新其滤波器系数以选择新滤波器系数作为当前滤波器系数的替换，意在减少所监视误差。在这方面，预测滤波器单元30实时地或近实时地计算其滤波器系数来有效率地对输入信号36滤波。增强的∑-Δ调制(SDM)单元24可经由输出信号25将这些滤波器系数用信号发送到增强的∑-Δ解调制(SDD)单元28或可分离代码且经由不同位流来用信号发送这些系数。

预测滤波器单元30还将如图2的实例中所示的预测增益因子计算为预测增益38。如上所述，预测增益可计算为随输入信号36的能量除以从预测滤波器单元30输出的残余或经滤波信号的能量而变。在任何情况下，放大器单元32将残余或经滤波信号放大预测增益38，将经放大信号输出到∑-Δ调制单元34。

如图2的实例中进一步展示，∑-Δ调制单元34包含重复取样单元40(“OSU 40”)、求和单元42、积分器单元44(其还可称作如图2的实例中所展示的“积分器44”)和量化单元46(其还可称作如图2的实例中所展示的“量化器46”)。重复取样单元40通常表示以一频率对任何给定信号取样的单元，所述频率通常为经取样的信号的带宽或最高频率的两倍或两倍以上。重复取样单元40对经放大信号重复取样且将此经重复取样的信号输出到求和单元42。求和单元42表示对重复取样信号与输出信号25求和的单元。求和单元42将求和的结果作为经求和信号输出到积分器单元44，积分器单元44通常对经求和信号执行称作积分的数学运算以输出经积分信号。接下来，量化单元46对经积分信号执行量化(其可非正式地称作“舍入”)以输出经调制信号25。

图3是更详细地说明图1中的增强的∑-Δ解调制单元28的框图。如图3的实例中所示，增强的∑-Δ解调制单元24包含∑-Δ解调制单元48(“SDD单元48”)、逆放大单元50(“i-amp 50”)和逆预测滤波器单元52(“逆预测滤波器单元52”)。一般来说，这些单元起到与上文关于增强的∑-Δ调制单元24描述的单元相逆的作用以产生经重建信号53。

∑-Δ解调制单元48可包含低通滤波器单元54(“LPF单元54”)和向下取样单元56(“DSU 56”)。低通滤波器单元54接收经调制信号25且对经调制信号25执行标准低通滤波以将经滤波信号输出到向下取样单元56。向下取样单元(DSU)56以用信号发送的取样速率对经滤波信号向下取样。也就是说，重复取样单元40可用信号发送向下取样单元56将其向下取样速率所基于的重复取样速率。向下取样单元56将所得的经向下取样的信号发送到逆放大单元50。逆放大单元50基于预测增益38执行逆放大或衰减信号。如上所述，增强的∑-Δ调制单元24可用信号发送预测增益38或增强的∑-Δ解调制(SDD)单元28可得到预测增益38。在任一情况下，逆放大单元50对经向下取样的信号执行逆放大以将经逆放大的信号输出到逆预测滤波器单元52。逆预测滤波器单元52执行与预测滤波器单元30的操作逆向的操作以输出经重建信号53。

图4是说明与本发明的技术一致的系统(例如，示范性图1的系统10)的示范性操作的流程图。此外，图4的实例中所示的流程图说明增强的∑-Δ调制单元(例如，图2的实例中所示的增强的∑-Δ调制单元24)和增强的∑-Δ解调制单元(例如，图3的实例中所示的增强的∑-Δ解调制单元28)的示范性操作。虽然在系统的情形中进行描述，但所述技术的调制和解调制方面中的每一者可在系统的情形之外执行且用于上文或其它情形所述的各种其它情形中。因此，本发明的技术不应限于此方面。

一般来说，∑-Δ调制的SNR性能可由重复取样速率或因子和量化单元的分辨率限制。改进SNR性能的方式包含增加∑-Δ调制单元的阶数并重建多级∑-Δ调制结构。然而，改进SNR性能的这两种方式都可导致复杂性和/或稳定性间题。

根据本发明中描述的技术，可使用线性预测滤波和放大来增强∑-Δ调制。最初，增强的∑-Δ调制单元24的预测滤波器单元30接收输入信号36(60)。预测滤波器单元30对输入信号36应用预测滤波(62)。预测滤波器单元30将经滤波信号输出到放大单元32。预测滤波器单元30还计算预测增益38(63)。预测滤波器单元30可根据以下方程式(1)计算预测增益38：

$\mathrm{\α}=f\left(\frac{\left|\right|X\left(z\right)\left|\right|}{\left|\right|R\left(z\right)\left|\right|}\right).---\left(1\right)$

在方程式(1)中，α表示预测增益38，变量f指大体上平滑、可逆的函数，且充当最小化预测增益38的范围的压缩扩展器，X(z)表示输入信号36且R(z)表示经滤波信号。||.||表示嵌入于||.||之间的信号的估计能量。

预测滤波器单元30将此预测增益输出到放大单元32。

放大单元32接着基于预测增益38放大经滤波信号(如由函数R(z)表示)(64)。放大单元32将经放大信号输出到∑-Δ调制单元34。∑-Δ调制单元34的重复取样单元40对经放大信号重复取样，从而输出经重复取样的信号(66)。求和单元42、积分单元44和量化单元46对经重复取样的信号执行∑-Δ调制且输出经调制信号25(68、70)。

增强的∑-Δ解调制单元28的∑-Δ解调制单元48接收经调制信号25(72)。在信道误差或由信道26引入的误差不存在的情况下，∑-Δ解调制单元48接收可由以下方程式(2)描述的经调制信号25：

αR(z)+NTF(z)Q(z)。 (2)

在方程式(2)中，NTF(z)Q(z)表示增强的∑-Δ调制单元24的量化单元46的添加的经塑形噪声。∑-Δ解调制单元48执行∑-Δ解调制以输出经解调信号(74)。向下取样单元56对经调制信号向下取样以将经向下取样的信号发送到逆放大单元50(76)。

逆放大单元56接着根据预测增益38对经向下取样的经调制信号执行逆放大(78)。如上所述，可通过增强的∑-Δ调制单元24用信号发送预测增益38或增强的∑-Δ解调器单元28可从经调制信号25或另一信号得到预测增益38。此经逆放大的信号由逆预测滤波器单元52(其还可称作合成滤波器单元52)接收，逆预测滤波器单元52对经逆放大的信号执行逆预测滤波或合成滤波以产生经重建信号53(80)。增强的SDD单元28可接着输出经重建信号53(例如)以供音频输入单元20在复制由音频输入单元16感测的原始的经感测输入信号时使用。可在数学上通过以下方程式(3)来描述经重建信号53：

$Y\left(z\right)=\frac{1}{\mathrm{\αA}\left(z\right)}[\mathrm{\αA}\left(z\right)X\left(z\right)+\mathrm{NTF}\left(z\right)Q\left(z\right)]---\left(3\right)$

$=X\left(z\right)+\frac{1}{\mathrm{\α}}\frac{\mathrm{NTF}\left(z\right)}{A\left(z\right)}Q\left(z\right).$

参考以上方程式(3)，Y(z)表示经重建信号53，X(z)再次表示输入信号36，α表示预测增益38，A(z)表示预测滤波器函数且NTF(z)Q(z)表示增强的∑-Δ调制单元24的量化单元46的添加的经塑形噪声。在系统10的情形内审阅方程式(3)，系统(例如系统10)根据方程式(3)允许量化噪声降低1/α且另外根据输入信号的频谱形状而塑形。

假设将如由N(z)表示的某一量的信道噪声引入到系统10中，增强的∑-Δ解调制单元28接收经调制信号25使得可在数学上通过以下方程式(4)描述经调制信号25：

αR(z)+NTF(z)Q(z)+N(z)。 (4)

以上文关于方程式(3)所述的方式进行此且在系统10的情形中应用包含信道噪声N(z)的方程式(4)，可在数学上通过以下方程式(5)来描述经重建信号25：

$Y\left(z\right)=\frac{1}{\mathrm{\αA}\left(z\right)}[\mathrm{\αA}\left(z\right)X\left(z\right)+\mathrm{NTF}\left(z\right)Q\left(z\right)+N\left(Z\right)]---\left(5\right)$

$=X\left(z\right)+\frac{1}{\mathrm{\α}}\frac{\mathrm{NTF}\left(z\right)}{A\left(z\right)}Q\left(z\right)+\frac{1}{\mathrm{\αA}\left(z\right)}N\left(z\right).$

方程式(5)示范系统10允许量化噪声和信道噪声两者降低1/α且另外根据输入信号的频谱形状而塑形。

在实施系统10时，存在若干考虑。首先，如大体上在上文所解释，SNR增益(和信道噪声抑制)主要取决于由预测滤波器单元30实现的译码增益。虽然预测滤波在用高音调音乐内容填充的间隔期间，在无声(或近无声或主要地信号的噪声填充部分)期间通常工作良好，但在一些实例中预测滤波器单元30很少展示任何增益。因此，当实施系统10时，系统10可经修改以包含通过混合输入信号36与由以下方程式(6)中的表示的低量值、高频率音调来修改输入信号36的单元：

$X^{\text{'}}\left(z\right)=X\left(z\right)+{\mathrm{\ξ}}_{{1/T}_s}\left(z\right)---\left(6\right)$

经修改信号在方程式(6)中表示为X′(z)。此音调的量值通常设置为约-40dB。使用此量值，将在无声区期间从预测此音调产生的增益将高达约30到40dB。此音调的频率通常可设置为尼奎斯特(Nyquist)频率以便促进产生此音调并从信号移除此音调。

第二，作为一般规则，在此滤波器对于输入信号25中的每一重要谐波具有一个极点时实现预测滤波器的优良性能。因此，在与简单的音频信号和语音合作时，当仅约五个谐波为必要的时，可使用短的(例如，10分接头)预测滤波器。然而，当与复杂信号(例如，由管弦乐队或甚至一些特殊乐器(例如，调音管)产生的信号)合作时，可存在导致非常大的预测滤波器的几十个谐波。此外，复杂信号中的这些谐波中的一些可驻留在非常低的频率处，从而暗示滤波器必须有几百个分接头那么长。实施一百个或更多分接头那么长的预测滤波器可涉及显著复杂化且导致消耗大量电力的非常复杂的实施方案。当这些预测滤波器用于低功率应用(例如，用于移动电话手持机中，包括所谓的智能电话)时，这种情形可特别麻烦。

不是依赖于简单的线性预测滤波，而是上述技术可经调适以便添加所谓的“长期预测(LTP)滤波器”，其有时也称作“音调滤波器”。LTP滤波器为试图跟踪长延迟现象(例如输入信号的低频率部分)的滤波器。假设预测滤波器单元30通常包含10分接头线性预测译码(LPC)滤波器，经调适的技术可修改预测滤波器单元30以添加LTP滤波器。LPC滤波器通常表示用于使用线性预测模型的信息来表示呈压缩形式的数字信号的频谱包络的滤波器。在此例子中，线性预测模型可模型化基本来源或代理，所述基本来源或代理产生信号以试图预测输入信号的下一部分。一般来说，LPC滤波器用以压缩语音，因为人类语言系统通常被模型化为管末尾处的蜂鸣器，然而，这些滤波器可用于若干其它情形中。可在数学上通过以下方程式(7)描述经调适的预测滤波单元30(其可称作预测滤波单元30′)的输出：

$r^{\text{'}}\left(i\right)=r\left(i\right)-\mathrm{\ρ}{\mathrm{\Σ}}_{j=-L}^L\mathrm{\ω}\left(j\right)r(i-\mathrm{\τ}+j),---\left(7\right)$

其中τ表示滞后，ρ为增益值，ω为2L+1分接头低通滤波器的系数，r(i)为输入残余系列，且y(i)为经修改残余序列[Yuriy。

如上所述，当预测滤波器单元30包含仅LPC滤波器时，可根据以上方程式(1)来估计预测增益38。当预测滤波器单元30′包含LPC滤波器和LTP滤波器时，可使用下文阐述的以下方程式(8)来估计预测增益38：

$\mathrm{\α}=f\left(\frac{\left|\right|X\left(z\right)\left|\right|}{\left|\right|R^{\text{'}}\left(z\right)\left|\right|}\right).---\left(8\right)$

在方程式(8)中，α表示预测增益38，变量f指大体上平滑、可逆的函数，且充当最小化预测增益38的范围的压缩扩展器，X(z)表示输入信号36且R′(z)表示此预测滤波器单元30′的输出。虽然单一LTP滤波器改进预测滤波的性能，但在一些例子中，此单一LTP滤波器不能充分地匹配或预测频谱的较低部分。在这些例子中，将一个或一个以上额外LTP滤波器添加到预测滤波单元30′可为有益的。在两个LTP滤波器配置中，这些LTP滤波器可经设计以在从P+1到200和从200到400的非重叠范围中具有滞后，其中P表示预测器的阶数。添加这些滤波器还可最小化系统对信道噪声的敏感性。

第三，在一些例子中，可能需要向后自适应系统，其不依赖于信令来传送(例如)预测增益、滤波器系数等。虽然在许多实际设计中，可分开地编码和发射此数据或参数的信令(考虑到与残余数据的速率相比，此参数发射所需的速率可忽略)，但如果需要保存与∑-Δ调制以其常规或非增强形式提供的位流类似的均匀位流，那么可使用另一方法。此替代方法可依赖于编码器和解码器两者中的向后自适应LPC和/或LTP滤波器。对于关于向后自适应LPC和/或LTP滤波器的更多信息，包含这些向后自适应系统的滤波器系数的计算，可在J.-H.陈(J.-H.Chen)的标题为“具有小于2ms的单向延迟的高质量16kb/s的语音译码(High-Quality16kb/s Speech Coding with a One Way Delay Less than 2ms)”(声学、语音和信号处理国际会议会报(Proc.ICASSP-91)，453到456页(1990年4月))的文献中找到，所述文献特此以引用的方式并入，如同本文中全面阐述一样。

图5是说明图1的实例中展示的增强的∑-Δ调制单元24的另一实例实施方案的框图。此实施方案可表示为增强的∑-Δ调制单元24′。在此实例中，图2的实例中所示的预测滤波器单元30已被经调适预测滤波器单元30′替换，经调适预测滤波器单元30′可包含LPC滤波器90和LTP滤波器92。LPC滤波器90通常表示用于使用线性预测模型的信息来表示呈压缩形式的数字信号的频谱包络的滤波器。在此例子中，线性预测模型可模型化基本来源或代理，其产生信号以试图预测输入信号的下一部分。一般来说，LPC滤波器用以压缩语音，因为人类语言系统通常模型化为管的末尾的蜂鸣器，然而，这些滤波器可用于若干其它情形中。如上所述，LTP滤波器92可改进较低频率下的匹配或预测。

图6是说明图1的实例中展示的增强的∑-Δ解调制单元28的另一实例实施方案的框图。此实施方案可表示为增强的∑-Δ解调制单元28′。在此实例中，逆预测滤波单元52已被经调适逆预测滤波单元52′替换。经调适逆预测滤波单元52′包含逆LTP滤波器92和逆LPC滤波器94。再次，添加逆LTP滤波器92可改进较低频率下的预测。

图7是说明呈现如随输入信号频率而变的经重建信号的信噪比(SNR)的曲线图100的图，经重建信号由实施本发明中描述的技术的增强的∑-Δ解调制单元(例如，图3的实例中所示的增强的∑-Δ解调制单元28)输出。在图7的实例中，曲线图100包含三个线102、104和106。线102表示输入信号，例如输入信号36。由线102表示的输入信号在此实例中表示1千赫兹(1kHz)正弦信号的SNR。线104表示经重建2阶、16位经重复取样的常规SDM编码样本的SNR。线106表示具有约16.6的预测增益因子的经重建2阶LPC和2阶增强的SMD编码信号的SNR。线106与线104相比清晰地提供较佳SNR，从而反映使用本发明中描述的技术传送的信号的改进的SNR。

图8是说明呈现如随输入信号频率而变的经重建信号的信噪比(SNR)的曲线图110的图，经重建信号由实施本发明中描述的技术的增强的∑-Δ解调制单元(例如，图3的实例中所示的增强的∑-Δ解调制单元28)输出。在图8的实例中，曲线图110包含三个线112、114和116。线112表示输入信号(例如输入信号36)的SNR。由线112表示的输入信号在此实例中表示所谓的重叠正交振幅调制(SQAM)“三角”信号的频谱。线104表示经重建常规SDM编码样本的SNR，其中SDM不涉及根据本发明的技术的增强。线106表示增强的SMD经重建信号的SNR。再次，线116与线114相比清晰地提供较佳SNR，从而反映使用本发明中描述的技术传送的信号的改进的SNR。

图9A和9B是说明分别呈现如随输入信号频率而变的由增强的∑-Δ解调制单元(例如，图3的增强的∑-Δ解调制单元28)输出的经重建信号和由经调适的增强的∑-Δ解调制单元(例如，图6的增强的∑-Δ解调制单元28′)输出的经重建信号的信噪比(SNR)的曲线图120A、120B的图。在图9A的曲线图120A中，展示三个线122A、124A和126A。线122A表示所谓的动画专家组(MPEG)“调音管”信号的频谱的SNR。线124A表示(例如)通过增强的∑-Δ解调制单元28使用10阶LPC滤波器重建的经重建信号的SNR。线126A表示通过(例如)增强的∑-Δ解调制单元28′使用仅LTP滤波重建的经重建信号的SRN。线126A清晰地表示在SNR方面优于线124A的改进，从而反映添加LTP滤波器可改进某些类型的信号的SNR。

在图9B的曲线图120B中，展示三个线122B、124B和126B。在此曲线图中，线122B表示原始输入信号，线124B表示由增强的∑-Δ解调制单元28输出的经重建信号的SNR且线126B表示由增强的∑-Δ解调制单元28′输出的经重建信号的SNR。考虑三个线122B、124B和126B，LTP似乎有助于频谱的较低部分中的频谱形状的整体匹配，但在原始信号与经重建信号之间仍存在显著失配。

图10是说明呈现如随输入信号频率而变的由各种常规的和增强的∑-Δ解调制单元输出的经重建信号的信噪比(SNR)的曲线图130的图。在图10的实例中，曲线图130包含五个线：线132、134、136、138和140。线132表示原始输入信号的SNR。线134表示经重建的常规SDM编码样本的SNR，其中SDM不涉及根据本发明的技术的增强。线136表示增强的SMD经重建信号的SNR，其中此经重建信号是用10阶LPC滤波器重建的。线138表示增强的SMD经重建信号的SNR，其中此经重建信号是使用LPC和LTP滤波器两者(例如，由图6的实例中所示的增强的∑-Δ解调制单元28′使用的滤波器)重建的。线138表示增强的SMD经重建信号的SNR，其中此经重建信号是使用LPC和LTP滤波器的两级两者重建的。再次，线140与线134、136和138相比清晰地提供较佳SNR，从而反映使用本发明中描述的经调适技术传送的信号的改进的SNR，所述经调适技术提供多个状态LTP滤波器。

在一个或一个以上实例中，所描述的功能可以硬件、软件、固件或其任何组合实施。如果以软件实施，那么可将功能作为一个或一个以上指令或代码而存储于计算机可读媒体上或通过计算机可读媒体传输。计算机可读媒体可包含非暂时计算机存储媒体或包含促进计算机程序从一处传送到另一处的任何媒体的通信媒体。数据存储媒体可为可由一个或一个以上计算机或一个或一个以上处理器存取以检索指令、代码和/或数据结构以用于实施本发明所描述的技术的任何可用媒体。以实例方式(且并非限制)，所述数据存储媒体可包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置、快闪存储器，或可用以存储呈指令或数据结构的形式的所要程序代码且可由计算机存取的任何其它媒体。同样，可恰当地将任何连接称作计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)或例如红外线、无线电和微波等无线技术从网站、服务器或其它远程源传输软件，那么同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或例如红外线、无线电和微波等无线技术包含于媒体的定义中。如本文中所使用，磁盘和光盘包含压缩光盘(CD)、激光光盘、光学光盘、数字多功能光盘(DVD)、软磁盘和蓝光光盘，其中磁盘通常磁性地复制数据，而光盘使用激光光学地复制数据。上文的组合也应包含在计算机可读媒体的范围内。

可由例如一个或一个以上数字信号处理器(DSP)、通用微处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程逻辑阵列(FPGA)或其它等效集成或离散逻辑电路等一个或一个以上处理器来执行代码。因此，如本文中所使用的术语“处理器”可指上述结构或适合于实施本文中所描述的技术的任何其它结构中的任一者。另外，在一些方面中，可将本文中所描述的功能性提供于经配置以用于编码和解码的专用硬件和/或软件模块内，或并入于组合式编解码器中。并且，可将所述技术完全实施于一个或一个以上电路或逻辑元件中。

本发明的技术可以各种各样的装置或设备实施，所述装置或设备包含无线手持机、集成电路(IC)或IC集合(例如，芯片集)。在本发明中描述各种组件、模块或单元以强调经配置以执行所揭示技术的装置的功能方面，但未必要求通过不同硬件单元来实现。而是，如上文所描述，可将各种单元组合于编解码器硬件单元中，或通过互操作性硬件单元(包含如上文所描述的一个或一个以上处理器)的集合结合合适的软件和/或固件来提供所述单元。

已描述了各种实例。这些及其它实例属于所附权利要求书的范围内。

Claims (54)

1.一种执行Σ-Δ调制的方法，所述方法包括：

用设备对输入信号应用预测滤波器以便从所述输入信号产生经滤波信号；

将预测增益的估计计算为所述输入信号的能量和所述经滤波信号的能量的函数；

将用以计算所述预测增益的所述估计的函数配置为平滑且可逆的，其中所配置函数充当最小化用于所述预测增益的所述估计的可能值范围的压缩扩展器；

基于所述预测增益的所述估计而用所述设备放大所述经滤波信号以产生经放大信号；

根据重复取样速率用所述设备对所述经放大信号重复取样以产生经重复取样的信号；以及

对所述经重复取样的信号执行Σ-Δ调制以产生经调制信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中应用所述预测滤波器包含对所述输入信号执行线性预测译码LPC以产生所述经滤波信号。

3.根据权利要求1所述的方法，其中应用所述预测滤波器包含对所述输入信号执行长期预测LTP滤波以产生所述经滤波信号。

4.根据权利要求1所述的方法，其中应用所述预测滤波器包含对所述输入信号执行线性预测译码LPC继之以长期预测LTP滤波以产生所述经滤波信号。

5.根据权利要求1所述的方法，其中应用所述预测滤波器包含对所述输入信号执行线性预测译码LPC继之以二阶或高于二阶长期预测LTP滤波以产生所述经滤波信号。

6.根据权利要求1所述的方法，其中对所述经重复取样的信号执行Σ-Δ调制包括对所述经重复取样的信号执行二阶或高于二阶Σ-Δ调制。

7.根据权利要求1所述的方法，其中执行Σ-Δ调制包含：

对所述经重复取样的信号与先前输出的经调制信号求和以输出经求和信号；

对所述经求和信号执行积分以输出经积分信号；以及

对所述经积分信号执行量化以输出所述经调制信号。

8.根据权利要求1所述的方法，

其中所述输入信号包括模拟信号，且

其中所述经调制信号包括数字信号。

9.根据权利要求1所述的方法，其中将所述重复取样速率和所述预测增益的所述估计中的一者或一者以上用信号发送到接收所述经调制信号的接收装置。

10.一种执行Σ-Δ调制的设备，其包括：

预测滤波器单元，其对输入信号执行预测滤波以产生经滤波信号且将预测增益的估计计算为所述输入信号的能量和所述经滤波信号的能量的函数；

放大器，其接收所述经滤波信号且基于所述预测增益而放大所述经滤波信号以产生经放大信号；

重复取样单元，其接收所述放大信号且根据重复取样速率对所述经放大信号重复取样以产生经重复取样的信号；以及

Σ-Δ调制单元，其接收所述经重复取样的信号且执行Σ-Δ调制以产生经调制信号，

其中用以计算所述预测增益的所述估计的函数被配置为平滑且可逆的，其中所配置函数充当最小化用于所述预测增益的所述估计的可能值范围的压缩扩展器。

11.根据权利要求10所述的设备，其中所述预测滤波器单元对所述输入信号执行线性预测译码LPC以产生所述经滤波信号。

12.根据权利要求10所述的设备，其中所述预测滤波器单元对所述输入信号执行长期预测LTP滤波以产生所述经滤波信号。

13.根据权利要求10所述的设备，其中所述预测滤波器单元对所述输入信号执行线性预测译码LPC继之以长期预测LTP滤波以产生所述经滤波信号。

14.根据权利要求10所述的设备，其中所述预测滤波器对所述输入信号执行线性预测译码LPC继之以二阶或高于二阶长期预测LTP滤波以产生所述经滤波信号。

15.根据权利要求10所述的设备，其中所述Σ-Δ调制单元对所述经重复取样的信号执行二阶或高于二阶Σ-Δ调制。

16.根据权利要求10所述的设备，其中所述Σ-Δ调制单元：对所述经重复取样的信号与先前输出的经调制信号求和以输出经求和信号，对所述经求和信号执行积分以输出经积分信号，且对所述经积分信号执行量化以输出所述经调制信号。

17.根据权利要求10所述的设备，

其中所述设备包含模/数A/D转换器，且

其中所述A/D转换器包括所述预测滤波器单元、所述放大器、所述重复取样单元以及所述Σ-Δ调制单元。

18.根据权利要求10所述的设备，其中将所述重复取样速率和所述预测增益的所述估计中的一者或一者以上用信号发送到接收所述经调制信号的接收装置。

19.一种执行Σ-Δ调制的设备，其包括：

用于对输入信号执行预测滤波以产生经滤波信号且将预测增益的估计计算为所述输入信号的能量和所述经滤波信号的能量的函数的装置；

用于基于所述预测增益而放大所述经滤波信号以产生经放大信号的装置；

用于根据重复取样速率对所述经放大信号重复取样以产生经重复取样的信号的装置；以及

用于对所述经重复取样的信号执行Σ-Δ调制以产生经调制信号的装置，

其中用以计算所述预测增益的所述估计的函数被配置为平滑且可逆的，其中所配置函数充当最小化用于所述预测增益的所述估计的可能值范围的压缩扩展器。

20.根据权利要求19所述的设备，其中所述用于执行预测滤波的装置包含用于对所述输入信号执行线性预测译码LPC以产生所述经滤波信号的装置。

21.根据权利要求19所述的设备，其中所述用于执行预测滤波的装置包含用于对所述输入信号执行长期预测LTP滤波以产生所述经滤波信号的装置。

22.根据权利要求19所述的设备，其中所述用于执行预测滤波的装置包含用于对所述输入信号执行线性预测译码LPC继之以长期预测LTP滤波以产生所述经滤波信号的装置。

23.根据权利要求19所述的设备，其中预测滤波器对所述输入信号执行线性预测译码LPC继之以二阶或高于二阶长期预测LTP滤波以产生所述经滤波信号。

24.根据权利要求19所述的设备，其中所述用于执行Σ-Δ调制的装置包含用于对所述经重复取样的信号执行二阶或高于二阶Σ-Δ调制的装置。

25.根据权利要求19所述的设备，其中所述用于执行Σ-Δ调制的装置包含：

用于对所述经重复取样的信号与先前输出的经调制信号求和以输出经求和信号的装置；

用于对所述经求和信号执行积分以输出经积分信号的装置；以及

用于对所述经积分信号执行量化以输出所述经调制信号的装置。

26.根据权利要求19所述的设备，

其中所述设备包含模/数A/D转换器，且

其中所述A/D转换器包含所述用于执行预测滤波的装置、所述用于放大的装置、所述用于执行重复取样的装置以及所述用于执行Σ-Δ调制的装置。

27.根据权利要求19所述的设备，其中将所述重复取样速率和所述预测增益的所述估计中的一者或一者以上用信号发送到接收所述经调制信号的接收装置。

28.一种执行Σ-Δ解调制的方法，所述方法包括：

用设备接收使用Σ-Δ调制和预测增益的估计而调制的经调制信号，所述预测增益的估计被计算为用于产生所述经调制信号的输入信号的能量和经滤波信号的能量的函数；

用所述设备对所述经调制信号执行Σ-Δ解调制以产生经解调信号；

根据向下取样速率用所述设备对所述经解调信号向下取样以产生经向下取样的信号；

基于所述预测增益用所述设备对所述经向下取样的信号执行逆放大以产生非放大信号；以及

用所述设备对所述非放大信号执行逆预测滤波以产生经重建信号，

其中用以计算所述预测增益的所述估计的函数被配置为平滑且可逆的，其中所配置函数充当最小化用于所述预测增益的所述估计的可能值范围的压缩扩展器。

29.根据权利要求28所述的方法，其中执行所述逆预测滤波包含对所述非放大信号执行逆线性预测译码LPC以产生所述经重建信号。

30.根据权利要求28所述的方法，其中执行逆预测滤波包含对所述非放大信号执行逆长期预测LTP滤波以产生所述经重建信号。

31.根据权利要求28所述的方法，其中执行逆预测滤波包含对所述非放大信号执行逆线性预测译码LPC继之以逆长期预测LTP滤波以产生所述经重建信号。

32.根据权利要求28所述的方法，其中执行逆预测滤波包含对所述非放大信号执行逆线性预测译码LPC继之以二阶或高于二阶逆长期预测LTP滤波以产生所述经重建信号。

33.根据权利要求28所述的方法，其中对所述经调制信号执行Σ-Δ解调制包括对所述经调制信号执行二阶或高于二阶Σ-Δ解调制。

34.根据权利要求28所述的方法，其中执行Σ-Δ解调制包含：

对经重复取样的信号执行低通滤波以产生经低通滤波的信号；以及

对所述经低通滤波的信号向下取样以产生所述经解调信号。

35.根据权利要求28所述的方法，

其中所述输入信号包含模拟信号，且

其中所述经调制信号包含数字信号。

36.根据权利要求28所述的方法，其进一步包括：

从发送了所述经调制信号的装置接收用信号发送所述预测增益的信号；以及

基于所述用信号发送的预测增益来确定所述预测增益。

37.一种执行Σ-Δ解调制的设备，所述设备包括：

Σ-Δ解调制单元，其接收经调制信号且执行Σ-Δ解调制以产生经解调信号和预测增益的估计，所述预测增益的估计被计算为用于产生所述经调制信号的输入信号的能量和经滤波信号的能量的函数；

向下取样单元，其接收所述经解调信号且根据向下取样速率执行向下取样以产生经向下取样的信号；

逆放大单元，其接收所述经向下取样的信号且基于所述预测增益对所述经向下取样的信号执行逆放大以产生非放大信号；以及

逆预测滤波器单元，其对所述非放大信号执行逆预测滤波以产生经重建信号，

其中用以计算所述预测增益的所述估计的函数被配置为平滑且可逆的，其中所配置函数充当最小化用于所述预测增益的所述估计的可能值范围的压缩扩展器。

38.根据权利要求37所述的设备，其中所述逆预测滤波器单元对所述非放大信号执行逆线性预测译码LPC以产生所述经重建信号。

39.根据权利要求37所述的设备，其中所述逆预测滤波器单元对所述非放大信号执行逆长期预测LTP滤波以产生所述经重建信号。

40.根据权利要求37所述的设备，其中所述逆预测滤波器单元对所述非放大信号执行逆线性预测译码LPC继之以逆长期预测LTP滤波以产生所述经重建信号。

41.根据权利要求37所述的设备，其中所述逆预测滤波器单元对所述非放大信号执行逆线性预测译码LPC继之以二阶或高于二阶逆长期预测LTP滤波以产生所述经重建信号。

42.根据权利要求37所述的设备，其中所述Σ-Δ解调制单元对所述经调制信号执行二阶或高于二阶Σ-Δ解调制。

43.根据权利要求37所述的设备，其中所述Σ-Δ解调制单元对经重复取样的信号执行低通滤波以产生经低通滤波的信号且对所述经低通滤波的信号向下取样以产生所述经解调信号。

44.根据权利要求37所述的设备，

其中所述设备包含数/模D/A转换器，且

其中所述D/A转换器包含所述Σ-Δ解调制单元、所述向下取样单元、所述逆放大单元以及所述逆预测滤波器单元。

45.根据权利要求37所述的设备，其中所述设备从发送所述经调制信号的装置接收用信号发送所述预测增益的信号且基于所述用信号发送的预测增益来确定所述预测增益。

46.一种用于执行Σ-Δ解调制的设备，所述设备包括：

用于接收使用Σ-Δ调制和预测增益的估计而调制的经调制信号的装置，所述预测增益的估计被计算为用于产生所述经调制信号的输入信号的能量和经滤波信号的能量的函数；

用于对所述经调制信号执行Σ-Δ解调制以产生经解调信号的装置；

用于根据向下取样速率对所述经解调信号向下取样以产生经向下取样的信号的装置；

用于基于所述预测增益对所述经向下取样的信号执行逆放大以产生非放大信号的装置；以及

用于对所述非放大信号执行逆预测滤波以产生经重建信号的装置，

其中用以计算所述预测增益的所述估计的函数被配置为平滑且可逆的，其中所配置函数充当最小化用于所述预测增益的所述估计的可能值范围的压缩扩展器。

47.根据权利要求46所述的设备，其进一步包括用于对所述非放大信号执行逆线性预测译码LPC以产生所述经重建信号的装置。

48.根据权利要求46所述的设备，其进一步包括用于对所述非放大信号执行逆长期预测LTP滤波以产生所述经重建信号的装置。

49.根据权利要求46所述的设备，其进一步包括用于对所述非放大信号执行逆线性预测译码LPC继之以逆长期预测LTP滤波以产生所述经重建信号的装置。

50.根据权利要求46所述的设备，其进一步包括用于对所述非放大信号执行逆线性预测译码LPC继之以二阶或高于二阶逆长期预测LTP滤波以产生所述经重建信号的装置。

51.根据权利要求46所述的设备，其进一步包括用于对所述经调制信号执行二阶或高于二阶Σ-Δ解调制的装置。

52.根据权利要求46所述的设备，其进一步包括：

用于对经重复取样的信号执行低通滤波以产生经低通滤波的信号的装置；以及

用于对所述经低通滤波的信号向下取样以产生所述经解调信号的装置。

53.根据权利要求46所述的设备，

其中所述设备包含数/模D/A转换器，且

其中所述D/A转换器包含所述用于接收所述经调制信号的装置、所述用于执行Σ-Δ解调制的装置、所述用于向下取样的装置、所述用于执行逆放大的装置以及所述用于执行逆预测滤波的装置。

54.根据权利要求46所述的设备，其进一步包括：

用于从发送所述经调制信号的装置接收用信号发送所述预测增益的信号的装置；以及

用于基于所述用信号发送的预测增益来确定所述预测增益的装置。