JP2014230190A - 光信号の出力波長モニタ方法及び光信号モニタ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】光送信器における光信号の出力波長のモニタ精度を向上させること。【解決手段】光信号モニタ回路１は、光信号を直接検知して光電流に変換するＰＤ３と、光信号を波長依存性を有する光学素子を介して検知して波長依存性を有する光電流に変換するＰＤ５と、これらの光電流を電圧に変換する抵抗素子７と、抵抗素子７によって生じた電圧を出力するオペアンプ９とを備える光信号モニタ回路１であって、ＰＤ３，５と抵抗素子７との間の接続を切り換える切替制御回路１７と、オペアンプ９の出力をデジタル信号として取得する演算回路１３とをさらに備え、切替制御回路１７は、２つの光電流を個別のタイミングで抵抗素子７に流入させ、２つの光電流を同じタイミングで抵抗素子７に流入させるように切り替えを制御し、演算回路１３は、得られたデジタル信号を減算することにより補正デジタル信号を算出する。【選択図】図１

Description

本発明は、光信号の出力波長モニタ方法及び光信号モニタ回路に関するものである。

光通信分野においては、ＤＷＤＭ（Dense Wavelength Division Multiplexing）方式の発展に伴い各チャンネルの波長間隔が狭まっており、扱う光信号の出力波長を高精度に制御することが求められる。例えば、下記特許文献１に記載の光送信器は、内蔵する波長可変光源素子からの出力波長を制御する機能を内蔵している。詳細には、この光送信器は、光信号を直接受光して電気信号に変換する第１光検出器と、光信号をエタロンフィルタを通じて受光して電気信号に変換する第２光検出器と、これらの電気信号を基に波長可変光源素子の発振波長を制御するＡＦＣ回路とを備えている。このような構成により、２つの光検出器のうち一方によってエタロンフィルタを通じて光信号の一部を検出し、他方によって直接光信号の一部を検出し、それらの検出結果の比から光信号の波長情報を取得し、この情報から得られた波長ずれの値を用いて、波長可変光源素子の設定値を調整することで出力波長を制御することができる。

また、下記特許文献２には、半導体レーザの出力する光信号をモニタするための回路構成が示されている。同文献に示されるように、光信号モニタ用の回路の構成としては、受光素子から出力されるモニタ電流を抵抗とオペアンプを用いて電気信号に変換する構成が一般的に知られている。

特開２００２−１８５０７４号公報 特開２００２−３２４９３７号公報

ここで、上記特許文献１に記載の光送信器に、上記特許文献２に記載の光信号モニタ用の回路の一般的構成を適用した場合には、以下のような問題が生じる。すなわち、回路に内蔵されるオペアンプは理想的には正入力と負入力とが仮想接地されているとされるが、実際にはオペアンプにおいてはプロセスばらつき等に起因する誤差が生じ、オペアンプの出力にはこの誤差がオフセット電圧として生じてしまう。そして、２つの光検出器から生じた電流が抵抗を介して電圧に変換される場合には、得られる波長情報にはオペアンプのオフセット電圧が加わり、波長情報の精度が低下する場合がある。

そこで、本発明は、かかる課題に鑑みて為されたものであり、光信号の出力波長のモニタ精度を向上させることが可能な光信号の出力波長モニタ方法及び光信号モニタ回路を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の一側面に係る光信号の出力波長モニタ方法は、光信号を受光する２つの受光素子によって生成された光電流を、それぞれの光電流に対応したデジタル信号に変換して当該光信号の波長をモニタする方法であって、それぞれの光電流を個別に抵抗素子に流入させて、抵抗素子に生じた電圧をオペアンプを介して第１及び第２のデジタル信号として取得するステップと、それぞれの光電流を同時に抵抗素子に流入させて、抵抗素子に生じた電圧をオペアンプを介して第３のデジタル信号として取得するステップと、第３のデジタル信号から第１及び第２のデジタル信号をそれぞれ減算することによって、補正デジタル信号を取得するステップと、を備える。

或いは、本発明の別の側面に係る光信号モニタ回路は、発光素子が出射する光信号を直接検知して第１の光電流に変換する第１の受光素子と、光信号を波長依存性を有する光学素子を介して検知して波長依存性を有する第２の光電流に変換する第２の受光素子と、第１及び第２の光電流を電圧に変換する抵抗素子と、抵抗素子によって生じた電圧を出力するオペアンプと、を備える光信号モニタ回路であって、第１及び第２の受光素子と抵抗素子との間の接続を切り換える切替回路部と、オペアンプの出力をデジタル信号に変換する演算回路部とをさらに備え、切替回路部は、第１及び第２の光電流を個別に第１及び第２のタイミングで抵抗素子に流入させ、さらに、第１及び第２の光電流を同時に第３のタイミングで抵抗素子に流入させるように切り替えを制御し、演算回路部は、第３のタイミングで得られたデジタル信号から、第１及び第２のタイミングで得られたデジタル信号をそれぞれ減算することにより、補正デジタル信号を算出する。

かかる光信号の出力波長モニタ方法、或いは、光信号モニタ回路によれば、２つの受光素子によって受光された光電流が個別のタイミングで抵抗素子に流されて、その結果生じた電圧がオペアンプを介して２つのデジタル信号として取得される。一方で、２つの受光素子によって受光された光電流が同時に抵抗素子に流されて、その結果生じた電圧がオペアンプを介してデジタル信号として取得され、そのデジタル信号から光電流を個別に抵抗素子に流すことで得られた２つのデジタル信号を減算することにより、オペアンプのオフセット電圧がキャンセルされた２つの受光素子の光電流のモニタ値が得られる。その結果、光信号の出力波長のモニタ精度を向上させることができる。

抵抗素子は可変抵抗であり、抵抗素子の抵抗値を変更するステップをさらに備える、ことが好適である。また、抵抗素子は可変抵抗であり、切替回路部は、抵抗素子の抵抗値を変更するようにさらに制御する、ことも好適である。この場合、光信号の強度が変動する場合にも光信号の出力波長のモニタ精度を安定して維持することができる。

本発明によれば、光信号の出力波長のモニタ精度を向上させることが可能な光信号の出力波長モニタ方法及び光信号モニタ回路を提供できる。

本発明の好適な一実施形態に係る光信号モニタ回路の構成を示す回路図である。 図１の光信号モニタ回路１によって扱われる各種信号のタイミングチャートである。 図１の光信号モニタ回路１を内蔵する光送信器１０１の構成を示す回路図である。 本発明の変形例に係る光信号モニタ回路１Ａの構成を示す回路図である。 本発明の変形例に係る光信号モニタ回路１Ｂの構成を示す回路図である。 図５の光信号モニタ回路１Ｂによって扱われる各種信号レベルの時間変化を示すグラフである。 本発明の変形例に係る光信号モニタ回路１Ｃの構成を示す回路図である。 従来例の光信号モニタ回路の構成を示す回路図である。

以下、添付図面を参照しながら本発明による光信号の出力波長モニタ方法及び光信号モニタ回路の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明の好適な一実施形態に係る光信号モニタ回路の構成を示す回路図である。この光信号モニタ回路１は、光通信で使用される光送信器に内蔵され、図示しない半導体レーザ等の発光素子から出射された光信号の出力状態をモニタする回路である。同図に示すように、光信号モニタ回路１は、受光素子としてのフォトダイオード（以下「ＰＤ」と言う。）３，５、抵抗素子７、オペアンプ（差動増幅器）９、ＡＤコンバータ（演算回路部）１１、演算回路（演算回路部）１３、スイッチング素子（切替回路部）１５ａ，１５ｂ、及び切替制御回路（切替回路部）１７を含んで構成されている。

ＰＤ３，５は、光送信器を構成する波長ロッカ内に備えられた受光素子であり、ＰＤ３は、光信号の一部を直接受光（検知）して光電流に変換し、ＰＤ５は、エタロンフィルタ等の光信号に対して波長依存性を有する光学素子を介して光信号の一部を受光して波長依存性を有する光電流に変換する。ＰＤ３，５のカソード端子には固定電圧Ｖｐｄが供給されており、ＰＤ３，５のアノード端子には、それぞれ、スイッチング素子１５ａ，１５ｂの一端側の接点Ｐａ１，Ｐｂ１が接続されている。抵抗素子７は、予め特定の抵抗値に設定されており、スイッチング素子１５ａ，１５ｂの他端側の接点Ｐａ２，Ｐｂ２と接地点（グラウンド）との間に接続されている。この抵抗素子７は、ＰＤ３，５によって生成された光電流を電圧に変換する素子である。

さらに、スイッチング素子１５ａ，１５ｂの他端側の接点Ｐａ３，Ｐｂ３は、それぞれ、接地点に直接接続されている。そして、スイッチング素子１５ａ，１５ｂは、それぞれ、切替制御回路１７からの切替信号ＳＥＬ１，ＳＥＬ２を受けて、ＰＤ３，５と抵抗素子７との間の接続を切り換える機能を有する。すなわち、スイッチング素子１５ａは、接点Ｐａ１と接点Ｐａ２，Ｐａ３との間の接続を切り換えることにより、ＰＤ３によって生成された光電流の経路におけるＰＤ３のアノード端子と抵抗素子７との間の接続をオン／オフする。また、スイッチング素子１５ｂは、接点Ｐｂ１と接点Ｐｂ２，Ｐｂ３との間の接続を切り換えることにより、ＰＤ５によって生成された光電流の経路におけるＰＤ５のアノード端子と抵抗素子７との間の接続をオン／オフする。このようなスイッチング素子１５ａ，１５ｂの構成により、スイッチング素子１５ａがオンされた時にはＰＤ３の生成する光電流は抵抗素子７を介して接地点に流れ込み、スイッチング素子１５ａがオフされた時にはＰＤ３の生成する光電流は直接接地点に流れ込む。同様に、スイッチング素子１５ｂがオンされた時にはＰＤ５の生成する光電流は抵抗素子７を介して接地点に流れ込み、スイッチング素子１５ｂがオフされた時にはＰＤ５の生成する光電流は直接接地点に流れ込む。これにより、スイッチング素子１５ａ，１５ｂの切換状態によらず、常に光電流が流れる経路が確保されている。

オペアンプ９は、抵抗素子７によって生じた電圧降下をインピーダンスを下げた状態で出力する。すなわち、オペアンプ９の正入力端子は、スイッチング素子１５ａ，１５ｂの接点Ｐａ２，Ｐｂ２及び抵抗素子７のスイッチング素子１５ａ，１５ｂ側の端子に電気的に接続され、オペアンプ９の負入力端子は、オペアンプ９の出力端子に電気的に接続されている。このオペアンプ９の出力端子はＡＤコンバータ１１に接続され、オペアンプ９から出力された電圧がＡＤコンバータ１１によってデジタル信号に変換されて出力される。このとき、オペアンプ９からは、抵抗素子７で発生する電圧降下にオペアンプで発生したオフセット電圧±Ｖｏｆｓを加算された電圧値が出力電圧として出力され、ＡＤコンバータ１１からは、オフセット電圧±Ｖｏｆｓを加算された電圧値のデジタル信号が出力される。

切替制御回路１７は、スイッチング素子１５ａ，１５ｂのそれぞれに切替信号ＳＥＬ１，ＳＥＬ２を与えることによって、スイッチング素子１５ａ，１５ｂの切替を制御する。ここで、切替制御回路１７は、ＰＤ３，５の光電流がそれぞれ個別のタイミングで抵抗素子７に流入するようにスイッチング素子１５ａ，１５ｂの切替を制御し、ＰＤ３，５の光電流が同じタイミングで抵抗素子７に流入するようにスイッチング素子１５ａ，１５ｂの切替を制御する。具体的には、切替制御回路１７は、第１のタイミングで、スイッチング素子１５ａを接点Ｐａ２側に切り替えると同時に、スイッチング素子１５ｂを接点Ｐｂ３側に切り替える。この第１のタイミングでは、ＰＤ３の光電流のみが抵抗素子７に流入する。また、切替制御回路１７は、第２のタイミングで、スイッチング素子１５ａを接点Ｐａ３側に切り替えると同時に、スイッチング素子１５ｂを接点Ｐｂ２側に切り替える。この第２のタイミングでは、ＰＤ５の光電流のみが抵抗素子７に流入する。さらに、切替制御回路１７は、第３のタイミングで、スイッチング素子１５ａを接点Ｐａ２側に切り替えると同時に、スイッチング素子１５ｂを接点Ｐｂ２側に切り替える。この第３のタイミングでは、ＰＤ３，５の光電流の両方が同時に抵抗素子７に流入する。

演算回路１３は、上記の第１〜第３のタイミングでオペアンプ９及びＡＤコンバータ１１を経由して出力された３つのデジタル信号を基に、それらのデジタル信号を補正することにより光信号の波長情報を生成し、その波長情報を図示しない後段の回路に向けて出力する。

次に、上記の光信号モニタ回路１の動作を説明すると共に、本実施形態に係る光信号の出力波長モニタ方法について詳述する。図２は、光信号モニタ回路１によって扱われる各種信号のタイミングチャートである。

図２に示すように、切替制御回路１７により、切替信号ＳＥＬ１，ＳＥＬ２が、区間Ａのタイミング（第３のタイミング）、区間Ｂのタイミング（第２のタイミング）、及び区間Ｃのタイミング（第１のタイミング）毎に、そのレベルを変化させるように設定され、この区間Ａ〜Ｃのレベル変化が周期的に繰り返される。区間Ａのタイミングでは、切替信号ＳＥＬ１，ＳＥＬ２が同時にハイレベルに設定されることによってスイッチング素子１５ａ，１５ｂが同時に抵抗素子７側に切り替えられて、抵抗素子７にＰＤ３によって生成される電流ＩＰＤ１とＰＤ５によって生成される電流ＩＰＤ２とが加算された電流が流される。その結果、抵抗素子７を流れる電流の値ＩＲは、ＩＲ＝ＩＰＤ１＋ＩＰＤ２と設定される。これにより、抵抗素子７を流れる電流ＩＲによって生じる電圧降下がオペアンプ９によって出力電圧Ｖｏｐ＝Ｖ１として出力される。このとき、オペアンプ９から出力される出力電圧Ｖ１は、オペアンプ９で生じるオフセット電圧を±Ｖｏｆｓ、抵抗素子７の抵抗値をＲ３とすると、下記式（１）；
Ｖ１＝（ＩＰＤ１＋ＩＰＤ２）×Ｒ３±Ｖｏｆｓ …（１）
となる。

一方、区間Ｂのタイミングでは、切替信号ＳＥＬ１がローレベルに、切替信号ＳＥＬ２がハイレベルに同時に設定されることによって、スイッチング素子１５ｂのみが抵抗素子７側に接続された状態となり、抵抗素子７にＰＤ５によって生成される電流ＩＰＤ２のみが流される。その結果、抵抗素子７を流れる電流の値ＩＲは、ＩＲ＝ＩＰＤ２と設定される。これにより、抵抗素子７を流れる電流ＩＲによって生じる電圧降下がオペアンプ９によって出力電圧Ｖｏｐ＝Ｖ３として出力される。このとき、オペアンプ９から出力される出力電圧Ｖ３は、下記式（２）；
Ｖ３＝ＩＰＤ２×Ｒ３±Ｖｏｆｓ …（２）
となる。

その一方で、区間Ｃのタイミングでは、切替信号ＳＥＬ１がハイレベルに、切替信号ＳＥＬ２がローレベルに同時に設定されることによって、スイッチング素子１５ａのみが抵抗素子７側に接続された状態となり、抵抗素子７にＰＤ３によって生成される電流ＩＰＤ１のみが流される。その結果、抵抗素子７を流れる電流の値ＩＲは、ＩＲ＝ＩＰＤ１と設定される。これにより、抵抗素子７を流れる電流ＩＲによって生じる電圧降下がオペアンプ９によって出力電圧Ｖｏｐ＝Ｖ２として出力される。このとき、オペアンプ９から出力される出力電圧Ｖ２は、下記式（３）；
Ｖ２＝ＩＰＤ１×Ｒ３±Ｖｏｆｓ …（３）
となる。

これらの区間Ａ，Ｂ，Ｃにおいては、オペアンプ９から出力される出力電圧Ｖ１，Ｖ３，Ｖ２は、それぞれ、ＡＤコンバータ１１によってデジタル信号Ｄ１，Ｄ３，Ｄ２に変換されて、演算回路１３によりそれらのデジタル信号Ｄ１，Ｄ３，Ｄ２が取得される。演算回路１３によって取得されるデジタル信号Ｄｘ（ｘ＝１，２，３）の値は、ｎをＡＤコンバータ１１の分解能、ＡＤＣｒｅｆをＡＤコンバータ１１に与えられる基準電圧とすると、下記式（４）；
Ｄｘ＝Ｖｘ×（２^ｎ−１）／ＡＤＣｒｅｆ （ｘ＝１，２，３） …（４）
と設定される。

さらに、区間Ａ，Ｂ，Ｃの一周期が過ぎたタイミングで、演算回路１３は、ＡＤコンバータ１１から時分割で出力されたデジタル値Ｄ１、Ｄ２，Ｄ３を一時的に保持し、デジタル値Ｄ１からデジタル値Ｄ３を、デジタル値Ｄ１からデジタル値Ｄ２を、それぞれ減算することによって、補正デジタル信号ＭＯＮ１、ＭＯＮ２を取得する。これらの補正デジタル信号ＭＯＮ１，ＭＯＮ２は、それぞれ、ＰＤ３，５の光電流のモニタ値に相当する。具体的には、演算回路１３は、下記式（５）；
MON1=D1-D3=(V1-V3)×(2ⁿ-1)/ADCref
={(IPD1+IPD2)×R3±Vofs-(IPD2×R3±Vofs)}×(2ⁿ-1)/ADCref
=IPD1×R3×(2ⁿ-1)/ADCref …（５）
によって計算される補正デジタル信号ＭＯＮ１を取得する。また、演算回路１３は、下記式（６）；
MON2=D1-D2=(V1-V2)×(2ⁿ-1)/ADCref
={(IPD1+IPD2)×R3±Vofs-(IPD1×R3±Vofs)}×(2ⁿ-1)/ADCref
=IPD2×R3×(2ⁿ-1)/ADCref …（６）
によって計算される補正デジタル信号ＭＯＮ２を取得する。

さらに、演算回路１３は、得られた補正デジタル信号ＭＯＮ１，ＭＯＮ２を基に、光信号の出力波長のモニタ値（波長情報）ＭＯＮを生成する。すなわち、演算回路１３は、下記式（７）；
ＭＯＮ＝ＭＯＮ２／ＭＯＮ１＝ＩＰＤ２／ＩＰＤ１ …（７）
によってデジタル演算することにより、モニタ値ＭＯＮを生成して出力する。上記式から分かるように、モニタ値ＭＯＮはオフセット電圧の影響を受けない値とされる。

図３には、上述した光信号モニタ回路１を光送信器に適用した場合の光送信器の構成例を示している。同図に示す光送信器１０１は、光信号を出射する発光素子としての波長可変半導体レーザ１０３と、波長可変半導体レーザ１０３と光信号モニタ回路１との間の光信号の一部が分岐される光路上に設けられたエタロンフィルタ１０５と、光信号モニタ回路１と、光信号モニタ回路１から出力された光信号の出力波長のモニタ値MONを基に、波長可変半導体レーザ１０３の出力波長を制御する波長制御回路１０７とを含んで構成される。この波長制御回路１０７は、波長目標値データを記憶する記憶部１０９、減算器１１１、及び増幅器（又は積分器）１１３を内蔵し、演算回路１３で算出したモニタ値MONと、初期調整時に予め取得して記憶しておいた波長目標値との差分を減算器１１１で生成し、得られた差分を利得の大きな増幅器１１３に入力し、その増幅器１１３の出力値を波長可変半導体レーザ１０３の波長調整機能を有する領域に与える。このように、出力波長のモニタ値MONを波長可変半導体レーザ１０３にフィードバックするように制御すれば、波長可変半導体レーザ１０３の出力波長の高精度な制御が可能になる。

以上説明した光信号モニタ回路１によれば、２つのＰＤ３，５によって受光された光電流ＩＰＤ１，ＩＰＤ２が個別に時分割されたタイミングで抵抗素子７に流されて、その結果生じた電圧Ｖ２，Ｖ３がオペアンプ９を介して２つのデジタル信号Ｄ２，Ｄ３として取得される。一方で、２つのＰＤ３，５によって受光された光電流ＩＰＤ１，ＩＰＤ２が同時に抵抗素子７に流されて、その結果生じた電圧Ｖ１がオペアンプ９を介してデジタル信号Ｄ１として取得され、そのデジタル信号Ｄ１から光電流ＩＰＤ１，ＩＰＤ２を個別に抵抗素子７に流すことで得られた２つのデジタル信号Ｄ２，Ｄ３を減算することにより、オペアンプ９のオフセット電圧がキャンセルされた２つのＰＤ３，５の光電流ＩＰＤ１，ＩＰＤ２のモニタ値が得られる。その結果、光信号の出力波長のモニタ精度を向上させることができる。

本実施形態の光信号モニタ回路１の効果を従来例と比較しつつ具体的に説明する。図８には、従来例の光信号モニタ回路９０１の構成を示している。

図８に示す従来の一般的な光信号モニタ回路９０１は、ＰＤ３，５毎に光電流を電圧に変換する抵抗素子９０７ａ，９０７ｂ及びオペアンプ９０９ａ，９０９ｂと、セレクタ回路９１０と、ＡＤコンバータ９１３とを有している。詳細には、抵抗素子９０７ａ，９０７ｂは、それぞれ、ＰＤ３，５のアノードと接地点との間に接続されている。また、オペアンプ９０９ａ，９０９ｂは、それぞれの正入力端子がＰＤ３，５のアノード及び抵抗素子９０７ａ，９０７ｂに接続され、それぞれの出力端子がセレクタ回路９１０に接続される。セレクタ回路９１０は、オペアンプ９０９ａ，９０９ｂの出力電圧を時分割で選択してＡＤコンバータ９１３に入力し、ＡＤコンバータ９１３は、それぞれの出力電圧をデジタル信号に変換して後段の回路部に出力する。

このような光信号モニタ回路９０１においては、ＰＤ３，５から生じた光電流ＩＰＤ１，ＩＰＤ２が電圧に変換されると、それらの電圧から得られる出力波長のモニタ値ＭＯＮ３は、抵抗素子９０７ａの抵抗値をＲ１、抵抗素子９０７ｂの抵抗値をＲ２、オペアンプ９０９ａ，９０９ｂで生じるオフセット電圧をそれぞれ±Vofs1、±Vofs2とすると、下記式（８）；
MON3=(IPD2×R2±Vofs2)/ (IPD1×R1±Vofs1) …（８）
のように得られる。このように、オフセット電圧±Vofs1、±Vofs2の発生により出力波長のモニタ値の精度が悪くなってしまい、特に光出力が弱い場合には光電流IPD1、IPD2の値が小さくなるために、波長モニタ値のＳＮ比が悪くなってしまう。これに対して、本実施形態の光信号モニタ回路１においては、ＰＤ３，５に対して抵抗１つと２つのスイッチを用い、抵抗に流す電流を時分割に切り替えて各光電流に相当する電圧を取得し、その電圧の差分を取ることで、オフセット電圧の影響をなくし、波長モニタの精度を改善することができる。

なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではない。例えば、光信号モニタ回路１の接続構成は、様々な構成が適用され得る。

例えば、本発明は図４に示すような接続構成を適用してもよい。同図に示す本発明の変形例に係る光信号モニタ回路１Ａは、抵抗素子７がオペアンプ９の負入力端子と出力との間に接続され、トランスインピーダンスアンプの構成を採っている。すなわち、ＰＤ３，５はアノード側が接地点に接続され、それぞれのカソード側がスイッチング素子１５ａ，１５ｂを介してオペアンプの正入力端子と負入力端子とのいずれかに接続される。そして、抵抗素子７のオペアンプ９の正入力端子とスイッチング素子１５ａ，１５ｂのオフ状態時に接続される接点Ｐａ３，Ｐｂ３に特定電圧Ｖｒｅｆ１が与えられることにより、ＰＤ３，５はスイッチング素子１５ａ，１５ｂの状態によらず常に特定電圧Ｖｒｅｆ１に近い電圧でバイアスされる。

上記の光信号モニタ回路１Ａによっても、抵抗素子７には光電流IPD1+IPD2、IPD1、IPD2が時分割で流され、それによって生じる電圧V4、V5、V6が、それぞれＡＤコンバータ１１に入力され、ＡＤコンバータ１１によってそれぞれの電圧V4、V5、V6がデジタル値D4、D5、D6に変換される。オペアンプ９の正入力が電圧Ｖｒｅｆ１のため、ＡＤコンバータ１１に入力される電圧は、光信号モニタ回路１の場合と比較して、それぞれＶｒｅｆ１だけ大きい値とされる。ただし、光信号モニタ回路１Ａの場合も、デジタル値D4とデジタル値D6との差分、及びデジタル値D4とデジタル値D5との差分から得られるＰＤ３，５の出力電流に相当するデジタル値MON1、MON2は、それぞれ、上記式（５）、（６）で計算される値と等しく設定される。

また、光信号モニタ回路１，１Ａに内蔵される抵抗素子としては、切替制御回路１７からの切替信号によって抵抗値を可変に設定できる可変抵抗素子を利用してもよい。

図５には、光信号モニタ回路１に内蔵される抵抗素子７を可変抵抗素子７Ｂに置換した構成を示している。発光素子の発する光信号の強度が微弱な場合、波長ロッカ内のＰＤ３，５に入力される光信号の強度は小さく、従って各ＰＤ３，５から出力される光電流も小さくなる。例えば、波長可変半導体レーザの光出力強度をシャットダウンモードから運用モードまで徐々に上げていく場合や、運用モードからシャットダウンモードまで光出力強度を徐々に下げていくような場合である。このような場合、各ＰＤ３，５から出力される電流が小さいため、得られるモニタ値MON1、MON2の値は小さくモニタ値MON1、MON2の比から求められる出力波長のモニタ値MONは精度が悪くなってしまう。

図５の構成では、切替制御回路１７から可変抵抗素子７Ｂの値を設定するように切替信号ＳＥＬが与えられる。波長可変半導体レーザの光出力強度は、レーザに供給する電流量から大まかに想定でき、また、光出力制御を用いて目標の強度に制御することもできる。切替制御回路１７は、レーザの出力強度に応じて可変抵抗素子７Ｂの抵抗値を変更するように制御する。具体的には、切替制御回路１７は、光出力強度が弱い時には抵抗値を相対的に大きく設定し、光出力強度が強い場合には相対的に抵抗値を小さく設定する。これにより、光出力強度が弱い時に可変抵抗素子７Ｂで発生する電圧値を大きくすることができ、結果として出力波長のモニタ精度を改善することができる。ここで、可変抵抗素子７Ｂの抵抗値は電圧値がほぼ一定となるように設定することが好ましく、つまり、可変抵抗素子７Ｂの値が光出力強度に対して反比例するように制御されることが好ましい。ただし、回路のサイズ上、可変抵抗素子７Ｂの設定値の数には限りがあるため、切替制御回路１７の内部に関数もしくはルックアップテーブルを記憶させておいて、その関数もしくはルックアップテーブルを用いて出力電圧が特定電圧に近くなるように可変抵抗素子７Ｂの設定値を変更すればよい。可変抵抗素子７Ｂの抵抗値の変更に伴い、モニタ値MON1、MON2の値はその抵抗値に比例するように変化するが、上記式（７）に示すように、出力波長のモニタ値MONは、モニタ値MON1とモニタ値MON2との比で与えられることから、可変抵抗素子７Ｂの設定値によらない値が得られる。

図６は、光信号モニタ回路１Ｂによって扱われる各種信号のタイミングチャートである。同図に示す区間Ａ，Ｂ，Ｃは、図２に示した区間と同様に、それぞれ、可変抵抗素子７Ｂに流れる電流がIPD1+IPD2、IPD2、IPD1のときの区間である。区間Ａで取得した電圧V1、区間Ｂで取得した電圧V3、区間Ｃで取得した電圧V2の値を用い、演算回路１３では、区間Ａ〜Ｃの３区間毎に一度ずつモニタ値MON1、MON2を算出すると共に出力波長のモニタ値MONを取得する。つまり、光信号モニタ回路１Ｂにおいては、この３区間の間は、光出力強度の設定値及び可変抵抗素子７Ｂの設定値は一定になるように設定され、光出力強度設定値を変更するための制御信号ＰＯ、及び可変抵抗素子７Ｂの設定値を変更するための切替信号ＳＥＬは、区間Ｃから区間Ａに遷移するときのタイミングで常に切り替えられる。これにより、光出力強度の変化にかかわらず常に安定したモニタ値MON1,MON2,MONを取得することができる。

同様に、図７には、図４に示したトランスインピーダンスアンプ構成の光信号モニタ回路１Ａに対して、可変抵抗素子を含む構成に変更した場合の構成を示している。同図に示す光信号モニタ回路１Ｃによっても、光出力強度が変動する場合の出力波長のモニタ精度を改善することができる。

３，５…ＰＤ（受光素子）、１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ…光信号モニタ回路、７…抵抗素子、７Ｂ…可変抵抗素子、９…オペアンプ、１１…ＡＤコンバータ（演算回路部）、１３…演算回路（演算回路部）、１５ａ，１５ｂ…スイッチング素子（切替回路部）、１７…切替制御回路（切替回路部）。

Claims (4)

1. 光信号を受光する２つの受光素子によって生成された光電流を、それぞれの光電流に対応したデジタル信号に変換して当該光信号の波長をモニタする方法であって、
   前記それぞれの光電流を個別に抵抗素子に流入させて、前記抵抗素子に生じた電圧をオペアンプを介して第１及び第２のデジタル信号として取得するステップと、
   前記それぞれの光電流を同時に前記抵抗素子に流入させて、前記抵抗素子に生じた電圧を前記オペアンプを介して第３のデジタル信号として取得するステップと、
   前記第３のデジタル信号から前記第１及び第２のデジタル信号をそれぞれ減算することによって、補正デジタル信号を取得するステップと、
   を備えることを特徴とする光信号の出力波長モニタ方法。
2. 前記抵抗素子は可変抵抗であり、
   前記抵抗素子の抵抗値を変更するステップをさらに備える、
   ことを特徴とする請求項１記載の光信号の出力波長モニタ方法。
3. 発光素子が出射する光信号を直接検知して第１の光電流に変換する第１の受光素子と、前記光信号を波長依存性を有する光学素子を介して検知して波長依存性を有する第２の光電流に変換する第２の受光素子と、前記第１及び第２の光電流を電圧に変換する抵抗素子と、前記抵抗素子によって生じた電圧を出力するオペアンプと、を備える光信号モニタ回路であって、
   前記第１及び第２の受光素子と前記抵抗素子との間の接続を切り換える切替回路部と、
   前記オペアンプの出力をデジタル信号に変換する演算回路部とをさらに備え、
   前記切替回路部は、前記第１及び第２の光電流を個別に第１及び第２のタイミングで前記抵抗素子に流入させ、さらに、前記第１及び第２の光電流を同時に第３のタイミングで前記抵抗素子に流入させるように切り替えを制御し、
   前記演算回路部は、前記第３のタイミングで得られた前記デジタル信号から、前記第１及び第２のタイミングで得られた前記デジタル信号をそれぞれ減算することにより、補正デジタル信号を算出する、
   ことを特徴とする光信号モニタ回路。
4. 前記抵抗素子は可変抵抗であり、
   前記切替回路部は、前記抵抗素子の抵抗値を変更するようにさらに制御する、
   ことを特徴とする請求項３に記載の光信号モニタ回路。

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