JP2014116880A - 受信回路 - Google Patents

Abstract

【課題】データ補間処理を行うと共に、アイパターンモニタを有する受信回路の実現。
【解決手段】入力データ信号Vinを補間して補間データ信号を生成するデータ補間回路53と、補間データ信号のデジタル値の判定を行うデータ判定回路54と、位相情報を検出し、検出した位相情報に基づいて補間比kを決定する補間コードを出力する位相検出回路55,56と、入力データ信号を補間してアイモニタ用補間データ信号を生成するアイモニタ用補間回路61と、アイモニタ用補間データ信号を、参照電圧Vrefと比較するアイモニタ用判定回路62と、データ判定回路の出力と、アイパターン用判定回路の比較結果が一致するか判定する一致判定回路63と、位相情報および一致判定回路の判定結果に基づいて、アイパターンを生成するアイ波形生成部64と、を有する受信回路。
【選択図】図１３

Description

本発明は、受信回路に関し、例えば、時間列に入力されるデータのうち複数のデータから補間係数を用いて補間データを生成するデータ補間回路を有する受信回路に関する。

通信基幹向け装置、サーバーなどの情報処理機器の性能向上に伴い、装置内外での信号送受信のデータレートを高くする必要がある。このような送受信装置の受信回路の方式として、サンプルクロックの位相を入力データに追従させるトラッキング型と、クロックの位相を追従させないブラインド型がある。

図１は、トラッキング型の受信回路の同期型のクロック・データ再生部の構成および動作を示す図である。
図１の（Ａ）に示すように、同期型のクロック・データ再生部は、比較器１１と、クロック再生回路（ＣＲＵ:Clock Recovery Unit）１２と、位相補間回路（ＰＩ:Phase Interpolator）１３と、を有する。比較器１１は、入力データ信号Ｖｉｎが“０”または“１”のいずれであるか判定して出力データＤｏｕｔを生成する。ＣＲＵ１２は、出力データＤｏｕｔの変化エッジとクロックＣＬＫの変化エッジ（例えば立下りエッジ）の位相差を検出し、位相補間コードを生成する。位相補間回路１３は、位相補間コードに基づいてクロックＣＬＫの位相をシフトし、入力データ信号Ｖｉｎをサンプルするのに適したクロックを生成する。

図１の（Ｂ）は、同期型のクロック・データ再生部において、入力データ信号Ｖｉｎの１区間（ユニット）に対して、２回サンプルする２×トラッキング型の場合の動作を示す。図１の（Ｂ）では、クロックＣＬＫと反転クロック／ＣＬＫの立ち上がりエッジでサンプルが行われる例が示される。入力データ信号Ｖｉｎの１区間長は、クロックＣＬＫの１サイクル長に近似しているが、一致はしていない。／ＣＬＫの立ち上がりエッジがＶｉｎの変化エッジに一致するようにトラッキングすると、ＣＬＫの立ち上がりエッジは、入力データ信号Ｖｉｎの１区間の中心付近に位置する。比較器１１は、入力データ信号ＶｉｎをＣＬＫの立ち上がりエッジでサンプルすると安定したサンプルが行われる。

近年の高速インターフェイス技術では、動作時の温度や電圧といった変動成分に対応するため、等化回路のパラメーター等を適応的に制御する必要がある。したがって、もし、通信に何らかの障害が起きた場合に、シミュレーションやデジタルデータの入出力のみでその原因を判断するのは非常に困難である。そこで、動作時の受信回路内部波形やアイパターンの開口度をモニタするためのアイパターンモニタを備えることは、障害解析を行う上で非常に有効な手段である。

図２は、トラッキング型の受信回路におけるアイパターンモニタを説明する図である。
アイパターンモニタとは、図２に示すように、受信中のアイ波形を、時間方向と電圧方向にある分解能で格子状に区切り、各格子点でデータを正しく受信することが可能かどうかの判断や、ビットエラーレートを表示するものである。図２において、Ｅで示す部分が、入力データ信号の安定している範囲である。

従って、アイパターンモニタを得るには、時間方向、電圧方向のそれぞれについて、掃引を行う手段が必要となる。この場合、アイ波形の取得中においても、位相追従は行い続ける必要がある。これは、もしこの追従が外れてしまうと、現在アイ波形のどの格子点を計測しているのかが分からなくなってしまうからである。図２において、参照符号Ｐはデータの変化エッジの位相そ、Ｐ０は望ましいサンプルタイミングを、Ｐ１はアイ波形を取得するためにスイープする位相を、Ｌは出力データＤｏｕｔの判定レベルを、Ｌ１はアイ波形を取得するためにスイープするレベルを示す。

トラッキング型の受信回路において位相補間回路を用いる場合、実際に信号判定に用いるデータ用の位相補間回路と、位相追従に用いられるエッジ用の位相補間回路が別々の回路であるため、それぞれに独立した補間値を持たせることが可能である。従って、位相追従を続けながら、実際にデータの“０”と“１“の判定を行うタイミングをずらすことが可能である。位相補間回路を用いて、サンプルクロックの位相を入力データに追従させるトラッキング方式に関するアイパターンモニタ方式に関しては、各種の方式が提案されている。

一方、ブラインド型の受信回路では、入力データの位相とは同期しないでサンプルが行われるため、サンプルしたデータを検出した位相情報に基づいて補間することにより、データ中心位相におけるデータを生成するデータ補間処理が行われる。データ補間型の受信方式においては、データのサンプル位相をエッジの９０度ずらした位置から動かすことができないため、アイパターンモニタを実現することができない。

特開２０１２−１２４５９３号公報 特開２００７−２７４１３９号公報 特開２００７−０６０６５５号公報 特開２０１１−０１４９７３号公報

実施形態によれば、データ補間処理を行うと共に、アイパターンモニタを有する受信回路が実現される。

第１の態様によれば、受信回路は、データ補間回路と、データ判定回路と、位相検出回路と、アイモニタ用補間回路と、アイモニタ用判定回路と、一致判定回路と、アイ波形生成部と、を有する。データ補間回路は、入力データ信号を補間して補間データ信号を生成する。データ判定回路は、補間データ信号のデジタル値の判定を行う。位相検出回路は、データ判定回路の出力から位相情報を検出し、検出した位相情報に基づいてデータ補間回路における補間比を決定する補間コードをデータ補間回路に出力する。アイモニタ用データ補間回路は、入力データ信号を補間してアイモニタ用補間データ信号を生成する。アイモニタ用判定回路は、アイモニタ用補間データ信号を参照電圧と比較する。一致判定回路は、データ判定回路の出力と、アイモニタ用判定回路の比較結果が一致するか判定する。アイ波形生成部は、位相情報および一致判定回路の判定結果に基づいて、アイパターンを生成する。

第１の態様の受信回路は、データ補間処理により受信データを生成すると共に、アイモニタ機能を有するので、通信障害に対する対処を容易に行える。

図１は、トラッキング型の受信回路のクロック・データ再生部の構成および動作を示す図である。 図２は、トラッキング型の受信回路におけるアイパターンモニタを説明する図である。 図３は、データ補間処理を行う受信回路の非同期型のクロック・データ再生部の構成および動作を示す図である。 図４は、ＣＲＵの一例の回路構成および動作を示す図であり、（Ａ）は回路構成を、（Ｂ）はクロックに対してデータが進んでいる場合の信号を、（Ｃ）はクロックに対してデータが遅れている場合の信号を、それぞれ示す。 図５は、図４の位相検出回路（ＣＲＵ）の入力に対する出力の真理値表を示す図である。 図６は、データ補間回路における処理、基本回路構成、および基本回路構成の動作信号を示す図である。 図７は、差動型の電圧電流変換回路（ｇｍ）の回路構成を示す図である。 図８は、図６に示したデータ補間回路の動作説明図であり、（Ａ）が信号波形を、（Ｂ）が各動作状態におけるスイッチの接続状態を示す。 図９は、図６に示したデータ補間回路の動作説明図であり、（Ａ）が信号波形を、（Ｂ）が各動作状態におけるスイッチの接続状態を示す。 図１０は、図６に示したデータ補間回路の動作説明図であり、（Ａ）が信号波形を、（Ｂ）が各動作状態におけるスイッチの接続状態を示す。 図１１は、図６に示したデータ補間回路の動作説明図であり、（Ａ）が信号波形を、（Ｂ）が各動作状態におけるスイッチの接続状態を示す。 図１２は、インターリーブ構成およびｇｍの共通化を図ったインターリーブ型データ補間回路の構成を示す図である。 図１３は、第１実施形態のブラインド型の受信回路の構成を示すブロック図である。 図１４は、収集したアイ波形に関する情報を記憶するレジスタの例を示す図である。 図１５は、第１実施形態におけるアイ波形計測処理を示すフローチャートである。 図１６は、第２実施形態の受信回路におけるアイモニタ用補間回路の回路構成を示す図である。 図１７は、第２実施形態におけるアイパターンモニタの生成を説明する図であり、２つの固定容量の容量が等しく、（Ａ）はデータ補間回路の補間比ｋ＝０．８の場合を、（Ｂ）はｋ＝０．９の場合を示す。 図１８は、第２実施形態におけるアイ波形計測処理を示すフローチャートである。 図１９は、アイモニタ用データ補間比によるアイモニタ用補間データ（アイ波形）の差を示す図であり、（Ａ）はアイモニタ用データ補間比＝０．９の場合を、（Ｂ）はアイモニタ用データ補間比＝０．５の場合を示す。 図２０は、第３実施形態の受信回路の補間回路の構成を示す図である。 図２１は、第４実施形態の受信回路の補間回路の構成を示す図である。 図２２は、第５実施形態の受信回路の構成を示すブロック図である。 図２３は、第５実施形態におけるアイ波形計測処理を示すフローチャートである。

まず、実施形態のブラインド型の受信回路の非同期型のクロック・データ再生部におけるデータ補間処理について説明する。
図３は、データ補間処理を行う受信回路の非同期型のクロック・データ再生部の構成および動作を示す図である。

図３の（Ａ）に示すように、ブラインド型の受信回路のクロック・データ再生部は、データ補間回路２１と、判定回路２２と、位相検出回路（ＣＲＵ:Clock Recovery Unit）２３と、を有する。データ補間回路２１は、ＣＲＵ２３の出力するデータ補間コード（ＩＣ:Interpolation Code）に応じて入力データ信号Ｖｉｎの補間データを生成する。判定回路２２は、補間データが“０”または“１”のいずれであるか判定して出力データＤｏｕｔを生成する。ＣＲＵ２３は、出力データＤｏｕｔの変化エッジとクロックＣＬＫの変化エッジ（例えば立下りエッジ）の位相差を検出し、データ補間コードを生成する。

図３の（Ｂ）は、非同期型のクロック・データ再生部において、入力データ信号Ｖｉｎの１区間（ユニット）に対して、２回サンプルする２×非同期型の場合の動作を示す。入力データ信号Ｖｉｎの１区間長は、クロックＣＬＫの１サイクル長に近似しているが、一致はしていない。非同期型のクロック・データ再生部では、サンプルは、クロックＣＬＫの立上がりエッジおよび立下りエッジで行われるが、同期型のクロック・データ再生部のように、クロックＣＬＫのエッジを、入力データ信号Ｖｉｎの変化エッジに一致させるような位相補間は行われない。言い換えれば、サンプルのクロックＣＬＫと入力データ信号Ｖｉｎは同期しておらず、入力データ信号Ｖｉｎをサンプルする位相は一定でない。上記のように、Ｖｉｎの１区間長とＣＬＫの１サイクル長は一致していないため、入力データ信号Ｖｉｎをサンプルする位相は徐々に変化する。そこで、非同期型のクロック・データ再生部においては、データ補間回路２１により、非同期に行われたサンプル値を補間処理して、入力データ信号Ｖｉｎの１区間の中心付近のデータを生成する。

補間データは、２つのサンプル値を補間比に従って算出するのが一般的である。上記のように、入力データ信号Ｖｉｎをサンプルする位相は徐々に変化するため、ＣＲＵ２３が検出した位相差に応じて、補間比を設定するデータ補間コードを変化させる。
判定回路２２は、ブラインド型の受信回路の非同期型のクロック・データ再生部に用いられる比較器と同様のものであり、説明は省略する。

図４は、ＣＲＵ２３の一例の回路構成および動作を示す図であり、（Ａ）は回路構成を、（Ｂ）はクロックＣＬＫに対してデータが進んでいる場合の信号を、（Ｃ）はクロックＣＬＫに対してデータが遅れている場合の信号を、それぞれ示す。
また、図５は、図４の位相検出回路（ＣＲＵ）２３の入力に対する出力の真理値表を示す図である。

図４の（Ａ）に示すように、ＣＲＵ２３は、Alexander phase detectorであり、２つのＸＯＲ回路２３Ａおよび２３Ｂを有する。ＸＯＲ回路２３Ａには、１つ前のデータ点データＤｎ−１と遷移点データＥｎとが入力し、ＸＯＲ回路２１Ｂには、データ点データＤｎと遷移点データＥｎとが入力する。ＸＯＲ回路２３Ａからは出力Lateが、ＸＯＲ回路２３Ｂからは出力Earlyが、出力される。

図５に示すように、データ点データＤｎ−１とＤｎとが同じ１または０の時にはデータＤがクロックＣＬＫに対して進んでいるかまたは遅れているかは検出できない。データ点データＤｎ−１とＤｎとが異なる場合で、出力Earlyが１の時、クロックＣＬＫはデータＤに対して進んでおり、出力Lateが１の時、クロックＣＬＫはデータＤに対して遅れている。Alexander phase detectorは、２×方式の場合に有効であり、データ点が遷移する場合に位相検出を行う。Alexander phase detectorは、位相検出回路（ＣＲＵ）２３の一例であり、ＣＬＫとデータの位相差を検出するものであればどのようなものでもよい。検出された位相差の情報は、後段のデジタルフィルタで積算され、補間コードｋとして用いられ、位相差をより高分解能に検出する。このような位相検出は、広く知られているので、これ以上の説明は省略する。

図６は、データ補間回路における処理、基本回路構成、および基本回路構成の動作信号を示す図である。
図６の（Ａ）に示すように、入力データ信号Ｖｉｎの１区間（１ユニット）（１Ｕ．Ｉ．）に２回サンプルが行われ、各Ｕ．Ｉ．で２個のサンプルデータＳｎが生成される。２個のサンプルデータの位相から、各Ｕ．Ｉ．の中心（１８０度）位相のデータＤｎと、エッジ（０度または３６０度）位相のデータＤ＋１を生成する。図６の（Ａ）では、サンプルデータＳ１４とＳ１５から１８０度位相のデータＤ１５を、Ｓ１５とＳ１６から３６０度位相のＤ１６を、Ｓ１６とＳ１７から１８０度位相のデータＤ１を、補間処理で生成し、以下同様である。

前述のように、入力データ信号Ｖｉｎをサンプルする位相は徐々に変化するため、ＣＲＵ２３が検出した位相差に応じて、補間比を変化させる。図６の（Ａ）に示すように、補間データＤｎは、ｋを０と１の間の小数とし、前後のサンプルデータＳｎ−１とＳｎからＤｎ＝（１−ｋ）＊Ｓｎ−１＋ｋ＊Ｓｎの式で算出される。

図６の（Ｂ）に示すように、データ補間回路２１は、２個の電圧電流変換回路（ｇｍ）３１Ａおよび３１Ｂと、５個のスイッチＳＷ１〜５と、２個の可変容量ＣＡおよびＣＢと、を有する。ｇｍ３１Ａ、ＳＷ１および可変容量ＣＡは、入力データ信号Ｖｉｎの入力端子と補間データの出力端子との間に直列に接続された第１信号系を形成する。ｇｍ３１Ｂ、ＳＷ２および可変容量ＣＢは、入力データ信号Ｖｉｎの入力端子と補間データの出力端子との間に直列に接続された第２信号系を形成する。言い換えれば、第１信号系と第２信号系は、入力データ信号Ｖｉｎの入力端子と補間データの出力端子との間に並列に接続される。ＳＷ３は、ＳＷ１とＣＡの接続ノードと高電位源との間に接続され、ＳＷ４は、ＳＷ２とＣＢの接続ノードと高電位源との間に接続され、ＳＷ５は、補間データの出力端子と低電位源の間に接続される。データ補間回路２１の各スイッチには、図６の（Ｃ）の動作信号が印加され、データ補間処理を行う。ＳＷ１にはＣＬＫｎ−１が印加され、ＳＷ２にはＣＬＫｎが印加され、ＳＷ３およびＳＷ４にはＣＬＫＨが印加され、ＳＷ５にはＣＬＫＲが印加される。データ補間回路２１の動作については、後述する。

図７は、差動型の電圧電流変換回路（ｇｍ）３１Ａおよび３１Ｂの回路構成を示す図である。電圧電流変換回路（ｇｍ）３１Ａおよび３１Ｂは、入力データ信号Ｖｉｎの電圧値に対応した電流値を発生する電圧・電流変換回路であり、差動対の間に接続された抵抗Ｒの抵抗値を調整することにより、変換ゲインを調整する。電圧電流変換回路（ｇｍ）３１Ａおよび３１Ｂは、図６において、可変容量ＣＡおよびＣＢから電流を引き抜くように動作する。図７の電圧電流変換回路（ｇｍ）は、広く知られているので、これ以上の説明は省略する。

図８から図１１は、図６に示したデータ補間回路２１の動作説明図であり、（Ａ）が信号波形を、（Ｂ）が各動作状態におけるスイッチの接続状態を示す。なお、可変容量ＣＡおよびＣＢは、一方の端子が補間データの出力端子に共通に接続され、他方の端子は、ＳＷ１またはＳＷ２の一方に選択的に接続される固定同一容量値の多数の容量Ｃ０を有する。他方の端子の接続を変更することにより、ＣＡおよびＣＢの容量値を変更する。後述するように、他方の端子の接続は、データ補間コードに応じて変更される。図８から図１１では、４個の容量Ｃ０が設けられ、１個の容量Ｃ０はＳＷ１に、３個の容量Ｃ０はＳＷ２に接続される。したがって、ＣＡとＣＢの容量値の比は１：３である。

図８は、データ補間を行う２回のサンプルを行う前の準備期間の状態を示す。図８の（Ａ）に示すように、この期間では、ＣＬＫＨ＝“１”（接続状態）、ＣＬＫＲ＝“１”、ＣＬＫｎ−１およびＣＬＫｎ＝“０”（遮断状態）である。したがって、図８の（Ｂ）に示すように、ＳＷ１およびＳＷ２が遮断状態で、ＳＷ３、ＳＷ４およびＳＷ５が接続状態である。これにより、ＣＡおよびＣＢの両端には高電位源と低電位源の電位差が印加され、この電圧に充電される。ＣＡおよびＣＢの充電量は、この状態が最大である。

図９は、２回のサンプルのうちの前半のサンプルを行う状態を示す。図９の（Ａ）に示すように、この期間では、ＣＬＫＨ＝“０”、ＣＬＫＲ＝“１”、ＣＬＫｎ−１＝“１”、およびＣＬＫｎ＝“０”である。したがって、図９の（Ｂ）に示すように、ＳＷ１が接続状態で、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４が遮断状態で、ＳＷ５が接続状態である。この状態では、ｇｍ３１Ａは、この時点のＶｉｎ（サンプルデータＳｎ−１）に対応した電流をＣＡから引き抜き、ＣＡの充電量はＳｎ−１に対応した量だけ減少する。例えば、Ｓｎ−１が大きければ、ｇｍ３１Ａの電流は大きく、ＣＡの充電量は少なくなる。一方、Ｓｎ−１が小さければ、ｇｍ３１Ａの電流は小さく、ＣＡの充電量は多いままである。また、ＣＢの充電量は変化しない。

図１０は、２回のサンプルのうちの後半のサンプルを行う状態を示す。図１０の（Ａ）に示すように、この期間では、ＣＬＫＨ＝“０”、ＣＬＫＲ＝“１”、ＣＬＫｎ−１＝“０”、およびＣＬＫｎ＝“１”である。したがって、図１０の（Ｂ）に示すように、ＳＷ１２接続状態で、ＳＷ１、ＳＷ３およびＳＷ４が遮断状態で、ＳＷ５が接続状態である。この状態では、ｇｍ３１Ｂは、この時点のＶｉｎ（サンプルデータＳｎ）に対応した電流をＣＢから引き抜き、ＣＢの充電量はＳｎに対応した量だけ減少する。また、ＣＡの充電量は、図９の状態から変化しない。

図１１は、２回のサンプルデータを合成して補間データを出力する状態を示す。図１１の（Ａ）に示すように、この期間では、ＣＬＫＨ＝“１”、ＣＬＫＲ＝“０”、およびＣＬＫｎ−１＝ＣＬＫｎ＝“０”である。したがって、図１１の（Ｂ）に示すように、ＳＷ１およびＳＷ２が遮断状態で、ＳＷ３およびＳＷ４が接続状態で、ＳＷ５が遮断状態である。この状態では、Ｓｎ−１に対応したＣＡの残存充電量およびＳｎに対応したＣＢの残存充電量を、ＣＡとＣＢの容量比で合成した電圧Ｄｎが、補間データの出力端子に出力される。

電圧Ｄｎの補間データは、Ａ／Ｄ変換器４０または比較器により受信データに変換される。
上記のデータ補間回路２１では、サンプル前の準備期間と、サンプル期間と、データの合成・出力期間を要する。そのため、１個のデータ補間回路２１では連続的なサンプルを行うことはできない。そこで、複数個のデータ補間回路２１を設け、インターリーブ構成を取る。具体的には、複数個のデータ補間回路２１は、１番目のデータ補間回路２１が最初の期間の処理を終了して次の期間の処理を開始すると、２番目のデータ補間回路２１が最初の期間の処理を開始する。以下順に処理を開始し、１番目のデータ補間回路２１が最後の期間の処理を終了すると、１番目のデータ補間回路２１が再度処理を開始し、以下同様の動作を繰り返す。したがって、データ補間回路２１の個数は、処理期間の個数以上必要であり、図８から図１１の例であれば、４つ以上のデータ補間回路をインターリーブにする。実際には、補間比の変更が行えるように、データ補間回路の個数をさらに増加させる。

さらに、１つのサンプルデータは、ある期間において、直前のサンプルデータとの間の補間データの生成に使用されると共に、次の期間において、直後のサンプルデータとの間の補間データの生成にも使用される。そこで、ｇｍ３１Ａおよび３１Ｂを、共通に使用することが考えられる。

図１２は、上記のインターリーブ構成およびｇｍ３１Ａおよび３１Ｂの共通化を図ったインターリーブ型データ補間回路の構成を示す図である。
インターリーブ型データ補間回路は、ｍ個の動作ユニットＵ０〜Ｕｍ−１を有する。各ユニットは、Ｎ個の回路ユニットを有する。各回路ユニットは、１個の容量Ｃ０と、容量Ｃ０の一方の端子と高電位源の間のスイッチＳＷ３１と、容量Ｃ０の一方の端子に接続される２個のスイッチＳＷＫＡおよびＳＷＫＢと、を有する。各ユニットのＮ個の回路ユニットの容量Ｃ０の他方の端子は、各ユニットの補間データ出力端子に共通に接続される。各ユニットの補間データ出力端子と低電位源の間には、スイッチＳＷ５０〜ＳＷｍ−１が設けられる。各ユニットのＮ個の回路ユニットのスイッチＳＷＫＡは、互いに接続され、ｇｍ３１Ｃまたはｇｍ３１Ｄの一方に接続されるスイッチに接続される。また、各ユニットのＮ個の回路ユニットのスイッチＳＷＫＢは、互いに接続され、ｇｍ３１Ｃまたはｇｍ３１Ｄの他方に接続されるスイッチに接続される。例えば、図１２では、Ｕ３のＮ個の回路ユニットのスイッチＳＷＫＡは、互いに接続されると共に、ＳＷ１２を介してｇｍ３１Ｄに接続される。また、Ｕ３のＮ個の回路ユニットのスイッチＳＷＫＢは、互いに接続されると共に、ＳＷ１３を介してｇｍ３１Ｃに接続される。また、Ｕ４のＮ個の回路ユニットのスイッチＳＷＫＡもＳＷ１３に接続されるので、Ｕ３のスイッチＳＷＫＢとＵ４のスイッチＳＷＫＡは、共通に接続される。

例えば、Ｄｎ＝（１−ｋ）＊Ｓｎ−１＋ｋ＊Ｓｎの式にしたがって補間データを生成する時には、ｋは１／Ｎずつ異なる０から１の間の値である。この場合、Ｕ３のＮ個の回路ユニットのうち、Ｎ−Ｎｋ個の回路ユニットにおいて、スイッチＳＷＫＡを接続すると共にスイッチＳＷＫＢを遮断し、Ｎｋ個の回路ユニットにおいて、スイッチＳＷＫＡを遮断すると共にスイッチＳＷＫＢを接続する。

Ｕ３におけるデータ補間処理を説明する。
図８の準備期間では、ＳＷ１２およびＳＷ１３は遮断し、ＳＷ５２は接続し、Ｕ３のＮ個の回路ユニットにおいて、ＳＷ３１が接続し、Ｎ個のＣ０の充電が行われる。図９のサンプルの前半期間では、ＳＷ３１が遮断し、ＳＷ１２が接続し、ＳＷ１３は遮断し、ＳＷ５２は接続する。これにより、ｇｍ３１Ｄの出力が、ＳＷ１２およびＵ３のＮ−Ｎｋ個の回路ユニットのＳＷＫＡを介して、Ｎ−Ｎｋ個の回路ユニットの容量Ｃ０から電流を引き抜く。図１０のサンプルの後半期間では、ＳＷ１２が遮断し、ＳＷ１３が接続する。これにより、ｇｍ３１Ｃの出力が、ＳＷ１３およびＵ３のＮｋ個の回路ユニットのＳＷＫＢを介して、Ｎｋ個の回路ユニットの容量Ｃ０から電流を引き抜く。この時、Ｕ４のＮ−Ｎｋ個の回路ユニットの容量Ｃ０からの電流の引き抜きも行われる。さらに、図１１の合成・出力期間では、ＳＷ１２およびＳＷ１３は遮断し、ＳＷ５３が接続し、補間データＤ３が出力される。このような動作を、クロックの半サイクル期間ごとにユニットをシフトしながら行う。

以上のようにして、連続してデータ補間処理が行われる。
なお、可変容量の構成方法に制限はなく、回路のインターリーブ数にも制限はない。

上記のデータ補間回路２１では、ｇｍ３１Ａとｇｍ３１Ｂ（ｇｍ３１Ｃとｇｍ３１Ｄ）は、同じ変換特性であることが必要であり、ｇｍ３１Ａとｇｍ３１Ｂ（ｇｍ３１Ｃとｇｍ３１Ｄ）から見える容量の合計量は常に一定になるようにしなければならない。仮に容量の合計が一定でない場合、例えば容量が多く見える場合は、単位容量当たりの蓄えられる電荷量が少なくなるため、正しいサンプル値は得られない。

図１３は、第１実施形態のブラインド型の受信回路の構成を示すブロック図である。
第１実施形態の受信回路は、等化回路５１と、電圧電流変換回路＋サンプル回路（ｇｍ＋Ｓａｍｐ．ＳＷ）５２と、データ補間回路５３と、判定回路５４と、位相検出回路５５と、フィルタ５６と、係数調整回路５７と、を有する。さらに、第１実施形態の受信回路は、アイモニタ用補間回路６１と、アイモニタ用判定回路６２と、一致（Ｐａｓｓ／Ｆａｉｌ）判定回路６３と、アイ波形再生部６４と、リファレンス生成回路６５と、を有する。

等化回路５１は、入力データ信号Ｖｉｎの伝送系での劣化を補償する回路で、高域通過フィルタを用いて信号のなまりを補正する。等化回路については広く知られており、等化回路５１は、公知の回路で実現されるので、これ以上の説明は省略する。

ｇｍ＋Ｓａｍｐ．ＳＷ５２は、等化回路５１の出力信号の電圧値に応じた電流値を発生する電圧電流変換回路（ｇｍ）にサンプルホールド機能を付加した回路である。サンプルホールド回路は広く知られており、電圧電流変換回路（ｇｍ）は図７の回路で実現される。

データ補間回路５３は、図３のデータ補間回路（ＤＩ）２１に対応し、例えば図１２の回路で実現される。

判定回路５４は、図３の判定回路２２に対応し、比較器で実現される。判定回路５４は、データ補間回路５３の出力する補間データを、中心レベル（０レベル）と比較する。
位相検出回路５５は、例えば、図４の（Ａ）に示した位相検出回路２３で実現され、位相検出の分解能に応じて適宜前述のような回路が使用される。

フィルタ５６は、位相検出回路５５の検出した位相差の高周波数成分を除去した補間比ｋを出力する。

係数調整回路５７は、出力データＤｏｕｔに応じて、等化回路５１に前のデータ値をフィードバックする時の係数を調整する回路である。図１３に示すように、通常、受信回路は等化回路５１を最初段に有しており、送信回路と受信回路の間にある通信チャネルの損失の補償を行う。等化回路のフィードバック処理には等化強度などの係数があり、この係数は係数調整回路５７を用いて出力データ列から計算されたものが用いられるというような、適応的な制御が加えられる。

第１実施形態でのアイパターンモニタは、この等化回路５１を経て、補償が行われた後の、判定回路５４が実際に感じているアイ波形を観測することになる。

アイモニタ用補間回路６１は、例えば、データ補間回路５３と同様の回路で実現され、補間比はアイ波形再生部６４からアイモニタ用補間係数ｋ’により設定される。

アイモニタ用判定回路６２は、判定回路５４と同様に比較器で実現され、アイモニタ用データ補間回路６１の出力するアイモニタ用補間データを、リファレンス生成回路６５の出力する参照電圧Ｖｒｅｆと比較する。

一致（Ｐａｓｓ／Ｆａｉｌ）判定回路６３は、アイモニタ用判定回路６２の判定結果が、判定回路５４の判定結果、すなわち受信データと一致するかを判定し、一致すれば正常と判定し、一致しなければ異常と判定してエラー信号（ｅｒｒｏｒ）を出力する。

アイ波形再生部６４は、アイ波形を生成するために、アイモニタ用補間回路６１に、全位相に渡ってアイモニタ用補間データを生成するスイープ動作を行わせる。さらに、アイ波形再生部６４は、各位相においてアイモニタ用補間データが正常と判定される範囲、すなわち一致（Ｐａｓｓ／Ｆａｉｌ）判定回路６３がエラー信号を出力しない参照電圧の範囲を求める。これがアイ波形である。そのため、アイ波形再生部６４は、フィルタ５６からの補間比ｋに基づいて受信データの位置（１８０度の位相位置）を知り、それからスイープ位置を設定するアイモニタ用補間係数ｋ’を算出し、アイモニタ用補間回路６１に出力する。さらに、アイ波形再生部６４は、参照電圧を生成するためのリファレンスコードを生成して、リファレンス生成回路６５に出力する。

リファレンス生成回路６５は、リファレンスコードに基づいて参照電圧Ｖｒｅｆを生成し、アイモニタ用判定回路６２に出力する。
アイ波形再生部６４は、収集したアイ波形に関する情報をレジスタに記憶し、適宜外部装置に出力する。レジスタに記憶した値は、外部装置に読み出した後クリアされる。

図１４は、収集したアイ波形に関する情報を記憶するレジスタの例を示す図である。
図１４の（Ａ）は、時間（位相）方向と電圧（信号強度）方向の格子点の座標について、エラー回数ＲＥおよびサンプル回数ＲＳを時間Ｔおよび電圧Ｖと関連付けて記憶する。時間軸方向の座標については、位相検出回路５５およびフィルタ５６から受け取った補間コードｋおよびアイモニタ用補間係数ｋ’から算出する。電圧方向の座標は、リファレンス生成回路６５に出力したリファレンスコードから算出する。

アイ波形生成部６４は、各座標について、一定の回数（Ｎ回）、一致（Ｐａｓｓ）であったか不一致（Ｆａｉｌ）であったかをカウントし、座標情報と合わせて、レジスタ等に格納する。

図１４の（Ｂ）は、簡易化したレジスタの例を示す。図１４の（Ａ）のレジスタは、全格子点についての情報を記憶するため記憶容量が大きくなり、その結果回路面積が増大し、さらに出力にも時間を要する。そこで、図１４の（Ｂ）に示すように、作業用のレジスタのみを用意し、１回又は複数回の計測結果を、時間Ｔおよび電圧Ｖと関連付けたエラー回数ＲＥ（Ｔ，Ｖ）およびサンプル回数ＲＳ（Ｔ，Ｖ）として記憶し、随時外部に出力してもよい。

また、図１４の（Ｃ）に示すように、時間軸の格子点についてのレジスタを用意し、電圧Ｖと関連付けたエラー回数ＲＥ（Ｖ）およびサンプル回数ＲＳ（Ｖ）として記憶するようにしてもよい。

サンプル数Ｎは任意に設定される。一致判定回路６３が一致を示す場合を論理値“１”、不一致の場合を論理値“０”とした場合、Ｎ回の試行の論理和を取ることで、シュムープロットを得ることができる。さらに、Ｎを大きくすることで、ビットエラーレート（ＢＥＲ）を段海的に表示するようなＢＥＲマップを作成できる。

図１５は、第１実施形態におけるアイ波形計測処理を示すフローチャートである。
ステップＳ１１では、アイ波形生成部６４が、リファレンス生成回路６５にリファレンスコードを出力し、リファレンス生成回路６５が、リファレンスコードに基づいて参照電圧Ｖｒｅｆを生成し、アイモニタ用判定回路６２に出力する。リファレンスコードは、例えば、参照電圧Ｖｒｅｆが単調に１レベルずつ増加または減少するように、または中心レベルから交互に段階的に増加または減少するように生成される。アイモニタ用判定回路６２は、参照電圧Ｖｒｅｆから実際に設定する実参照電圧Ｖｅｆｆを生成する。これにより、アイモニタ用判定回路６２において、アイモニタ用補間回路６１の出力の判定が行える状態になる。さらに、アイ波形生成部６４は、アイモニタ用補間回路６１にアイモニタ用補間係数ｋ’を出力し、アイモニタ用補間回路６１は、アイモニタ用補間係数ｋ’に応じて補間回路の容量の接続を切り替える。

ステップＳ１２では、ｋ’に対応する時間（位相）ＴおよびＶｅｆｆに対応する電圧Ｖでのサンプル回数ＲＳ（ｋ’，Ｖｅｆｆ）を１増加させる。
ステップＳ１３では、判定回路５４の判定結果と、アイモニタ用判定回路６２の判定結果が一致するか判定し、一致すればステップＳ１１に戻り、一致しなければステップＳ１４に進む。

ステップＳ１４では、時間（位相）Ｔおよび電圧Ｖに対応するエラー回数ＲＥ（ｋ’，Ｖｅｆｆ）を１増加させた後、ステップＳ１１に戻る。
以下、上記のステップを繰り返す。

以上のように、第１実施形態の受信回路は、全位相に渡ってアイモニタ用補間データを生成するスイープを行い、各スイープ位置（アイモニタ用補間データの補間位置）において、アイ波形の幅を求め、アイ波形を生成する。

第１実施形態の受信回路は、図１２に示したデータ補間回路と同じアイモニタ用補間回路６１を使用してアイ波形を生成するため、回路規模が大きくなる。そこで、第２実施形態では、アイモニタ用補間回路６１の構成を簡単にする。

図１６は、第２実施形態の受信回路におけるアイモニタ用補間回路６１の回路構成を示す図である。
第２実施形態におけるアイモニタ用補間回路６１は、図８の（Ｂ）に示した可変容量ＣＡおよびＣＢを固定容量としたことが第１実施形態の受信回路と異なり、他の部分は同じである。図１６において、スイッチＳＷ３４は、図１２の各ユニットに設けられたスイッチＳＷ３１に対応する。参照符号６２Ａから６２Ｄは、アイモニタ用判定回路６２を形成するＡＤ変換器である。固定容量Ｃ１は可変容量ＣＡに対応し、固定容量Ｃ２は可変容量ＣＢに対応し、Ｃ１とＣ２の容量比でアイモニタ用補間係数が決定される。言い換えれば、第２実施形態においては、アイモニタ用補間係数ｋ’は一定であり、変化しない。例えば、固定容量Ｃ１とＣ２の容量を等しい値にしておけば、実際のサンプルの中間の値がアイモニタ用補間データとして得られる。図１６の回路の動作は、図８から図１１の説明と同じであり、詳細な説明は省略する。

送信回路と受信回路の動作クロック周波数は一致していないために、動作クロック周波数オフセットに従って、受信したデータ信号の受信回路のクロックに対する位相は徐々に変化する。そのため、アイモニタ用補間係数ｋ’が一定であれば、データ信号におけるアイモニタ用補間データの補間位置（位相）は徐々に変化する。言い換えれば、アイモニタ用補間データのスイープが自動的に行われる。

図１７は、第２実施形態におけるアイパターンモニタの生成を説明する図であり、固定容量Ｃ１とＣ２の容量が等しく、（Ａ）はデータ補間回路５３の補間比ｋ＝０．８の場合を、（Ｂ）はｋ＝０．９の場合を示す。図１５において、Ｓは非同期に行われる実際のサンプルデータを、Ｔは実データ判定に用いられる補間データを、Ｕはアイモニタ用補間データを、示す。

図１７の（Ａ）では、補間比ｋ＝０．８であり、補間データＴは、２つの実サンプルデータを２：８に内分する位置に相当する電圧を示し、その位置は、遷移中の入力データ信号の中央の位置（１８０度）に対応する。一方、アイパターンモニタ用補間データＵは、２つの実サンプルデータの中間の位置に現れる。

図１７の（Ｂ）では、補間比ｋ＝０．９であり、補間データＴは、２つの実サンプルデータを１：９に内分する位置に相当する電圧を示し、その位置は、遷移中の入力データ信号の中央の位置（１８０度）に追従する。一方、アイパターンモニタ用補間データＵは、２つの実サンプルデータの中間の位置であり、実サンプルデータの位相移動に従って移動しているのがわかる。

以上のようにして、アイパターンモニタ用補間データＵをアイ波形の時間軸全体にわたってスイープさせることが可能となる。なお、アイパターンモニタ用補間データＵが、格子点のどこに相当するかは、フィルタ５６の出力する補間比ｋおよびアイモニタ用補間係数ｋ’から逆算することが可能である。

第２実施形態では、アイモニタ用補間データの補間比を任意に設定することはできないので、所望のスイープ動作を行うことはできない。そこで、例えば、アイ波形情報の計測は常時行い、計測時の時間軸の値（位相）Ｔおよび参照電圧Ｖｒｅｆを合わせて記憶し、多数の計測を行うことにより、アイ波形を計測するのに必要な情報を収集する。ただし、このように収集した情報をすべて記憶し外部に出力する場合、回路規模が増加し、外部出力に要する時間が長くなる。そこで、計測を必要としている時間軸の値（位相）Ｔが所望の値の時、すなわち補間比ｋおよびアイモニタ用補間係数ｋ’が所望の値になるまで待機し、所望の値の時に計測を実行する。この場合の処理を次に説明する。

図１８は、第２実施形態におけるアイ波形計測処理を示すフローチャートである。
ステップＳ２１では、アイ波形生成部６４が、第１実施形態と同様に、リファレンス生成回路６５にリファレンスコードを出力し、リファレンス生成回路６５がリファレンスコードからＶｒｅｆを生成し、アイモニタ用判定回路６２に出力する。アイモニタ用判定回路６２は、ＶｒｅｆからＶｅｆｆを生成し、回路に設定する。アイ波形生成部６４は、さらに計測する必要のある時間（時間軸の位置：位相）Ｔに対応する補間比ｋおよびアイモニタ用補間係数ｋ’を決定し、ｋ’をアイモニタ用補間回路６１に出力する。アイモニタ用補間回路６１は、ｋ’に応じて内部の容量の接続を切り替える。

ステプＳ２２では、アイ波形生成部６４が、入力されるｋが、決定した値になったかを判定し、決定した値になるまで待機する。そして、決定した値になると、ステップＳ２２に進む。なお、この間も、アイモニタ用補間回路６１はアイモニタ用補間係数ｋ’での補間処理を行い、アイモニタ用判定回路６２は、Ｖｅｆｆとの比較処理を行っている。
アイモニタ用判定回路６２が、補間比ｋが計測する必要のある時間Ｔに対応する値になったかを判定し、対応する値になるまで待機し、対応する値であればステップＳ２５に進む。

ステップＳ２３からＳ２５は、第１実施形態のＳ１４からＳ１６と同じであり、Ｓ２４またはＳ２５の後はステップＳ２６に進む。
ステップＳ２６では、サンプル回数ＲＳが所定のサンプル回数ＲＳｍａｘになったかを判定し、ＲＳｍａｘに達していなければステップＳ２１に戻り、達していればステップＳ２７に進む。

ステップＳ２７では、各ＴおよびＶｅｆｆについてのビットエラーレート（ＢＥＲ）＝ＲＥ／ＥＳを外部に出力する。
ステップＳ２８では、ＲＳおよびＲＥをクリアし、ステップＳ２１に戻る。

次に第２実施形態のアイモニタ用データ補間回路６１における固定のアイモニタ用データ補間比について説明する。
図１９は、アイモニタ用データ補間比によるアイモニタ用補間データ（アイ波形）の差を示す図であり、（Ａ）はアイモニタ用データ補間比＝０．９の場合を、（Ｂ）はアイモニタ用データ補間比＝０．５の場合を示す。

図１９の（Ａ）と（Ｂ）を比較して明らかなように、アイモニタ用データ補間比が異なれば、得られるアイモニタ用補間データも異なる。図１９の（Ｂ）に示したアイモニタ用データ補間比＝０．５、すなわちＣ１：Ｃ２＝１：１の補間比の場合が、アイ波形の振幅としては、ワースト（もっとも振幅が小さい）となる。言い換えれば、図１９の（Ｂ）で、実サンプルデータと補間データの差である補間誤差ＩＥは、アイモニタ用データ補間比＝０．５の場合にもっとも大きくなる。したがって、アイモニタ用データ補間比は、０または１に近い値にすることが望ましい。

以上説明したように、第２実施形態におけるアイモニタ用補間回路６１は、第１実施形態のようにデータ補間回路を二重化する場合に比べて、回路規模の増加を少なくでき、省面積を実現できる。また、アイパターンモニタの動作は、本来の通信を停止させることなく実行することが可能で、エラー判定のために特定の入力パターンを要求しないなど、一般的なアイパターンモニタに比べ機能の面でも優れている。

第１および第２実施形態では、データ補間回路５３とアイモニタ用データ補間回路６１を別々に設けたが、スイッチなどは同じ動作を行う要素が多数含まれている。そこで、第３および第４実施形態では、データ補間回路５３とアイモニタ用データ補間回路６１の一部を共通にして回路規模を小さくする。

図２０は、第３実施形態の受信回路の補間回路の構成を示す図である。
第３実施形態の補間回路は、第１実施形態におけるデータ補間回路５３とアイモニタ用補間回路６１のスイッチを共通化したものである。第３実施形態の受信回路は、補間回路以外は第１実施形態と同じである。

図２０において、参照符号５４Ａから５４Ｄは、判定回路５４を形成するＡＤ変換器である。可変容量ＣＡおよびＣＢは、図８のＣＡおよびＣＢに対応し、図１２の各ユニットの複数の容量Ｃ０を分けた２つの組に対応する。２つの組への分割は、補間比ｋに応じて変更される。可変容量Ｃ１ＡおよびＣ２Ａは、アイモニタ用補間回路６１におけるＣＡおよびＣＢに対応し、図１２の各ユニットの複数の容量Ｃ０を分けた２つの組に対応する。２つの組への分割は、スイープを行うためのアイモニタ用補間係数に応じて変更される。ＳＷ５は、図８のＳＷ５に対応する。
第３実施形態の受信回路の動作は、第１実施形態と同じである。

図２１は、第４実施形態の受信回路の補間回路の構成を示す図である。
第４実施形態の補間回路は、第２実施形態におけるデータ補間回路５３とアイモニタ用補間回路６１のスイッチを共通化したものである。第４実施形態の受信回路は、補間回路以外は第２実施形態と同じである。

図２１に示すように、第４実施形態の補間回路は、図２０に示した第３実施形態の補間回路と類似しており、可変容量Ｃ１ＡおよびＣ２Ａの代わりに固定容量Ｃ１およびＣ２が設けられることが異なる。
第４実施形態の受信回路の動作は、第２実施形態と同じである。

図２２は、第５実施形態の受信回路の構成を示すブロック図である。
第５実施形態の受信回路は、第１実施形態の受信回路からリファレンス生成回路６５を除き、判定帰還等化回路８０を加えたものである。

判定帰還等化回路８０は、補間データに対して、等化回路５１の行う等化処理と類似の処理を行うと共に、アイモニタ用補間データに対して実質的に参照電圧の変更に対応する処理を行う。具体的には、判定帰還等化回路８０は、直前の判定回路５４の判定結果（出力データＤｏｕｔ）の１／０の判定に従って、判定回路５４における判定の閾値を一定量増加または減少させる。さらに、判定帰還等化回路８０は、アイモニタ用判定回路６２における判定の閾値を、判定回路５４における判定の閾値の変更量にリファレンスコードを加えた分変更する。リファレンスコードを変更することにより、実質的に電圧方向のスイープを実現できる。

第５実施形態では、アイモニタ用判定回路５４が実際に判定するアイ波形は、判定帰還等化回路８０を経由した波形になり、等化処理後の実質的なアイ波形を取得することができる。

図２３は、第５実施形態におけるアイ波形計測処理を示すフローチャートである。
第５実施形態におけるアイ波形計測処理は、ステップＳ２１とＳ２２の間で、ステップＳ３１およびＳ３２を行い、Ｓ２６の判定結果に応じてＳ３１に戻ることが第２実施形態におけるアイ波形計測処理を示すフローチャートと異なり、他は同じである。

ステップＳ３１では、判定帰還等化回路８０が、直前の判定回路５４の判定結果（出力データＤｏｕｔ）の１／０の判定に従って、判定回路５４における判定の閾値を一定量増加または減少させる。さらに、判定帰還等化回路８０は、アイモニタ用判定回路６２における判定の閾値を、判定回路５４における判定の閾値の変更量にリファレンスコードを加えた分変更する。具体的には、前の出力データＤｏｕｔが“０”または“１”であるかに応じて、Ｄ＝−１またはＤ＝＋１に設定する。これは、等化回路５１で説明したように、前の送信データの値に応じて信号レベルが異なるためである。

ステップＳ３２では、アイモニタ用判定回路６２が、実際に設定する実参照電圧Ｖｅｆｆを、Ｖｅｆｆ＝（Ｃｄ＋Ｖｒｅｆ）＊Ｄにしたがって算出し、回路に設定する。

Ｓ３２の後の処理は、図１８の第２実施形態のフローチャートと同じであるが、ステップＳ２６で、サンプル回数ＲＳが所定のサンプル回数ＲＳｍａｘに達していない場合に、ステップＳ３１に戻ることが第２実施形態と異なる。
なお、第５実施形態におけるアイ波形計測処理を、図１５に示した第１実施形態のフローチャートに従って行うことも可能であり、その場合には、Ｓ１１とＳ１２の間で、Ｓ３１およびＳ３２を行う。
以上実施形態を説明したが、各部で述べたように、各部の回路例、インターリーブ数等各種の変形例が可能である。

以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものである。特に記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではなく、明細書のそのような例の構成は発明の利点および欠点を示すものではない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。

５１ 等化回路
５２ 電圧電流変換回路＋サンプル回路（ｇｍ＋Ｓａｍｐ．ＳＷ）
５３ データ補間回路
５４ 判定回路
５５ 位相検出回路
５６ フィルタ
５７ 係数調整回路
６１ アイモニタ用補間回路
６２ アイモニタ用判定回路
６３ 一致（Ｐａｓｓ／Ｆａｉｌ）判定回路
６４ アイ波形再生部
６５ リファレンス生成回路

Claims (10)

1. 入力データ信号を補間して補間データ信号を生成するデータ補間回路と、
   前記補間データ信号のデジタル値の判定を行うデータ判定回路と、
   前記データ判定回路の出力から位相情報を検出し、検出した位相情報に基づいて前記データ補間回路における補間比を決定する補間コードを前記データ補間回路に出力する位相検出回路と、
   前記入力データ信号を補間してアイモニタ用補間データ信号を生成するアイモニタ用補間回路と、
   前記アイモニタ用補間データ信号を、参照電圧と比較するアイモニタ用判定回路と、
   前記データ判定回路の出力と、前記アイパターン用判定回路の比較結果が一致するか判定する一致判定回路と、
   前記位相情報および前記一致判定回路の判定結果に基づいて、アイパターンを生成するアイ波形生成部と、を備えることを特徴とする受信回路。
2. 前記データ補間回路は、
   前記入力データ信号を電流信号に変換する電圧電流変換回路と、
   前記補間コードに応じて容量値を変更可能な第１可変容量および第２可変容量を含むスイッチトキャパシタと、を備え、
   前記第１可変容量および前記第２可変容量により前記電流信号を連続した異なるタイミングでサンプルし、前記第１可変容量および前記第２可変容量にサンプルした信号を合成することにより前記補間データを生成することを特徴とする請求項１記載の受信回路。
3. 前記データ補間回路は、複数個の前記スイッチトキャパシタを備え、
   多相クロックを用いて前記スイッチトキャパシタをインターリーブ動作させることを特徴とする請求項２記載の受信回路。
4. 前記位相検出回路は、前記データ判定回路の出力の遷移点付近と隣接する他点のデータを比較することで位相を検出することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項記載の受信回路。
5. 前記アイ波形生成部からのリファレンスコードに応じたアイモニタ用参照電圧を生成するリファレンス生成回路を備える請求項１から４のいずれか１項記載の受信回路。
6. 前記アイ波形生成部は、前記リファレンス生成回路に前記リファレンスコードを与え、前記位相検出回路から位相情報を、前記一致判定回路から一致成否信号を、受け取り、時間／電圧の格子点上のビットエラーレートを算出することを特徴とする請求項５記載の受信回路。
7. 前記データ判定回路の以前の判定結果に従って前記データ判定回路の判定レベルを補正すると共に、前記データ判定回路の以前の判定結果および前記アイ波形生成部からのリファレンスコードに応じて前記参照電圧を変化させる判定帰還形等化回路を備える請求項５または６記載の受信回路。
8. 前記アイモニタ用データ補間回路は、前記データ補間回路の前記スイッチトキャパシタと共通のスイッチにより、スイッチトキャパシタ動作を行う第１補助容量および第２補助容量と、前記第１補助容量および前記第２補助容量にサンプルした信号を合成することにより前記アイモニタ用補間データを生成することを特徴とする請求項１から７のいずれか１項記載の受信回路。
9. 前記第１補助容量および前記第２補助容量の容量値は、可変であることを特徴とする請求項８記載の受信回路。
10. 前記第１補助容量および前記第２補助容量の容量値は、固定であることを特徴とする請求項８記載の受信回路。

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