JP2014023309A - 高圧交流電源装置、画像形成装置及びカラー画像形成装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】スイッチトキャパシタに使用するクロックを高圧交流電源の交流周波数に同期させてビート周波数の発生を防止する。
【解決手段】出力振幅に係る設定電圧とモニタ用信号との差分を差分積分器20に蓄積し、差分積分器20により蓄積された積分値と周波数設定クロックが入力されることにより積分値に従って振幅が制御され、周波数設定クロックにより周波数が制御された正弦波を交流信号生成部で生成する。SCクロック生成部22は、周波数設定クロックから周波数設定クロックに同期したサンプリングクロックを生成しておき、差分積分器20は、設定電圧とモニタ用信号との差分を容量に蓄積するようにスイッチトキャパシタで構成され、SCクロック生成部22により生成されたサンプリングクロックを差分積分器20に設けられたスイッチトキャパシタに供給する。
【選択図】図1
【解決手段】出力振幅に係る設定電圧とモニタ用信号との差分を差分積分器20に蓄積し、差分積分器20により蓄積された積分値と周波数設定クロックが入力されることにより積分値に従って振幅が制御され、周波数設定クロックにより周波数が制御された正弦波を交流信号生成部で生成する。SCクロック生成部22は、周波数設定クロックから周波数設定クロックに同期したサンプリングクロックを生成しておき、差分積分器20は、設定電圧とモニタ用信号との差分を容量に蓄積するようにスイッチトキャパシタで構成され、SCクロック生成部22により生成されたサンプリングクロックを差分積分器20に設けられたスイッチトキャパシタに供給する。
【選択図】図1
Description
本発明は、画像形成装置内に設けられた電源装置に関し、詳しくは、帯電プロセスの一方法であるAC帯電のように、高圧交流電源が必要な場合の電源生成装置の小型化、高効率化に好適な高圧交流電源装置、画像形成装置及びカラー画像形成装置に関する。
画像形成装置内の帯電プロセスの一方法としてAC帯電があるが、このAC帯電で必要となる電圧は1〜3kVp−pという高圧である。
通常このような高圧AC電源を生成する場合は、高圧トランスを使用する。例えば、高圧トランスの1次側にAC信号を入力し、高圧トランスによって電圧がおよそ巻き数比倍されて出力される。高圧トランスの一次側に入力されるAC信号はA級増幅器によって生成される。しかし、A級増幅器は一般に入力対出力のリニアリティはよいが、電源効率という点で劣っている。
通常このような高圧AC電源を生成する場合は、高圧トランスを使用する。例えば、高圧トランスの1次側にAC信号を入力し、高圧トランスによって電圧がおよそ巻き数比倍されて出力される。高圧トランスの一次側に入力されるAC信号はA級増幅器によって生成される。しかし、A級増幅器は一般に入力対出力のリニアリティはよいが、電源効率という点で劣っている。
そこで、このA級増幅器をスイッチング増幅器に置き換えることにより電源効率の改善を図ったものがある。
このような従来の高圧交流電源装置としては、高圧交流電源制御用ICを用いるものが知られている。
図6は、従来の高圧交流電源装置101のブロック図であり、高圧交流電源制御用IC111を備えている。
高圧交流電源制御用IC111のPWMフィルタ119には、出力振幅設定用信号AC_PWMが入力され設定電圧を生成する。
設定電圧と出力振幅帰還信号の差分が差分積分器120によって蓄積される。
AC信号生成部121に積分値と周波数設定クロックAC_CLKが入力されて、積分値に従って振幅を制御され、周波数設定クロックに従って周波数を制御された正弦波であるAC信号が生成される。
AC信号生成部121で生成されたAC信号と三角波生成部112により生成された三角波が比較回路113に入力されて、比較回路113によってPWM信号が生成される。
比較回路113によって生成されたPWM信号はデットタイム生成部114により該PWM信号に対してデッドタイムを生成する。
このような従来の高圧交流電源装置としては、高圧交流電源制御用ICを用いるものが知られている。
図6は、従来の高圧交流電源装置101のブロック図であり、高圧交流電源制御用IC111を備えている。
高圧交流電源制御用IC111のPWMフィルタ119には、出力振幅設定用信号AC_PWMが入力され設定電圧を生成する。
設定電圧と出力振幅帰還信号の差分が差分積分器120によって蓄積される。
AC信号生成部121に積分値と周波数設定クロックAC_CLKが入力されて、積分値に従って振幅を制御され、周波数設定クロックに従って周波数を制御された正弦波であるAC信号が生成される。
AC信号生成部121で生成されたAC信号と三角波生成部112により生成された三角波が比較回路113に入力されて、比較回路113によってPWM信号が生成される。
比較回路113によって生成されたPWM信号はデットタイム生成部114により該PWM信号に対してデッドタイムを生成する。
スイッチング駆動部115ではデッドタイムが生成されたPWM信号の振幅を増幅し、IC111外部に出力する。
増幅されたPWM信号はLPF116によって正弦波に変換され高圧トランス117を駆動する。
高圧トランス117では正弦波の振幅が増幅され、周波数設定クロックAC_CLKに従った周波数を持つ高電圧交流出力が出力される。
一方、高圧トランス117の入力信号又は出力信号はモニタ用信号として整流回路118に入力され整流される。
モニタ用信号は整流回路118により出力振幅帰還信号になり高圧交流電源制御用IC111に入力される。
制御回路123は、出力振幅帰還信号に基づいて高圧トランス117の出力信号の振幅レベルが所望の振幅レベルとなるように比較回路113に入力される正弦波形状のAC信号をフィードバック制御する。
増幅されたPWM信号はLPF116によって正弦波に変換され高圧トランス117を駆動する。
高圧トランス117では正弦波の振幅が増幅され、周波数設定クロックAC_CLKに従った周波数を持つ高電圧交流出力が出力される。
一方、高圧トランス117の入力信号又は出力信号はモニタ用信号として整流回路118に入力され整流される。
モニタ用信号は整流回路118により出力振幅帰還信号になり高圧交流電源制御用IC111に入力される。
制御回路123は、出力振幅帰還信号に基づいて高圧トランス117の出力信号の振幅レベルが所望の振幅レベルとなるように比較回路113に入力される正弦波形状のAC信号をフィードバック制御する。
ここで、制御回路123は、出力振幅設定用信号により出力振幅に係る設定電圧を設定電圧生成手段により生成する。設定電圧生成手段により生成された設定電圧と出力振幅帰還信号の差分を積分器120により蓄積する。
積分器120により蓄積された積分値と周波数設定クロックが入力されることにより積分値に従って振幅が制御され、周波数設定クロックにより周波数が制御された正弦波をAC信号生成部121により生成する。
AC信号生成部121により生成された正弦波を正弦波形状のAC信号として比較回路113の一方に入力する。
積分器120により蓄積された積分値と周波数設定クロックが入力されることにより積分値に従って振幅が制御され、周波数設定クロックにより周波数が制御された正弦波をAC信号生成部121により生成する。
AC信号生成部121により生成された正弦波を正弦波形状のAC信号として比較回路113の一方に入力する。
また、SCクロック生成部122において、スイッチトキャパシタのサンプリングクロックを集積回路に内蔵したPLL回路によって生成することで、スイッチトキャパシタのサンプリング周波数が高圧交流電源装置の出力周波数設定に追従して変化する適応型フィルタとなる。
高圧交流電源制御用IC111には、外付け回路としてLPF116、高圧トランス117、整流回路118が必要である。また、差分積分器120のスイッチトキャパシタに使用するクロックがAC周波数に同期していないので、スイッチトキャパシタに使用するクロックの周波数とAC周波数によってビートが発生する可能性があり、長い周期での変動が発生する可能性がある。
高圧交流電源制御用IC111には、外付け回路としてLPF116、高圧トランス117、整流回路118が必要である。また、差分積分器120のスイッチトキャパシタに使用するクロックがAC周波数に同期していないので、スイッチトキャパシタに使用するクロックの周波数とAC周波数によってビートが発生する可能性があり、長い周期での変動が発生する可能性がある。
図7は、図6に示す従来の高圧交流電源制御用IC111の外付け回路の構成例について説明するための図である。
外付け回路は、図7に示すように、整流回路118は抵抗R4、ダイオードD1、コンデンサC1から構成され、積分器120は抵抗R1、R2、R3、R5、とIC111内部のアンプ120aから構成される。
外付け回路は、図7に示すように、整流回路118は抵抗R4、ダイオードD1、コンデンサC1から構成され、積分器120は抵抗R1、R2、R3、R5、とIC111内部のアンプ120aから構成される。
従来の高圧交流電源装置にあっては、スイッチング駆動部115、制御回路123を1つの集積回路とすることで、部品点数が削減できる。また、製品の安定性向上、および部品点数削減によるコスト削減も期待できる。さらに、部品点数削減により、電源ボードの設計製作工程の短期化、コストの削減といった利点があることが既に知られている。
特許文献1には、部品点数の削減と製品の安定性の向上及びコスト削減を実現した高圧AC電源装置を提供することを目的として、100Hz程度までの低周波数の信号をフィルタすることが可能なスイッチトキャパシタを用いたフィルタを搭載した高圧AC回路を集積回路化することが開示されている。
特許文献1には、部品点数の削減と製品の安定性の向上及びコスト削減を実現した高圧AC電源装置を提供することを目的として、100Hz程度までの低周波数の信号をフィルタすることが可能なスイッチトキャパシタを用いたフィルタを搭載した高圧AC回路を集積回路化することが開示されている。
しかし、従来、制御回路に設けられた積分器に用いるスイッチトキャパシタに対して使用するクロックが高圧交流電源の交流周波数に対してずれている場合、両者の周波数のずれに起因してビート周波数が発生するといった問題があった。
特許文献1にあっては、スイッチトキャパシタフィルタを用いて部品点数を削減する点が開示されている。しかし、上述したビート周波数が発生するといった問題を解消できていない。
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的としては、スイッチトキャパシタに使用するサンプリングクロックを高圧交流電源の交流周波数に同期させてビート周波数の発生を防止することが可能な高圧交流電源装置、画像形成装置及びカラー画像形成装置を提供することにある。
特許文献1にあっては、スイッチトキャパシタフィルタを用いて部品点数を削減する点が開示されている。しかし、上述したビート周波数が発生するといった問題を解消できていない。
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的としては、スイッチトキャパシタに使用するサンプリングクロックを高圧交流電源の交流周波数に同期させてビート周波数の発生を防止することが可能な高圧交流電源装置、画像形成装置及びカラー画像形成装置を提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項1記載の発明は、正弦波形状の信号と三角波形状の信号とを比較して該比較結果を出力する比較回路と、該比較回路からの出力信号に基づいてスイッチング動作及び信号増幅を行うスイッチング増幅回路と、該スイッチング増幅回路からの出力信号の波形形状を正弦波形状に変換する変換回路と、該変換回路の出力信号の電圧を昇圧するトランスと、該トランスの入力信号又は出力信号をモニタ用信号とし、該モニタ用信号に基づいて前記トランスからの出力信号の振幅レベルが所望の振幅レベルとなるように、前記比較回路に入力される前記正弦波形状の信号をフィードバック制御する制御回路と、を備えた高圧交流電源装置において、前記制御回路は、出力振幅設定用信号により出力振幅に係る設定電圧を生成する設定電圧生成手段と、該設定電圧生成手段により生成された設定電圧と前記モニタ用信号との差分を容量に蓄積する差分積分器と、該差分積分器により蓄積された積分値と周波数設定クロックが入力されることにより前記積分値に従って振幅が制御され、前記周波数設定クロックにより周波数が制御された正弦波を生成する交流信号生成部と、前記周波数設定クロックから前記周波数設定クロックに同期したサンプリングクロックを生成するSCクロック生成部と、を備え、前記差分積分器は、設定電圧とモニタ用信号との差分を前記容量に蓄積するようにスイッチトキャパシタで構成され、前記SCクロック生成部により生成されたサンプリングクロックを前記差分積分器に設けられた前記スイッチトキャパシタに供給することを特徴とする高圧交流電源装置である。
本発明によれば、スイッチトキャパシタに使用するサンプリングクロックが高圧交流電源の交流周波数に同期しているので、高圧交流電源装置においてビート周波数の発生を防止することができる。
本発明の実施形態について説明する。本実施形態では、高圧交流電源装置においてスイッチング増幅回路、制御回路を1つの集積回路とする際に、積分器に用いるスイッチトキャパシタのクロックを高圧交流電源の交流周波数に同期させることを特徴とする。
従来の高圧交流電源装置にあっては、図7に示す外付け回路、すなわち、整流回路は抵抗R4、ダイオードD1、コンデンサC1から構成され、積分器は抵抗R1、R2、R3、R5、とIC内部のアンプから構成されていた。
これに対して、本実施形態では、この積分器の容量素子と抵抗、整流回路の部品を全てIC内部に取り込むための新たな構成を有することを特徴とする。
従来の高圧交流電源装置にあっては、図7に示す外付け回路、すなわち、整流回路は抵抗R4、ダイオードD1、コンデンサC1から構成され、積分器は抵抗R1、R2、R3、R5、とIC内部のアンプから構成されていた。
これに対して、本実施形態では、この積分器の容量素子と抵抗、整流回路の部品を全てIC内部に取り込むための新たな構成を有することを特徴とする。
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
図1は、本発明の第1実施形態に係わる高圧交流電源装置1のブロック図であり、高圧交流電源装置1は高圧交流電源制御用ICと外付け回路を備えている。
高圧交流電源制御用IC11のPWMフィルタ19には、出力振幅設定用信号AC_PWMが入力され設定電圧を生成する。設定電圧と出力振幅帰還信号の差分が差分積分器20の容量に蓄積される。AC信号生成部21に積分値と周波数設定クロックAC_CLKが入力されて、積分値に従って振幅を制御され、周波数設定クロックAC_CLKに従って周波数を制御された正弦波形状のAC信号が生成される。
AC信号生成部21で生成されたAC信号と三角波生成部12により生成された三角波形状の信号が比較回路13に入力されて、比較回路13によってPWM信号が生成される。比較回路13によって生成されたPWM信号はデットタイム生成部14により該PWM信号に対してデッドタイムを生成する。
スイッチング駆動部15ではデッドタイムが生成されたPWM信号の振幅を増幅し、高圧交流電源制御用IC11外部に出力する。スイッチング駆動部15によって増幅されたPWM信号はLPF16によって正弦波形状に変換され高圧トランス17を駆動する。高圧トランス17では正弦波形状の振幅が増幅され、周波数設定クロックAC_CLKに従った周波数を持つ高電圧交流出力が出力される。
図1は、本発明の第1実施形態に係わる高圧交流電源装置1のブロック図であり、高圧交流電源装置1は高圧交流電源制御用ICと外付け回路を備えている。
高圧交流電源制御用IC11のPWMフィルタ19には、出力振幅設定用信号AC_PWMが入力され設定電圧を生成する。設定電圧と出力振幅帰還信号の差分が差分積分器20の容量に蓄積される。AC信号生成部21に積分値と周波数設定クロックAC_CLKが入力されて、積分値に従って振幅を制御され、周波数設定クロックAC_CLKに従って周波数を制御された正弦波形状のAC信号が生成される。
AC信号生成部21で生成されたAC信号と三角波生成部12により生成された三角波形状の信号が比較回路13に入力されて、比較回路13によってPWM信号が生成される。比較回路13によって生成されたPWM信号はデットタイム生成部14により該PWM信号に対してデッドタイムを生成する。
スイッチング駆動部15ではデッドタイムが生成されたPWM信号の振幅を増幅し、高圧交流電源制御用IC11外部に出力する。スイッチング駆動部15によって増幅されたPWM信号はLPF16によって正弦波形状に変換され高圧トランス17を駆動する。高圧トランス17では正弦波形状の振幅が増幅され、周波数設定クロックAC_CLKに従った周波数を持つ高電圧交流出力が出力される。
一方、高圧トランス17の入力信号又は出力信号はモニタ用信号として整流回路18に入力され整流される。モニタ用信号は整流回路18により出力振幅帰還信号になり高圧交流電源制御用IC11に入力される。
制御回路23は、出力振幅帰還信号に基づいて高圧トランス17の出力信号の振幅レベルが所望の振幅レベルとなるように比較回路13に入力される正弦波形状のAC信号をフィードバック制御する。
ここで、制御回路23は、出力振幅設定用信号により出力振幅に係る設定電圧を設定電圧生成手段により生成する。設定電圧生成手段により生成された設定電圧と出力振幅帰還信号の差分を差分積分器20の容量に蓄積する。
制御回路23は、出力振幅帰還信号に基づいて高圧トランス17の出力信号の振幅レベルが所望の振幅レベルとなるように比較回路13に入力される正弦波形状のAC信号をフィードバック制御する。
ここで、制御回路23は、出力振幅設定用信号により出力振幅に係る設定電圧を設定電圧生成手段により生成する。設定電圧生成手段により生成された設定電圧と出力振幅帰還信号の差分を差分積分器20の容量に蓄積する。
AC信号生成部21は、差分積分器20により蓄積された積分値と周波数設定クロックAC_CLKが入力されることにより積分値に従って振幅が制御され、周波数設定クロックAC_CLKにより周波数が制御された正弦波形状のAC信号を生成する。
AC信号生成部21により生成された正弦波形状のAC信号を比較回路113の一方に入力する。
上述した、差分積分器20の容量素子を当該高圧交流電源制御用IC11内部のスイッチトキャパシタで構成する。
AC信号生成部21により生成された正弦波形状のAC信号を比較回路113の一方に入力する。
上述した、差分積分器20の容量素子を当該高圧交流電源制御用IC11内部のスイッチトキャパシタで構成する。
また、SCクロック生成部22は、PLL回路22aを有し、周波数設定クロックAC_CLKから周波数設定クロックAC_CLKよりも周波数がn(nは整数)倍高くかつ周波数設定クロックAC_CLKに同期したサンプリングクロックを生成する。生成されたサンプリングクロックはカウンタで1/nに分周され当該分周信号と周波数設定クロックAC_CLKとの位相比較を行い、位相差分が0に収束するようにPLL回路22aで制御する。
上記スイッチトキャパシタのサンプリングクロックを当該高圧交流電源制御用IC11に内蔵したPLL回路22aによって生成することで、スイッチトキャパシタのサンプリング周波数が高圧交流電源装置の出力周波数設定に追従して変化する適応型フィルタとなる。
スイッチトキャパシタの容量素子は、いずれもMOS容量素子であることによって、容量素子の設計精度が向上し、より高精度なフィルタを構成することができる。
上記スイッチトキャパシタのサンプリングクロックを当該高圧交流電源制御用IC11に内蔵したPLL回路22aによって生成することで、スイッチトキャパシタのサンプリング周波数が高圧交流電源装置の出力周波数設定に追従して変化する適応型フィルタとなる。
スイッチトキャパシタの容量素子は、いずれもMOS容量素子であることによって、容量素子の設計精度が向上し、より高精度なフィルタを構成することができる。
図1に示すAC信号生成部21とSCクロック生成部22の構成について説明する。
AC信号生成部21が、例えば2次のローパスフィルタの場合、伝達関数が、
H(S)=c/(s^2+bs+a)・・・(1)
となる、2次のローパスフィルタの反転積分器(図示しない)、非反転積分器(図示しない)をスイッチトキャパシタにより構成する。
周波数設定クロックAC_CLKと同じ周波数の正弦波をAC信号生成部21により生成する。AC信号生成部21が2次のローパスフィルタの場合、スイッチトキャパシタのサンプリング周波数をfsとすると、スイッチトキャパシタを用いた2次のローパスフィルタの遮断周波数fcは、
fc=fs×(√(Ca×C3)/(2π×C))・・・(2)
と表される。a、b、cは容量値の比で設定できるという利点がある。
AC信号生成部21が、例えば2次のローパスフィルタの場合、伝達関数が、
H(S)=c/(s^2+bs+a)・・・(1)
となる、2次のローパスフィルタの反転積分器(図示しない)、非反転積分器(図示しない)をスイッチトキャパシタにより構成する。
周波数設定クロックAC_CLKと同じ周波数の正弦波をAC信号生成部21により生成する。AC信号生成部21が2次のローパスフィルタの場合、スイッチトキャパシタのサンプリング周波数をfsとすると、スイッチトキャパシタを用いた2次のローパスフィルタの遮断周波数fcは、
fc=fs×(√(Ca×C3)/(2π×C))・・・(2)
と表される。a、b、cは容量値の比で設定できるという利点がある。
またa、b、cはそれぞれ、
a=Ca*C3/C^2*fs^2
b=Cb/C*fs
c=Cc*C3/C^2*fs^2
と表される。
a=Ca*C3/C^2*fs^2
b=Cb/C*fs
c=Cc*C3/C^2*fs^2
と表される。
また、2次のローパスフィルタの伝達関数の絶対値が1となるように規格化した伝達関数の一般形は、
H(S)=ωp^2/(s^2+ωp/Q*s+ωp^2)・・・(3)
と表される。
(1)と(3)にa、b、cを代入してQを求めると、
Q=√(C3*Ca)/Cb・・・(4)
と表される。
H(S)=ωp^2/(s^2+ωp/Q*s+ωp^2)・・・(3)
と表される。
(1)と(3)にa、b、cを代入してQを求めると、
Q=√(C3*Ca)/Cb・・・(4)
と表される。
ここで1kHzの高圧AC電源を得る事例を示す。
1kHzの矩形波から正弦波を得るためにスイッチトキャパシタを用いた2次ローパスフィルタを用いる。Ca=0.2pF、Cb=0.084pF、Cc=0.1pF、C3=0.1pF、C=10pF、fs=500kHzの時の遮断周波数を計算するとfc=1.125kHzとなり、Q=1.6となる。Qを1より大きくすることで2次のローパスフィルタの周波数特性は、遮断周波数fc付近でピークを持つ、このピークに高圧AC電源装置の出力周波数を合わせることで、高調波成分の小さい正弦波を得ることができる。
fcとQは式(2)、(4)から容量の比によって自由に設定できる。
1kHzの矩形波から正弦波を得るためにスイッチトキャパシタを用いた2次ローパスフィルタを用いる。Ca=0.2pF、Cb=0.084pF、Cc=0.1pF、C3=0.1pF、C=10pF、fs=500kHzの時の遮断周波数を計算するとfc=1.125kHzとなり、Q=1.6となる。Qを1より大きくすることで2次のローパスフィルタの周波数特性は、遮断周波数fc付近でピークを持つ、このピークに高圧AC電源装置の出力周波数を合わせることで、高調波成分の小さい正弦波を得ることができる。
fcとQは式(2)、(4)から容量の比によって自由に設定できる。
式(2)の右辺において、fs以外は固定値なのでスイッチトキャパシタフィルタの遮断周波数fcは、サンプリング周波数fsと比例関係となる。スイッチトキャパシタフィルタのサンプリング周波数はPLL回路22aにより生成される。フィルタを用いて矩形波から正弦波を生成する場合には、入力される周波数の変化に合わせてフィルタの遮断周波数を変える必要がある。例えば周波数設定クロックAC_CLKの周波数が10倍になった時には、スイッチトキャパシタフィルタの遮断周波数を10倍にする必要がある。
例えば、スイッチトキャパシタフィルタの遮断周波数を10倍にするには、式(2)からサンプリング周波数を10倍すれば良い。
例えば、スイッチトキャパシタフィルタの遮断周波数を10倍にするには、式(2)からサンプリング周波数を10倍すれば良い。
ここで、PLL回路22aの設定を固定して、周波数設定クロックAC_CLKの固定倍(例えば1000倍)の周波数をサンプリング周波数とすることで、周波数設定クロックAC_CLKの周波数とスイッチトキャパシタフィルタのサンプリング周波数fsとの関係も比例関係になり、周波数設定クロックAC_CLKの周波数とスイッチトキャパシタの遮断周波数の関係も比例関係となるため、周波数設定クロックAC_CLKの周波数によって自動的にフィルタの遮断周波数が決まる。
図2は、図1に示す高圧交流電源制御用IC11内の差分積分器20ついて説明するための図である。
差分積分器20では、スイッチS1、S2、S3、S4が抵抗成分も与えるように疑似抵抗を構成しており、オペアンプ20aの−入力端子と出力端子との間に接続されたコンデンサC2が差分積分器20の容量に対応している。
スイッチS1、S4をON状態としスイッチS2、S3をOFF状態するタイミングT1と、スイッチS2、S3をON状態としスイッチS1、S4をOFF状態とするタイミングT2とを交互に繰り返すことでスイッチトキャパシタ積分器を構成する。
スイッチs1とs4、s2とs3は交互にオンとオフが切り替わる。スイッチs1とs4がオンしている間は容量C1に出力振幅帰還信号からの電荷が充電され、コンデンサC1の電荷がコンデンサC2に移動する。一方、スイッチs2とs3がオンしている間はC1の電荷が放電され設定電圧の電位になる。スイッチs1、s4のオンとs2、s3のオンを交互に繰り返し、設定電圧と出力振幅期間信号との差分をコンデンサC2に電荷として蓄積される。スイッチの切替はサンプリング周波数fsに従う。
差分積分器20は、設定電圧と出力振幅期間信号との差分を容量C2に蓄積するようにスイッチトキャパシタで構成され、このスイッチトキャパシタs1とs4、s2とs3は、SCクロック生成部22で生成されたAC信号生成部21で使用するクロックと同期したクロックを使用することで、ビート周波数の発生を防ぎ、制御を安定化することができる。
差分積分器20では、スイッチS1、S2、S3、S4が抵抗成分も与えるように疑似抵抗を構成しており、オペアンプ20aの−入力端子と出力端子との間に接続されたコンデンサC2が差分積分器20の容量に対応している。
スイッチS1、S4をON状態としスイッチS2、S3をOFF状態するタイミングT1と、スイッチS2、S3をON状態としスイッチS1、S4をOFF状態とするタイミングT2とを交互に繰り返すことでスイッチトキャパシタ積分器を構成する。
スイッチs1とs4、s2とs3は交互にオンとオフが切り替わる。スイッチs1とs4がオンしている間は容量C1に出力振幅帰還信号からの電荷が充電され、コンデンサC1の電荷がコンデンサC2に移動する。一方、スイッチs2とs3がオンしている間はC1の電荷が放電され設定電圧の電位になる。スイッチs1、s4のオンとs2、s3のオンを交互に繰り返し、設定電圧と出力振幅期間信号との差分をコンデンサC2に電荷として蓄積される。スイッチの切替はサンプリング周波数fsに従う。
差分積分器20は、設定電圧と出力振幅期間信号との差分を容量C2に蓄積するようにスイッチトキャパシタで構成され、このスイッチトキャパシタs1とs4、s2とs3は、SCクロック生成部22で生成されたAC信号生成部21で使用するクロックと同期したクロックを使用することで、ビート周波数の発生を防ぎ、制御を安定化することができる。
図3は、図1に示すIC11内部の前置フィルタ20bと差分積分器20について説明するための図である。
前置フィルタ20bは、整流回路18からIC11内部に入力される出力振幅帰還信号を入力しており、スイッチS5、S6が抵抗成分も与えるように疑似抵抗を構成しており、スイッチS5をON状態としスイッチS6をOFF状態するタイミングT1と、スイッチS5をON状態としスイッチS6をOFF状態とするタイミングT2とを交互に繰り返す。
前置フィルタ20bでは、入力される出力振幅帰還信号に対して、スイッチS5の抵抗成分とコンデンサC3からなるフィルタから、スイッチS6の抵抗成分とコンデンサC4からなるフィルタへ電荷が移動する過程でローパスフィルタを構成する。
前置フィルタ20bは、整流回路18からIC11内部に入力される出力振幅帰還信号を入力しており、スイッチS5、S6が抵抗成分も与えるように疑似抵抗を構成しており、スイッチS5をON状態としスイッチS6をOFF状態するタイミングT1と、スイッチS5をON状態としスイッチS6をOFF状態とするタイミングT2とを交互に繰り返す。
前置フィルタ20bでは、入力される出力振幅帰還信号に対して、スイッチS5の抵抗成分とコンデンサC3からなるフィルタから、スイッチS6の抵抗成分とコンデンサC4からなるフィルタへ電荷が移動する過程でローパスフィルタを構成する。
スイッチS5、S6に使用するサンプリングクロックは、SCクロック生成部22でPLL回路22aによって生成されており、周波数設定クロックAC_CLKよりも周波数がn(nは整数)倍高くかつ周波数設定クロックAC_CLKに同期したサンプリングクロックであり、高圧交流電源のAC周波数に同期したクロックである。
前置フィルタ20bは、差分積分器20の前段にスイッチトキャパシタで構成されたローパスフィルタとして配置され、SCクロック生成部22により生成されたサンプリングクロックを前置フィルタ20bのスイッチトキャパシタに供給することで、折り返し周波数の発生を防ぎ、折り返し雑音を防ぐことができる。
前置フィルタ20bは、差分積分器20の前段にスイッチトキャパシタで構成されたローパスフィルタとして配置され、SCクロック生成部22により生成されたサンプリングクロックを前置フィルタ20bのスイッチトキャパシタに供給することで、折り返し周波数の発生を防ぎ、折り返し雑音を防ぐことができる。
<第2実施形態>
図4は、本発明の第2実施形態に係わる高圧交流電源装置31のブロック図であり、高圧交流電源装置31は高圧交流電源制御用IC32内に整流回路33を備えていることを特徴とする。
図5は、図4に示す整流回路33の構成例を示す図である。
図4に示す高圧トランス17の入力信号又は出力信号は、モニタ用信号としてIC32内部に設けられた整流回路33に入力される。
整流回路33は、入力されるモニタ用信号が一方の入力端子に入力され、コンデンサC6の電圧が他方の入力端子に入力される比較器33aを有し、スイッチS7に入力されるモニタ用信号の電圧がコンデンサC6の電圧より低い場合のみONすることで、整流ダイオードの動作を高圧交流電源制御用IC11内部で実現することができる。
図4は、本発明の第2実施形態に係わる高圧交流電源装置31のブロック図であり、高圧交流電源装置31は高圧交流電源制御用IC32内に整流回路33を備えていることを特徴とする。
図5は、図4に示す整流回路33の構成例を示す図である。
図4に示す高圧トランス17の入力信号又は出力信号は、モニタ用信号としてIC32内部に設けられた整流回路33に入力される。
整流回路33は、入力されるモニタ用信号が一方の入力端子に入力され、コンデンサC6の電圧が他方の入力端子に入力される比較器33aを有し、スイッチS7に入力されるモニタ用信号の電圧がコンデンサC6の電圧より低い場合のみONすることで、整流ダイオードの動作を高圧交流電源制御用IC11内部で実現することができる。
整流回路33では、スイッチS8、S9が抵抗成分も与えるように疑似抵抗を構成しており、コンデンサC5に並列接続されたスイッチS8、コンデンサC5とコンデンサC6の間に直列接続されたスイッチS9が交互にON・OFFすることによりスイッチトキャパシタで電源からの電流を調整する。
差分積分器20の前段にスイッチトキャパシタで構成され、モニタ用信号を整流する整流回路33を備え、SCクロック生成部22により生成されたサンプリングクロックを整流回路33に設けられたスイッチトキャパシタに供給する。
差分積分器20の前段にスイッチトキャパシタで構成され、モニタ用信号を整流する整流回路33を備え、SCクロック生成部22により生成されたサンプリングクロックを整流回路33に設けられたスイッチトキャパシタに供給する。
これにより、従来の外付け回路(図7)に設けられた抵抗R101、コンデンサC101による構成を、本実施形態ではIC32内部で実現することができる。このため、従来の高圧交流電源制御用ICに外付けされていた外付け部品を減らすことができる。
スイッチトキャパシタS8、S9のサンプリングクロックは、SCクロック生成部22で生成されるAC周波数に同期したクロックである。
SCクロック生成部22においてPLL回路22aを用いて高圧AC電源装置のAC周波数を持つクロックであるAC_CLKの周波数に同期したクロックを発生し、差分積分器20、AC信号生成部21、整流回路33に供給して使用させることで、ビート周波数の発生を防ぎ、長い周期でも波形を安定化することができる。
スイッチトキャパシタS8、S9のサンプリングクロックは、SCクロック生成部22で生成されるAC周波数に同期したクロックである。
SCクロック生成部22においてPLL回路22aを用いて高圧AC電源装置のAC周波数を持つクロックであるAC_CLKの周波数に同期したクロックを発生し、差分積分器20、AC信号生成部21、整流回路33に供給して使用させることで、ビート周波数の発生を防ぎ、長い周期でも波形を安定化することができる。
本発明の画像形成装置の構成例としては、感光体ドラムの周囲に、感光体ドラムを高圧に帯電するAC帯電装置、DC帯電装置、画像データを露光する光走査装置、光走査装置により記録された静電潜像に帯電したトナーを付着して顕像化する現像装置、感光体ドラムに付着したトナーを紙に転写する転写装置、感光体ドラムに残ったトナーを掻き取り備蓄するクリーニング装置が配置されていればよい。
第1および第2実施形態の高圧交流電源装置をAC帯電装置の電源として用いることで、AC帯電装置の省電力化を実現することができる。
第1および第2実施形態の高圧交流電源装置をAC帯電装置の電源として用いることで、AC帯電装置の省電力化を実現することができる。
また、本発明のカラー画像形成装置としては、カラー画像を構成するための各単一色の感光体ドラムを複数備え、各感光体ドラムの周囲に、感光体ドラムを高圧に帯電するAC帯電装置、DC帯電装置、画像データを露光する光走査装置、光走査装置により記録された静電潜像に帯電したトナーを付着して顕像化する現像装置、感光体ドラムに付着したトナーを紙に転写する転写装置、感光体ドラムに残ったトナーを掻き取り備蓄するクリーニング装置が配置されていればよい。
第1および第2実施形態の高圧交流電源装置をAC帯電装置の電源として用いることで、AC帯電装置の省電力化を実現することができる。
第1および第2実施形態の高圧交流電源装置をAC帯電装置の電源として用いることで、AC帯電装置の省電力化を実現することができる。
1…高圧交流電源装置、11…高圧交流電源制御用IC、12…三角波生成部、13…比較回路、14…デットタイム生成部、15…スイッチング駆動部、16…LPF、17…高圧トランス、18…整流回路、19…PWMフィルタ、20…差分積分器、20a…オペアンプ、20b…前置フィルタ、21…AC信号生成部、22a…PLL回路、23…制御回路、31…高圧交流電源装置、32…高圧交流電源制御用IC、33…整流回路、33a…比較器
Claims (7)
- 正弦波形状の信号と三角波形状の信号とを比較して該比較結果を出力する比較回路と、
該比較回路からの出力信号に基づいてスイッチング動作及び信号増幅を行うスイッチング増幅回路と、
該スイッチング増幅回路からの出力信号の波形形状を正弦波形状に変換する変換回路と、
該変換回路の出力信号の電圧を昇圧するトランスと、
該トランスの入力信号又は出力信号をモニタ用信号とし、該モニタ用信号に基づいて前記トランスからの出力信号の振幅レベルが所望の振幅レベルとなるように、前記比較回路に入力される前記正弦波形状の信号をフィードバック制御する制御回路と、を備えた高圧交流電源装置において、
前記制御回路は、出力振幅設定用信号により出力振幅に係る設定電圧を生成する設定電圧生成手段と、
該設定電圧生成手段により生成された設定電圧と前記モニタ用信号との差分を容量に蓄積する差分積分器と、
該差分積分器により蓄積された積分値と周波数設定クロックが入力されることにより前記積分値に従って振幅が制御され、前記周波数設定クロックにより周波数が制御された正弦波を生成する交流信号生成部と、
前記周波数設定クロックから前記周波数設定クロックに同期したサンプリングクロックを生成するSCクロック生成部と、を備え、
前記差分積分器は、設定電圧とモニタ用信号との差分を前記容量に蓄積するようにスイッチトキャパシタで構成され、前記SCクロック生成部により生成されたサンプリングクロックを前記差分積分器に設けられた前記スイッチトキャパシタに供給することを特徴とする高圧交流電源装置。 - 前記差分積分器の前段にスイッチトキャパシタで構成されたスイッチトキャパシタフィルタを備え、
前記SCクロック生成部により生成されたサンプリングクロックを前記スイッチトキャパシタフィルタに設けられた前記スイッチトキャパシタに供給することを特徴とする請求項1記載の高圧交流電源装置。 - 前記差分積分器の前段にスイッチトキャパシタで構成され、前記モニタ用信号を整流する整流回路を備え、
前記SCクロック生成部により生成されたサンプリングクロックを前記整流回路に設けられた前記スイッチトキャパシタに供給することを特徴とする請求項1記載の高圧交流電源装置。 - 前記スイッチトキャパシタの容量素子は、いずれもMOS容量素子であることを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項に記載の高圧交流電源装置。
- 前記スイッチトキャパシタで構成された回路は、集積回路内に集積されていることを特徴とする請求項1乃至4のいずれか1項に記載の高圧交流電源装置。
- 請求項1乃至5のいずれか1項に記載の高圧交流電源装置を帯電用電源として用いることを特徴とする画像形成装置。
- 請求項1乃至5のいずれか1項に記載の高圧交流電源装置を帯電用電源として用いることを特徴とするカラー画像形成装置。
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JP2012160596A JP2014023309A (ja) | 2012-07-19 | 2012-07-19 | 高圧交流電源装置、画像形成装置及びカラー画像形成装置 |
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JP2012160596A Pending JP2014023309A (ja) | 2012-07-19 | 2012-07-19 | 高圧交流電源装置、画像形成装置及びカラー画像形成装置 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2017005951A (ja) * | 2015-06-16 | 2017-01-05 | 株式会社リコー | 高圧電源装置、画像形成装置及び電源安定化方法 |
-
2012
- 2012-07-19 JP JP2012160596A patent/JP2014023309A/ja active Pending
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