JP2014171201A - Pll回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】短時間でロックできるPLL回路を提供する。
【解決手段】電圧制御発振器4と、電圧制御発振器4からの出力信号を分周する分周器5と、分周器5により分周された信号の位相と基準信号の位相との位相差に応じた位相差信号を発生するする位相比較器2と、位相比較器2から出力される信号の低域周波数成分を電圧制御発振器4に入力する低域通過フィルタ3と、を備え、上記の低域通過フィルタ3は、位相比較器2と電圧制御発振器4との間に設けられた抵抗18と、位相比較器2と電圧制御発振器4との間のノードに少なくとも一端が接続されたキャパシタ19と、抵抗18と並列に、互いに逆向きに接続された少なくとも2個のダイオード20及びダイオード21を有する。
【選択図】図1
【解決手段】電圧制御発振器4と、電圧制御発振器4からの出力信号を分周する分周器5と、分周器5により分周された信号の位相と基準信号の位相との位相差に応じた位相差信号を発生するする位相比較器2と、位相比較器2から出力される信号の低域周波数成分を電圧制御発振器4に入力する低域通過フィルタ3と、を備え、上記の低域通過フィルタ3は、位相比較器2と電圧制御発振器4との間に設けられた抵抗18と、位相比較器2と電圧制御発振器4との間のノードに少なくとも一端が接続されたキャパシタ19と、抵抗18と並列に、互いに逆向きに接続された少なくとも2個のダイオード20及びダイオード21を有する。
【選択図】図1
Description
本発明は、PLL(Phase Locked Loop)回路に関する。
PLL回路においては、電圧制御発振器から出力される発振信号と、外部から入力される基準信号との位相差に応じて位相比較器が出力する位相差信号を低域通過フィルタで平滑化して、平滑化した後の信号が、電圧制御発振器を制御する制御信号として電圧制御発振器に入力される。電圧制御発振器は、入力される制御信号の電圧に応じた周波数の発振信号を出力する。
ところで、PLL回路の起動時、及び基準信号の入力が開始される場合には、電源の投入又は基準信号の入力開始に応じて、位相比較器が発生した位相差信号を平滑化した制御信号が立ち上がり、電圧制御発振器は制御信号に応じた周波数の発振信号の出力を開始する(例えば、特許文献1及び特許文献2を参照)。
しかし、位相差信号を平滑化する低域通過フィルタにはキャパシタが含まれているので、キャパシタがチャージされるまでは、電圧制御発振器に入力される制御信号の電圧が十分に変化しない。したがって、電圧制御発振器が出力する発振信号の周波数が速やかに変化せず、PLL回路がロックするまでに長い時間を要するという問題があった。
このような問題に対して、特許文献1においては、電源投入時には、位相差信号と異なる起動パルスを電圧制御発振器に入力することにより、PLL回路を高速に起動することができるという構成が提案されている。図4は、特許文献1において開示されているPLL回路400の構成例を示す。
図4に示すPLL回路400は、位相比較器62、起動パルス生成部63、電圧制御発振器64及び分周器65を備える。通常動作時には、位相比較器62から出力される位相差信号が、抵抗71、抵抗74及びキャパシタ75により構成されるラグリードフィルタを介して電圧制御発振器64に入力される。これに対して、電源投入時には、起動パルス生成部63が生成したパルスが、ダイオード72、抵抗73及び抵抗74を介してキャパシタ75に印加され、キャパシタ75が高速にチャージされる。その結果、起動パルスによってキャパシタ75がチャージされ次第、電圧制御発振器64は、位相差信号の電圧に応じた周波数で発振を開始する。
しかし、PLL回路400においては、起動パルスのパルス幅が短過ぎるとチャージ時間が不足して十分な効果が表れず、パルス幅が長過ぎると、キャパシタ75がチャージされた後にも起動パルスが電圧制御発振器64に入力されてしまう。したがって、PLL回路400におけるロック時間を短縮するには、最適な起動パルスの幅を調整しなければならないという問題があった。また、PLL回路400においては、電源起動時には起動パルスが発生されるが、電源が投入された状態で基準信号の入力が開始した場合には起動パルスが発生されない。したがって、基準信号の入力が開始されてからロックするまでの時間を短縮することはできなかった。
また、特許文献2においては、ループフィルタと直列にダイオードを接続することにより、電圧制御発振器に入力する制御信号を高速に変化させたい場合にループフィルタのインピーダンスを小さくすることができるという構成が提案されている。図5は、特許文献2において開示されているPLL回路500の構成例を示す。
図5に示すPLL回路500は、位相比較器62、電圧制御発振器64及び分周器65を備える。位相比較器62と電圧制御発振器64との間には、抵抗81及びキャパシタ82から構成される第1の低域通過フィルタと、抵抗86、キャパシタ87及びキャパシタ88から構成される第2の低域通過フィルタとが設けられており、第1の低域通過フィルタ及び第2の低域通過フィルタに直列にダイオード83及びダイオード84が設けられている。
位相ロック時には、ダイオード83及びダイオード84はオフに近い状態になっている。ロックがはずれて位相比較器62の出力信号が所定の電圧よりも大きく変動すると、ダイオード83及びダイオード84が導通することにより、キャパシタ82、キャパシタ87及びキャパシタ88がチャージされる。
ところが、PLL回路500においては、ダイオード83及びダイオード84がオフに近い状態においてはインピーダンスが高いので、ダイオード83及びダイオード84がPLL回路500の位相特性に影響を及ぼすという問題があった。ダイオード83及びダイオード84がオフ状態の時のインピーダンスの上昇を制限するために、ダイオード83及びダイオード84と並列に抵抗85を設ける提案もなされているが、抵抗85が挿入されることにより、第1の低域通過フィルタ及び第2の低域通過フィルタの特性を調整し直す必要があるという問題があった。
そこで、本発明はこれらの点に鑑みてなされたものであり、ロック状態における低域通過フィルタの特性への影響を抑制しつつ、短時間でロックできるPLL回路を提供することを目的とする。
本発明のPLL回路は、電圧制御発振器と、電圧制御発振器からの出力信号を分周する分周器と、分周器により分周された信号の位相と基準信号の位相との位相差に応じた位相差信号を発生する位相比較器と、位相比較器から出力される信号の低域周波数成分を電圧制御発振器に入力する低域通過フィルタと、を備え、上記の低域通過フィルタは、位相比較器と電圧制御発振器との間に設けられた抵抗と、位相比較器と電圧制御発振器との間のノードに少なくとも一端が接続されたキャパシタと、上記の抵抗と並列に、互いに逆向きに接続された少なくとも2個のダイオードを有する。
上記の2個のダイオードは、例えば、位相比較器と電圧制御発振器との間において、位相比較器及び電圧制御発振器と直列に設けられた抵抗のうち、最も抵抗値が大きい抵抗と並列に設けられている。上記の低域通過フィルタは反転増幅器をさらに有し、上記のキャパシタ、抵抗およびダイオードは、反転増幅器の負帰還路に設けられていてもよい。
また、上記の位相比較器は、位相差信号として、第1位相差信号と、第1位相差信号を反転した第2位相差信号とを発生し、第1位相差信号は、反転増幅器の反転入力端子に入力されており、第2位相差信号は、反転増幅器の非反転入力端子に入力されていてもよい。
上記の少なくとも2個のダイオードは、例えば、第1ダイオードと第2ダイオードとを含み、第1ダイオードのアノードと第2ダイオードのカソードとが、抵抗の第1端子に接続され、第1ダイオードのカソードと第2ダイオードのアノードとが、抵抗の第2端子に接続されている。
本発明によれば、PLL回路が、ロック状態における低域通過フィルタの特性への影響を抑制しつつ、短時間でロックできるという効果を奏する。
<第1の実施形態>
[低域通過フィルタとしてアクティブフィルタを備える]
図1は、第1の実施形態のPLL回路100の構成例を示す。PLL回路100は、入力端子1、位相比較器2、低域通過フィルタ3、電圧制御発振器4、分周器5及び出力端子6を備える。
[低域通過フィルタとしてアクティブフィルタを備える]
図1は、第1の実施形態のPLL回路100の構成例を示す。PLL回路100は、入力端子1、位相比較器2、低域通過フィルタ3、電圧制御発振器4、分周器5及び出力端子6を備える。
入力端子1には基準信号が入力される。基準信号は、電圧制御発振器4が出力する発振信号よりも低い周波数の信号である。
位相比較器2は、入力端子1から入力された基準信号と、分周器5から入力された分周信号との位相差に応じた位相差信号を出力する。位相比較器2は、例えばRSフリップフロックを有する。位相比較器2に入力された基準信号の立ち上がりタイミングで位相差信号が立ち下がり、位相比較器2に入力された分周信号の立ち上がりタイミングで位相差信号が立ち上がる。基準信号の位相と分周信号の位相との差が180度である状態で、位相差信号はデューティが50%になる。位相比較器2は、位相差信号として、第1位相差信号と、第1位相差信号を反転した第2位相差信号とを出力する。
位相比較器2は、入力端子1から入力された基準信号と、分周器5から入力された分周信号との位相差に応じた位相差信号を出力する。位相比較器2は、例えばRSフリップフロックを有する。位相比較器2に入力された基準信号の立ち上がりタイミングで位相差信号が立ち下がり、位相比較器2に入力された分周信号の立ち上がりタイミングで位相差信号が立ち上がる。基準信号の位相と分周信号の位相との差が180度である状態で、位相差信号はデューティが50%になる。位相比較器2は、位相差信号として、第1位相差信号と、第1位相差信号を反転した第2位相差信号とを出力する。
低域通過フィルタ3は、所定の遮断周波数よりも低い周波数の信号を通過させ、遮断周波数以上の周波数を通過させない。低域通過フィルタ3は、反転増幅器11、抵抗12、キャパシタ13、抵抗14、抵抗15、キャパシタ16、抵抗17、抵抗18、キャパシタ19、ダイオード20及びダイオード21を有する。一例として、ダイオード20及びダイオード21は、位相比較器2と電圧制御発振器4との間において、位相比較器2及び電圧制御発振器4と直列に設けられた抵抗のうち、最も抵抗値が大きい抵抗と並列に設けられている。低域通過フィルタ3の構成の詳細については後述する。
電圧制御発振器4は、低域通過フィルタ3の出力電圧に応じた周波数の発振信号を出力する。分周器5は、電圧制御発振器4が出力する発振信号を分周して、基準信号と同じ周波数の分周信号を生成する。分周器5は、生成した分周信号を位相比較器2に入力する。出力端子6は、電圧制御発振器4が出力する発振信号を外部に出力する。
以下、低域通過フィルタ3の構成の詳細について説明する。
位相比較器2が出力する第1位相差信号は抵抗12に入力され、抵抗12に直列に接続された抵抗14を介して反転増幅器11の反転入力端子に入力される。キャパシタ13は、抵抗12と抵抗14との間のノードとグランドとの間に設けられている。
同様に、位相比較器2が出力する第2位相差信号は抵抗15に入力され、抵抗15に直列に接続された抵抗17を介して反転増幅器11の非反転入力端子に入力される。キャパシタ16は、抵抗15と抵抗17との間のノードとグランドとの間に設けられている。
なお、キャパシタ13、抵抗12及び抵抗14の定数は、それぞれキャパシタ16、抵抗15及び抵抗17の定数と等しい。
位相比較器2が出力する第1位相差信号は抵抗12に入力され、抵抗12に直列に接続された抵抗14を介して反転増幅器11の反転入力端子に入力される。キャパシタ13は、抵抗12と抵抗14との間のノードとグランドとの間に設けられている。
同様に、位相比較器2が出力する第2位相差信号は抵抗15に入力され、抵抗15に直列に接続された抵抗17を介して反転増幅器11の非反転入力端子に入力される。キャパシタ16は、抵抗15と抵抗17との間のノードとグランドとの間に設けられている。
なお、キャパシタ13、抵抗12及び抵抗14の定数は、それぞれキャパシタ16、抵抗15及び抵抗17の定数と等しい。
抵抗18、キャパシタ19、ダイオード20及びダイオード21は、反転増幅器11の負帰還路に設けられている。すなわち、抵抗18及びキャパシタ19は、反転増幅器の非反転入力端子と出力端子との間に、互いに直列に接続された状態で設けられている。キャパシタ19は、低域通過フィルタ3と電圧制御発振器4との間のノードに一端が接続されており、抵抗18は、反転増幅器11の反転入力端子と抵抗14との間のノードに一端が接続されている。一例として、抵抗18の抵抗値は、抵抗12、抵抗14、抵抗15及び抵抗17の抵抗値よりも大きい。
ダイオード20及びダイオード21は、互いに逆向きに接続されている。すなわち、ダイオード20のアノードとダイオード21のカソードとは、反転増幅器11の反転入力端子、抵抗18及び抵抗14に接続されている。ダイオード20のカソードとダイオード21のアノードとは、抵抗18とキャパシタ19との接続点に接続されている。
以下、低域通過フィルタ3の動作について説明する。低域通過フィルタ3においては、位相比較器2が出力する第1位相差信号のうち、抵抗12及びキャパシタ13の定数によって定まる遮断周波数より低い周波数の成分が抵抗14に入力される。また、位相比較器2が出力する第2位相差信号のうち、抵抗15及びキャパシタ16の定数によって定まる遮断周波数より低い周波数の成分が抵抗17に入力される。抵抗14に入力された第1位相差信号の電圧と、抵抗17に入力された第2位相差信号の電圧との差分電圧は、反転増幅器11において増幅され、増幅後の信号が電圧制御発振器4に入力される。反転増幅器11における増幅率は、抵抗14の抵抗値と抵抗18の抵抗値との比によって定められる。
PLL回路100がロックしている状態においては、抵抗18の両端間の電圧がダイオード20及びダイオード21のオン電圧(例えば0.7V)より小さく、低域通過フィルタ3は、ダイオード20及びダイオード21がない状態と同等の状態で動作する。これに対して、電源が投入された直後及び基準信号の入力が開始された直後においては、抵抗18の両端間の電圧がダイオード20及びダイオード21のオン電圧以上になる。
その結果、ダイオード20及びダイオード21が導通状態になり、ダイオード20及びダイオード21を介してキャパシタ19のチャージとディスチャージとが行われる。その結果、抵抗18を介してキャパシタ19のチャージとディスチャージとが行われる場合に比べて高速に、第1位相差信号及び第2位相差信号の変化の影響を電圧制御発振器4に及ぼすことができる。したがって、電源が投入された直後及び基準信号の入力が開始された直後において、ロックするまでの時間を短縮することができる。
なお、位相比較器2が第1位相差信号及び第2位相差信号を出力し、第1位相差信号が反転増幅器11の反転入力端子に入力され、第2位相差信号が反転増幅器11の非反転入力端子に入力されることによって、温度変動に伴う発振信号の位相変動を抑制することができる。具体的には、反転増幅器11は、第1位相差信号の電圧と第2位相差信号の電圧との差分電圧を増幅するので、いずれか1つの位相差信号が反転増幅器11に入力される場合よりも少ない位相の変化によって、温度変動に伴って必要になる制御信号の電圧変化量を確保することができる。その結果、電圧制御発振器4は、温度が変化した場合に、発振信号の位相の変化量を抑制することができる。
以上のとおり、本実施形態に係るPLL回路100によれば、位相比較器2と電圧制御発振器4との間に反転増幅器11を有する低域通過フィルタ3が設けられており、反転増幅器11の負帰還路には、直列に接続された抵抗18及びキャパシタ19と、抵抗18と並列に設けられたダイオード20及びダイオード21が設けられている。その結果、ロック状態において、低域通過フィルタ3の特性への影響を生じることなく、電源投入時及び基準信号の入力開始時に、短時間でロックすることができるという効果を奏する。
<第2の実施形態>
[位相比較器2が1つの位相差信号を出力する]
図2は、第2の実施形態に係るPLL回路200の構成例を示す。図2に示したPLL回路200における位相比較器2は、図1に示したPLL回路100における位相比較器2が出力する第1位相差信号のみを出力し、当該第1位相差信号は、反転増幅器11の反転入力端子に入力される。また、反転増幅器11の非反転入力端子に電源電圧Vccの1/2の電圧が印加されている点でもPLL回路100と異なる。
[位相比較器2が1つの位相差信号を出力する]
図2は、第2の実施形態に係るPLL回路200の構成例を示す。図2に示したPLL回路200における位相比較器2は、図1に示したPLL回路100における位相比較器2が出力する第1位相差信号のみを出力し、当該第1位相差信号は、反転増幅器11の反転入力端子に入力される。また、反転増幅器11の非反転入力端子に電源電圧Vccの1/2の電圧が印加されている点でもPLL回路100と異なる。
PLL回路200においては、第1位相差信号を平滑化した信号の電圧が反転増幅器11において増幅された後に、電圧制御発振器4に入力される。PLL回路200においても、電源が投入された直後及び基準信号の入力が開始された直後において、ダイオード20及びダイオード21が導通状態になるので、短時間でロックできるという効果を奏する。
<第3の実施形態>
[低域通過フィルタとしてパッシブフィルタを備える]
図3は、第3の実施形態に係るPLL回路300の構成例を示す。図3における低域通過フィルタ3は、第1の実施形態に係るPLL回路100が備えていた反転増幅器11を備えていないパッシブフィルタである点で、PLL回路100と異なる。
[低域通過フィルタとしてパッシブフィルタを備える]
図3は、第3の実施形態に係るPLL回路300の構成例を示す。図3における低域通過フィルタ3は、第1の実施形態に係るPLL回路100が備えていた反転増幅器11を備えていないパッシブフィルタである点で、PLL回路100と異なる。
すなわち、本実施形態に係るPLL回路300における低域通過フィルタ3は、抵抗31、キャパシタ32及び抵抗33から構成されるラグリードフィルタを有する。そして、低域通過フィルタ3は、抵抗31と並列に設けられたダイオード34及びダイオード35を有する。
位相比較器2が出力する位相差信号は、抵抗31、ダイオード34及びダイオード35に入力される。PLL回路300がロックしている状態においては、抵抗31の両端間の電圧がダイオード34及びダイオード35のオン電圧(例えば0.7V)より小さく、低域通過フィルタ3は、ダイオード34及びダイオード35がない状態と同等の状態で動作する。これに対して、電源が投入された直後及び基準信号の入力が開始された直後においては、抵抗31の両端間の電圧がダイオード34及びダイオード35のオン電圧以上になる。
その結果、ダイオード34及びダイオード35が導通状態になり、ダイオード34及びダイオード35を介してキャパシタ32のチャージとディスチャージとが行われる。したがって、抵抗31を介してキャパシタ32のチャージとディスチャージとが行われる場合に比べて高速に、位相差信号の変化の影響を電圧制御発振器4に及ぼすことができる。
なお、図3に示した低域通過フィルタ3は、抵抗31、キャパシタ32及び抵抗33から構成されるラグリードフィルタを有しているが、低域通過フィルタ3は、抵抗31及びキャパシタ32から構成されるラグフィルタを有していてもよい。
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更又は改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。そのような変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
1・・・入力端子、2・・・位相比較器、3・・・低域通過フィルタ、4・・・電圧制御発振器、5・・・分周器、6・・・出力端子、11・・・反転増幅器、62・・・位相比較器、63・・・起動パルス生成部、64・・・電圧制御発振器、65・・・分周器
Claims (5)
- 電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器からの出力信号を分周する分周器と、
前記分周器により分周された信号の位相と基準信号の位相との位相差に応じた位相差信号を発生する位相比較器と、
前記位相比較器から出力される信号の低域周波数成分を前記電圧制御発振器に入力する低域通過フィルタと、
を備え、
前記低域通過フィルタは、
前記位相比較器と前記電圧制御発振器との間に設けられた抵抗と、
前記位相比較器と前記電圧制御発振器との間のノードに少なくとも一端が接続されたキャパシタと、
前記抵抗と並列に、互いに逆向きに接続された少なくとも2個のダイオードを有する、PLL回路。 - 前記2個のダイオードは、前記位相比較器と前記電圧制御発振器との間において、前記位相比較器及び前記電圧制御発振器と直列に設けられた抵抗のうち、最も抵抗値が大きい抵抗と並列に設けられている、
請求項1に記載のPLL回路。 - 前記低域通過フィルタは反転増幅器をさらに有し、
前記キャパシタ、前記抵抗および前記ダイオードは、前記反転増幅器の負帰還路に設けられている、
請求項1又は2に記載のPLL回路。 - 前記位相比較器は、前記位相差信号として、第1位相差信号と、前記第1位相差信号を反転した第2位相差信号とを発生し、
前記第1位相差信号は、前記反転増幅器の反転入力端子に入力されており、
前記第2位相差信号は、前記反転増幅器の非反転入力端子に入力されている、
請求項3に記載のPLL回路。 - 前記少なくとも2個のダイオードは、第1ダイオードと第2ダイオードとを含み、
前記第1ダイオードのアノードと前記第2ダイオードのカソードとが、前記抵抗の第1端子に接続され、
前記第1ダイオードのカソードと前記第2ダイオードのアノードとが、前記抵抗の第2端子に接続されている、
請求項1から4のいずれか1項に記載のPLL回路。
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109067395A (zh) * | 2018-08-17 | 2018-12-21 | 中国电子科技集团公司第三十八研究所 | 一种相位同步低相噪锁相频率合成装置 |
CN111641409A (zh) * | 2020-05-18 | 2020-09-08 | 成都锐成芯微科技股份有限公司 | 一种电荷泵锁相环电路 |
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2013
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN111641409A (zh) * | 2020-05-18 | 2020-09-08 | 成都锐成芯微科技股份有限公司 | 一种电荷泵锁相环电路 |
CN111641409B (zh) * | 2020-05-18 | 2024-03-08 | 成都锐成芯微科技股份有限公司 | 一种电荷泵锁相环电路 |
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