CN101145785A

CN101145785A - 一种过采样增量调制方法和装置

Info

Publication number: CN101145785A
Application number: CNA2006100626449A
Authority: CN
Inventors: 郑士源; 梁仁光; 王建君
Original assignee: SHENZHEN ANYKA MICROELECTRONICS TECHNOLOGY Co Ltd
Current assignee: Anyka Guangzhou Microelectronics Technology Co Ltd
Priority date: 2006-09-12
Filing date: 2006-09-12
Publication date: 2008-03-19

Abstract

一种涉及调制的过采样增量调制方法和装置，方法为：在增量调制器的输出端增设累加器，所述累加器将当前的量化器输出与上一次的量化器输出进行累加，所累加的信号作为增量调制输出信号；增量调制器采用2比特或3比特增量调制；该装置包括增量调制器，其特征在于：所述的增量调制器的输出端连接累加器，所述的累加器将当前的量化器输出与上一次的量化器输出进行累加，所累加的信号作为增量调制输出信号。增量调制器包括增量求和模块、序列发生模块和量化器；增量求和模块为2－4阶单环结构；量化器的电平量化为4阶－8阶，本发明在量化比特的位数和输出高频噪声之间取得更好的平衡点，整体性能得到更大的优化，降低了动态匹配算法的复杂性。

Description

一种过采样增量调制方法和装置

技术领域

本发明涉及调制，尤其涉及一种过采样增量调制方法和装置。

背景技术

过采样增量调制是音频数模转换器的一种常用的技术，通过这种技术可以有效提高数模转换器的信噪比。但是过采样增量调制器会输出大量的带外高频噪声，这些噪声和数模转换器的器件噪声，电源噪声等相互窜扰，生成音频噪声，从而影响了音频数模转换器的效果。一般情况下，过采样增量调制器的输出都需要外加一个模拟低通滤波器。模拟低通滤波器的带外抑制能力至少不低于过采样增量调制器的带内噪声抑制能力。而模拟低通滤波的带外抑制能力与它的阶数有关。由于模拟滤波器的面积随着它的阶数增大而增加，音频数模转换器的成本就相应提高。

增量-求和调制(∑-Δ Modulation)是Inose等人在1962年提出的一种应用于模数/数模转换的原理。它以较高的采样频率获得更多的时间数据为代价，大大降低量化器的分辨率要求，并结合数字信号处理技术来提高有效的分辨率。

∑-Δ增量调制器被典型地应用于对高线性的要求比高带宽高的情况，它的优点之一是这种增量调制器的主要部分是用数字电路实现的，可以避免很多模拟电路的误差。

过采样所得到的很高的新采样率使得模拟重构滤波器的设计变得很简单。可以通过数字电路实现很高的过采样率，如32，64，128甚至更高，但数字电路的设计变得较为复杂。

∑-Δ增量调制器在要求高质量音频效果的音频设备(如MP3，DVD)中，被广泛地采用。

现在，大多数高性能的音频数模转换器都采用多比特量化的增量调制器，外挂多比特数模转换器和较低阶数的模拟低通滤波器，它大大减低了由时钟抖动、码间窜扰等引起的失真；同时，由于量化电平的增多，调制器输出的高频噪声被抑制，从而可以降低模拟低通滤波器的阶数。

多比特量化增量调制器的主要问题在于多比特数模转换器的匹配精度问题，为了减小调制器输出的高频噪声，以降低模拟低通滤波器的阶数，通常都采用5比特或更高的调制器进行量化，但模拟器件的匹配精度很难达到16位或更高的精度，这使得多比特增量调制器的匹配问题突出，增大了动态匹配算法的复杂性。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能够降低高频噪声的过采样增量调制方法和装置，以解决现有技术中为了降低模拟低通滤波器的阶数，而采用5比特或更高的调制器进行量化，从而增大动态匹配算法的复杂性的问题。

本发明所采用的过采样增量调制方法为：在增量调制器的输出端增设累加器，所述累加器将当前的量化器输出与上一次的量化器输出进行累加，所累加的信号作为增量调制输出信号。

所述的增量调制器采用2比特或3比特增量调制。

本发明中所采用的过采样增量调制装置，包括增量调制器，其特征在于：所述的增量调制器的输出端连接累加器，所述的累加器将当前的量化器输出与上一次的量化器输出进行累加，所累加的信号作为增量调制输出信号。

所述的增量调制器包括增量求和模块、序列发生模块和量化器，其中，

所述的增量求和模块接收增量调制输入信号，经增量、求和处理后，与序列发生模块所产生积分信号进行加法运算，运算结果作为量化器的输入信号；

所述的量化器对输入信号量化处理后，输出信号至累加器。

所述的增量求和模块为2-4阶单环结构。

所述的量化器的电平量化为4阶-8阶。

本发明的有益效果为：在本发明中，由于在传统增量调制器的输出端增设了累加器，通过该累加器将当前的量化器输出与上一次的量化器输出进行累加，所累加的信号作为本发明的增量调制输出信号，这样，本发明在传统增量调制器的输出引入一个零点，且该零点处于最高采样频率的一半位置处，使本发明输出的带外噪声，尤其是高频噪声大大减少，从而降低了对模拟滤波器的要求，使得本发明在量化比特的位数和输出高频噪声之间取得更好的平衡点，整体性能得到更大的优化，降低了动态匹配算法的复杂性，从而使得音频数模转换器的成本得以降低。

在本发明中，增量调制器采用2比特或3比特增量调制，增量求和模块采用2-4阶单环结构，以及量化器的电平量化采用4阶-8阶，使本发明结构简单，增量调制输出信号不超过16位，降低对模拟滤波器的匹配要求，进一步达到降低动态匹配算法的效果，降低音频数模转换器的成本。

附图说明

图1为本发明基本结构示意图；

图2为本发明信号流程示意图；

图3为现有技术中噪声传输函数零(极)点分布示意图；

图4为本发明中噪声传输函数零(极)点分布示意图；

图5为现有技术中输出频谱示意图(调制器工作频率3.072MHz)；

图6为本发明中输出频谱示意图(调制器工作频率3.072MHz)。

具体实施方式

下面根据附图和实施例对本发明作进一步详细说明：

根据图1，本发明包括∑-Δ增量调制器1，增量调制器1的输出端连接累加器2，该增量调制器1包括增量求和模块11、序列发生模块12和量化器13，增量求和模块11接收增量调制输入信号，经增量、求和处理后，与序列发生模块12所产生积分信号进行加法运算，运算结果作为量化器13的输入信号，化器13对输入信号量化处理后，输出信号至累加器2，累加器2将当前的量化器输出与上一次的量化器输出进行累加，所累加的信号作为增量调制输出信号。

在本发明中，该增量调制器1采用2比特或3比特增量调制，增量求和模块11采用2-4阶单环结构，量化器13的电平量化采用4阶-8阶。

本发明在传统增量调制器1的(量化器13)输出端增设了累加器2，通过该累加器2将当前的量化器输出与上一次的量化器输出进行累加，所累加的信号作为本发明的增量调制输出信号，使得本发明在传统增量调制器1的输出引入一个零点，且该零点处于最高采样频率的一半位置处，使得本发明输出的带外噪声，尤其是高频噪声大大减少，从而降低了对模拟滤波器的要求，降低了动态匹配算法的复杂性，从而使得音频数模转换器的成本得以降低。

下面以一应用实例加以说明，如图2所示，对于一个典型传统意义上的增量调制器1，增量求和模块11采用3阶单环结构，序列发生模块12(即抖动(序列)生成器：Dither generator)产生一个1-z^-1积分信号至量化器13输入端前端的加法器。

量化器13采用7阶(level)电平量化，过采样率为64，假设原始采样率为48KHz，则增量调制器1的增量调制输入信号(SDM Input)的码率为：48KHz*64＝3.072MHz。

如图2所示，本发明在该增量调制器1的输出端增加一个累加器2，加器2将当前的量化器13输出与上一次的输出作累加作为增量调制输出信号(SDM Output)，增量调制输出信号(SDM Output)的电平数目由变为13个。

现假设增量求和模块11中的参数如下：

a0＝1.25， a3＝1， b1＝1， b2＝1， b3＝1

则该增量调制器1在传统意义上的噪声传输函数(NTF：Noisetransfer function)为：

NTF = \frac{1 + (g_{1} \cdot a_{2} - 3) \cdot z^{- 1} + (3 - g_{1} \cdot a_{2}) \cdot z^{- 2} - z^{- 3}}{1 + (g_{1} \cdot a_{2} - 2 + a_{2}) \cdot z^{- 1} + (1 - q g_{1} \cdot a_{2} + a_{1} \cdot a_{2} - a_{2}) \cdot z^{- 2}}

其中，q为量化器13的量化间隔，增量调制器1所对应的零(极)点典型分布如图3所示，其中“x”代表极点，“口”代表零点。

在本发明中，本发明的噪声传输函数NTF则为：

NTF = \frac{[1 + (g_{1} \cdot a_{2} - 3) \cdot z^{- 1} + (3 - g_{1} \cdot a_{2}) \cdot z^{- 2} - z^{- 3}] \cdot (1 + z^{- 1})}{1 + (g_{1} \cdot a_{2} - 2 + a_{2}) \cdot z^{- 1} + (1 - q g_{1} \cdot a_{2} + a_{1} \cdot a_{2} - a_{2}) \cdot z^{- 2}}

本发明所对应的零(极)点典型分布如图4所示。

对照图3和图4，显然，本发明由于在增量调制器1的输出端增设了累加器2，如图4所示的“○”位置，本发明增加了一个零点，该零点处于最高采样频率3.072MHz的一半位置处。

参照图5所示的增量调制器1输出频谱示意图(7阶量化间隔)和图6所示的本发明的输出频谱示意图(13阶量化间隔)，可以看出，由于新增零点的作用，本发明输出的高频噪声大大减少，尤其在二分一的工作频率上，即1.5MHz(附近)处，本发明高频噪声性能获得了极大的改善，本发明只采用了13阶量化间隔，就使得高频噪声大大减少。

因此，本发明在量化比特的位数和输出高频噪声之间取得更好的平衡点，整体性能得到更大的优化，降低了动态匹配算法的复杂性，从而使得音频数模转换器的成本得以降低。

Claims

1.一种过采样增量调制方法，其特征在于：在增量调制器的输出端增设累加器，所述累加器将当前的量化器输出与上一次的量化器输出进行累加，所累加的信号作为增量调制输出信号。

2.根据权利要求1所述的过采样增量调制方法，其特征在于：所述的增量调制器采用2比特或3比特增量调制。

3.一种过采样增量调制装置，包括增量调制器，其特征在于：所述的增量调制器的输出端连接累加器，所述的累加器将当前的量化器输出与上一次的量化器输出进行累加，所累加的信号作为增量调制输出信号。

4.根据权利要求3所述的过采样增量调制装置，其特征在于：所述的增量调制器包括增量求和模块、序列发生模块和量化器，其中，

所述的量化器对输入信号量化处理后，输出信号至累加器。

5.根据权利要求4所述的过采样增量调制装置，其特征在于：所述的增量求和模块为2-4阶单环结构。

6.根据权利要求4所述的过采样增量调制装置，其特征在于：所述的量化器的电平量化为4阶-8阶。