JP2014096844A - 通信システムの残留周波数誤差を推定する方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】OFDM通信システムにおける通信チャネルを介して送信された信号と受信信号との間の残留周波数誤差を推定する方法は、受信信号のシンボルの各サブキャリアについてサブキャリアの送受信間のチャネル推定により判定されたチャネル推定値及び予め設定された基準サブキャリアに基づいて予測サブキャリアを推定し、各サブキャリアについて複素平面上で推定された予測サブキャリアと受信サブキャリアとを乗算し、各サブキャリアについて前のステップで行われた乗算の角度と大きさを推定し、各サブキャリアについてサンプリング周波数不整合によって生じた位相オフセットを除去して推定された角度の加重平均値を算出し、前回のシンボルからの加重平均角度の変化を計算して前回のシンボルからの加重平均角度の変化を用いて残留周波数誤差を推定する。
【選択図】図6
Description
は送受信信号間における周波数不整合の最新推定値であり、Fcは現在のチャネル中心周波数である。式(3)において、さらに、Tsはシンボル周期であり、Tuは信号窓周期である。図2において、手段120Cはαi(n)を生成するように構成される。尚、周波数不整合推定値は手段120Cへの入力としても用いられる。図1では、これを入力festとして表す。尚、最初は(すなわち、n=1のとき)値fcorrはfestである。尚、送受信機の中心周波数とシンボル周波数クロック周波数が同一の基準(水晶)発振器から導出される場合、サンプリング周波数不整合は送受信機間の総周波数推定値を用いて計算できる。これはWLANの規格がIEEE802.11及びIEEE802.16の場合に相当する。この場合、ppm単位でのサンプリング周波数不整合はa=fcorr(n)/Fcで表せる。
段140Fを備える。
2A、2B アナログ/デジタル変換器(ADC)
3A、3B サンプルセレクタ(SEL.S)
4A、4B 第2の周波数ミクサ
5A、5B FFTブロック
6 アナログ周波数合成器(A.F.S)
7 デジタルクロック(D.CL)
8 水晶発振器(C.O.)
9 デジタル周波数合成器(D.F.S)
10 チャネル推定器(CH.EST)
11 水晶発振器制御部(C.O.C)
12 時間周波数同期装置(T&F SYNCH)
13 アドバンス/リタードブロック(ADV./RET.)
14 マルチプレクサ
15 再生サブキャリア(REG.SUBC.)
16 送信サブキャリア(TX.SUBC.)
20 復号化手段
100 ブロック
110 サブキャリアデマルチプレクサ
120 残留周波数誤差を推定する装置
130 位相角度/周波数変換器
Claims (22)
- OFDM通信システムにおける通信チャネルを介して送信された信号と受信信号との間の残留周波数誤差を推定する方法であって、
(1)受信信号のシンボルの各サブキャリアについて、サブキャリアの送受信間のチャネル推定により判定されたチャネル推定値及び予め設定された基準サブキャリアに基づいて予測サブキャリアを推定するステップと、
(2)各サブキャリアについて、複素平面上で推定された前記予測サブキャリアに受信サブキャリアを乗算するステップと、
(3)各サブキャリアについて、前のステップで行われた乗算の角度と大きさを推定するステップと、
(4)各サブキャリアについて、サンプリング周波数不整合によって生じた位相オフセットを除去するステップと、
(5)前記推定された角度の加重平均値を計算するステップと、
(6)前回のシンボルからの加重平均角度の変化を計算するステップと、
(7)前回のシンボルからの加重平均角度の変化を用いて、残留周波数誤差を推定するステップと、を有し、
前記受信サブキャリアは、前記OFDM通信システムにおいて実際に受信された受信信号に対するサブキャリアであることを特徴とする方法。 - (6A)フィルタを用いて加重平均角度の変化をフィルタリングするステップを更に含み、
前記フィルタは、受信信号の少なくとも一つの特性に基づいて適応されることを特徴とする請求項1に記載の方法。 - フィルタリングされた加重平均角度を累積するステップと、
各サブキャリアについて、累積されたフィルタリング済み平均角度を前記サンプリング周波数不整合の存在によって生じた位相に加算するステップと、
全てのデータサブキャリアに適用される位相補正値を計算するステップと、を更に含むことを特徴とする請求項2に記載の方法。 - 前記フィルタリングされて累積された加重平均角度を、前記加重平均角度から減算するステップを更に含むことを特徴とする請求項3に記載の方法。
- 前記フィルタリングされて累積された加重平均角度を、前記推定された予測サブキャリアと受信サブキャリアとの間の角度から減算するステップを更に含むことを特徴とする請求項3に記載の方法。
- 前記フィルタリングされて累積された加重平均角度を、前記受信サブキャリアから相回転によって除去するステップを更に含むことを特徴とする請求項3に記載の方法。
- 前記フィルタリングされて累積された加重平均角度を、前記推定された予測サブキャリアから相回転によって除去するステップを更に含むことを特徴とする請求項3に記載の方法。
- 前記フィルタリングされて累積された加重平均角度を、前記基準サブキャリアから相回転によって除去するステップを更に含むことを特徴とする請求項3に記載の方法。
- 前記フィルタリングされて累積された加重平均角度を、前記サブキャリアのチャネル推定値から相回転によって除去するステップを更に含むことを特徴とする請求項3に記載の方法。
- 前記フィルタリングは、少なくとも一つのフィルタ係数が前記受信信号の信号対雑音比SNRの関数として表される適応型フィルタによって行われることを特徴とする請求項2乃至9のいずれか1項に記載の方法。
- 前記フィルタリングは、前記少なくとも一つのフィルタ係数に基づいてフィルタのループゲインが適応されるフィルタリングであることを特徴とする請求項10に記載の方法。
- 前記予測サブキャリアに受信サブキャリアを乗算するステップは、各受信信号を合計するステップを更に含み、
前記乗算及び前記合計は、
に従って行われ、
式中、*は複素共役演算子であり、前記乗算及び合計は受信信号のn番目のシンボルに生じた相回転の量を示すサブキャリア当たりの複素数を規定し、
前記方法は、Ci(n)の角度と大きさを推定するステップを更に含み、
前記Ci(n)の大きさは実際のチャネルの関数であって、前記チャネル推定値に基づき、
により表され、
式中、Ht,r,i(n)はサブキャリアの実際のチャネルであり、H^t,r,i *(n)はサブキャリアのチャネル推定値であり、Ni(n)はWr,i(n)の関数としてのノイズ項であり、
Ci(n)の角度は
により表されることを特徴とする請求項12又は13に記載の方法。 - 現在のn番目のシンボルと前回のシンボルとの間の加重平均角度の変化を計算し、該加重平均角度の変化を周波数に変換することで前記残留周波数誤差を推定するステップを更に含むことを特徴とする請求項15に記載の方法。
- 推定された予測サブキャリアと受信サブキャリアとの間の乗算の推定角度から位相オフセットを相回転によって除去することを更に含むことを特徴とする請求項17に記載の方法。
- 前記受信サブキャリアから位相オフセットを相回転によって除去するステップを更に含むことを特徴とする請求項17に記載の方法。
- 前記サブキャリアのチャネル推定値から位相オフセットを相回転によって除去するステップを更に含むことを特徴とする請求項17に記載の方法。
- 前記推定された予測サブキャリアから位相オフセットを相回転によって除去するステップを更に含むことを特徴とする請求項17に記載の方法。
- 前記基準サブキャリアから位相オフセットを相回転によって除去するステップを更に含むことを特徴とする請求項17に記載の方法。
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