JP2014131446A

JP2014131446A - 電力変換装置

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Publication number: JP2014131446A
Application number: JP2012288792A
Authority: JP
Inventors: Tomoo Taniguchi; 智勇谷口; Morimitsu Sekimoto; 守満関本; Hiroshi Hibino; 寛日比野; Toshiyuki Maeda; 敏行前田
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2012-12-28
Filing date: 2012-12-28
Publication date: 2014-07-10
Anticipated expiration: 2032-12-28
Also published as: JP6075067B2

Abstract

【課題】コンバータ回路の出力に比較的小容量のコンデンサが並列に接続されている電力変換装置において、コンデンサの過剰な電圧上昇やモータへの電圧不足に起因して該電力変換装置の信頼性が損なわれるのを回避する。
【解決手段】直列に接続される第２コンデンサ（4c）及びスイッチ（5a）を有する直列回路（5）を、直流リンク部（3）の第１コンデンサ（3a）に並列に接続する。直流リンク部（3）の過電圧を抑制するように、又は、モータ（8）の負荷に対する直流リンク部（3）の電圧不足を抑制するように、スイッチ制御部（14）によってスイッチ（5a）の開閉を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力された電力をスイッチングして所定の電力に変換する電力変換装置に関するものである。

従来より、電力変換装置としてインバータ回路が知られている。インバータ回路は、スイッチング制御により、直流電力を可変周波数・可変電圧の交流電力に高効率変換する回路である。

一般的に、インバータ回路は、ダイオード整流回路（コンバータ回路）と平滑コンデンサとインバータとが接続されて構成されている。上記ダイオード整流回路は、複数のダイオードが接続されるブリッジ回路を有している。上記平滑コンデンサは、ダイオード整流回路の出力電圧リプルを除去するためのものである。上記インバータは、２つのスイッチング素子を直列に接続したものを３つ並列に接続して構成されている。

ところで、上記インバータ回路では、平滑コンデンサとして大容量である電解コンデンサが使用されている。この電解コンデンサは、インバータ回路の構成部材の中では、比較的大型の部材であると共に高価であるため、インバータ回路がコストアップすると共に大型化してしまうという問題があった。また、インバータ回路の耐用期間は、電解コンデンサの耐用期間が短いことに伴って短くなるという問題があった。

このような問題に対して、電解コンデンサを用いない電力変換装置が種々提案されている。例として、従来より必要とされていた大容量の平滑コンデンサに代えて、小容量の平滑コンデンサを用いると共に負荷側（例えばモータ等）を制御することで、電源側の力率低下問題や高調波問題を解消する、いわゆるコンデンサレスインバータ回路が提案されている。コンデンサレスインバータ回路は、ダイオード整流回路の出力側に、従来の大容量の平滑コンデンサに代えて、例えば数十μＦ程度の小容量に構成される平滑コンデンサを設けている（例えば特許文献１、２や非特許文献１を参照）。これらの例では、電力変換装置には、負荷としてモータが接続されている。

特開２００２−５１５８９号公報特開２００５−１３０６６６号公報

芳賀、斎藤、高橋"単相ダイオード整流回路の電解コンデンサレス高力率インバータ制御法"、平成１５年電気学会全国大会論文集４-０６９（平成１５年３月）、Ｐ．９９

しかしながら、上述のように直流リンク部に比較的容量の小さいコンデンサを設けると、該直流リンク部に印加される電圧が、コンデンサの耐圧を超えやすくなる。そうなると、該コンデンサの耐用寿命が短くなってしまう虞がある。

また、上述のように直流リンク部に設けられるコンデンサの容量を小さくすると、該コンデンサに蓄積可能な電荷量が減少するため、直流リンク部の電圧が減少しやすくなる。その結果、モータを駆動させるのに十分な電力を供給できなくなる虞が生じる。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、コンバータ回路の出力に比較的小容量のコンデンサが並列に接続されている電力変換装置において、コンデンサの過剰な電圧上昇やモータへの電圧不足に起因して該電力変換装置の信頼性が損なわれるのを回避することである。

第１の発明は、電力変換装置を対象とし、交流電源（7）からの電圧を整流するコンバータ回路（2）と、該コンバータ回路（2）の出力に並列に接続され複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作により上記コンバータ回路（2）からの電力を所定の電圧及び周波数の交流電力に変換し、該交流電力をモータ（8）に出力するインバータ回路（6）と、上記複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作を制御するインバータ回路制御部（13）と、上記インバータ回路（6）の入力に並列に接続され上記複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作により生じる電圧の脈動を平滑するための第１コンデンサ（3a）を有し、上記コンバータ回路（2）とインバータ回路（6）とを接続する直流リンク部（3）と、直列に接続される第２コンデンサ（4c）及びスイッチ（5a）を有し、上記第１コンデンサ（3a）に並列に接続される直列回路（5）と、上記直流リンク部（3）の過電圧を抑制するように上記スイッチ（5a）の開閉を制御するスイッチ制御部（14）とを備えることを特徴とする。

第１の発明では、コンバータ回路（2）は、交流電源（7）からの電圧を整流し、直流リンク部（3）を介してインバータ回路（6）に出力する。インバータ回路（6）は、この電力を、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作により所定の電圧及び周波数の交流電力に変換してモータ（8）へ出力し、該モータ（8）を駆動させる。スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作により生じる電圧の脈動は、直流リンク部（3）の第１コンデンサ（3a）によって平滑化される。

しかし、この第１コンデンサ（3a）は、一般的な電力変換装置に用いられる平滑コンデンサよりも容量が小さいため、該第１コンデンサには過剰な電圧が印加されやすくなる。

これに対して、第１の発明では、直列に接続された第２コンデンサ（4c）及びスイッチ（5a）を有する直列回路（5）が、上記第１コンデンサ（3a）に並列に接続されている。そして、スイッチ制御部（14）が、第１コンデンサ（3a）に印加される電圧が過剰にならないように、上記スイッチ（5a）の開閉を制御する。

第２の発明は、第１の発明において、上記スイッチ制御部（14）は、上記モータ（8）の始動時に上記スイッチ（5a）がオン状態となるように該スイッチ（5a）の開閉を制御することを特徴とする。

モータ（8）の始動時は、一般的に第１コンデンサ（3a）が過電圧になりやすい。第２の発明では、スイッチ制御部（14）が、モータ（8）の始動時にスイッチ（5a）がオン状態となるように該スイッチ（5a）の開閉を制御する。

第３の発明は、第１の発明において、上記スイッチ制御部（14）は、上記モータ（8）の力率（φ）が所定値（φth）を下回っているときに、上記スイッチ（5a）がオン状態となるように該スイッチ（5a）の開閉を制御することを特徴とする。

モータ（8）の力率（φ）が比較的低い場合、モータ（8）から直流リンク部（3）へ電力が回生される期間において、第１コンデンサ（3a）の電圧が上昇しやすくなるため、直流リンク部（3）が過電圧になりやすくなる。

これに対して、第３の発明では、スイッチ制御部（14）が、モータ（8）の力率（φ）が所定値（φth）を下回っているときにスイッチ（5a）がオン状態となるように、スイッチ（5a）の開閉を制御する。

第４の発明は、第１の発明において、上記スイッチ制御部（14）は、運転中の上記モータ（8）を停止するために上記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作を停止する際に、上記スイッチ（5a）がオン状態となるように該スイッチ（5a）の開閉を制御することを特徴とする。

スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作が停止されると、運転中のモータ（8）が停止する。このとき、モータ（8）から第１コンデンサへ電力が回生されるため、直流リンク部（3）が過電圧になりやすくなる。第４の発明では、スイッチ制御部（14）が、上記モータ（8）の運転を停止するためにスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作を停止する際に、上記スイッチ（5a）がオン状態となるようにスイッチ（5a）の開閉を制御する。

第５の発明は、第１の発明において、上記直流リンク部（3）の電圧を検出するリンク部電圧検出部（30）を備え、上記スイッチ制御部（14）は、上記リンク部電圧検出部（30）で検出される電圧（vdc）が所定値（vth1）を超えたときに上記スイッチ（5a）がオン状態となるように該スイッチ（5a）の開閉を制御することを特徴とする。

第５の発明では、直流リンク部（3）の電圧がリンク部電圧検出部（30）によって検出される。スイッチ制御部（14）は、該リンク部電圧検出部（30）で検出された電圧（vdc）が所定値（vth1）を超えたときに、上記スイッチ（5a）がオン状態となるようにスイッチ（5a）の開閉を制御する。

第６の発明は、電力変換装置を対象とし、交流電源（7）からの電圧を整流するコンバータ回路（2）と、該コンバータ回路（2）の出力に並列に接続され複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作により上記コンバータ回路（2）からの電力を所定の電圧及び周波数の交流電力に変換し、該交流電力をモータ（8）に出力するインバータ回路（6）と、上記複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作を制御するインバータ回路制御部（13）と、上記インバータ回路（6）の入力に並列に接続され上記複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作により生じる電圧の脈動を平滑するための第１コンデンサ（3a）を有し、上記コンバータ回路（2）とインバータ回路（6）とを接続する直流リンク部（3）と、直列に接続される第２コンデンサ（4c）及びスイッチ（5a）を有し、上記第１コンデンサ（3a）に並列に接続される直列回路（5）と、上記モータ（8）の負荷に対する上記直流リンク部（3）の電圧不足を抑制するように、上記スイッチ（5a）の開閉を制御するスイッチ制御部（14）とを備えることを特徴とする。

第６の発明では、第１の発明の場合と同様、インバータ回路（6）のスイッチング動作により所定の電圧及び周波数となった交流電力がモータ（8）へ出力されてモータ（8）が駆動する。スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作により生じる電圧の脈動は、直流リンク部（3）の第１コンデンサ（3a）によって平滑化される。

しかし、第６の発明では、第１の発明と同様、第１コンデンサ（3a）は、一般的な電力変換装置に用いられる平滑コンデンサよりも容量が小さい。そうすると、該コンデンサに蓄積可能な電荷量が減少するため、直流リンク部の電圧が減少しやすくなる。その結果、モータ（8）を駆動させるのに十分な電力を供給できなくなる虞が生じる。

これに対して、第６の発明では、スイッチ制御部（14）が、モータ（8）の負荷に対して上記直流リンク部（3）の電圧が不足するのを抑制するように、上記スイッチ（5a）の開閉を制御する。

第７の発明は、第６の発明において、上記スイッチ制御部（14）は、上記モータ（8）の始動時に上記スイッチ（5a）がオン状態となるように該スイッチ（5a）の開閉を制御することを特徴とする。

一般的に、モータ（8）を始動させる際には、回転子が停止状態である。このため、回転子が回転している時に存在する慣性力がなく、負荷トルクは同じでも始動時には回転中に比べて大きなモータトルクが必要となる。第７の発明では、スイッチ制御部（14）が、モータ（8）の始動時にスイッチ（5a）がオン状態となるように該スイッチ（5a）の開閉を制御する。

第８の発明は、第６の発明において、上記直流リンク部（3）の電圧を検出するリンク部電圧検出部（30）を備え、上記スイッチ制御部（14）は、上記リンク部電圧検出部（30）で検出される電圧（vdc）が所定値（vth2）を下回ったときに上記スイッチ（5a）がオン状態となるように、該スイッチ（5a）の開閉を制御することを特徴とする。

第８の発明では、直流リンク部（3）の電圧がリンク部電圧検出部（30）によって検出される。スイッチ制御部（14）は、該リンク部電圧検出部（30）で検出された電圧（vdc）が所定値（vth2）を下回ったときに、上記スイッチ（5a）がオン状態となるようにスイッチ（5a）の開閉を制御する。

上記第１の発明によれば、直列に接続された第２コンデンサ（4c）及びスイッチ（5a）を有する直列回路（5）を、比較的静電容量の小さい第１コンデンサ（3a）に並列に接続し、直流リンク部（3）の過電圧を抑制するようにスイッチ（5a）の開閉を制御している。これにより、第１コンデンサ（3a）に過剰な電圧が印加されるのを抑制できるため、第１コンデンサ（3a）の耐用寿命を長くできる。

また、上記第２の発明によれば、直流リンク部（3）が過電圧になりやすいモータ（8）の始動時に、直列回路（5）のスイッチ（5a）がオン状態となるようにスイッチ（5a）の開閉を制御している。従って、モータ（8）の始動時における第１コンデンサ（3a）の過電圧を抑制できる。

また、上記第３の発明によれば、モータ（8）が比較的低い力率で動作しているときに、直列回路（5）のスイッチ（5a）がオン状態となるようにスイッチ（5a）の開閉を制御している。従って、モータ（8）が低力率で駆動することに起因する第１コンデンサ（3a）の過電圧を抑制できる。

また、上記第４の発明によれば、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作が停止されることにより直流リンク部（3）が過電圧になりやすいときに、直列回路（5）のスイッチ（5a）がオン状態となるようにスイッチ（5a）の開閉を制御している。従って、スイッチング動作停止に起因する第１コンデンサ（3a）の過電圧を抑制できる。

また、上記第５の発明によれば、リンク部電圧検出部（30）によって直接、検出された直流リンク部（3）の電圧（vdc）が所定値（vth1）を上回ったときにスイッチ（5a）がオン状態となるように制御されるため、直流リンク部（3）の過電圧を確実に抑制できる。

また、上記第６の発明によれば、モータ（8）の負荷に対する直流リンク部（3）の電圧不足を抑制するようにスイッチ（5a）の開閉を制御している。これにより、モータ（8）の駆動に必要な電力が不足してしまうのを、第２コンデンサ（4c）に蓄積された電荷で補うことができるため、モータ（8）を安定的に駆動できる。

また、上記第７の発明によれば、モータ（8）の回転中よりも大きなトルク出力が必要な始動時に、スイッチ（5a）がオン状態となるようにスイッチ（5a）の開閉を制御している。従って、モータ（8）の始動時に必要な電力が不足してしまうのを、第２コンデンサ（4c）に蓄積された電荷で補うことができる。

また、上記第８の発明によれば、リンク部電圧検出部（30）によって直接、検出された直流リンク部（3）の電圧（vdc）が所定値（vth2）を下回ったときにスイッチ（5a）がオン状態となるように制御されるため、モータ（8）をより安定的に駆動できる。

図１は、実施形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図２は、実施形態１におけるインバータ回路制御部の構成を示すブロック図である。図３は、実施形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図４は、実施形態２におけるインバータ回路制御部の構成を示すブロック図である。図５は、実施形態３及び実施形態３の変形例におけるインバータ回路制御部の構成を示すブロック図である。図６の（Ａ）及び（Ｂ）は、その他の実施形態における双方向スイッチの構成例を示す図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。

《発明の実施形態１》
−全体構成−
発明の実施形態１に係る電力変換装置（1）は、図１に示すように、コンバータ回路（2）、直流リンク部（3）、ＲＣＤ回路（4）、直列回路（5）、インバータ回路（6）、及びコントローラ（10）を備えている。この電力変換装置（1）は、単相の交流電源（7）から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、同期モータ（8）に供給する。なお、本実施形態１の同期モータ（8）は、三相交流モータであり、例えば、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するために用いられる。また、交流電源（7）には、リアクタ（7a）が直列に接続されている。

コンバータ回路（2）は、交流電源（7）に接続され、交流電源（7）が出力した交流を直流に全波整流する。この例では、コンバータ回路（2）は、複数（本実施形態では４つ）のダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオード（D1〜D4）は、交流電源（7）の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。

直流リンク部（3）は、第１コンデンサ（3a）を備えている。この第１コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）の出力に並列接続され、該第１コンデンサ（3a）の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧（vdc））がインバータ回路（6）の入力ノードに接続されている。第１コンデンサ（3a）は、例えばフィルムコンデンサによって構成されている。第１コンデンサ（3a）は、インバータ回路（6）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じる電圧の変動を平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、第１コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）によって整流された電圧（電源電圧に起因する電圧変動）を平滑化するような静電容量を有さない、比較的小容量のコンデンサである。そのため、通常の負荷状態において、直流リンク部（3）が出力する直流リンク電圧（vdc）は、その最大値がその最小値の２倍以上となるような大きな脈動を有している。この例では、交流電源（7）は単相交流電源なので、直流電圧（vdc）は、電源周波数（例えば５０Ｈｚ）の２倍の周波数で脈動する。

インバータ回路（6）は、入力ノードが直流リンク部（3）の第１コンデンサ（3a）に並列に接続され、直流リンク部（3）の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続された同期モータ（8）に供給する。実施形態１のインバータ回路（6）は、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路（6）は、三相交流を同期モータ（8）に出力するので、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えている。詳しくは、インバータ回路（6）は、直列に接続された２つのスイッチング素子を有するスイッチングレグを３つ備えている。各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、それぞれ同期モータ（8）の各相のコイル（図示省略）に接続されている。また、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列に接続されている。インバータ回路（6）は、これらのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作によって、直流リンク部（3）から入力された直流リンク電圧（vdc）をスイッチングして三相交流電圧に変換し、同期モータ（8）へ供給する。このオンオフ動作の制御は、コントローラ（10）のインバータ回路制御部（13）が行う。

ＲＣＤ回路（4）は、コンバータ回路（2）の出力に並列に接続されている。このＲＣＤ回路（4）は、交流電源（7）をオンしたときに発生するリアクタ（7a）及び第１コンデンサ（3a）の共振に起因する直流リンク部（3）の電圧上昇を抑制するためのものである。ＲＣＤ回路（4）は、直列に接続されたダイオード（4a）、抵抗（4b）、及び第２コンデンサ（4c）を備えている。ダイオード（4a）は、アノード側が上記コンバータ回路（2）の出力の高圧側に接続され、カソード側が抵抗（4b）の一端側に接続されている。抵抗（4b）は、他端側が第２コンデンサ（4c）の一端側に接続されている。第２コンデンサ（4c）は、他端側がコンバータ回路（2）の出力の低圧側に接続されている。第２コンデンサ（4c）には、コントローラ（10）に電力を供給するためのコントローラ用電源（15）が並列に接続されている。これにより、第２コンデンサ（4c）に蓄積された電荷を、コントローラ（10）の電源として利用できる。

直列回路（5）は、コンバータ回路（2）の出力に並列に接続されている。直列回路（5）は、スイッチとしてのリレー（5a）と上記第２コンデンサ（4c）とが直列に接続されたものである。リレー（5a）は、一端がコンバータ回路（2）の出力の高圧側に接続され、他端がＲＣＤ回路（4）の抵抗（4b）と第２コンデンサ（4c）との間に接続されている。

コントローラ（10）は、出力部（11）と、制御部（12）とを備えている。コントローラ（10）は、コントローラ用電源（15）によって駆動される。

制御部（12）は、インバータ回路制御部（13）と、スイッチ制御部としてのリレー制御部（14）とを備えている。インバータ回路制御部（13）は、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作を制御するためのものである。リレー制御部（14）は、リレー（5a）の開閉を制御するためのものである。

出力部（11）は、インバータ回路制御部（13）がスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作を開始すると、オン信号Sonをリレー制御部（14）へ送信する。オン信号Sonを受信したリレー制御部（14）は、リレー（5a）をオンする。つまり、リレー（5a）は、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作開始直後にオン状態になる。また、出力部（11）は、同期モータ（8）が強制同期運転から位置検出運転に切り換わったときに、オフ信号Soffをリレー制御部（14）へ送信する。オフ信号Soffを受信したリレー制御部（14）は、リレー（5a）をオフする。

更に、出力部（11）は、インバータ回路制御部（13）が同期モータ（8）を停止するためにスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作を停止すると、オン信号Sonをリレー制御部（14）へ送信する。オン信号Sonを受信したリレー制御部（14）は、リレー（5a）をオンする。つまり、リレー（5a）は、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作停止直後にオン状態になる。

−インバータ回路制御部−
インバータ回路制御部（13）は、同期モータ（8）の始動時に、所定の電力を流して該同期モータ（8）を回転させる強制同期運転と、該強制同期運転中、同期モータ（8）の誘起電圧によって該同期モータ（8）の回転位置の検出が可能となったときに、検出された回転位置に応じて同期モータ（8）の電流を制御することにより同期モータ（8）を回転させる位置検出運転と、を切り替えて行うように構成されている。

インバータ回路制御部（13）は、強制同期運転では、同期モータ（8）に所定の電流が流れるようにインバータ回路（6）の複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチングを制御する。一方、インバータ回路制御部（13）は、位置検出運転では、同期モータ（8）に流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流（モータ電流（iu,iv,iw））が、直流リンク電圧（vdc）の脈動に同期して脈動するように、インバータ回路（6）におけるスイッチング（オンオフ動作）を制御する。インバータ回路制御部（13）は、図２に示すように、速度制御部（20）、電流指令生成部（21）、電流制御部（22）、ＰＷＭ変調部（23）、位置検出部（25）、速度演算部（26）、モータ電流検出部（27）、モータ電圧検出部（28）、及び回転座標変換部（29）を備えている。

速度演算部（26）は、位置検出部（25）から入力された電気角（θ）を微分して、回転子（8a）の回転角周波数（ω）を求める。この回転角周波数（ω）は、速度制御部（20）に入力されている。

速度制御部（20）は、速度演算部（26）から入力された回転角周波数（ω）と、機械角の速度指令（ω^*）との偏差を求めるとともに、求めた偏差に比例・積分演算（ＰＩ演算）を行って、同期モータ（8）が出力すべきトルクを指示するトルク指令値（T^*）を電流指令生成部（21）に出力する。この際、速度制御部（20）は、上記直流リンク部（3）の直流電圧（vdc）が過電圧とならないように上記同期モータ（8）のトルクを制限する。

電流指令生成部（21）には、入力交流の位相角（θin）、入力電流（iin）、及びトルク指令値（T^*）が入力される。電流指令生成部（21）は、これらを用いてｄ軸電流指令値（id^*）とｑ軸電流指令値（iq^*）を求めて、電流制御部（22）に出力する。なお、以下ではｄ軸電流指令値（id^*）及びｑ軸電流指令値（iq^*）の両者を総括して、単に電流指令値（i^*）と呼ぶ。

モータ電流検出部（27）は、インバータ回路（6）からモータ電流（iu,iv,iw）を検出し、該モータ電流（iu,iv,iw）を三相／二相変換して得たα軸電流（iα）とβ軸電流（iβ）とを、回転座標変換部（29）及び位置検出部（25）へ出力する。なお、以下ではα軸電流（iα）とβ軸電流（iβ）を総称して固定座標電流（iαβ）と呼ぶ。

モータ電圧検出部（28）は、インバータ回路（6）の各相の出力電圧（vu,vv,vw）を三相／二相変換して得たα軸電圧（vα）とβ軸電圧（vβ）とを、位置検出部（25）へ出力する。なお、以下では、α軸電圧（vα）とβ軸電圧（vβ）を総括して固定座標電圧（vαβ）と呼ぶ。

位置検出部（25）には、モータ電流検出部（27）が出力した固定座標電流（iαβ）、及びモータ電圧検出部（28）が出力した固定座標電圧（vαβ）が入力される。位置検出部（25）は、これらの値を用いて回転子（8a）の位置を検知する。本実施形態では、同期モータ（8）の誘起電圧を検知して回転子（8a）の位置を検出している。

回転座標変換部（29）は、位置検出部（25）が求めた電気角（θ）を用いて、固定座標電流（iαβ）を座標変換したｄ軸電流（id）とｑ軸電流（iq）とを、電流制御部（22）へ出力する。なお、ｑ軸電流（iq）がモータ駆動トルクに対応した電流となる。また、以下ではｄ軸電流（id）とｑ軸電流（iq）を総称してモータ回転座標電流（i）と呼ぶ。

電流制御部（22）は、ｄ軸電流及びｑ軸電流（id,iq）の指令値（id^*,iq^*）と実電流値との偏差が小さくなるように、ｄ軸電圧指令値（vd^*）及びｑ軸電圧指令値（vq^*）を生成し、これらをＰＷＭ変調部（23）へ出力する。本実施形態では、電流制御部（22）には、比例制御器、積分制御器、及び微分制御器の３つの制御器を設けてある。なお、以下ではｄ軸電圧指令値（vd^*）及びｑ軸電圧指令値（vq^*）の両者を総括して、単に電圧指令値（v^*）と呼ぶ。

ＰＷＭ変調部（23）は、直流リンク電圧（vdc）、電圧指令値（v^*）、及び電気角（θ）が入力され、これらの値に基づいて、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作を制御するゲート信号（G）を生成する。具体的には、ＰＷＭ変調部（23）は、直流リンク電圧（vdc）、電圧指令値（v^*）、電気角（θ）の値等から、各相の上アーム側のスイッチング素子（Su,Sv,Sw）のオン時間τｊを求める。そして、ＰＷＭ変調部（23）は、キャリア周期（Tc）毎に、求めたオン時間τｊに応じ、各相のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）をオンオフ動作させるゲート信号（G）をインバータ回路（6）に出力する。

−リレー制御部−
本実施形態では、リレー制御部（14）は、モータ（8）の始動時にリレー（5a）がオン状態となるように該リレー（5a）を制御する。リレー制御部（14）は、出力部（11）から駆動信号Sonを受信するとリレー（5a）をオンする一方、出力部（11）から停止信号Soffを受信するとリレー（5a）をオフする。

〈電力変換装置の動作〉
−基本動作−
同期モータ（8）の運転が開始される場合、交流電源（7）がオンされ、インバータ回路（6）が、所定の電流が同期モータ（8）に流れるように、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作を開始する。これにより、強制同期運転が行われ、同期モータ（8）が回転する。

強制同期運転により同期モータ（8）が回転し、該同期モータ（8）の誘起電圧を用いて位置検出部（25）による回転子（8a）の位置検出が可能となったときに、インバータ回路制御部（13）は、強制同期運転から位置検出運転へ切り換えるようにインバータ回路（6）を制御する。具体的には、例えば、速度演算部（26）によって求められた回転角周波数（ω）が、予め設定された所定値を超えたときに、位置検出運転へ切り換える。

位置検出運転では、位置検出部（25）が、固定座標電流（ｉαβ）及び固定座標電圧（ｖαβ）に基づいて回転子（8a）の回転位置を検出する。ＰＷＭ変調部（23）は、この回転位置を用いて、モータ力率の高い動作点で同期モータ（8）が駆動するようにゲート信号（G）を生成する。

また、同期モータ（8）の運転が停止する場合、インバータ回路制御部（13）が、インバータ回路（6）のスイッチング動作を停止する。これにより、同期モータ（8）の運転が停止される。

−リレー制御部及び直列回路の動作−
上記強制同期運転では、回転子（8a）の回転位置に関係なく、所定の電流が同期モータ（8）に流れるため、同期モータ（8）の力率が比較的低くなる。その結果、直流リンク部（3）の電圧の変動が大きくなってしまう。特に、本実施形態の第１コンデンサ（3a）は、一般的なインバータ回路に用いられる平滑コンデンサと比べると比較的、静電容量が小さいため、第１コンデンサ（3a）には過剰な電圧が印加されやすくなる。

これに対して、本実施形態では、インバータ回路（6）のスイッチング動作が開始されると、出力部（11）がオン信号Sonをリレー制御部（14）へ送信する。これにより、リレー（5a）がオン状態になる。その結果、直流リンク部（3）の電圧変動が比較的大きくなる強制同期運転中に、第１コンデンサ（3a）と並列に第２コンデンサ（4c）を接続することができるので、第１コンデンサ（3a）の過電圧を抑制できる。なお、強制同期運転が開始される前（すなわち、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作が開始される前）に、リレー（5a）がオン状態となるように該リレー（5a）を制御してもよい。これにより、第１コンデンサ（3a）の過剰な電圧上昇をより確実に抑制できる。

また、同期モータ（8）の始動時には、同期モータ（8）が回転を始めるまでの一定期間大きなトルクが必要となる場合があるが、このときに電圧が不足すると、同期モータ（8）を駆動できなくなる虞が生じる。

これに対して、上述のように、インバータ回路（6）のスイッチング動作が開始されたときにリレー（5a）がオン状態となるように該リレー（5a）を制御すると、第２コンデンサ（4c）に蓄積された電荷を同期モータ（8）の駆動に利用できる。従って、同期モータ（8）の負荷に対する直流リンク部（3）の電圧不足を抑制できる。

上記強制同期運転から位置検出運転に切り換わると、出力部（11）がオフ信号Soffをリレー制御部（14）へ送信する。これにより、リレー（5a）がオフ状態になる。位置検出運転では、比較的高い力率で同期モータ（8）が駆動するため、第１コンデンサ（3a）が過電圧になるのを抑制できる。

また、同期モータ（8）の駆動を停止するためにインバータ回路（6）のスイッチング動作が停止されると、同期モータ（8）のコイルから電流が直流リンク部（3）側へ流れ込むため、第１コンデンサ（3a）が過電圧になりやすい。

これに対して、本実施形態では、インバータ回路（6）のスイッチング動作が停止した後に、出力部（11）が駆動信号Sonをリレー制御部（14）へ送信する。これにより、リレー（5a）がオン状態になる。その結果、第１コンデンサ（3a）と並列に第２コンデンサ（4c）を接続することができるので、同期モータ（8）のコイルから直流リンク部（3）側へ流れ込む電流に起因する直流リンク部（3）の電圧の上昇を抑制できる。また、インバータ回路（6）のスイッチング動作停止時にリレー（5a）をオンすることで、同期モータ（8）からの回生電流が第２コンデンサ（4c）に流れやすくなるため、直流リンク部（3）の電圧上昇をより低減できる。なお、インバータ回路（6）のスイッチング動作が停止した後、リレー（5a）をオンさせるタイミングは、直流リング部（3）の電圧が過電圧とならない程度の所定のタイミングに設定される。

また、インバータ回路（6）のスイッチング動作の停止と同時に、あるいはスイッチング動作の停止よりも前にリレー（5a）がオン状態となるようにリレー（5a）を制御してもよい。こうすると、第１コンデンサ（3a）の過剰な電圧上昇をより確実に抑制できる。

−実施形態１の効果−
以上のように、実施形態１に係る電力変換装置（1）によれば、同期モータ（8）が比較的低い力率で動作する強制同期運転中に、リレー（5a）がオン状態になる。これにより、同期モータ（8）から直流リンク部（3）へ流れ込む電力に起因する第１コンデンサ（3a）の過電圧を抑制できる。その結果、比較的簡単な構成で第１コンデンサ（3a）の耐用寿命を長くでき、電力変換装置（1）の製品寿命を長くできる。また、リレー（5a）が省略された構成と比べると、第１コンデンサ（3a）の過電圧を抑制しつつ、より負荷が大きいモータを起動させることができる。

また、上記実施形態１では、インバータ回路（6）のスイッチング動作が開始されたときにリレー（5a）がオン状態となるように制御される。こうすると、負荷トルクが同じでも回転中に比べて大きなモータトルクが必要な同期モータ（8）の始動時に、第２コンデンサ（4c）に蓄積された電荷を同期モータ（8）の駆動に利用できる。従って、同期モータ（8）の負荷に対する直流リンク部（3）の電圧不足を抑制できる。

また、上記実施形態１では、インバータ回路（6）のスイッチング動作が停止する際に、リレー（5a）がオン状態になる。これにより、同期モータ（8）のコイルから直流リンク部（3）へ流れ込む電流に起因する第１コンデンサ（3a）の過電圧を抑制できる。

更に、上記実施形態１のように、コントローラ用電源（15）を第２コンデンサ（4c）に並列に接続することで、第２コンデンサ（4c）に蓄積された電荷を、コントローラ（10）の電源として用いることができる。

《発明の実施形態２》
実施形態２の電力変換装置（1）は、同期モータ（8）の力率に基づいて、リレー（5a）の開閉が制御されるように構成されている。

具体的には、実施形態２の電力変換装置（1）のインバータ回路制御部（13）は、図４に示すように、力率導出部（31）を備えている。力率導出部（31）は、同期モータ（8）の力率を導出するためのものである。力率導出部（31）は、記憶部（31a）と、導出部（31b）と、比較部（31c）と、出力部（31d）とを備えている。

記憶部（31a）には、力率の閾値（φth）が記憶されている。この閾値（φth）としては、同期モータ（8）が該閾値（φth）で動作しても直流リンク部（3）に印加される電圧が過電圧とならない程度の値が設定される。導出部（31b）には、モータ電流検出部（27）から出力された固定座標電流（iαβ）、及びモータ電圧検出部（28）から出力された固定座標電圧（vαβ）が入力される。導出部（31b）は、これらの値を用いて、同期モータ（8）の力率（φ）を導出する。比較部（31c）は、上記閾値（φth）と、導出部（31b）で導出された力率（φ）とを比較する。比較部（31c）において、上記力率（φ）が閾値（φth）以上の場合、出力部（31d）は、リレー制御部（14）へオフ信号Soffを送信する。一方、力率（φ）が閾値（φth）を下回る場合、出力部（31d）は、リレー制御部（14）へオン信号Sonを送信し、リレー（5a）がオンする。

−実施形態２の効果−
以上のように、実施形態２に係る電力変換装置（1）では、同期モータ（8）の力率に応じてリレー（5a）の開閉を制御している。これにより、同期モータ（8）から直流リンク部（3）へ流れ込む電流に起因する直流リンク部（3）の過電圧を適切に抑制できる。

《発明の実施形態３》
実施形態３の電力変換装置（1）は、直流リンク部（3）に印加される電圧に基づいて、リレー（5a）の開閉が制御されるように構成されている。具体的には、実施形態３の電力変換装置（1）は、直流リンク部（3）に印加される電圧が所定値を超えたときに、リレー（5a）をオン状態にする。

実施形態３の電力変換装置（1）のリンク部電圧検出部（30）は、記憶部（30a）と、検出部（30b）と、比較部（30c）と、出力部（30d）とを備えている。

記憶部（30a）には、直流リンク部（3）の電圧の閾値（vth1）が記憶されている。この閾値（vth1）としては、第１コンデンサ（3a）の耐電圧よりも余裕をみた、該耐電圧よりも低い値が設定される。検出部（30b）では、直流リンク部（3）の電圧（vdc）が検出される。比較部（30c）は、上記閾値（vth1）と、直流リンク部（3）の電圧（vdc）とを比較する。比較部（30c）において、上記電圧（vdc）が閾値（vth1）以下のとき、出力部（30d）は、リレー制御部（14）へオフ信号Soffを送信する。一方、上記電圧（vdc）が閾値（vth1）を超えた場合、出力部（30d）は、リレー制御部（14）へオン信号Sonを送信し、リレー（5a）がオンする。

−実施形態３の効果−
以上のように、実施形態３に係る電力変換装置（1）では、直流リンク部（3）に印加される電圧が、第１コンデンサ（3a）の耐圧から余裕をみた閾値（vth1）を超えたときに、リレー（5a）をオン状態にする。これにより、第１コンデンサ（3a）の過電圧を抑制できる。

また、実施形態３の電力変換装置（1）では、リアクタ（7a）と第１コンデンサ（3a）との間で発生する共振に起因する第１コンデンサ（3a）の過電圧や、雷サージ電流に起因する第１コンデンサ（3a）の過電圧を抑制することもできる。

《発明の実施形態３の変形例》
実施形態３の変形例の電力変換装置（1）は、実施形態３の場合と同様、直流リンク部（3）に印加される電圧に基づいて、リレー（5a）の開閉が制御されるように構成されている。しかし、実施形態３の場合と比べて、記憶部（30a）に記憶されている直流リンク部（3）の電圧の閾値（vth2）の値が異なっている。この閾値（vth2）としては、同期モータ（8）を駆動させるために最低限必要な直流リンク部（3）の電圧よりも余裕をみた、該電圧よりもやや高い値が設定される。

検出部（30b）では、直流リンク部（3）の電圧（vdc）が検出される。比較部（30c）は、上記閾値（vth2）と、直流リンク部（3）の電圧（vdc）とを比較する。比較部（30c）において、上記電圧（vdc）が閾値（vth2）以上のとき、出力部（30d）は、リレー制御部（14）へオフ信号Soffを送信する。一方、上記電圧（vdc）が閾値（vth2）を下回った場合、出力部（30d）は、リレー制御部（14）へオン信号Sonを送信し、リレー（5a）がオンする。

−実施形態３の変形例の効果−
実施形態３の変形例に係る電力変換装置（1）では、直流リンク部（3）に印加される電圧が、同期モータ（8）を駆動させるために最低限必要な直流リンク部（3）の電圧よりも余裕をみた閾値（vth2）を下回ったときに、リレー（5a）をオン状態にする。こうすると、第２コンデンサ（4c）に蓄積された電荷を同期モータ（8）の駆動に利用できる。従って、例えば瞬低時に同期モータ（8）が直ちに停止してしまうのを防止できる。

−その他の実施形態−
上記各実施形態については、以下のような構成にしてもよい。

上記各実施形態の第２コンデンサ（4c）に、ファンモータドライバ等、他のアクチュエータを接続してもよい。これにより、第２コンデンサ（4c）に蓄積された電荷を、他のアクチュエータの電源として利用できる。

また、上記各実施形態では、リレー（5a）と第２コンデンサ（4c）とを直列に接続しているが、この限りでなく、例えば、上記第２コンデンサ（4c）の代わりに、コントローラ用電源（15）に用いられるコンデンサや、ファンモータドライバに用いられるコンデンサを用いてもよい。

また、上記各実施形態では、スイッチとしてリレー（5a）を用いているが、この限りでなく、例えば、スイッチとして、図６の（Ａ）や（Ｂ）に示すような半導体の双方向スイッチを用いることもできる。更には、インバータ回路（6）のスイッチング動作の停止や雷サージ電流等に起因する直流リンク部の過電圧を抑制するためには、第２コンデンサ（4c）への流れ込み方向のみに働く半導体スイッチを用いてもよい。

また、上記実施形態１では、モータとして同期モータ（8）が用いられているが、この限りでなく、他の種類のモータを用いても良い。この場合、リレー制御部（14）を、モータの始動時にリレー（5a）がオン状態となるように該リレー（5a）の開閉を制御するように構成する。モータの始動時は、一般的に第１コンデンサ（3a）が過電圧になったり、モータの駆動に必要となる電力が不足したりしやすい。従って、モータの始動時にリレー（5a）がオン状態となるように該リレー（5a）の開閉を制御することで、第１コンデンサ（3a）の過電圧を抑制したり、電力不足を抑制したりできるため、電力変換装置（1）の信頼性を確保できる。

また、上述した各実施形態では、第１コンデンサ（3a）の容量よりも第２コンデンサ（4c）の容量を大きくするとよい。これにより、上述した各実施形態の効果が更に顕著となる。

以上説明したように、本発明は、入力された電力をスイッチングして所定の電力に変換する電力変換装置として有用である。

１電力変換装置
２コンバータ回路
３直流リンク部
３ａ第１コンデンサ
４ｃ第２コンデンサ
５直列回路
５ａリレー（スイッチ）
６インバータ回路
７交流電源
８同期モータ（モータ）
１３インバータ回路制御部
１４リレー制御部（スイッチ制御部）
３０リンク部電圧検出部
Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚスイッチング素子

Claims

交流電源（7）からの電圧を整流するコンバータ回路（2）と、
上記コンバータ回路（2）の出力に並列に接続され複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作により上記コンバータ回路（2）からの電力を所定の電圧及び周波数の交流電力に変換し、該交流電力をモータ（8）に出力するインバータ回路（6）と、
上記複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作を制御するインバータ回路制御部（13）と、
上記インバータ回路（6）の入力に並列に接続され上記複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作により生じる電圧の脈動を平滑するための第１コンデンサ（3a）を有し、上記コンバータ回路（2）とインバータ回路（6）とを接続する直流リンク部（3）と、
直列に接続される第２コンデンサ（4c）及びスイッチ（5a）を有し、上記第１コンデンサ（3a）に並列に接続される直列回路（5）と、
上記直流リンク部（3）の過電圧を抑制するように上記スイッチ（5a）の開閉を制御するスイッチ制御部（14）と
を備えることを特徴とする電力変換装置。
請求項１において、
上記スイッチ制御部（14）は、上記モータ（8）の始動時に上記スイッチ（5a）がオン状態となるように該スイッチ（5a）の開閉を制御することを特徴とする電力変換装置。
請求項１において、
上記スイッチ制御部（14）は、上記モータ（8）の力率（φ）が所定値（φth）を下回っているときに、上記スイッチ（5a）がオン状態となるように該スイッチ（5a）の開閉を制御することを特徴とする電力変換装置。
請求項１において、
上記スイッチ制御部（14）は、運転中の上記モータ（8）を停止するために上記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作を停止する際に、上記スイッチ（5a）がオン状態となるように該スイッチ（5a）の開閉を制御することを特徴とする電力変換装置。
請求項１において、
上記直流リンク部（3）の電圧を検出するリンク部電圧検出部（30）を備え、
上記スイッチ制御部（14）は、上記リンク部電圧検出部（30）で検出される電圧（vdc）が所定値（vth1）を超えたときに上記スイッチ（5a）がオン状態となるように該スイッチ（5a）の開閉を制御することを特徴とする電力変換装置。
交流電源（7）からの電圧を整流するコンバータ回路（2）と、
上記コンバータ回路（2）の出力に並列に接続され複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作により上記コンバータ回路（2）からの電力を所定の電圧及び周波数の交流電力に変換し、該交流電力をモータ（8）に出力するインバータ回路（6）と、
上記複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作を制御するインバータ回路制御部（13）と、
上記インバータ回路（6）の入力に並列に接続され上記複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作により生じる電圧の脈動を平滑するための第１コンデンサ（3a）を有し、上記コンバータ回路（2）とインバータ回路（6）とを接続する直流リンク部（3）と、
直列に接続される第２コンデンサ（4c）及びスイッチ（5a）を有し、上記第１コンデンサ（3a）に並列に接続される直列回路（5）と、
上記モータ（8）の負荷に対する上記直流リンク部（3）の電圧不足を抑制するように上記スイッチ（5a）の開閉を制御するスイッチ制御部（14）と
を備えることを特徴とする電力変換装置。
請求項６において、
上記スイッチ制御部（14）は、上記モータ（8）の始動時に上記スイッチ（5a）がオン状態となるように該スイッチ（5a）の開閉を制御することを特徴とする電力変換装置。
請求項６において、
上記直流リンク部（3）の電圧を検出するリンク部電圧検出部（30）を備え、上記スイッチ制御部（14）は、上記リンク部電圧検出部（30）で検出される電圧（vdc）が所定値（vth2）を下回ったときに上記スイッチ（5a）がオン状態となるように、該スイッチ（5a）の開閉を制御することを特徴とする電力変換装置。