JP2014003833A - インバータ制御装置と電動圧縮機および電気機器 - Google Patents

Abstract

【課題】誘起電圧波形のゼロクロス点の検出が不可能、すなわちロータの相対位置が認識できないような運転状態となった場合における同期運転では、電圧低下に対して脱調停止するという課題を有していた。
【解決手段】ブラシレスＤＣモータの目標回転数に応じて所定の周波数で通電角１８０度未満の波形を出力する同期転流中に、電圧低下を検出した場合、電圧の変動幅に合わせてモータへ通電する間隔を遅くする事により、強制的に回転数を下げることで、ロータの相対位置が認識できないような運転状態となった場合であっても、電圧低下に対して脱調することを防ぎ、運転持続可能なモータの運転制御を実現する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータのインバータ制御装置における通電制御方式に関するものであり、またインバータ制御装置を用いた電動圧縮機および該インバータ制御装置によって駆動されるブラシレスＤＣモータを具備した家庭用冷蔵庫等の電気機器における制御方式に関するものである。

従来、この種のインバータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータのロータ磁極位置に応じて、ステータの三相巻線の通電相の切換え、すなわち転流動作を行なうことで回転磁界を発生させ、ロータが出力トルクを得るように制御される。したがって、ブラシレスＤＣモータの運転においては、ステータ巻線電流により発生する磁束に対してロータ磁束の相対関係を得ることが必要である。

ホール素子等のセンサを用いたモータでは、センサによりロータ磁極位置を正確に認識することができるため、間接的な誘起電圧によるロータ磁極位置を検知などの必要がなく、センサから直接ロータ磁極位置が判断できるので、容易にモータ制御を行なうことができる。

しかしながら、密閉型圧縮機においては、ホール素子等のセンサを埋め込むこと自体が、使用環境によるセンサ故障、冷媒漏れなどの信頼性、センサ一体型による故障時のモータのメンテナンスの観点から採用が容易ではなく、一般的にはホール素子等のセンサを用いずにステータ巻線に生じる誘起電圧によりロータ磁極位置を検知するセンサレス方式のインバータ制御装置が用いられている。

一般に、センサレス方式のインバータ制御装置の波形制御としては、１２０度通電波形が採用されているものが多く、ブラシレスＤＣモータを駆動するシステムにおいては、電気角１２０度の期間インバータの各相スイッチを導通させ、残りの電気角６０度の区間を無制御としている。この場合、無制御期間中の電気角６０度を用い、上下アームのスイッチのオフ期間中にモータ端子に現れる誘起電圧を観測することにより、ロータ磁極位置を得ている。

また近年、モータの高効率化を図るためロータ内部に永久磁石を埋め込み、磁石に起因するトルクのみならずリラクタンスに起因するトルクを発生させることにより、モータ電流を増加させることなく全体として発生トルクを大きくすることができる埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータが多く用いられてきている。

以下、図面を参照しながら、上記従来のインバータ制御装置について説明する。

図６は、上記特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置の構成を示す図である。図７は、インバータ制御装置の各部の信号波形および処理内容を示すタイムチャートである。

図６において、直流電源００１の端子間に３対のスイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、ＴｒＶ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚをそれぞれ直列接続してインバータ回路部１４０を構成している。ブラシレスＤＣモータ１０５は、４極の分布巻き構造のステータ１０５ｂと、ロータ１０５ａで構成されている。ロータ１０５ａは、内部に永久磁石１０５α、１０５βを埋め込んだ磁石埋込型構造である。

各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点は、ブラシレスＤＣモータ１０５のＹ接続された各相のステータ巻線１０５ｕ、１０５Ｖ、１０５ｗの端子にそれぞれ接続されている。

尚、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、ＴｒＶ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚのコレクタ−エミッタ端子間には、それぞれ保護用の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、ＤＶ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚが接続されている。

抵抗１０１、１０２は、母線１０３、１０４間に直列に接続されており、その共通接続点である検出端子ＯＮは、ブラシレスＤＣモータ１０５のステータ巻線１０５ｕ、１０５Ｖ、１０５ｗの中性点の電圧に相当する直流電源００１の電圧の１／２である仮想中性点の電圧ＶＮを出力するようになっている。

コンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃは、これらの各非反転入力端子（＋）が、抵抗１０７、１０８、１０９を介して出力端子ＯＵ、ＯＶ、ＯＷにそれぞれ接続され、各反転入力端子（−）が、検出端子ＯＮに接続されている。

そして、これらのコンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃの出力端子は、論理手段であるマイクロプロセッサ１１０の入力端子Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３にそれぞれ接続されている。またその出力端子Ｏ１からＯ６は、ドライブ回路１２０を介してトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、ＴｒＶ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚを駆動する。

ブラシレスＤＣモータ１０５は、４極分布巻き構造で、ロータ１０５ａがロータ表面に永久磁石１０５α、１０５βを配置した表面磁石構造となっている。

次に図７を用いて制御動作について説明する。

（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は定常動作時におけるステータ巻線１０５ｕ、１０５Ｖ、１０５ｗの端子電圧Ｖｕ、ＶＶ、Ｖｗを示すものである。

これらの端子電圧は、インバータ回路部１４０による供給電圧Ｖｕａ、ＶＶａ、Ｖｗａと、ステータ巻線１０５ｕ、１０５Ｖ、１０５ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ、ＶＶｂ、Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部１４０のダイオードＤｕ、Ｄｘ、ＤＶ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ、ＶＶｃ、Ｖｗｃとの合成波形となる。これらの端子電圧Ｖｕ、ＶＶ、Ｖｗと直流電源００１の１／２の電圧である仮想中性点電圧ＶＮとコンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃにより比較した出力信号ＰＳｕ、ＰＳＶ、ＰＳｗを（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）に示す。

この場合、コンパレータの出力信号ＰＳｕ、ＰＳＶ、ＰＳｗは、前述の誘起電圧Ｖｕｂ、ＶＶｂ、Ｖｗｂの正および負ならびに位相を表わす信号ＰＳｕａ、ＰＳＶａ、ＰＳｗａと、前述のパルス状電圧のＶｕｃ、ＶＶｃ、Ｖｗｃに対応する信号ＰＳｕｂ、ＰＳＶｂ、ＰＳｗｂとからなる。

また、パルス状電圧のＶｕｃ、ＶＶｃ、Ｖｗｃは、ウェイトタイマにより無視しているので、コンパレータの出力信号ＰＳｕ、ＰＳＶ、ＰＳｗは、結果として誘起電圧Ｖｕｂ、ＶＶｂ、Ｖｗｂの正および負ならびに位相を示すものとなる。

マイクロプロセッサ１１０は、各コンパレータの出力信号ＰＳｕ、ＰＳＶ、ＰＳｗの状態に基づいて（Ｇ）に示す６つのモードＡ〜Ｆを認識し、出力信号ＰＳｕ、ＰＳＶ、ＰＳ
ｗのレベルが変化した時点から電気角で３０度だけ遅らせて、ドライブ信号ＤＳｕ（Ｊ）からＤＳｚ（Ｏ）を出力する。

モードＡ〜Ｆの各時間Ｔ（Ｈ）は、電気角６０度を示すものであり、Ａ〜Ｆの１／２の時間（Ｉ）すなわちＴ／２は、電気角で３０度に相当する遅延時間を示すものである。

このように、ブラシレスＤＣモータ１０５のロータ１０５ａの回転に応じて、ステータ巻線１０５ｕ、１０５Ｖ、１０５ｗに生ずる誘起電圧からロータ１０５ａの位置状態を検出するとともに、その誘起電圧の変化時間（Ｔ）を検出してステータ巻線１０５ｕ、１０５Ｖ、１０５ｗへの通電モードおよびタイミングにより各相ステータ巻線１０５ｕ、１０５Ｖ、１０５ｗの通電のための駆動信号を決定して実行させるようにしている。

特開平１−８８９０号公報

しかしながら、上記特許文献に記載された、誘起電圧により位置検出をおこなっている従来の制御方法では、誘起電圧波形のゼロクロス点の検出が不可能、すなわちロータの相対位置が認識できないような運転状態となった場合においては、制御不能であり、電圧低下に対して脱調停止するという課題を有していた。

本発明は、それを解決するもので、目標回転数およびその時点の運転回転数に基づいて、所定の周波数の駆動波形によって強制的に転流を継続する制御を行ない、電圧低下時には電圧の変動幅に合わせてモータへ通電する間隔を遅くする事により、強制的に回転数を下げることでモータの運転状態を維持する事により、同期運転でより安定したモータ動作を実現する信頼性の高いインバータ制御装置を提供するものである。

上記従来の課題を解決するために本発明のインバータ制御装置は、永久磁石を設けたロータと三相巻線を設けたステータからなるブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記インバータ回路部に加わる電圧を検出する電圧検出手段と、前記インバータ回路部の三相出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧と前記インバータ回路部の出力電圧により生成した基準電圧を比較検出する位置検出回路部と、前記位置検出回路部の信号に基づき誘起電圧ゼロクロス点からロータ位置検出信号を出力する位置検出判定手段と、前記位置検出判定手段からの出力信号に基づき前記インバータ回路部の転流波形を出力する位置検知転流制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの目標回転数に応じて所定の周波数で通電角１８０度未満の波形を出力する同期転流制御手段を備え、同期転流中に前記電圧検出手段により電圧低下を検出した場合、電圧の変動幅に合わせてモータへ通電する間隔を遅くする事により、強制的に回転数を下げるようにしたものである。

また、前記位置検出回路部の信号に基づき前記インバータ回路部の出力電圧位相に対する誘起電圧位相の位相差を検出するとともに位相状態に応じて前記出力電圧制御手段による三相出力電圧を変化させ、インバータ回路部の出力電圧に対するロータ誘起電圧位相を所定の位相に保つ位相差判定手段を備え、同期転流による動作において、ロータ位相の変化状態に応じて出力電圧を変化させモータの運転状態を追従させるようにしたものである。

そして、目標回転数およびその時点の運転回転数に基づいて、所定の周波数の駆動波形による同期転流中に、電圧低下を検出した場合、電圧の変動幅に合わせてモータへ通電する間隔を遅くする事により、強制的に回転数を下げて運転を持続するようにしたものである。

したがって、誘起電圧波形のゼロクロス点の検出が不可能、すなわちロータの相対位置が認識できないような運転状態となった場合に、電圧低下がした場合においても運転を継続できるので、より安定したモータ動作を実現することができる。

本発明のインバータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動において、目標回転数の増加、負荷トルク変動などの要因により、ロータの磁極位置検知が困難な運転状態で行なう同期運転中に電圧低下が発生した際でも、安定した運転動作の継続を可能とすることができる。

本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図 同実施の形態１におけるインバータ制御装置の各部の信号波形と処理内容を示すタイムチャート 同実施の形態１における制御動作を示すフローチャート 同実施の形態１における電圧低下制御を示すフローチャート 同実施の形態１における電圧低下制御のタイムチャート 従来のインバータ制御装置の構成を示す図 従来のインバータ制御装置の各部の信号波形および処理内容を示す図

第１の発明は、永久磁石を設けたロータと三相巻線を設けたステータからなるブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記インバータ回路部に加わる電圧を検出する電圧検出手段と、前記インバータ回路部の三相出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧と前記インバータ回路部の出力電圧により生成した基準電圧を比較検出する位置検出回路部と、前記位置検出回路部の信号に基づき誘起電圧ゼロクロス点からロータ位置検出信号を出力する位置検出判定手段と、前記位置検出判定手段からの出力信号に基づき前記インバータ回路部の転流波形を出力する位置検知転流制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの目標回転数に応じて所定の周波数で通電角１８０度未満の波形を出力する同期転流制御手段を備え、同期転流制御手段は、前記電圧検出手段により電圧低下を検出した場合、前記同期転流制御手段は、電圧の変動幅に合わせてモータの通電相への切換間隔を遅くし、強制的に前記ブラシレスＤＣモータの回転数を下げるようにしたものである。

前記同期転流制御手段は、インバータ回路部出力電流の周波数を強制的に同期周波数で出力するので、負荷トルクの増加により電流位相に対するロータ位相、すなわち誘起電圧位相が遅れた場合、相対的に誘起電圧位相に対する電流位相は進み位相となり、ステータ磁束を低減させるため誘起電圧が減少し、その結果モータ電流が増加し出力トルクを増加させるため、運転範囲を拡大することができるものである。

したがって、同期転流中に電圧低下が発生した場合、モータの通電相への切換間隔を遅くすることで、回転数を下げられることによる脱調防止、回転数低下により消費トルクを下がることにより、容量が定められている電源の電圧低下量の軽減を行なうことができるので、より安定した同期運転を実現することができる。

第２の発明は、前記同期転流制御手段は、前記電圧検出手段により電圧低下を検出して、電圧の変動幅に合わせてモータへ通電する間隔を遅くしたとき、所定の時間は、前回以上の電圧低下を検出した場合のみ電圧の変動幅に合わせてモータの通電相への切換間隔を遅くしたものである。

したがって、連続的に電圧低下が繰り返されている場合は、電圧の下がり幅により、回転数を維持し続けることが可能な電圧範囲では回転数を下げることなく運転でき、電圧の変動に追従して、常に回転数が不安定になるということを防止することができる。

第３の発明は、前記同期転流制御手段は、前記電圧検出手段により電圧低下を検出して、電圧の変動幅に合わせてモータへ通電する間隔を遅くしたとき、電圧低下が許容される電圧値以上でなければ、電圧低下によるモータの通電相への切換間隔を遅くする制御を解除しないようにしたものである。

したがって、通常電圧に戻らないままに電圧低下が繰り返されている場合において、電圧低下による制限を解除した時に、再度低下処理を行なうことによる消費トルクの発生と回転数変動を抑える事ができる。

第４の発明は、前記ブラシレスＤＣモータのロータを、内部に永久磁石が埋め込まれ突極性を有する構成としたものである。

したがって、センサレス駆動による運転限界領域において、同期転流により電流位相を進み位相とすることでリラクタンストルクを増加することが可能であり、出力電圧上限においてもさらに運転範囲を拡大することができる。

第５の発明は、前記ブラシレスＤＣモータを具備し、インバータ制御装置によって駆動される電動圧縮機である。

したがって、ブラシレスＤＣモータの低回転数領域は高効率、高回転数領域は高トルクでの運転が可能となり、また冷凍サイクルの負荷変動に追従する信頼性の高い電動圧縮機を提供することができる。

請求項６に記載の発明は、前記ブラシレスＤＣモータを具備し、請求項１から５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置によって前記ブラシレスＤＣモータを駆動する電気機器である。

したがって、高効率で運転範囲が広く、信頼性の高い駆動制御を行う家庭用冷蔵庫等の電気機器を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図である。図２は、同実施の形態１におけるインバータ制御装置の各部の信号波形と処理内容を示すタイムチャートである。図３は、同実施の形態１における制御動作を示すフローチャートである。

図１において、インバータ制御装置２００は、商用交流電源２０１と、周知の構成からなる圧縮機構２２０ａとブラシレスＤＣモータ２０３を具備した電動圧縮機２２０に接続
されており、商用交流電源２０１を直流電源に変換する整流部２０２と、電動圧縮機２２０のブラシレスＤＣモータ２０３を駆動するインバータ回路部２０４を備えている。

さらにインバータ回路部２０４を駆動するドライブ回路２０５と、ブラシレスＤＣモータ２０３の端子電圧を検出する位置検出回路部２０６と、インバータ回路部２０４を制御するマイクロプロセッサ２０７を備えている。

マイクロプロセッサ２０７は、位置検出回路部２０６からの出力信号に対してブラシレスＤＣモータ２０３の磁極位置を検出する位置検出判定手段２０８と、位置検出信号に基づいて転流信号を生成する位置検知転流制御手段２０９とを備えている。

また、マイクロプロセッサ２０７は、位置検出回路部２０６からの出力信号により、インバータ回路部２０４の出力電圧位相に対するブラシレスＤＣモータ２０３の誘起電圧位相の位相差を検出する位相判定手段２１０と、位相差検出信号に基づいて転流信号を生成する同期転流制御手段２１１を備えている。

さらに、位置検出判定手段２０８からの出力に基づいて回転速度を算出する回転速度検出手段２１２と、回転速度と回転速度指令、または位相差に応じて出力電圧にＰＷＭ変調を行うための出力電圧制御手段２１３と、位置検知転流制御手段２０９または同期転流制御手段２１１の出力により、ドライブ回路２０５を駆動するためのドライブ制御手段２１４を備えている。

さらに、インバータ回路部２０４の電圧値を検出する電圧検出手段２１５を備えている。

ブラシレスＤＣモータ２０３は、３相巻線のステータ２０３ａとロータ２０３ｂとで構成されている。

ステータ２０３ａは、ステータ巻線２０３ｕ、２０３Ｖ、２０３ｗにより構成され、ロータ２０３ｂは、内部に永久磁石２０３α、２０３β、２０３γ、２０３δ、２０３ε、２０３ζを配置し、リラクタンストルクを発生する磁石埋込型構造である。

インバータ回路部２０４は、６つの三相ブリッジ接続されたスイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、ＴｒＶ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚと、それぞれに並列に接続された環流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、ＤＶ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚより構成されている。

位置検出回路部２０６は、コンパレータ（図示せず）等から構成されており、ブラシレスＤＣモータ２０３の誘起電圧に基づく端子電圧信号と基準電圧とをコンパレータにより比較して位置検出信号を得ている。

位置検出判定手段２０８は、位置検出回路部２０６の出力信号から、ロータ２０３ｂの位置信号を得て位置検出信号を生成し、位置検知転流制御手段２０９は、位置検知転流制御手段２０９の位置検出信号によって転流のタイミングを計算し、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、ＴｒＶ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの転流信号を生成する。

また、位置検知転流制御手段２０９は、電圧検出手段２１５の電圧値が変動した時、電圧低下を検出した場合は、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、ＴｒＶ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの転流信号をドライブ制御手段２１４へ伝達するタイミングを遅くする。

位相差判定手段２１０は、位置検出回路部２０６の出力信号から、インバータ回路部２
０４の出力電圧位相とステータ巻線２０３ｕ、２０３Ｖ、２０３ｗに発生する誘起電圧位相の位相差信号を生成し、同期転流制御手段２１１は、回転速度指令によって転流のタイミングを計算し、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、ＴｒＶ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの転流信号を生成する。

回転速度検出手段２１２は、位置検出判定手段２０８からの位置信号によってブラシレスＤＣモータ２０３の回転速度を算出し、回転速度検出手段２１２から得られた回転速度と指令回転速度との偏差を出力する。

出力電圧制御手段２１３は、回転速度検出手段２１２の偏差信号、または位相差判定手段２１０の位相差信号の状態に応じて、インバータ出力電圧のＰＷＭ変調信号を出力する。

ドライブ制御手段２１４は出力電圧制御手段２１３のＰＷＭ変調デューティ値、回転速度検出手段２１２の回転数偏差信号に応じて、位置検知転流制御手段２０９と同期転流制御手段２１１のいずれかの転流信号によってドライブ回路２０５を駆動する。

出力電圧制御手段２１３のＰＷＭ変調デューティ値が上限で、回転数偏差が所定の値以上が継続した場合、位置検知転流から強制同期転流へ切り換える。

そして、ドライブ制御手段２１４は、位置検出転流手段２０９、または同期転流制御手段２１１の転流信号と出力電圧制御手段２１３のＰＷＭ変調信号を合成し、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、ＴｒＶ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、ＴｒｚをＯＮ／ＯＦＦするドライブ信号を生成し、ドライブ回路２０５へ出力する。

ドライブ回路２０５では、ドライブ信号に基づき、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、ＴｒＶ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、ＴｒｚのＯＮ／ＯＦＦスイッチングを行い、ブラシレスＤＣモータ２０３を駆動する。

次に、図２に示すインバータ制御装置の各種波形について説明する。

（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は、ブラシレスＤＣモータ２０３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の端子電圧Ｖｕ、ＶＶ、Ｖｗであり、それぞれの位相が１２０度ずつずれた状態で変化する。

これらの端子電圧は、インバータ回路部２０４による供給電圧Ｖｕａ、ＶＶａ、Ｖｗａと、ステータ巻線２０３ｕ、２０３Ｖ、２０３ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ、ＶＶｂ、Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部２０４の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、ＤＶ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ、ＶＶｃ、Ｖｗｃとの合成波形となる。

また、各相端子電圧（値）Ｖｕ、ＶＶ、Ｖｗと直流電源電圧１の１／２の電圧である仮想中性点電圧（値）ＶＮとを比較し、各コンパレータ（図示せず）より出力する出力信号がＰＳｕ、ＰＳＶ、ＰＳｗである。

この出力信号は、供給電圧Ｖｕａ、ＶＶａ、Ｖｗａに対応する出力信号ＰＳｕａ、ＰＳＶａ、ＰＳｗａと、スパイク電圧Ｖｕｃ、ＶＶｃ、Ｖｗｃに対応する出力信号ＰＳｕｃ、ＰＳＶｃ、ＰＳｗｃと、誘起電圧Ｖｕｂ、ＶＶｂ、Ｖｗｂと仮想中性点電圧ＶＮの比較中の期間に相当する出力信号ＰＳｕｂ、ＰＳＶｂ、ＰＳｗｂとの合成信号となる。

ここで、誘起電圧位相が中間位相の場合のＰＳｕ、ＰＳＶ、ＰＳｗは、（Ｄ）、（Ｅ）
、（Ｆ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態が（Ｇ）となる。

また、誘起電圧位相が遅れ位相の場合のＰＳｕ、ＰＳＶ、ＰＳｗは、（Ｈ）、（Ｉ）、（Ｊ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態が（Ｋ）となる。

同様に、誘起電圧位相が進み位相の場合のＰＳｕ、ＰＳＶ、ＰＳｗは（Ｌ）、（Ｍ）、（Ｎ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態は（Ｏ）である。

マイクロプロセッサ２０７は、目標回転数に応じて基準タイマカウント値（Ｐ）のカウント動作を行ない、強制同期基準信号（Ｑ）を発生する。

さらに、強制同期基準信号を基準として、一定間隔で転流信号（Ｒ）、およびサンプリング開始信号（Ｓ）を発生し、転流信号の状態に応じて、ドライブ信号ＤＳｕ（Ｔ）からＤＳｚ（Ｙ）を出力する。

続いて、図３のフローチャートにより、インバータ制御装置２００の詳細な動作について説明する。

図３において、各ステップは位相差判定手段２１０、同期転流制御手段２１１、出力電圧制御手段２１３の動作を示す。

まず、ステップ１０１において、基準タイマによって目標周波数に対する電気角１２０度に相当する基準時間のタイマカウントを開始する。

ここで、ステップ１０１は強制同期基準信号（Ｑ）の発生時点であり、後述する位相進み判定期間に相当する。

その後、ステップ１０２において、位置検出回路部２０６からの出力信号ＰＳｕ、ＰＳＶ、ＰＳｗの状態の検出を行ない、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、ＴｒＶ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの出力状態、すなわち図２における動作モードの状態に応じた出力信号ＰＳｕ、ＰＳＶ、ＰＳｗの状態によって位相検出判定を行う。

ここで、誘起電圧の立上り期間においては、該当通電相は電気角６０度に相当する期間、無通電状態となる。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の無通電期間の開始前後において、それぞれ下側ドライブ信号ＤＳｘ、ＤＳｙ、ＤＳｚが、上側ドライブ信号ＤＳｕ、ＤＳＶ、ＤＳｗへと切り換えが行なわれる。

インバータ回路部２０４の出力電圧が立上り波形の場合において、誘起電圧が進み位相の場合、位相進み検出期間の期間中、端子電圧が仮想中性点電圧値ＶＮを下回ることがなく位置検出回路部出力が‘Ｌ’信号となることはない。すなわち位置検出回路部出力の‘Ｌ’信号を検出した場合、ステップ１０３で誘起電圧位相が進み位相状態ではないと判断し進み位相状態をセットする。

そして、ステップ１０４において基準タイマカウント値（Ｐ）が転流時間、例えば電気角３０度に相当する時間を経過するまでステップ１０２に戻り、進み位相検知判定を継続する。転流時間を経過した場合、ステップ１０５に進む。

ステップ１０５は、転流信号（Ｒ）を発生させて、Ｕ相、Ｖ相、またはＷ相の状態に応じて、それぞれ上側ドライブ信号ＤＳｕ、ＤＳＶ、またはＤＳｗをＯＮとして転流動作を行なう。

その後、ステップ１０６において、基準タイマカウント値（Ｐ）が遅れ位相検知開始時間が経過するまで待機する。

ステップ１０６は、基準タイマカウント値（Ｐ）が遅れ位相検知開始時間、例えば電気角９０度に相当する時間の直前１００μｓ手前の時間を経過した場合、位置検出回路部２０６からの出力信号ＰＳｕ、ＰＳＶ、ＰＳｗの状態の検出を行ない、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、ＴｒＶ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの出力状態、すなわち図２における動作モードの状態に応じた出力信号ＰＳｕ、ＰＳＶ、ＰＳｗの状態によって位相検出判定を行う。

インバータ回路部２０４の出力電圧が立下り波形の場合において、誘起電圧が遅れ位相の場合、位相遅れ検出期間の期間中、端子電圧が仮想中性点電圧値ＶＮを上回るため、位置検出回路部出力が‘Ｈ’信号となる。すなわち位置検出回路部出力の‘Ｈ’信号を検出した場合、ステップ１０３で誘起電圧位相が遅れ位相状態であると判断し遅れ位相状態をセットする。

そして、ステップ１０９において基準タイマカウント値（Ｐ）が転流時間を経過するまでステップ１０７に戻り遅れ位相検知を継続し、転流時間を経過した場合、ステップ１１０に進む。

ステップ１１０は、転流信号（Ｒ）を発生させて、Ｕ相、Ｖ相、またはＷ相の状態に応じて、それぞれ下側ドライブ信号ＤＳｘ、ＤＳｙ、またはＤＳｚをＯＮとして転流動作を行なう。

その後、ステップ１１１において、基準タイマカウント値（Ｐ）が進み位相検知開始時間が経過するまで待機する。

続いて、ステップ１１２は、基準タイマカウント値（Ｐ）が進み位相検知開始時間、例えば電気角９０度に相当する時間の直後１００μｓの時間を経過した場合、位置検出回路部２０６からの出力信号ＰＳｕ、ＰＳＶ、ＰＳｗの状態の検出を行ない、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、ＴｒＶ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの出力状態、すなわち図２における動作モードの状態に応じた出力信号ＰＳｕ、ＰＳＶ、ＰＳｗの状態によって位相検出判定を行う。

以後ステップ１１２およびステップ１１３は、進み位相判定期間であり前述のステップ１０２およびステップ１０３と同様に誘起電圧の進み位相検知を行なう。

そして、ステップ１１３において、基準タイマカウント値（Ｐ）が基準時間、例えば電気角１２０度に相当する時間を経過するまで、ステップ１１２に戻り進み位相検知を継続し、基準時間を経過した場合、ステップ１１５に進む。

ステップ１１３で基準タイマカウント値（Ｐ）が基準時間を経過した場合は、ステップ１１４に進む。

ステップ１１４は、遅れ位相状態の判定を行ない、下側ドライブ信号出力直前まで該当相のコンパレータ出力が‘Ｈ’状態を継続した状態となり、誘起電圧の位相が極端な遅れ位相状態となっていた場合、ステップ１１５で、出力電圧制御手段 は電圧ＰＷＭ制御信号の出力デューティを一定値だけ増加させる。ステップ１１５の後は、ステップ１０１に戻り、以下同様の動作を繰り返す。

一方、ステップ１１４で誘起電圧の状態が遅れ位相状態でない場合、ステップ１１６に進む。

ステップ１１６は、進み位相状態の判定を行ない、上側ドライブ信号出力直前まで該当相のコンパレータ出力が‘Ｈ’状態を継続した状態となり、誘起電圧の位相が極端な進み位相状態となっていた場合、ステップ１１７で、出力電圧制御手段 は電圧ＰＷＭ制御信号の出力デューティを一定値だけ減少させる。ステップ１１７の後は、ステップ１０１に戻り、以下同様の動作を繰り返す。

すなわち、本制御は、ブラシレスＤＣモータの各相端子電圧（値）Ｖｕ、ＶＶ、Ｖｗと直流電源電圧１の１／２の電圧である仮想中性点電圧（値）ＶＮとの比較によって、インバータ回路部の転流動作による各相出力電圧位相と、ロータ磁束変化によりステータ巻線に発生する誘起電圧の位相差を判定し、インバータ出力電圧位相に対して誘起電圧位相が遅れている場合に、インバータ回路出力電圧を増加し、逆にインバータ出力電圧位相に対して誘起電圧位相が進んでいる場合に、インバータ回路出力電圧を減少するものである。

したがって、負荷トルク変動、または目標回転数の変化等の原因によってブラシレスＤＣモータの運転状態が変化した場合においても、インバータ出力電圧に対する誘起電圧位相の状態に応じてインバータ出力電圧が変化することで、ブラシレスＤＣモータの強制転流による同期運転時において、モータ出力トルクが過剰トルクまたは不足トルクとなることで脱調停止することを防止し、安定したモータ動作を実現することができる。

さらに、ロータ２０３ｂの内部に永久磁石２０３α、２０３β、２０３γ、２０３δ、２０３ε、２０３ζを配置した構成とすることで、リラクタンストルクを有効に活用することができ、センサレス駆動による運転限界領域において、同期転流により電流位相を進み位相とすることでリラクタンストルクを増加することが可能であり、出力電圧上限においてもさらに運転範囲を拡大することができる。
次に、同期転流中に電圧低下が発生した時の制御について図４、図５を用いて説明を行なう。

図４は、同実施の形態１における電圧低下制御を示すフローチャート、図５は、同実施の形態１における電圧低下制御のタイムチャートを示している。

まず、図４にて電圧低下制御の概要を説明した後、図５にて電圧低下制御の一例を、タイムチャートを使用して説明する。

ステップ２０１にて、電圧低下制御開始の処理に入った時、ステップ２０２にて既に電圧低下制御有効か無効かについて電圧低下制御の初期処理が必要かどうかを判断する。
電圧低下制御が有効であれば、一度はステップ２０３〜ステップ２０９を通り、初期処理が行なわれているため、初期処理をスキップして、ステップ２１０へ移行する。
電圧低下制御が無効であれば、ステップ２０３へ移行し、電圧低下制御が有効となる条件を満たしているかどうかの処理に移る。

ステップ２０３は、現在の電圧即値（例えば４ｍｓ毎に入力した値そのもの）が電圧低下制御を行なわなければいけない基準電圧Ｖ１以下であり、かつ、平均電圧（例えば２０ｍｓ毎に４ｍｓ毎に入力した５つの値を平均化したもの）が、電圧低下制御が有効である時に電圧低下制御に入った電圧以下、つまり、基準電圧Ｖ１から電圧が下がり続けている状態であるか、一旦は電圧低下から復帰したが、再度同現象となったかどうかを判断する箇所である。ここでは、立て続けに電圧が変動された時に都度電圧低下制御に入れるので
はなく、本当に入れなければいけない場合を判断している。ステップ２０３で条件を満たさない場合は、ステップ２０４へ移行し、条件を満たした場合は、電圧低下制御の初期設定を行なう為にステップ２０５へ移行する。

また、基準電圧Ｖ１との比較には平均値では確定までに時間を要し、適正な箇所で処理ができない可能性があるため、敢えて即値を使用する。

ステップ２０４は、ステップ２０３の少なくとも一方の条件を満たしていない状態である。どの負荷を使用するにあたっても、電圧低下制御を入れなければ停止を免れない最低電圧Ｖ２が必ず存在する。電圧即値が基準電圧Ｖ１未満である場合は、Ｖ２以下である可能性があり、Ｖ２以下である場合は電圧低下制御に入れるためにステップ２０５へ移行する。Ｖ２以上である場合は電圧低下制御を行なわなくても問題がないため、ステップ２１０へ移行する。ここでもステップ２０３同様に素早く処理の判断ができるように電圧即値を比較対象として用いる。

ステップ２０５は、電圧低下制御を行なう時に使用する電圧偏差を決定する為の基準電圧を決定する処理であり、基準電圧の最大値は電圧低下制御を行なわなければいけない基準電圧Ｖ１とするため、電圧平均値が基準電圧Ｖ１と比較し、基準電圧Ｖ１よりも大きい場合は、ステップ２０６へ移行して、基準値はＶ１とし、電圧平均値が基準電圧Ｖ１未満である場合は、ステップ２０７へ移行して基準値は電圧平均値そのものとする。

電圧低下制御の必要性の判断は、即断を要した為に電圧即値を比較対象としたが、ここでは、ノイズが重畳している可能性がある電圧即値は使用せず、信頼性の高い電圧平均値を基準値として使用する。

そして、ステップ２０６、或いはステップ２０７で基準値を決定した後、ステップ２０８で電圧低下制御を有効とし、有効時間をカウントするタイマをステップ２０９で初期化し、電圧低下制御の初期処理を完了し、ステップ２１０へ移行する。

ステップ２１０では、実際に使用する補正値を更新するかどうかの処理であり。電圧平均値が基準値未満であれば、ステップ２１１へ移行して補正値に基準値と電圧平均値の電圧偏差を格納する。電圧平均値が基準値以上であれば、現在以上の電圧低下制御を行なう必要がないため、ステップ２１２へ移行し、補正値は０として格納する。

ステップ２１１、或いは、ステップ２１２で補正値の格納が終わった時点で、ステップ２１３へ移行する。

ステップ２１３からステップ２１６までは、ステップ２０３で比較対象とした電圧低下制御に入った電圧値を格納しておく時間のカウント、及び電圧低下制御に入った電圧値のクリア、つまり初期化を行なう。

ステップ２１３では、電圧低下制御の電圧値を格納しておく時間内かどうかを判断する箇所であり、格納時間内であれば、ステップ２１４へ移行して時間のカウントを行ない、格納時間が経過した時、ステップ２１５へ移行する。格納時間経過後でも、電圧が低下状態であれば、処理を継続させる必要があるため、電圧平均値が電圧低下値以上であるまでステップ２１５で解除させないようにし、電圧平均値が電圧低下値以上となった時にステップ２１６へ移行し、電圧低下値を初期化する。

いち早く電圧低下制御を行なう為に、本実施の形態では、初期処理、及び補正処理を同時に行なえるよう、ステップ２１６までで設定を行ない、ステップ２１７以降で処理を行
なう形式を取り、ステップ２１７で再度電圧低下制御が有効か無効かを判断している。
仮に、初期処理１サイクル後に電圧低下制御を行なう場合は、図４を用いればステップ２１７は不要であり、ステップ２０２で電圧低下制御が有効であれば、ステップ２１８へ移行し、ステップ２０４の条件を満たさない場合は、ステップ２０２へ移行させればよい。

電圧低下制御が有効であれば、ステップ２１８へ移行する。

ステップ２１８では、ステップ２０３で比較対象とした電圧低下制御に入った電圧値の格納を判断する箇所であり、電圧平均値が電圧低下値未満であれば、ステップ２１９へ移行し、電圧低下値を平均電圧値として格納してステップ２２０へ移行する。つまり、電圧低下制御中の最低電圧値を電圧低下値として格納する。電圧平均値が電圧低下値以上であれば、格納は行なわずにステップ２２０へ移行する。

ステップ２２０では、電圧低下制御で補正させる時間をカウントする処理であり、電圧低下制御を終了させる条件を満たしているかどうかを判断する処理である。ここでは永遠と電圧低下処理に陥らないように、タイムアウト時間を設けて処理を行なう。

電圧低下制御で補正時間内であれば、ステップ２２１へ移行し、タイマをカウントしてステップ２２２へ移行する。補正時間を過ぎていれば、ステップ２２４へ移行し、電圧低下制御を終了する。

ステップ２２２は、電圧低下制御を終了させるもう１つの条件を判断する処理である。電圧平均値と電圧低下値の差が規定値Ｖ３以上であるかどうか、言い換えれば、最低電圧まで落ち込んだ後、Ｖ３以上電圧が昇圧したかどうかを判断し、電圧平均値が最低電圧からＶ３以上昇圧されていない場合はステップ２２４に進み、電圧低下制御を実行する。
最低電圧まで落ち込んだ後、Ｖ３以上電圧が昇圧していれば、ステップ２２４へ移行して、電圧低下制御を終了する。

ここで、ステップ２２０で定める電圧低下制御の補正時間の設定は、瞬時停電等で電圧低下から電圧が復帰する挙動に対して、余裕のある時間である必要がある。そして通常は、ステップ２２２で電圧平均値が最低電圧からの電圧上昇幅がＶ３以上となった場合で解除をかけることを前提に制御を行なう。

ステップ２２３は、電圧低下制御を実行する処理であり、転流時間を長くする処理を行なう。同期転流では転流時間の設定を外部入力基準ではなく、自身で行なうことを基本としているので、回転数を下げるためには、転流周期を長くする、つまり転流間隔を伸ばす事により回転数を下げる必要がある。ブラシレスＤＣモータ２０３を回転させるために必要なモータトルクは電圧の２乗に比例する為、転流時間の補正には現転流周期に補正値と、トルクの２乗に反比例する補正係数を掛け合わせた値を加えて、減速させる。
この補正値は電圧偏差であるから、電圧平均値が基準値からの落ち込みに比例して回転数を減速させる
減速後は、通常の加速度に従って電圧低下制御前の目標回転数に回転数を近づけていく処理を行なう。

電圧低下制御終了時に、ステップ２２４、ステップ２２５で終了処理を行なう。

ステップ２２４ではステップ２２０で定める電圧低下制御の補正時間のタイマをクリアし、ステップ２２５では電圧低下制御を無効とする処理（ここではフラグ）を行なう。

その後は、ステップ２０２へ戻り、以降は同様の処理を繰り返す。

このように、電圧が低下して、ブラシレスＤＣモータ２０３を回転させるために必要なモータトルクが不足し、回転数制御を持続できない場合において、電圧低下に応じて減少していくモータトルクに対して、電圧低下による補正により転流周期を電圧値に応じて長くして回転数を落とす事により、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転に必要なモータトルクにあった回転数とすることにより運転を持続させることができる。

また、瞬時停電の際には、同一回転数で制御を行なった時消費する電荷に対して、電圧低下による補正により転流周期を電圧値に応じて長くして回転数を落とす事による電荷の消費は少なくなるので、インバータ制御装置が必要とする電源容量を通常よりも抑える事ができるため、同仕様の実現に対して、小型化、低コスト化を図る事ができる。

次に電圧低下制御の１例を図５のタイムチャートにて説明を行なう。

まず、各値についての説明を行なう。

回転数について、Ｎ［ｒ／ｓ］は現在回転数を、Ｎ１〜Ｎ４は、電圧低下制御による補正時の回転数を表す。

入力電圧について、Ｖ［Ｖ］は現在電圧を、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３は図４に対応した電圧値であり、Ｖ１は基準電圧、Ｖ２は電圧低下制御を入れなければ停止を免れない最低電圧、Ｖ３は、電圧低下制御の解除条件の１つとなる基準値からの昇圧電圧値であり、Ｖ４〜Ｖ６はＶが電圧低下した時の電圧で、Ｖ２より高くＶ１未満とする。

ここで、最停電圧Ｖ２以下となった場合は、無条件に電圧低下制御を行なう為、記載を行わない。

入力電圧Ｖに応じて回転数Ｎが補正されていく各時間Ｔについて、Ｔ１〜Ｔ１４は、各タイミングを示しており、Ｔ１５は電圧低下値の初期化時間を、Ｔ１６は電圧低下制御の有効時間を表している。

ここから、入力電圧Ｖの軌跡が実線を描いた場合、破線を描いた場合の２パターンについて説明する。

まず、軌跡が実線を描いた場合から説明する。入力電圧Ｖ１となる時間Ｔ１で電圧低下制御に入る。電圧低下値が最低値Ｖ５となる時間Ｔ２まで回転数Ｎは電圧値Ｖ５に相当する回転数Ｎ３まで減速を行なう。解除電圧Ｖ３が昇圧する時間Ｔ３まで減速を継続し、電圧低下制御を解除する。

ここで、電圧低下値は最低値Ｖ５が格納され、時間Ｔ１５経過後のＴ８まで電圧低下値は継続する。

入力電圧Ｖは、時間Ｔ３以降昇圧して再び降圧し、入力電圧がＶ５以下となる時間Ｔ４で再び電圧低下制御に入る。電圧低下値が最低値Ｖ６となる時間Ｔ５まで回転数Ｎは電圧値Ｖ６に相当する回転数Ｎ４まで減速を行なう。電圧低下制御は、時間Ｔ１６が経過する時間Ｔ７となるか、解除電圧Ｖ３が昇圧する時間のいずれか早い時間まで継続を行なう。図５では、解除電圧Ｖ３が昇圧する時間Ｔ６の方が早い為、時間Ｔ６まで減速を継続し、電圧低下制御を解除する。

ここで、電圧低下値は最低値Ｖ６に更新され、時間Ｔ１５経過後のＴ１１まで電圧低下
値は継続する。

そして、入力電圧Ｖは、時間Ｔ７以降昇圧して再び降圧する。

しかし、時間Ｔ１５が経過していない電圧降圧が最低となる時間Ｔ１０の入力電圧は、入力電圧がＶ６より高いため、電圧低下制御は行なわず、時間Ｔ１５経過後に、電圧低下値が初期化された時間Ｔ１１で再び電圧低下制御に入る。電圧低下値は電圧Ｖ４となり、回転数Ｎは電圧値Ｖ４に相当する回転数Ｎ１まで減速を行なう。電圧低下制御は、時間Ｔ１６が経過する時間Ｔ１３となるか、解除電圧Ｖ３が昇圧する時間のいずれか早い時間まで継続を行なう。図５では、時間Ｔ１６が経過する時間Ｔ１３の方が早い為、時間Ｔ１３まで減速を継続し、電圧低下制御を解除して通常の同期転流制御を行なう。

次に、軌跡が破線を描いた場合を説明する。時間Ｔ３までは実線を描いた場合と同様である。時間Ｔ３以降、実線を描いた場合同様に電圧低下値は最低値Ｖ５が格納され、時間Ｔ１５経過後のＴ８まで電圧低下値は継続する。

時間Ｔ８までの入力電圧は、時間Ｔ３以降昇圧して再び降圧する時間Ｔ５の時の電圧値Ｖ４が最低値であるが、格納されている電圧低下値Ｖ５より高いため、電圧低下制御は行なわない。

その後、電圧は昇圧され、再び降圧され、時間Ｔ８で電圧低下値が初期化され、基準電圧Ｖ１以下となる時間Ｔ９にて電圧低下制御に入る。電圧低下値が最低値Ｖ４となる時間Ｔ１０まで回転数Ｎは電圧値Ｖ４に相当する回転数Ｎ２まで減速を行なう。電圧低下制御は、時間Ｔ１６が経過する時間Ｔ１２となるか、解除電圧Ｖ３が昇圧する時間のいずれか早い時間まで継続を行なう。図５では、電圧低下制御を解除する時間と、解除電圧Ｖ３が昇圧する時間が共に時間１２であるので、時間Ｔ１２まで減速を継続し、電圧低下制御を解除する。

このように、電圧変動が仕切りに生じた状況においても、必要以上に回転数を補正するのではなく、電圧低下により停止に影響を及ぼす範囲での回転数を下げた制御を行なう事により、極力回転数変動を抑えた制御を行なうことで、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転制御の安定性を高める事ができる。

以上のように、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転制御に信頼性が得られるため、ブラシレスＤＣモータ２０３を具備した電動圧縮機２２０に、本実施の形態１におけるインバータ制御装置２００を用いても、良好な運転が可能となる。

また、電動圧縮機２２０、凝縮器、減圧装置、蒸発器を配管によって環状に連結した冷凍サイクル（いずれも図示せず）を具備した冷蔵庫等の物品貯蔵装置において、電動圧縮機２２０を、本実施の形態１のインバータ制御装置２００を用いて駆動制御することにより、良好なシステム運転を得ることができ、物品貯蔵装置の物品保存温度を安定させ、物品貯蔵の信頼性を高めることができる。

以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動において、目標回転数の増加、負荷トルク変動などの要因により、運転ロータの磁極位置検知が困難な運転状態、さらにセンサレス駆動によるインバータ出力電圧上限となった場合においても、強制同期駆動によるモータの運転状態の継続、さらに弱め磁束効果による出力トルク増加により運転範囲を拡大するとともに、モータ運転状態の変化による脱調停止を防止し、安定した運転動作の継続を可能とすることができるので、負荷変動
、電圧変動の生じるエアコン、冷蔵庫、洗濯機等の家庭用電気機器や、電気自動車等に有用である。

２００ インバータ制御装置
２０３ ブラシレスＤＣモータ
２０３ｂ ロータ
２０３α，２０３β，２０３γ，２０３δ，２０３ε，２０３ζ，永久磁石
２０３ｕ，２０３Ｖ，２０３ｗ ステータ巻線
２０４ インバータ回路部
２０６ 位置検出回路部
２０８ 位置検出判定手段
２０９ 位置検知転流制御手段
２１０ 位相差判定手段
２１１ 同期転流制御手段
２１３ 出力電圧制御手段
２１５ 電圧検出手段
２２０ 電動圧縮機

Claims (6)

1. 永久磁石を設けたロータと三相巻線を設けたステータからなるブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記インバータ回路部に加わる電圧を検出する電圧検出手段と、前記インバータ回路部の三相出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧と前記インバータ回路部の出力電圧により生成した基準電圧を比較検出する位置検出回路部と、前記位置検出回路部の信号に基づき誘起電圧ゼロクロス点からロータ位置検出信号を出力する位置検出判定手段と、前記位置検出判定手段からの出力信号に基づき前記インバータ回路部の転流波形を出力する位置検知転流制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの目標回転数に応じて所定の周波数で通電角１８０度未満の波形を出力する同期転流制御手段を備え、前記同期転流制御手段は、前記電圧検出手段により電圧低下を検出した場合、電圧の変動幅に合わせてモータの通電相への切換間隔を遅くし、前記ブラシレスＤＣモータの回転数を下げることを特徴としたインバータ制御装置。
2. 前記同期転流制御手段は、前記電圧検出手段により電圧低下を検出して、電圧の変動幅に合わせてモータへ通電する間隔を遅くしたとき、所定の時間は、前回以上の電圧低下を検出した場合のみ、電圧の変動幅に合わせてモータの通電相への切換間隔を遅くすることを特徴とした請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 前記同期転流制御手段は、前記電圧検出手段により電圧低下を検出して、電圧の変動幅に合わせてモータへ通電する間隔を遅くしたとき、電圧低下が許容される電圧値以上でなければ、電圧低下によるモータの通電相への切換間隔を遅くする制御を解除しないことを特徴とする請求項１、２に記載のインバータ制御装置。
4. 前記ブラシレスＤＣモータのロータを、内部に永久磁石が埋め込まれ突極性を有する構成とした請求項１から３のいずれかに記載のインバータ制御装置。
5. 前記ブラシレスＤＣモータを具備し、請求項１から４のいずれか一項に記載のインバータ制御装置によって駆動される電動圧縮機。
6. 前記ブラシレスＤＣモータを具備し、請求項１から５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置によって前記ブラシレスＤＣモータを駆動する電気機器。