JP2014023195A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】力率改善コンバータの出力電圧をスイッチングして所定の直流出力電圧Ｖoを得るＤＣ-ＤＣコンバータの負荷状態に応じて前記力率改善コンバータの作動と停止を確実に制御し、その変換効率の改善を図ることのできるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】負荷状態検出回路を、力率改善コンバータの作動停止時における該力率改善コンバータの出力電圧Ｖbの最大値Ｖb-maxに基づいてＤＣ-ＤＣコンバータの負荷の大きさを判定する閾値電圧Ｖref2を設定し、ＤＣ-ＤＣコンバータの負荷Ｐoの大きさを示すフィードバック電圧ＦＢが前記閾値電圧Ｖref2を超えるときに作動許可信号ＥＮを出力するように構成した。
【選択図】 図１

Description

本発明は、力率改善コンバータとＤＣ-ＤＣコンバータとを備えたスイッチング電源装置に関する。

商用電力システムの安定化と安全性を確保する為に、消費電力が７５Ｗを超えるスイッチング電源装置に対して力率改善が義務付けられている。そこで最近、小型で高効率な力率改善コンバータ（ＰＦＣ）と、この力率改善コンバータを用いて得られる直流電圧を負荷の仕様に応じた直流出力電圧に変換するＤＣ-ＤＣコンバータとを備えたスイッチング電源装置が提唱されている（例えば特許文献１を参照）。またこの種のＤＣ-ＤＣコンバータとして、定格負荷が１００Ｗ程度である場合、二次側整流ダイオードの負担が少ない擬似共振コンバータ（ＱＲ）が多く用いられている。

図６は力率改善コンバータ２とＤＣ-ＤＣコンバータ（擬似共振コンバータ）３とを備えたスイッチング電源装置１の概略構成図である。尚、図中４は、商用電源５から給電される交流電力を整流して前記力率改善コンバータ２に入力する整流回路、６は上記整流回路４と商用電源５との間に介装されたノイズフィルタを示している。

前記力率改善コンバータ１は、概略的には前記整流回路３に接続されたインダクタＬ１と、オン時に前記整流回路４との間で前記インダクタＬ１を介する電流路を形成するスイッチング素子Ｑ１を備えると共に、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記インダクタＬ１と出力コンデンサＣ２との間に電流路を形成するダイオードＤ１を備える。そして制御回路ＩＣ１により前記スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動して前記インダクタＬに流れる電流を制御し、これによって安定化した直流電圧Ｖｂを得るように構成される。

尚、Ｒ１,Ｒ２は前記出力コンデンサＣ２に得られる直流電圧Ｖｂを分圧して検出して前記制御回路ＩＣ１にフィードバックする抵抗であり、Ｒ３はスイッチング電源装置１を介して流れる電流（負荷電流）を検出する為のシャント抵抗である。このように構成された力率改善コンバータ２の動作とその作用効果については、例えば特許文献２等に詳しく紹介される通りである。

また前記ＤＣ-ＤＣコンバータ（擬似共振コンバータ）３は、概略的には前記力率改善コンバータ２の出力（直流電圧Ｖｂ）が加えられる絶縁トランスＴの一次巻線Ｐ１に直列接続されたスイッチング素子Ｑ２と、このスイッチング素子Ｑ２に並列に設けられた共振コンデンサＣ４と、前記絶縁トランスＴの二次巻線Ｓ１に整流ダイオードＤ２を介して接続された出力コンデンサＣ５とを備える。そして制御回路ＩＣ２により前記スイッチング素子Ｑ２をオン・オフ駆動することで前記絶縁トランスＴの漏れインダクタンスと前記共振コンデンサＣ４との間で擬似共振作用を生起し、これによって所定の直流出力電圧Ｖoを生成するように構成される。

尚、Ｒ５,Ｒ６は前記出力コンデンサＣ５に得られる直流出力電圧Ｖoを分圧して検出し、帰還回路ＦＢを介して前記制御回路ＩＣ２にフィードバックする抵抗であり、Ｒ４は前記スイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出する為のシャント抵抗である。またこのＤＣ-ＤＣコンバータ３は、前記絶縁トランスＴの補助巻線Ｐ２に生じるＺＣＤ電圧を検出して前記スイッチング素子Ｑ２のターンオン・タイミングを制御するように構成されている。このように構成されたＤＣ-ＤＣコンバータ（擬似共振コンバータ）２の動作とその作用効果については、例えば特許文献３等に詳しく紹介される通りである。

ところで前記ＤＣ-ＤＣコンバータ３には、負荷状態を検出して前記力率改善コンバータ２に対する作動許可信号ＥＮを出力して該力率改善コンバータ２の作動を許可または停止させる負荷状態検出回路７が設けられる。また前記力率改善コンバータ２には上記作動許可信号ＥＮに従って、その作動を許可または停止させる作動制御回路８が設けられる。前記負荷状態検出回路７は、例えば入力電力が７５Ｗに満たない軽負荷時に前記力率改善コンバータ２の作動（運転）を停止させることで該力率改善コンバータ２での損失をなくし、これによって変換効率を改善する役割を担う。

このような負荷状態検出回路７は、例えば図７に示すように構成されて前記制御回路ＩＣ２に組み込まれる。この負荷状態検出回路７は、前記ＤＣ-ＤＣコンバータ２において前記スイッチング素子Ｑ２のオン・オフ制御に用いられるフィードバック電圧ＦＢが予め設定した第１の閾値電圧Ｖref1を下回ったとき、これを軽負荷状態であると判定してフリップフロップ７ａをセットする比較器（軽負荷検出回路）７ｂと、前記フィードバック電圧ＦＢが後述する第２の閾値電圧Ｖref2（＞Ｖref1）を超えたとき、通常の負荷状態であると判定して前記フリップフロップ７ａをリセットする比較器（通常負荷検出回路）７ｃとを備える。そしてこのフリップフロップ７ａの出力を、コンデンサＣtの充放電を利用した遅延回路７ｄを介して遅延処理してフリップフロップ７ｅをセット・リセット制御することで、該フリップフロップ７ｅのセット出力として前記作動許可信号ＥＮを得るように構成される。

尚、上記遅延回路７ｄは、定電流源Ｉtにて充電されるコンデンサＣtと、このコンデンサＣtに並列に設けられて前記フリップフロップ７ａの出力が［Ｈ］のときにオフ（遮断）動作して前記コンデンサＣtを充電し、前記フリップフロップ７ａの出力が［Ｌ］のときにオン（導通）動作して抵抗Ｒtを介して前記コンデンサＣtに充電された電荷を放電させるスイッチ素子Ｓとを備える。そして前記コンデンサＣtの充電電圧Ｖdが基準電圧Ｖth2を超えるときに前記フリップフロップ７ｅをリセットする比較器７ｆと、前記充電電圧Ｖdが基準電圧Ｖth1を下回るときに前記フリップフロップ７ｅをセットする比較器７ｇとを備えて構成される。

このように構成された負荷状態検出回路７の動作を簡単に説明すると、図８にその動作波形図を示すように負荷Ｐoが軽くなり、これに伴って前記フィードバック電圧ＦＢが低下して前記第１の閾値電圧Ｖref1を下回ると前記フリップフロップ７ａがセットされる。するとこのフリップフロップ７ａのセットにより前記遅延回路７ｄのスイッチ素子Ｓがオフとなり、前記コンデンサＣtがその容量と前記定電流源Ｉtから供給される一定電流とにより定まる充電特性で充電される。そして所定時間Ｔd-offの経過後に該コンデンサＣtの充電電圧Ｖdが前記基準電圧Ｖth2を超えたときに前記フリップフロップ７ｅがリセットされ、前記作動許可信号ＥＮが［Ｌ］となって前記力率改善コンバータ２の作動が停止制御される。

このようにして力率改善コンバータ２の作動（運転）が停止すると、該力率改善コンバータ２の出力電圧Ｖbは次第に低下した後、前記商用電源５から加わる交流電圧Ｖacにより定まる電圧に落ち着く。このときの前記力率改善コンバータ２の出力電圧Ｖbは、前記交流電圧Ｖacを整流した周期で、前記負荷Ｐoの大きさと前記出力コンデンサＣ１の容量にて定まる変動幅で周期的に変動する。

このような力率改善コンバータ２の作動停止状態において前記負荷Ｐoが重くなると、その負荷Ｐoの大きさに応じて前記ＤＣ-ＤＣコンバータ２における前記フィードバック電圧ＦＢが高くなる。そしてフィードバック電圧ＦＢが前記第２の閾値電圧Ｖref2を超えると前記フリップフロップ７ａがリセットされ、前記遅延回路７ｄのコンデンサＣｔに充電された電荷が放電される。そして所定時間Ｔd-onの経過後に該コンデンサＣtの充電電圧Ｖdが前記基準電圧Ｖth1を下回ったときに前記フリップフロップ７ｅがセットされ、前記作動許可信号ＥＮが［Ｈ］となる。この結果、前記力率改善コンバータ２の作動が許可されて該力率改善コンバータ２の運転が再開する。

特開２００７−２８８８５５号公報 特開２０１０−２２０３３０号公報 特開２０１１−１５５７０号公報

ところで前記力率改善コンバータ２が作動停止状態にあるときに該力率改善コンバータ２の出力コンデンサＣ２に得られる直流電圧Ｖｂは、前述したように前記負荷Ｐoの大きさと前記出力コンデンサＣ１の容量にて定まる変動幅で周期的に変動する。そこで従来では、専ら、前記直流電圧Ｖｂのボトム電圧Ｖb-minが前記負荷Ｐoの大きさに依存して変化することに着目し、前記フィードバック電圧ＦＢに対する前記第２の閾値電圧Ｖref2を前記直流電圧Ｖｂの最小値（ボトム電圧Ｖb-min）に基づいて設定している。

しかしながら交流電圧Ｖacが規定電圧（例えば１００Ｖ）よりも低い場合や、前記出力コンデンサＣ１の容量が小さい場合、前記負荷Ｐoの大きさに変化がなくても前述した直流電圧Ｖｂの低下に伴って前記フィードバック電圧ＦＢが高くなる。すると前述した如く前記直流電圧Ｖｂの最小値（ボトム電圧Ｖb-min）に基づいて設定した前記第２の閾値電圧Ｖref2よりも前記フィードバック電圧ＦＢが上回る事態が生じ、これを前記負荷Ｐoの増大として誤検出することになる。この為、前記負荷Ｐoの増大に伴う前記フィードバック電圧ＦＢの上昇を確実に検出することができなくなると言う問題がある。

例えば負荷Ｐoが３０Ｗ（一定）のときの前記交流電圧Ｖacに依存する前記直流電圧Ｖbと前記フィードバック電圧ＦＢとの関係を図９に示すように、前記直流電圧Ｖbの低下に伴って前記フィードバック電圧ＦＢが大きくなる。そして、例えば前記出力電圧Ｖbが約８５Ｖdc以下に低下すると、図９に示すように負荷Ｐoが軽負荷状態で一定であるにも拘わらず、前記フィードバック電圧ＦＢが前述した如く設定した第２の閾値電圧Ｖref2を常に超えた状態となる。

すると前記比較器７ｃはこの状態を検出して前記フリップフロップ７ａをリセットし、前述したように前記フリップフロップ７ｅをセットするので、前記作動許可信号ＥＮが［Ｈ］となる。この結果、負荷Ｐoの大きさに変化がなくても前記作動許可信号ＥＮに従って前記力率改善コンバータ２は運転状態に移行する。換言すれば交流電圧Ｖacの低下に伴って前記直流電圧Ｖbが低下した場合、前記力率改善コンバータ２の作動停止状態において負荷Ｐoの増大を検出して前記力率改善コンバータ２の作動を再開させると言う、本来の制御ができなくなる不具合が生じる。

本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、交流電圧が低下した場合でも軽負荷時における力率改善コンバータの不本意な作動を許可することなく、負荷状態に応じて前記力率改善コンバータの作動を確実に制御して、その変換効率の改善を図ることのできるスイッチング電源装置を提供することにある。

上述した目的を達成するべく本発明に係るスイッチング電源装置は、入力した交流電圧をスイッチングして直流電圧を得る力率改善コンバータと、この力率改善コンバータの出力電圧Ｖbをスイッチングして所定の直流出力電圧Ｖoを得る、例えば擬似共振コンバータからなるＤＣ-ＤＣコンバータと、このＤＣ-ＤＣコンバータの負荷状態に応じて前記力率改善コンバータに対する作動許可信号ＥＮを出力して該力率改善コンバータの作動を許可または停止させる負荷状態検出回路とを備え、
前記負荷状態検出回路を、前記力率改善コンバータの作動停止時における該力率改善コンバータの出力電圧Ｖbの最大値Ｖb-maxに基づいて前記ＤＣ-ＤＣコンバータの負荷の大きさを判定する閾値を設定し、前記ＤＣ-ＤＣコンバータの負荷の大きさを示す信号が前記閾値を超えるときに前記作動許可信号ＥＮを出力するように構成したことを特徴としている。

好ましくは前記負荷状態検出回路は、前記力率改善コンバータの作動停止時における前記力率改善コンバータの出力電圧の最大値を検出する電圧検出手段を備え、この電圧検出手段にて検出した上記出力電圧の最大値に応じて前記ＤＣ-ＤＣコンバータの負荷の大きさを判定する閾値を設定するように構成される。具体的には前記閾値は、前記ＤＣ-ＤＣコンバータにおいて直流出力電圧の制御に用いるフィードバック電圧ＦＢに対する閾値電圧として、或いは前記ＤＣ-ＤＣコンバータにおけるスイッチング素子のオン・オフ駆動周期の時間幅Ｔonoffに比例した周期電圧Ｖswに対する閾値電圧として設定される。

また前記負荷状態検出回路は、例えばリセット時に前記作動許可信号ＥＮを出力するフリップフロップと、
前記ＤＣ-ＤＣコンバータのフィードバック電圧ＦＢが予め設定された第１の閾値電圧Ｖref1を下回るときに前記フリップフロップをセットする軽負荷検出回路と、
前記第１の閾値電圧Ｖref1よりも高く、且つ前記力率改善コンバータの出力電圧Ｖbの最大値Ｖb-maxに基づいて定めた第２の閾値電圧Ｖref2を前記フィードバック電圧ＦＢが超えて一定時間（例えば交流電力の半周期程度、若しくは半周期以上の時間）Ｔdelayが経過したときに前記フリップフロップをリセットする通常負荷検出回路と
を備えて構成される。

或いは前記負荷状態検出回路は、例えばリセット時に前記作動許可信号ＥＮを出力するフリップフロップと、
前記ＤＣ-ＤＣコンバータの前記周期電圧Ｖswが予め設定した第１の閾値電圧Ｖref1を下回るときに前記フリップフロップをセットする軽負荷検出回路と、
前記第１の閾値電圧Ｖref1よりも高く、且つ前記力率改善コンバータの出力電圧Ｖbの最大値Ｖb-maxに基づいて定めた第２の閾値電圧Ｖref2を前記周期電圧Ｖswが超えて一定時間（例えば交流電力の半周期程度、若しくは半周期以上の時間）Ｔdelayが経過したときに前記フリップフロップをリセットする通常負荷検出回路と
を備えて構成される。

上記構成のスイッチング電源装置によれば、前記力率改善コンバータの作動停止時に負荷Ｐoの増大を検出する為の前記第２の閾値電圧Ｖref2を、該力率改善コンバータの作動停止時における該力率改善コンバータの出力電圧Ｖbの最大値Ｖb-maxに基づいて定めている。この力率改善コンバータの出力電圧Ｖbの最大値Ｖb-maxは、該力率改善コンバータの出力コンデンサの容量やＤＣ-ＤＣコンバータの負荷Ｐoの変化に拘わりなく、交流電圧Ｖacの大きさだけに依存する。

従って、仮に前記出力電圧Ｖbの低下に伴ってフィードバック電圧ＦＢが高くなるような場合でも、該出力電圧Ｖbの低下に応じて前記フィードバック電圧ＦＢに対する前記第２の閾値電圧Ｖref2が設定されるので、該出力電圧Ｖbの低下に起因する前記フィードバック電圧ＦＢの上昇を前記負荷Ｐoの増大として誤検出することがない。そして負荷Ｐoの増大に伴う前記フィードバック電圧ＦＢの上昇だけを確実に検出することができる。

またＤＣ-ＤＣコンバータにおけるスイッチング素子のオン・オフ駆動周期の時間幅Ｔonoffに比例した周期電圧Ｖswに対する第２の閾値電圧Ｖref2を設定する場合であっても、同様に前記出力電圧Ｖbの低下に起因する前記周期電圧Ｖswの上昇を前記負荷Ｐoの増大として誤検出することがない。そして負荷Ｐoの増大に伴う前記周期電圧Ｖswの上昇だけを確実に検出することができる。

従って前記出力電圧Ｖbの最小値（ボトム電圧Ｖb-min）を基準として前記第２の閾値電圧Ｖref2を設定した場合のように、一定の軽負荷状態において前記交流電圧Ｖacの低下に伴う前記出力電圧Ｖbの低下に起因して前記フィードバック電圧ＦＢ、或いは前記周期電圧Ｖswが前記第２の閾値電圧Ｖref2よりも高くなるような事態が生じることがない。故に交流電圧Ｖacが低下した場合でも、負荷状態に応じて前記力率改善コンバータの作動（停止と運転）を確実に制御し、その変換効率の向上を図ることが可能となる。

本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置の特徴的な構成部分である負荷状態検出回路の構成を示す図。 図１に示す負荷状態検出回路の動作とその作用を説明する為の動作波形図。 負荷状態検出回路の別の構成例を示す図。 負荷状態検出回路の更に別の構成例を示す図。 擬似共振コンバータにおけるスイッチング素子Ｑ２のオン・オフ駆動周期の時間幅Ｔonoffと負荷Ｐoとの関係を示す図。 力率改善コンバータとＤＣ-ＤＣコンバータ（擬似共振コンバータ）とを備えたスイッチング電源装置の概略構成図。 ＤＣ-ＤＣコンバータに設けられる負荷状態検出回路の構成例を示す図。 図７に示す負荷状態検出回路の動作とその作用を説明する為の動作波形図。 一定の負荷条件における直流電圧Ｖbとフィードバック電圧ＦＢとの関係を示す図。

以下、図面を参照して本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置について説明する。

このスイッチング電源装置１は、力率改善コンバータ２と、この力率改善コンバータ２の出力電圧Ｖbをスイッチングして所定の直流出力電圧Ｖoを得るＤＣ-ＤＣコンバータ３と、このＤＣ-ＤＣコンバータ３の負荷状態に応じて前記力率改善コンバータ２に対する作動許可信号ＥＮを出力して該力率改善コンバータ２の運転・停止制御する負荷状態検出回路７とを備えたもので、基本的には前述した図６に示す従来のスイッチング電源装置１と同様に構成される。

図１は本発明に係るスイッチング電源装置１における本発明の特徴部分である、前記ＤＣ-ＤＣコンバータ（擬似共振コンバータ）３に組み込まれる負荷状態検出回路７の概略構成図である。この負荷状態検出回路７は、前述した図７に示す従来の負荷状態検出回路７と同様な役割を持つ回路として構成されるが、前記比較器７ｃに設定する第２の閾値電圧Ｖref2を、前記力率改善コンバータ２の出力電圧Ｖbの最大値（ピーク電圧Ｖb-max）に基づいて定めると共に、遅延回路７ｈを介して前記比較器７ｃの出力を前記フリップフロップ７ａのセット端子に加えるように構成したことを特徴としている。

ちなみに前記負荷Ｐoが一定であるときに前記出力電圧Ｖbが低下すると、所定の直流出力電圧Ｖoを確保する為に前記ＤＣ-ＤＣコンバータ３のフィードバック電圧ＦＢが高くなる。すると前記フィードバック電圧ＦＢは、前述したように負荷Ｐoに依存する出力電圧Ｖbの最小値（ボトム電圧Ｖb-min）に基づいて設定した第２の閾値電圧Ｖref2を超えてしまう。

この点、前記出力電圧Ｖbの最大値（ピーク電圧Ｖb-max）に基づいて第２の閾値電圧Ｖref2を設定するようにすれば、低下した出力電圧Ｖbに応じて前記フィードバック電圧ＦＢに対する第２の閾値電圧Ｖref2が高くなる。従って前記出力電圧Ｖbの低下に伴って高くなるフィードバック電圧ＦＢが前記第２の閾値電圧Ｖref2を超えてしまうような不具合が生じない。故に、負荷Ｐoの増大に伴う前記フィードバック電圧ＦＢの上昇だけを確実に検出することが可能となる。

ここで前記比較器７ｃの出力を一定時間Ｔdelayに亘って遅延する前記遅延回路７ｈについて説明すると、この遅延回路７ｈは、定電流源Ｉt２にて充電されるコンデンサＣt２を備える。このコンデンサＣt２に並列に設けられたスイッチ素子Ｓ２は、前記比較器７ｃの出力が［Ｈ］のときにオフ（遮断）となって前記コンデンサＣt２を充電すると共に、前記比較器７ｃの出力が［Ｌ］のときには前記スイッチ素子Ｓ２をオン（導通）となり、抵抗Ｒt２を介して前記コンデンサＣt２に充電された電荷を放電させる。そして該遅延回路７ｈに設けられた比較器７ｉは、上述した如く充放電される前記コンデンサＣt２の充電電圧Ｖd２が基準電圧Ｖth3を超えたときに前記フリップフロップ７ａをリセットする役割を担う。尚、上記一定時間Ｔdelayは、例えば前記交流電圧Ｖacの半周期程度、具体的には５０Ｈzの交流電圧の場合には１０ｍｓ程度に設定される。

このように構成された遅延回路７ｈによれば、前記フィードバック電圧ＦＢが一時的に前記第２の閾値電圧Ｖref2を超えて前記比較器７ｃの出力が［Ｈ］となっても、その状態が前記一定時間Ｔdelay（１０ｍｓ程度）に亘って継続しない限り前記フリップフロップ７ａがリセットされることはない。換言すれば前記フィードバック電圧ＦＢが前記第２の閾値電圧Ｖref2を超える状態が前記一定時間Ｔdelayに亘って継続したとき、これを前記負荷Ｐoが増大したとして検出して前記フリップフロップ７ａがリセットされる。そしてこのフリップフロップ７ａのリセットにより、前述した遅延回路７ｄを介してフリップフロップ７ｅがセットされて前記作動許可信号ＥＮが出力される。

かくして上述した如く構成された負荷状態検出回路７を備えて構築されるスイッチング電源装置１によれば、図２にその動作波形図を示すように、ＤＣ-ＤＣコンバータ３の負荷Ｐoが軽くなり、これに伴って前記フィードバック電圧ＦＢが低下して前記第１の閾値電圧Ｖref1を下回ると前記比較器（軽負荷検出回路）７ｂの出力によって前記フリップフロップ７ａがセットされる。するとこのフリップフロップ７ａのセットにより前記遅延回路７ｄのスイッチ素子Ｓがオフとなり、前記コンデンサＣtがその容量と前記定電流源Ｉtから供給される一定電流とにより定まる充電特性で充電される。そして前記コンデンサＣtの充電電圧Ｖdが前記第２の基準電圧Ｖth2を超えるまでの所定時間Ｔd-offの経過後に前記フリップフロップ７ｅがリセットされ、前記作動許可信号ＥＮが［Ｌ］となって前記力率改善コンバータ２の作動が停止制御される。

このようにして力率改善コンバータ２の作動（運転）が停止すると、前述したように前記力率改善コンバータ２の出力電圧Ｖbが次第に低下した後、前記商用電源５から加わる交流電圧Ｖacにより定まる電圧に落ち着く。このときの前記力率改善コンバータ２の出力電圧Ｖbは、前記交流電圧Ｖacを整流した周期で、前記負荷Ｐoの大きさと前記出力コンデンサＣ１の容量にて定まる変動幅で周期的に変動する。このときの前記出力電圧Ｖbのピーク電圧Ｖb-maxは、前述したように交流電圧Ｖacに依存し、またそのボトム電圧Ｖb-minは負荷Ｐoの大きさに依存する。本発明においてはこのような出力電圧Ｖbのピーク電圧Ｖb-maxを検出し、検出したピーク電圧Ｖb-maxに基づいて前記第２の閾値電圧Ｖref2を設定するものとなっている。

一方、上述した力率改善コンバータ２の作動停止状態において前記負荷Ｐoが重くなると、その負荷Ｐoの増大に伴って前記ＤＣ-ＤＣコンバータ２における前記フィードバック電圧ＦＢが高くなる。そしてフィードバック電圧ＦＢが、前述した如く前記出力電圧Ｖbの最大値（ピーク電圧Ｖb-max）に基づいて設定した前記第２の閾値電圧Ｖref2を超えると前記比較器（通常負荷検出回路）７ｃの出力が［Ｈ］となる。そしてこの比較器７ｃの出力が［Ｈ］である状態が、前記遅延回路７ｈにより規定される一定時間Ｔdelayに亘って継続したとき、該遅延回路７ｈの出力によって前記フリップフロップ７ａがリセットされる。

尚、前記フィードバック電圧ＦＢが前記第２の閾値電圧Ｖref2を超えている時間が前記遅延回路７ｈにより規定される一定時間Ｔdelayよりも短い場合には、前記比較器７ｃの出力が［Ｌ］に戻った時点で前記遅延回路７ｈのコンデンサＣt2が放電されるので、該遅延回路７ｈから前記フリップフロップ７ａに対するリセット信号は出力されない。従って前記フィードバック電圧ＦＢが一時的に前記第２の閾値電圧Ｖref2を超えたとしても、その状態が前記一定時間Ｔdelayに亘って継続しない限り前記フリップフロップ７ａがリセットされることはない。

このように機能する前記遅延回路７ｈを介して前記フリップフロップ７ａがリセットされると、これによって前記遅延回路７ｄのコンデンサＣｔに充電された電荷の放電が開始される。そして前記コンデンサＣｔの放電に伴って該コンデンサＣtの充電電圧Ｖdが前記基準電圧Ｖth1を下回るまでの放電時間Ｔd-onの経過後に前記フリップフロップ７ｅがセットされ、前記作動許可信号ＥＮが［Ｈ］となる。この結果、前記力率改善コンバータ２の作動が許可されて該力率改善コンバータ２の作動が再開する。

このように動作する負荷状態検出回路７によれば、通常負荷検出回路としての前記比較器７ｃに設定する前記第２の閾値電圧Ｖref2を、前記力率改善コンバータ２の出力電圧Ｖbのピーク電圧Ｖb-maxに基づいて設定しているので、交流電圧Ｖacが低下した場合であっても、前記負荷Ｐoの増大に伴う前記フィードバック電圧ＦＢの上昇だけを確実に検出することができる。

換言すれば前記交流電圧Ｖacの低下に伴って前記力率改善コンバータ２の出力電圧Ｖbが低下し、これに起因して前記ＤＣ-ＤＣコンバータ２における前記フィードバック電圧ＦＢが高くなっても、該フィードバック電圧ＦＢに対する前記第２の閾値電圧Ｖref2が前記出力電圧Ｖbのピーク電圧Ｖb-maxの低下に応じて高く設定されるので、上記交流電圧Ｖacの低下に起因するフィードバック電圧ＦＢの上昇を負荷Ｐoの増大として誤検出することがない。従って前記交流電圧Ｖacが低下した場合であっても、負荷Ｐoに応じて変化する前記フィードバック電圧ＦＢの変化を確実に捉えて、特に前記力率改善コンバータ２の運転休止状態時における負荷Ｐoの増大を確実に検出することができる。

ところで上述した実施形態は前記ＤＣ-ＤＣコンバータ２におけるフィードバック電圧ＦＢの変化に着目して負荷Ｐoの増大を判定した。しかし負荷Ｐoの変化に応じて前記ＤＣ-ＤＣコンバータ２における前記スイッチング素子Ｑ２のオン・オフ駆動周期の時間幅Ｔonoffも変化するので、このオン・オフ駆動周期の時間幅Ｔonoffに着目して前記力率改善コンバータ２の運転停止時における前記負荷Ｐoの増大を判定することも可能である。この場合、上記オン・オフ駆動周期の時間幅Ｔonoffに比例する周期電圧Ｖswを生成し、この周期電圧Ｖswに対する前記第２の閾値電圧Ｖref2を前記ピーク電圧Ｖb-maxに基づいて設定すれば良い。

尚、上記オン・オフ駆動周期の時間幅Ｔonoffとは、前記スイッチング素子Ｑ２がターンオンを繰り返す周期の時間幅、またはターンオフを繰り返す周期の時間幅を意味する。即ち、前記ＤＣ-ＤＣコンバータ２が擬似共振コンバータにより構築される場合、軽負荷時でのスイッチング周波数の上限を抑えるために、スイッチング素子Ｑ２をターンオフした後、共振により振動するドレイン電圧のボトムが或る回数検出された後、前記スイッチング素子Ｑ２をターンオンすると言う、ボトムスキップ制御が実行される。前記オン・オフ駆動周期の時間幅Ｔonoffは、このようなボトムスキップ制御に伴う時間を含めたものである。

図３は前記周期電圧Ｖswに基づいて前記負荷Ｐoの変化を検出するようにした負荷状態検出回路７の概略的な構成例を示している。即ち、この場合には、図３に示すように比較器７ｂにおいて前記周期電圧Ｖswと第１の閾値電圧Ｖref1とを比較して軽負荷状態を検出して前記力率改善コンバータ２の作動を停止させ、また該力率改善コンバータ２の作動停止時（軽負荷時）には前記周期電圧Ｖswと第２の閾値電圧Ｖref2とを比較して負荷Ｐo軽負荷の増大を検出し、前記力率改善コンバータ２の作動を許可する前記作動許可信号ＥＮを出力するように構成される。

尚、図３においては前記比較器７ｂの出力をアンド回路７ｊを介してフリップフロップ７ａのセット端子に加え、また前記比較器７ｃの出力をナンド回路７ｋを介して前記遅延回路７ｈに入力するように構成している。前記アンド回路７ｊおよびナンド回路７ｋは、図６に示したように前記ＤＣ-ＤＣコンバータ２が擬似共振コンバータとして実現される場合、該擬似共振コンバータにおける前述したボトムスキップ制御において前記スイッチング素子Ｑ２のターンオン・タイミングの制御に用いるボトム制御信号Ｂotを利用して、前記比較器７ｂ,７ｃの出力をゲート制御する役割を担う。

ちなみに擬似共振コンバータにおいては、軽負荷時における前記スイッチング素子Ｑ２のオン・オフ周期の最小値を制限する為に、前述したように前記スイッチング素子Ｑ２のターンオフ後の共振電流に起因して振動するドレイン電圧がボトム値をとる回数を検出し、軽負荷時には所定回数のボトム値が検出された後に前記スイッチング素子Ｑ２をターンオンする、いわゆるボトムスキップ制御が実行される。前記ボトム制御信号Ｂot-ａ〜Ｂot-ｆは、前記ボトムスキップ制御に用いられる制御信号であり、予め設定されたボトムスキップ数のときに［Ｈ］となる。

尚、前記ボトムスキップ数は、例えば重負荷時には［０］または［１］に設定され、中負荷時には［２］または［３］に設定され、そして軽負荷時には［４］〜［１０］に設定される。ちなみにボトムスキップ数［０］は、前記スイッチング素子Ｑ２のターンオフ後、最初のボトムを検出して、つまりボトムスキップすることなしに前記スイッチング素子Ｑ２のターンオン・タイミングを制御することを意味する。またボトムスキップ数［５］は、前記スイッチング素子Ｑ２のターンオフ後、５回のボトムをスキップした後、次のボトムを検出して前記スイッチング素子Ｑ２のターンオン・タイミングを制御することを意味する。

前記ナンド回路７ｋは、前記ＤＣ-ＤＣコンバータ２が中負荷状態であり、前記ボトムスキップ数が［２］以下であるときに［Ｈ］となるボトム制御信号Ｂot-ｂを入力してアクティブとなり、前記比較器７ｃにより検出された軽負荷状態を示す信号を出力する。即ち、前記ナンド回路７ｋは、負荷Ｐoが軽負荷状態から中荷状態に移行したとき、前記フリップフロップ７ａをリセットする。

また前記アンド回路７ｊは、前記ＤＣ-ＤＣコンバータ２が軽負荷状態であり、前記ボトムスキップ数が［４］以上であるであるときに［Ｈ］となるボトム制御信号Ｂot-ａを入力してアクティブとなり、前記比較器７ｂにより検出された軽負荷状態を示す信号を出力する。即ち、前記アンド回路７ｊは、負荷Ｐoが通常負荷状態から軽負荷状態に移行したとき、前記フリップフロップ７ａをセットする。

このように構成された負荷状態検出回路７においては、前記力率改善コンバータ２の出力電圧Ｖbのピーク電圧Ｖb-maxに基づいて設定した第２の閾値電圧Ｖref2を用いて前記周期電圧Ｖswを比較判定して前記負荷Ｐoの増大を検出すると共に、擬似共振コンバータにおいて前記スイッチング素子Ｑ２のターンオン・タイミングの制御に用いるボトム制御信号Ｂotを利用して該擬似共振コンバータ（ＤＣ-ＤＣコンバータ２）の負荷状態を判定することになる。

従って上記構成の負荷状態検出回路７によれば、前記交流電圧Ｖacの低下に起因する前記スイッチング素子Ｑ２のオン・オフ駆動周期の時間幅Ｔonoffの変化、特に該オン・オフ駆動周期の時間幅Ｔonoffに比例する前記周期電圧Ｖswの上昇を負荷Ｐoの増大として誤検出することがない。従って負荷Ｐoに応じて変化する前記周期電圧Ｖswの変化を確実に捉えて、特に前記力率改善コンバータ２の運転休止状態時における負荷Ｐoの増大を確実に検出することができる。

従って構成の負荷状態検出回路７を備えたスイッチング電源装置１によれば、軽負荷時に力率改善コンバータ２の作動を停止させ、この力率改善コンバータ２の作動停止時に負荷Ｐoが増大したときに該力率改善コンバータ２の作動を再開させることができる。故に交流電圧Ｖacの低下時においても、負荷状態に応じて前記力率改善コンバータ２の運転を適切に制御することができるので、その変換効率を十分に高めることができる。

また図４は前記負荷状態検出回路７の別の構成例を示している。図４に示す負荷状態検出回路７は、前記遅延回路７ｄを前記フリップフロップ７ａの前段に設け、該フリップフロップ７ａの出力として前記作動許可信号ＥＮを得るように構成したものである。また図４においては前記軽負荷状態検出回路として、更に前述したボトム制御信号Ｂot-ａに関連するボトム制御信号Ｂot-ｃを入力し、前述した比較器７ｂによる軽負荷検出とは独立に前記フリップフロップ７ａをセットするオア回路７ｘを設けている。また前記通常状態検出回路として、更に前述したボトム制御信号Ｂot-ｂに関連するボトム制御信号Ｂot-ｄを入力し、前述した比較器７ｃによる通常負荷検出とは独立に前記フリップフロップ７ａをリセットするオア回路７ｙを設けている。

前記オア回路７ｘは、ボトムスキップ数が［８］以上のときに［Ｈ］となるボトム制御信号Ｂot-ｃを入力し、前述した比較器７ｂによる中負荷状態から軽負荷状態への移行の検出とは独立して前記フリップフロップ７ａを強制的にセットする。即ち、ボトムスキップ数が［８］以上の軽負荷状態であるときに前記力率改善コンバータ２を運転すると、却って該力率改善コンバータ２での損失が増え、変換効率の低減を図ることができなくなることから、前記作動許可信号ＥＮの出力を強制的に停止させることで、むしろ前記力率改善コンバータ１の運転を禁止する役割を担う。

また前記オア回路７ｙは、ボトムスキップ数が［１］以下のときに［Ｈ］となるボトム制御信号Ｂot-ｄを入力し、前述した比較器７ｃによる軽負荷状態から通常負荷状態への移行の検出とは独立して前記フリップフロップ７ａを強制的にリセットする役割を担う。この結果、前記作動許可信号ＥＮが時間遅れなく出力されて、前記力率改善コンバータ２は速やかに運転を再開する。従って前記負荷状態検出回路７を図４に示すように構成しても、先に図１および図３にそれぞれ示した負荷状態検出回路７を用いる場合と同様な効果が奏せられる。

図５は、交流電圧９０Ｖacを入力し、その出力電圧Ｖbとして２５０Ｖdcを得る力率改善コンバータ２を備えたスイッチング電源装置１において、前記力率改善コンバータ２の出力電圧Ｖbをスイッチングして所定の直流出力電圧Ｖoを生成する前記ＤＣ-ＤＣコンバータ２の、前記スイッチング素子Ｑ２の負荷Ｐoの大きさに応じて変化するオン・オフ駆動周期の時間幅Ｔonoffと上記負荷Ｐoとの関係を示している。

尚、図５において実線は前記力率改善コンバータ２の作動時に、該力率改善コンバータ２の出力電圧Ｖbとして２５０Ｖdcの直流電圧が入力されたときの前記ＤＣ-ＤＣコンバータ２の特性を示している。また一点鎖線は前記力率改善コンバータ２の作動停止時に、前記力率改善コンバータ２の出力電圧Ｖｂとして前記交流電圧９０Ｖacを整流・平滑化した１２７Ｖdcの直流電圧Ｖbが入力されたときの前記ＤＣ-ＤＣコンバータ２の特性を示している。

この図５に示すように、前述した負荷状態検出回路７の制御の下で前記スイッチング素子Ｑ２のオン・オフ駆動周期の時間幅Ｔonoffを判定し、その判定結果に従って前記力率改善コンバータ２の運転停止とその運転再開を制御すれば、交流電圧が９０Ｖacと低い場合であっても、前記力率改善コンバータ２の運転時と運転停止時との間の電力ヒステリシスの幅を十分に確保して前記力率改善コンバータ２の運転を安定に制御することが可能となる。

具体的には前記力率改善コンバータ２の作動時に前記負荷Ｐoの減少に伴って前記スイッチング素子Ｑ２のオン・オフ時間幅が、例えば７.２μｓ以下に低下したときに前記力率改善コンバータ２の作動を停止させ、また該力率改善コンバータ２の作動停止時に前記負荷Ｐoの増大に伴って前記スイッチング素子Ｑ２のオン・オフ時間幅が、例えば８.７μｓ以上に上昇したときに前記力率改善コンバータ２の作動を再開させるように制御すれば、交流電圧が９０Ｖacと低い場合であっても、その電力ヒステリシスの幅を十分に確保することができる。従って前記力率改善コンバータ２の運転を安定にオン・オフ制御することが可能となる。

以上、本発明に係るスイッチング電源装置の負荷状態検出回路７について説明したように、本発明においては前記力率改善コンバータ２の作動停止時における該力率改善コンバータ２の出力電圧Ｖbの最大値（ピーク電圧Ｖb-max）が、その入力である交流電圧Ｖacに応じて変化することに着目し、この出力電圧Ｖbの最大値（ピーク電圧Ｖb-max）に基づいて前記力率改善コンバータ２の運転を許可する為の閾値（第２の閾値電圧Ｖref2）を設定している。

これ故、本発明に係るスイッチング電源装置によれば、当該スイッチング電源装置１に給電される交流電力の電圧Ｖacが低下し、これに伴って前記力率改善コンバータ２の出力電圧Ｖbが低下した場合であっても、前記前記ＤＣ-ＤＣコンバータ３２の負荷Ｐoの増大を確実に検出することができる。従って入力電圧Ｖacの低下に拘わることなく、前記力率改善コンバータ２の作動停止時における負荷Ｐoの増大を確実に検出して前記力率改善コンバータ２の作動（運転）を再開させることができる。故に、前記力率改善コンバータ２での損失を極力抑えながらスイッチング電源装置１を、高効率に運転することが可能となる。

尚、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。例えば前述した遅延回路７ｈに設定する一定時間（遅延時間）Ｔdelayについては、前述した交流電圧Ｖacの半周期以上の時間として設定すれば十分である。また前記出力電圧Ｖbのピーク電圧Ｖb-maxの変化に応じて設定する前記第２の閾値電圧Ｖref2についても、前記交流電圧Ｖacの低下を許容し得る最低電圧や、該交流電圧Ｖacの低下に伴う前記出力電圧Ｖbの変動幅に応じて、つまり前記出力電圧Ｖbのボトム電圧Ｖb-minとの関係に応じて設定すれば定めれば十分である。

またＤＣ-ＤＣコンバータ３として、前述した擬似共振コンバータ以外のもの、例えば複合発振電流共振型コンバータを用いる場合でも本発明を同様に適用可能である。その他、本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。

１ スイッチング電源装置
２ 力率改善コンバータ
３ ＤＣ-ＤＣコンバータ（擬似共振コンバータ）
７ 負荷状態検出回路
７ａ,７ｅ フリップフロップ
７ｂ,７ｃ 比較器
７ｆ,７ｈ 遅延回路
８ 作動制御回路

Claims (6)

1. 入力した交流電圧をスイッチングして直流電圧を得る力率改善コンバータと、この力率改善コンバータの出力電圧をスイッチングして所定の直流出力電圧を得るＤＣ-ＤＣコンバータと、このＤＣ-ＤＣコンバータの負荷状態に応じて前記力率改善コンバータに対する作動許可信号を出力して該力率改善コンバータの作動を許可または停止させる負荷状態検出回路とを備え、
   前記負荷状態検出回路は、前記力率改善コンバータの作動停止時における前記力率改善コンバータの出力電圧の最大値に基づいて前記ＤＣ-ＤＣコンバータの負荷の大きさを判定する閾値を設定し、前記ＤＣ-ＤＣコンバータの負荷の大きさを示す信号が前記閾値を超えるときに前記作動許可信号を出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記負荷状態検出回路は、前記力率改善コンバータの作動停止時における前記力率改善コンバータの出力電圧の最大値を検出する電圧検出手段を備え、この電圧検出手段にて検出した上記出力電圧の最大値に応じて前記ＤＣ-ＤＣコンバータの負荷の大きさを判定する閾値を設定するものである請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記閾値は、前記ＤＣ-ＤＣコンバータにおいて直流出力電圧の制御に用いるフィードバック電圧に対する閾値電圧として設定されるものであって、
   前記負荷状態検出回路は、
   リセット時に前記作動許可信号を出力するフリップフロップと、
   前記フィードバック電圧が予め設定された第１の閾値電圧を下回るときに前記フリップフロップをセットする軽負荷検出回路と、
   前記第１の閾値電圧よりも高く、且つ前記力率改善コンバータの出力電圧の最大値に基づいて定めた前記第２の閾値電圧を前記フィードバック電圧が超えて一定時間が経過したときに前記フリップフロップをリセットする通常負荷検出回路と
   を具備したものである請求項１に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記閾値は、前記ＤＣ-ＤＣコンバータにおけるスイッチング素子のオン・オフ駆動周期の時間幅に比例した周期電圧に対する閾値電圧として設定されるものであって、
   前記負荷状態検出回路は、
   リセット時に前記作動許可信号を出力するフリップフロップと、
   前記周期電圧が予め設定した第１の閾値電圧を下回るときに前記フリップフロップをセットする軽負荷検出回路と、
   前記第１の閾値電圧よりも高く、且つ前記力率改善コンバータの出力電圧Ｖbの最大値に基づいて定めた前記第２の閾値電圧を前記周期電圧が超えて一定時間が経過したときに前記フリップフロップをリセットする通常負荷検出回路と
   を具備したものである請求項１に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記通常負荷検出回路に設定される一定時間は、前記交流電力の半周期程度、若しくは半周期以上の時間である請求項３または４に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記ＤＣ-ＤＣコンバータは、擬似共振コンバータからなる請求項１に記載のスイッチング電源装置。

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