JP2013526136A - 多重アンテナ支援無線通信システムにおいてコードブックを用いた信号伝送方法及び装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、無線通信システムに係り、特に、多重アンテナ支援無線通信システムにおいてコードブックを用いた伝送方法及び装置に関する。本発明の一実施例によれば、基地局で複数個の伝送アンテナを用いてダウンリンク信号を伝送する方法は、端末からＰＭＩを受信し、コードブックにおいてＰＭＩにより指示されるプリコーディング行列を、複数個のレイヤーに適用してプリコーディングを行い、プリコーディングされた信号を複数個の伝送アンテナを通じて端末に伝送することを含むことができ、コードブックに含まれるプリコーディング行列のうち、偶数の伝送レイヤーに対するプリコーディング行列は、伝送アンテナ個数と同一の行数、及び伝送レイヤー個数の半分に該当する列数を有する行列（Ｗ_１）を、４個の要素として有する２×２行列で構成することができ、２×２行列において、１番目の行の第１列目及び第２列目には１の係数が掛けられるとよい。
【選択図】図４４

Description

以下の説明は、無線通信システムに係り、特に、多重アンテナ支援無線通信システムにおいてコードブックを用いた伝送方法及び装置に関する。

ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）技術は、今まで１個の伝送アンテナ及び１個の受信アンテナを用いてきたことから脱皮し、多重伝送アンテナ及び多重受信アンテナを採択することでデータ送受信効率を向上させることができる方法のことを指す。すなわち、無線通信システムの送信端（ｔｒａｎｓｍｉｔｔｉｎｇ ｅｎｄ）あるいは受信端（ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｅｎｄ）において多重アンテナを用いて容量を増大させたり性能を改善したりする技術である。ＭＩＭＯ技術を多重アンテナ技術と呼ぶこともできる。

多重アンテナ伝送を支援するために伝送情報をそれぞれのアンテナにチャネル状況などに応じて適宜分配するプリコーディング行列を適用することができる。既存の３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ） ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムでは、ダウンリンク伝送に対して最大４伝送アンテナ（４Ｔｘ）を支援し、それに基づくプリコーディングコードブック（ｃｏｄｅｂｏｏｋ）を定義している。

既存の３ＧＰＰ ＬＴＥシステム（例えば、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８または９標準に基づくシステム）では、ダウンリンクにおいて最大４個の伝送アンテナを支援するためのコードブックが設計されている。既存の３ＧＰＰ ＬＴＥの進展である３ＧＰＰ ＬＴＥ−Ａシステムでは、より改善された性能（例えば、改善されたスペクトル効率（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ））のために、拡張されたアンテナ構成を導入することを考慮しており、ダウンリンクで最大８伝送アンテナ（８Ｔｘ）を支援することが論議されている。また、高い収率（ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）を提供すべく、ダウンリンク８アンテナ伝送のために閉ループ（Ｃｌｏｓｅｄ Ｌｏｏｐ）−ＭＩＭＯ方式を用いることができる。また、チャネル情報フィードバックのオーバーヘッドを減らすために、あらかじめ定義されたコードブックに基づく閉ループ−ＭＩＭＯ方式を適用することを考慮することができる。そのため、最大８伝送アンテナを通じたダウンリンク伝送に対して良好な性能を提供するプリコーディングコードブックを設計することが望まれている。

本発明は、拡張されたアンテナ構成を支援するＭＩＭＯ伝送を效率的に支援できるコードブックを用いた信号伝送方法及び装置を提供することを技術的課題とする。また、多数の伝送アンテナを通じたＭＩＭＯ伝送に対してシステム性能を維持しながらフィードバックオーバーヘッドを減らすことができるコードブックを用いた信号伝送方法及び装置を提供することを技術的課題とする。

本発明で達成しようとする技術的課題は、以上に言及している技術的課題に制限されるものではなく、言及していない別の技術的課題は、下の記載から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。

上記の技術的課題を解決するために、本発明の一実施例に係る、基地局で２・Ｎ（Ｎは自然数）個の伝送アンテナを用いてダウンリンク信号を伝送する方法は、端末から第１及び第２のプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ）を受信すること、あらかじめ保存されたコードブックから、前記第１及び第２のＰＭＩの組み合わせにより指示されるプリコーディング行列を決定すること、Ｒ（１≦Ｒ≦８）個のレイヤーにマッピングされる前記ダウンリンク信号に、前記決定されたプリコーディング行列を用いてプリコーディングを行うこと、前記プリコーディングされた信号を、前記２・Ｎ個の伝送アンテナを通じて前記端末に伝送すること、を含むことができ、前記あらかじめ保存されたコードブックは、Ｒが偶数の場合に、

の形態で構成されたプリコーディング行列を含み、ここで、Ｗ_１は、Ｎ×（Ｒ／２）サイズの行列であり、ａは、位相（ｐｈａｓｅ）に対する係数でよい。

上記の技術的課題を解決するために、本発明の他の実施例に係る、端末で２・Ｎ（Ｎは自然数）個の伝送アンテナを用いて伝送されるダウンリンク信号を処理する方法は、あらかじめ保存されたコードブックから選択されたプリコーディング行列を指示する第１及び第２のプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ）を基地局に伝送すること、Ｒ（１≦Ｒ≦８）個のレイヤーにマッピングされ、且つ前記第１及び第２のＰＭＩの組み合わせにより指示されたプリコーディング行列によってプリコーディングされて前記２・Ｎ個の伝送アンテナを通じて伝送された前記ダウンリンク信号を、前記基地局から受信すること、及び前記プリコーディング行列を用いて前記ダウンリンク信号を処理すること、を含み、前記あらかじめ保存されたコードブックは、Ｒが偶数の場合に、

の形態で構成されたプリコーディング行列を含み、ここで、Ｗ_１は、Ｎ×（Ｒ／２）サイズの行列であり、ａは、位相（ｐｈａｓｅ）に対する係数でよい。

上記の技術的課題を解決するために、本発明のさらに他の実施例に係る、ダウンリンク信号を伝送する基地局は、２・Ｎ（Ｎは自然数）個の伝送アンテナと、前記伝送アンテナを通じて端末に前記ダウンリンク信号を伝送する伝送モジュールと、前記端末からアップリンク信号を受信する受信モジュールと、プリコーディング行列を含むコードブックを保存するメモリーと、前記基地局を制御するプロセッサと、を備え、前記プロセッサは、前記受信モジュールを介して、端末から第１及び第２のプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ）を受信し、前記メモリーに保存されたコードブックから前記第１及び第２のＰＭＩの組み合わせにより指示されるプリコーディング行列を決定し、前記ダウンリンク信号をＲ（１≦Ｒ≦８）個のレイヤーにマッピングさせ、前記Ｒ個のレイヤーにマッピングされた前記ダウンリンク信号に、前記決定されたプリコーディング行列を用いてプリコーディングを行い、前記伝送モジュールを介して、前記プリコーディングされた信号を前記２・Ｎ個の伝送アンテナを通じて前記端末に伝送するように構成され、前記あらかじめ保存されたコードブックは、Ｒが偶数の場合に、

の形態で構成されたプリコーディング行列を含み、ここで、Ｗ_１は、Ｎ×（Ｒ／２）サイズの行列であり、ａは、位相（ｐｈａｓｅ）に対する係数でよい。

上記の技術的課題を解決するために、本発明のさらに他の実施例に係る、２・Ｎ（Ｎは自然数）個の伝送アンテナを有する基地局から伝送されるダウンリンク信号を処理する端末は、前記基地局から前記ダウンリンク信号を受信する受信モジュールと、前記基地局にアップリンク信号を伝送する伝送モジュールと、プリコーディング行列を含むコードブックを保存するメモリーと、前記端末を制御するプロセッサと、を備え、前記プロセッサは、前記メモリーに保存されたコードブックから選択されたプリコーディング行列を指示する第１及び第２のプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ）を、前記伝送モジュールを介して、前記基地局に伝送し、Ｒ（１≦Ｒ≦８）個のレイヤーにマッピングされ、且つ前記第１及び第２のＰＭＩの組み合わせにより指示されたプリコーディング行列によってプリコーディングされて前記２・Ｎ個の伝送アンテナを通じて伝送された前記ダウンリンク信号を、前記受信モジュールを介して、前記基地局から受信し、前記プリコーディング行列を用いて前記ダウンリンク信号を処理するように構成され、前記あらかじめ保存されたコードブックは、Ｒが偶数の場合に、

の形態で構成されたプリコーディング行列を含み、ここで、Ｗ_１は、Ｎ×（Ｒ／２）サイズの行列であり、ａは、位相（ｐｈａｓｅ）に対する係数でよい。

本発明に係る前記実施例に次の事項を共通に適用することができる。

前記Ｗ_１は、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列で構成するとよい。

Ｒが偶数の場合に、前記Ｗ_１は、［ｖ１…ｖ（Ｒ／２）］の行列で構成され、前記ｖ１…ｖ（Ｒ／２）のそれぞれは、Ｎ×１サイズの行列で構成されるとよい。

前記ｖ１…ｖ（Ｒ／２）のそれぞれはＤＦＴ行列で構成されるとよい。

Ｒ＝４の場合に、前記Ｗ_１は、

の形態で構成されるとよい。

３≦Ｒ≦７の場合に、前記Ｒ個のレイヤーに対するプリコーディング行列は、Ｒ＋１個のレイヤーに対するプリコーディング行列の列サブセット（ｃｏｌｕｍｎ ｓｕｂｓｅｔ）で構成されるとよい。

Ｎ＝４でよい。

本発明について前述した一般的な説明と後述する詳細な説明は例示的なもので、請求項に記載の発明についてのさらなる説明のためのものである。

本発明によれば、拡張されたアンテナ構成を支援するＭＩＭＯ伝送を效率的に支援できるコードブックを用いた信号伝送方法及び装置を提供することが可能になる。また、本発明によれば、複数の伝送アンテナを通じたＭＩＭＯ伝送に対してシステム性能を維持しながらもフィードバックオーバーヘッドを減らすことができるコードブックを用いた信号伝送方法及び装置を提供することが可能になる。

本発明から得られる効果は、以上に言及した効果に制限されず、言及していない別の効果は、下の記載から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。

本明細書に添付している図面は、本発明に関する理解を提供するためのもので、本発明の様々な実施の形態を示し、明細書の記載と共に本発明の原理を説明するためのものである。
ダウンリンク無線フレームの構造を説明するための図である。 １ダウンリンクスロットのリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）の一例を示す図である。 ダウンリンクサブフレームの構造を示す図である。 アップリンクサブフレームの構造を示す図である。 共用参照信号（ＣＲＳ）のパターンを示す図である。 参照信号パターンのシフトを説明する図である。 ダウンリンク制御チャネルが割り当てられる単位であるリソース要素グループ（ＲＥＧ）を説明する図である。 ダウンリンク制御チャネルが割り当てられる単位であるリソース要素グループ（ＲＥＧ）を説明する図である。 ＰＣＦＩＣＨが伝送される方式を示す図である。 ＰＣＦＩＣＨ及びＰＨＩＣＨチャネルの位置を示す図である。 ＰＨＩＣＨグループがマッピングされるダウンリンクリソース要素位置を示す図である。 ＳＣ−ＦＤＭＡ方式による送信機構造を示す図である。 ＤＦＴ処理された信号が周波数領域にマッピングされる方式を説明するための図である。 参照信号の送信処理を説明するためのブロック図である。 参照信号がマッピングされるシンボル位置を示す図である。 クラスター方式ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ技法を示す図である。 クラスター方式ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ技法を示す図である。 クラスター方式ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ技法を示す図である。 クラスター方式ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ技法を示す図である。 ＭＩＭＯシステムの構造を示す図である。 ＭＩＭＯシステムの機能を説明するブロック図である。 コードブックベースのプリコーディングの基本概念を説明するための図である。 ８伝送アンテナを構成する例示を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明の例示によるアンテナ応答を示す図である。 本発明に係る多重アンテナ伝送及び受信方法を示すフローチャートである。 本発明に係る基地局装置及び端末装置の構成を示す図である。

以下の実施例は、本発明の構成要素及び特徴を所定の形態で結合したものである。各構成要素または特徴は、別に明示しない限り、選択的なものと考慮しなければならない。各構成要素または特徴が他の構成要素や特徴と結合しない形態で実施してもよく、一部の構成要素及び／または特徴を結合させて本発明の実施例を構成してもよい。本発明の実施例で説明される動作の順序は変更してもよい。ある実施例の一部構成や特徴は、他の実施例に含まれてもよく、他の実施例の対応する構成または特徴に代えてもよい。

本明細書では、本発明の実施例を、基地局と端末との間におけるデータ送受信の関係を中心に説明する。ここで、基地局は、端末と直接通信を行うネットワークの終端ノード（ｔｅｒｍｉｎａｌ ｎｏｄｅ）としての意味を有する。本文書で、基地局により行われるとした特定動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（ｕｐｐｅｒ ｎｏｄｅ）により行われることもある。

すなわち、基地局を含む多数のネットワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋ ｎｏｄｅｓ）からなるネットワークにおいて、端末との通信のために行われる種々の動作は、基地局、または基地局以外の他のネットワークノードにより行われうるということは自明である。「基地局（ＢＳ：Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）」は、固定局（ｆｉｘｅｄ ｓｔａｔｉｏｎ）、Ｎｏｄｅ Ｂ、ｅＮｏｄｅ Ｂ（ｅＮＢ）、アクセスポイント（ＡＰ：Ａｃｃｅｓｓ Ｐｏｉｎｔ）などの用語に代えてもよい。また、本文書で基地局という用語は、セルまたはセクターを含む概念として用いることができる。一方、中継機は、Ｒｅｌａｙ Ｎｏｄｅ（ＲＮ）、Ｒｅｌａｙ Ｓｔａｔｉｏｎ（ＲＳ）などの用語に代えてもよい。「端末（Ｔｅｒｍｉｎａｌ）」は、ＵＥ（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）、ＭＳ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＭＳＳ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＳＳ（Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）などの用語に代えてもよい。本文書で、アップリンク伝送主体は端末または中継機を意味でき、アップリンク受信主体は、基地局または中継機を意味できる。同様に、ダウンリンク伝送主体は基地局または中継機を意味でき、ダウンリンク受信主体は端末または中継機を意味できる。言い換えると、アップリンク伝送は、端末から基地局への伝送、端末から中継機への伝送、または中継機から基地局への伝送を意味できる。同様に、ダウンリンク伝送は、基地局から端末への伝送、基地局から中継機への伝送、中継機から端末への伝送を意味することができる。

以下の説明で使われる特定用語は、本発明の理解を助けるために提供されたもので、これらの特定用語の使用は、本発明の技術的思想から逸脱することなく他の形態に変更可能である。

場合によっては、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は省略されたり、各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図の形式で示されることがある。また、本明細書全体を通じて同一の構成要素には同一の図面符号を付して説明する。

本発明の実施例は、無線接続システムであるＩＥＥＥ ８０２システム、３ＧＰＰシステム、３ＧＰＰ ＬＴＥ及びＬＴＥ−Ａ（ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ）システム、及び３ＧＰＰ２システムの少なくとも一つに開示された標準文書でサポートすることかできる。すなわち、本発明の実施例において本発明の技術的思想を明確にするために説明しない段階または部分を、上記の標準文書でサーポートすることができる。なお、本文書で開示している用語はいずれも、上記の標準文書により説明することができる。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）などのような種々の無線接続システムに用いることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ）やＣＤＭＡ２０００のような無線技術（ｒａｄｉｏ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）とすることができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（登録商標）（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）／ＧＰＲＳ（Ｇｅｎｅｒａｌ Ｐａｃｋｅｔ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ）／ＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅｓ ｆｏｒ ＧＳＭ（登録商標） Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のような無線技術とすることができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ）などのような無線技術とすることができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ）の一部である。３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ） ＬＴＥ（ｌｏｎｇ ｔｅｒｍ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）は、Ｅ−ＵＴＲＡを用いるＥ−ＵＭＴＳ（Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＭＴＳ）の一部であり、ダウンリンクでＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクでＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（Ａｄｖａｎｃｅｄ）は、３ＧＰＰ ＬＴＥの進展である。ＷｉＭＡＸは、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅ規格（ＷｉｒｅｌｅｓｓＭＡＮ−ＯＦＤＭＡ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｙｓｔｅｍ）及び進展したＩＥＥＥ ８０２．１６ｍ規格（ＷｉｒｅｌｅｓｓＭＡＮ−ＯＦＤＭＡ Ａｄｖａｎｃｅｄ ｓｙｓｔｅｍ）によって説明することができる。明確性のために、以下では、３ＧＰＰ ＬＴＥ及びＬＴＥ−Ａシステムを中心に説明するが、本発明の技術的思想はこれに制限されない。

図１を参照してダウンリンク無線フレームの構造について説明する。

セルラーＯＦＤＭ無線パケット通信システムにおいて、アップリンク／ダウンリンクデータパケット伝送はサブフレーム（Ｓｕｂｆｒａｍｅ）単位に行われ、１サブフレームは、多数のＯＦＤＭシンボルを含む一定時間区間と定義される。３ＧＰＰ ＬＴＥ標準では、ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ１無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）構造、及びＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ２の無線フレーム構造を支援する。

図１（ａ）は、タイプ１無線フレームの構造を示す図である。ダウンリンク無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）は、１０個のサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）で構成され、１サブフレームは時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）で２個のスロット（ｓｌｏｔ）で構成される。１サブフレームが伝送されるのにかかる時間をＴＴＩ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ）といい、例えば、１サブフレームの長さは１ｍｓであり、１スロットの長さは０．５ｍｓでよい。１スロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを有し、周波数領域で多数のリソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ；ＲＢ）を有する。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムでは、ダウンリンクでＯＦＤＭＡを用いるので、ＯＦＤＭシンボルが一つのシンボル区間を示す。ＯＦＤＭシンボルをＳＣ−ＦＤＭＡシンボルまたはシンボル区間と呼ぶこともできる。リソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ；ＲＢ）は、リソース割当単位であり、１スロットで複数個の連続した副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）を有することができる。

１スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）の構成（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）によって異なることがある。ＣＰには、拡張されたＣＰ（ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ）と一般ＣＰ（ｎｏｒｍａｌ ＣＰ）がある。例えば、ＯＦＤＭシンボルが一般ＣＰにより構成された場合に、１スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は７個でよい。ＯＦＤＭシンボルが拡張されたＣＰにより構成された場合に、１ ＯＦＤＭシンボルの長さが増加することから、１スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、一般ＣＰの場合に比べてより少ない。拡張されたＣＰの場合に、例えば、１スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は６個でよい。端末が速い速度で移動するなどしてチャネル状態が不安定な場合に、シンボル間干渉をより減らすために、拡張されたＣＰを用いることができる。

一般ＣＰが用いられる場合に、１スロットは７個のＯＦＤＭシンボルを有するので、１サブフレームは１４個のＯＦＤＭシンボルを有する。この場合、各サブフレームにおける先頭の２または３個のＯＦＤＭシンボルは、ＰＤＣＣＨ（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ）に割り当てられ、残りのＯＦＤＭシンボルは、ＰＤＳＣＨ（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ）に割り当てられるとよい。

図１（ｂ）は、タイプ２無線フレームの構造を示す図である。タイプ２無線フレームは、２個のハーフフレーム（ｈａｌｆ ｆｒａｍｅ）で構成され、各ハーフフレームは、５個のサブフレームとＤｗＰＴＳ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ Ｔｉｍｅ Ｓｌｏｔ）、保護区間（Ｇｕａｒｄ Ｐｅｒｉｏｄ；ＧＰ）、ＵｐＰＴＳ（Ｕｐｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ Ｔｉｍｅ Ｓｌｏｔ）で構成され、１サブフレームは２個のスロットで構成される。ＤｗＰＴＳは、端末での初期セル探索、同期化またはチャネル推定に用いられる。ＵｐＰＴＳは、基地局でのチャネル推定、端末の上り伝送同期を合わせるのに用いられる。保護区間は、アップリンクとダウンリンクとの間にダウンリンク信号の多重経路遅延によりアップリンクで生じる干渉を除去するための区間である。一方、無線フレームのタイプを問わず１個のサブフレームは２個のスロットで構成される。

無線フレームの構造は例示に過ぎず、無線フレームに含まれるサブフレームの数またはサブフレームに含まれるスロットの数、スロットに含まれるシンボルの数は、様々に変更可能である。

図２は、１ダウンリンクスロットのリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）を示す図である。これは、ＯＦＤＭシンボルが一般ＣＰで構成された場合である。図２を参照すると、ダウンリンクスロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを有し、周波数領域で複数のリソースブロックを有する。ここで、１ダウンリンクスロットは、７ ＯＦＤＭシンボルを有し、１リソースブロックは、１２副搬送波を有する例が示されているが、本発明はこれに制限されない。リソースグリッと上の各要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）をリソース要素（ＲＥ）という。例えば、リソース要素ａ（ｋ，ｌ）は、ｋ番目の副搬送波とｌ番目のＯＦＤＭシンボルに位置しているリソース要素を指す。一般ＣＰの場合に、１リソースブロックは１２×７リソース要素を有する（拡張されたＣＰでは、１２×６リソース要素を有する）。各副搬送波の間隔は１５ｋＨｚであるから、１リソースブロックは周波数領域で約１８０ｋＨｚを有する。Ｎ^ＤＬは、ダウンリンクスロットに含まれるリソースブロックの数である。Ｎ^ＤＬの値は、基地局のスケジューリングにより設定されるダウンリンク伝送帯域幅（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）によって決定することができる。

図３は、ダウンリンクサブフレームの構造を示す図である。１サブフレーム内で、１番目のスロットにおける先頭の最大３ ＯＦＤＭシンボルは、制御チャネルが割り当てられる制御領域に該当し、残りのＯＦＤＭシンボルは、物理ダウンリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｃｅｌ；ＰＤＳＣＨ）が割り当てられるデータ領域に該当する。伝送の基本単位は１サブフレームとなる。すなわち、２スロットにわたってＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨが割り当てられる。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムで用いられるダウンリンク制御チャネルには、例えば、物理制御フォーマット指示子チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＣＦＩＣＨ）、物理ダウンリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＣＣＨ）、物理ＨＡＲＱ指示子チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｒｅｐｅａｔ ｒｅｑｕｅｓｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＨＩＣＨ）などがある。ＰＣＦＩＣＨは、サブフレームの１番目のＯＦＤＭシンボルで伝送され、サブフレーム内の制御チャネル伝送に用いられるＯＦＤＭシンボルの個数に関する情報を含む。ＰＨＩＣＨは、アップリンク伝送の応答としてＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を含む。ＰＤＣＣＨを通じて伝送される制御情報をダウンリンク制御情報（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＤＣＩ）という。ＤＣＩは、アップリンクまたはダウンリンクスケジューリング情報を含んだり、任意の端末グループに対するアップリンク伝送電力制御命令を含む。ＰＤＣＣＨは、ダウンリンク共有チャネル（ＤＬ−ＳＣＨ）のリソース割当及び伝送フォーマット、アップリンク共有チャネル（ＵＬ−ＳＣＨ）のリソース割当情報、ページングチャネル（ＰＣＨ）のページング情報、ＤＬ−ＳＣＨ上のシステム情報、ＰＤＳＣＨで伝送されるランダムアクセス応答（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）のような上位層制御メッセージのリソース割当、任意の端末グループ中の個別端末への伝送電力制御命令のセット、伝送電力制御情報、ＶｏＩＰ（Ｖｏｉｃｅ ｏｖｅｒ ＩＰ）の活性化などを含むことができる。複数のＰＤＣＣＨが制御領域で伝送され、端末は、複数のＰＤＣＣＨをモニタリングすることができる。ＰＤＣＣＨは、１以上の連続する制御チャネル要素（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｌｅｍｅｎｔ；ＣＣＥ）の組み合わせで伝送される。ＣＣＥは、無線チャネルの状態に基づくコーディングレートでＰＤＣＣＨを提供するために用いられる論理割当単位である。ＣＣＥは、複数個のリソース要素グループに対応する。ＰＤＣＣＨのフォーマット及び利用可能なビット数は、ＣＣＥの個数とＣＣＥにより提供されるコーディングレート間の相関関係によって決定される。基地局は、端末に伝送されるＤＣＩに基づいてＰＤＣＣＨフォーマットを決定し、制御情報に巡回冗長検査（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ；ＣＲＣ）を付加する。ＣＲＣは、ＰＤＣＣＨの所有者または用途によって、無線ネットワーク臨時識別子（Ｒａｄｉｏ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｔｅｍｐｏｒａｒｙ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ；ＲＮＴＩ）という識別子でマスキングされる。ＰＤＣＣＨが特定端末に対するものであれば、端末のｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ（Ｃ−ＲＮＴＩ）をＣＲＣにマスキングすることができる。または、ＰＤＣＣＨがページングメッセージに対するものであれば、ページング指示子識別子（Ｐａｇｉｎｇ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ；Ｐ−ＲＮＴＩ）をＣＲＣにマスキングすることができる。ＰＤＣＣＨがシステム情報（特に、システム情報ブロック（ＳＩＢ））に対するものであれば、システム情報識別子及びシステム情報ＲＮＴＩ（ＳＩ−ＲＮＴＩ）をＣＲＣにマスキングすることができる。端末のランダムアクセスプリアンブル伝送に対する応答であるランダムアクセス応答を表すために、ランダムアクセス−ＲＮＴＩ（ＲＡ−ＲＮＴＩ）をＣＲＣにマスキングすることができる。

図４は、アップリンクサブフレームの構造を示す図である。アップリンクサブフレームは、周波数領域で制御領域とデータ領域とに区別することができる。制御領域には、アップリンク制御情報を含む物理アップリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＣＣＨ）が割り当てられる。データ領域には、ユーザデータを含む物理アップリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｕｐｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＳＣＨ）が割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために、一つの端末は、ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨを同時に伝送しない。一つの端末に対するＰＵＣＣＨは、サブフレームでリソースブロック対（ＲＢ ｐａｉｒ）に割り当てられる。リソースブロック対に属するリソースブロックは、２スロットに対して異なる副搬送波を占める。これを、ＰＵＣＣＨに割り当てられるリソースブロック対がスロット境界で周波数−ホッピング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｈｏｐｐｅｄ）するという。

参照信号
ＭＩＭＯシステムでは、それぞれの送信アンテナごとに独立したデータチャネルを有する。受信機は、送信アンテナのそれぞれに対してチャネルを推定し、各送信アンテナから送信されたデータを受信することができる。チャネル推定（ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）は、フェージング（ｆａｄｉｎｇ）によって生じる信号の歪みを補償することによって、受信した信号を復元する過程のことをいう。ここで、フェージングとは、無線通信システム環境で多重経路（ｍｕｌｔｉ ｐａｔｈ）−時間遅延（ｔｉｍｅ ｄｅｌａｙ）によって信号の強度が急に変動する現象を指す。チャネル推定のためには、送信機と受信機の両方が知っている参照信号（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）が必要である。また、参照信号は、ＲＳ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）と略したり、適用される標準によってパイロット（Ｐｉｌｏｔ）と呼ぶこともできる。

既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース（ｒｅｌｅａｓｅ）−８またはリリース−９システムでは、基地局が伝送するダウンリンク参照信号について定義している。ダウンリンク参照信号（ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）は、ＰＤＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ ＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＨＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ ＨＡＲＱ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ）などのコヒーレント（ｃｏｈｅｒｅｎｔ）復調のためのパイロット信号である。ダウンリンク参照信号は、セル内の全ての端末が共有する共用参照信号（Ｃｏｍｍｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＣＲＳ）と特定端末のみのための専用参照信号（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＤＲＳ）がある。共用参照信号は、セル−特定（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）参照信号と呼び、専用参照信号は、端末−特定（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）参照信号または復調用参照信号（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＤＭＲＳ）と呼ぶこともできる。

既存の３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおけるダウンリンク参照信号割当方式について説明する。参照信号が伝送されるリソース要素の位置（すなわち、参照信号パターン）を、１つのリソースブロック（時間上で１個のサブフレーム長×周波数上で１２個の副搬送波長）を基準に説明する。１つのサブフレームは、１４個のＯＦＤＭシンボル（一般ＣＰの場合）あるいは１２個のＯＦＤＭシンボル（拡張されたＣＰの場合）で構成され、１個のＯＦＤＭシンボルにおいて副搬送波の個数として１２８、２５６、５１２、１０２４、１５３６または２０４８のいずれかを選定して用いることとなる。

図５には、１−ＴＴＩ（すなわち、１サブフレーム）が１４個のＯＦＤＭシンボルを有する場合における共用参照信号（ＣＲＳ）のパターンを示す。図５（ａ）、図５（ｂ）及び図５（ｃ）はそれぞれ、１個、２個及び４個の伝送アンテナを有するシステムに対するＣＲＳパターンを示している。

図５で、Ｒ０は、アンテナポートインデックス０に対する参照信号を示す。また、図５で、Ｒ１はアンテナポートインデックス１、Ｒ２はアンテナポートインデックス２、そしてＲ３はアンテナポートインデックス３に対する参照信号をそれぞれ示す。各アンテナポートに対する参照信号が伝送されるＲＥ位置では、参照信号を伝送するアンテナポート以外は、干渉を防止するためにいかなるアンテナポートの信号も伝送されない。

図６には、複数のセルの参照信号が衝突しないように参照信号パターンがセルごとにシフトされる例を示す。図５（ａ）の１個のアンテナポートに対する参照信号パターンが、図６の第１のセル（Ｃｅｌｌ １）で用いられたとすれば、第１のセルに隣接した第２のセル、３番セルなどでセル間に参照信号の衝突が発生しないように、参照信号パターンを周波数領域または時間領域で副搬送波単位またはＯＦＤＭシンボル単位にシフト（遷移）させることで、参照信号を保護することができる。例えば、１伝送アンテナ伝送の場合には、参照信号が一つのＯＦＤＭシンボル上で６副搬送波間隔に位置するので、それぞれのセルで周波数領域副搬送波単位のシフトが適用されると、少なくとも５個の隣接セルは、異なるリソース要素上に参照信号を位置させることができる。例えば、参照信号の周波数シフトを、図６の第２のセル乃至第６セルのようにすることができる。

また、擬似雑音（Ｐｓｅｕｄｏ−Ｒａｎｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ；ＰＮ）シーケンスをセル別ダウンリンク参照信号に掛けて伝送することによって、受信機において、隣接セルに受信される参照信号による干渉を減少させ、チャネル推定性能を向上させることもできる。このようなＰＮシーケンスは、一つのサブフレーム内のＯＦＤＭシンボル単位に適用されてもよく、セル識別子（Ｃｅｌｌ ＩＤ）、サブフレーム番号（ｓｕｂｆｒａｍｅ ｎｕｍｂｅｒ）及びＯＦＤＭシンボル位置ごとに異なるシーケンスが適用されてもよい。

４伝送アンテナを支援する既存の通信システム（例えば、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース８または９システム）に比べて拡張されたアンテナ構成を有するシステム（例えば、８伝送アンテナを支援する無線通信システム（例えば、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−１０または後続リリースに基づくシステム）では、効率的な参照信号の運用と発展した伝送方式を支援するためにＤＭＲＳベースのデータ復調を考慮している。すなわち、拡張されたアンテナを通じたデータ伝送を支援するために、２以上のレイヤーに対するＤＭＲＳを定義することができる。ＤＭＲＳは、データと同じプリコーダによってプリコーディングされるため、別のプリコーディング情報無しに、受信側でデータを復調するためのチャネル情報を容易に推定することができる。一方、ダウンリンク受信側では、ＤＭＲＳを用いて、拡張されたアンテナ構成に対してプリコーディングされたチャネル情報を獲得できるが、プリコーディングされなかったチャネル情報を獲得するためには、ＤＭＲＳ以外の別の参照信号が必要である。そのため、ＬＴＥ−Ａ標準に基づくシステムでは、受信側でチャネル状態情報（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＣＳＩ）を獲得するための参照信号、すなわち、ＣＳＩ−ＲＳを定義することができる。ＣＳＩ−ＲＳは、８個のアンテナポートを通じて伝送することができ、ＣＳＩ−ＲＳが伝送されるアンテナポートを、既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９におけるアンテナポートと区別するために、アンテナポートインデックス１５乃至２２を用いることができる。

ダウンリンク制御チャネルの構成
ダウンリンク制御チャネルが伝送される領域として、基本的には、それぞれのサブフレームの先頭３個のＯＦＤＭシンボルを用いることができ、ダウンリンク制御チャネルのオーバーヘッドに応じて１乃至３個のＯＦＤＭシンボルを用いることができる。ダウンリンク制御チャネルのためのＯＦＤＭシンボルの個数を各サブフレームごとに調整するために、ＰＣＦＩＣＨを用いることができる。アップリンク伝送に対する確認応答（肯定確認応答（ＡＣＫ）／否定応答（ＮＡＣＫ））をダウンリンクを通じて提供するためにＰＨＩＣＨを用いることができる。また、ダウンリンクデータ伝送またはアップリンクデータ伝送のための制御情報を伝送するためにＰＤＣＣＨを用いることができる。

図７及び図８には、上記のようなダウンリンク制御チャネルが、それぞれのサブフレームの制御領域においてリソース要素グループ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｅｌｅｍｅｎｔ Ｇｒｏｕｐ；ＲＥＧ）単位に割り当てられる例を示す。図７は、１個または２個の伝送アンテナ構成を有するシステムに関する例であり、図８は、４個の伝送アンテナ構成を有するシステムに関する例である。図７及び図８に示すように、制御チャネルが割り当てられる基本的なリソース単位であるＲＥＧは、参照信号が割り当てられるリソース要素を除いて、周波数領域で連接した４個のＲＥで構成される。ダウンリンク制御チャネルのオーバーヘッドに応じて特定個数のＲＥＧをダウンリンク制御チャネルの伝送に用いることができる。

ＰＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ）
各サブフレームごとに当該サブフレームのリソース割当情報などを提供するために、ＯＦＤＭシンボルインデックス０乃至２の範囲でＰＤＣＣＨを伝送することができる。すなわち、制御チャネルのオーバーヘッドに応じてＯＦＤＭシンボルインデックス０を用いたり、ＯＦＤＭシンボルインデックス０及び１を用いたり、ＯＦＤＭシンボルインデックス０乃至２を用いたりしてＰＤＣＣＨを伝送することができる。このように、制御チャネルが用いるＯＦＤＭシンボルの個数をサブフレームごとに変更することができるが、これに関する情報はＰＣＦＩＣＨを通じて提供することができる。そのため、各サブフレームごとにＰＣＦＩＣＨを伝送しなければならない。

ＰＣＦＩＣＨを通じて３通りの情報を提供することができる。下記の表１は、ＰＣＦＩＣＨのＣＦＩ（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を表すものである。ＣＦＩ＝１は、ＯＦＤＭシンボルインデックス０でＰＤＣＣＨが伝送されることを表し、ＣＦＩ＝２は、ＯＦＤＭシンボルインデックス０及び１でＰＤＣＣＨが伝送されることを表し、ＣＦＩ＝３は、ＯＦＤＭシンボルインデックス０乃至２でＰＤＣＣＨが伝送されることを表す。

ＰＣＦＩＣＨを通じて伝送される情報は、システム帯域幅（ｓｙｓｔｅｍ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）によって異なるように定義することもできる。例えば、システムの帯域幅が特定臨界値よりも小さい場合に、ＣＦＩ＝１、２、３はそれぞれ、２、３、４個のＯＦＤＭシンボルがＰＤＣＣＨのために用いられることを表すこともできる。

図９は、ＰＣＦＩＣＨが伝送される方式を示す図である。図９で示すＲＥＧは、４個の副搬送波で構成されており、ＲＳ（参照信号）を除いたデータ副搬送波でのみ構成されており、一般に伝送ダイバーシティ（ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）技法を適用することができる。また、ＲＥＧの位置は、セル間に干渉を与えないようにセルごとに（すなわち、セル識別子に従って）周波数シフトすることができる。さらに、ＰＣＦＩＣＨは、常に、サブフレームの最初のＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭシンボルインデックス０）で伝送される。そのため、受信端ではサブフレームを受信する際に、まず、ＰＣＦＩＣＨの情報を確認し、ＰＤＣＣＨが伝送されるＯＦＤＭシンボルの個数を把握し、それに基づいて、ＰＤＣＣＨを通じて伝送される制御情報を受信することができる。

ＰＨＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ−ＡＲＱ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ）
図１０は、特定帯域幅で一般的に適用されるＰＣＦＩＣＨ及びＰＨＩＣＨチャネルの位置を示す図である。ＰＨＩＣＨを通じて、アップリンクデータ伝送に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報を伝送する。一つのサブフレームで複数個のＰＨＩＣＨグループが生成され、一つのＰＨＩＣＨグループには複数のＰＨＩＣＨが存在する。したがって、一つのＰＨＩＣＨグループには、複数の端末に対するＰＨＩＣＨチャネルが含まれる。

図１０に示すように、複数のＰＨＩＣＨグループにおいて各端末機に対するＰＨＩＣＨ割当は、ＰＵＳＣＨリソース割当（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）における最も低い物理リソースブロック（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ；ＰＲＢ）インデックス（ｌｏｗｅｓｔ ＰＲＢ ｉｎｄｅｘ）と、アップリンクグラントＰＤＣＣＨを通じて伝送される復調参照信号（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ＲＳ；ＤＭＲＳ）のための巡回シフト（Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ）インデックスを用いて行う。ＤＭＲＳは、アップリンク参照信号であり、アップリンクデータの復調のためのチャネル推定のためにアップリンク伝送と共に提供される信号である。また、

のようなインデックス対（ｉｎｄｅｘ ｐａｉｒ）を用いてＰＨＩＣＨリソースを知らせるが、

ＰＨＩＣＨグループ番号（ＰＨＩＣＨ ｇｒｏｕｐ ｎｕｍｂｅｒ）を意味し、

は、当該ＰＨＩＣＨグループ内での直交シーケンスインデックス（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｉｎｄｅｘ）を意味する。

下記の数学式１のように定義される。

上記の数学式１で、

は、ＰＨＩＣＨに関連したアップリンク伝送で用いられたＤＭＲＳの巡回シフトである。また、

は、ＰＨＩＣＨに用いられる拡散因子サイズ（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ ｓｉｚｅ）である。

は、アップリンクリソース割当における最も低いＰＲＢインデックスである。

は、設定されたＰＨＩＣＨグループの個数であり、下記の数学式２のように定義される。

上記の数学式２で、

は、物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＢＣＨ）で伝送されるＰＨＩＣＨリソースの量に関する情報である。

は、２ビットサイズを有し、

と表現される。

また、既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９で定義される直交シーケンスの例を、下記の表２に示す。

図１１は、ＰＨＩＣＨグループがマッピングされるダウンリンクリソース要素位置を示す図である。ＰＨＩＣＨグループは、ＰＨＩＣＨ区間（ｄｕｒａｔｉｏｎ）に従って、図１１に示すように一つのサブフレーム内で異なる時間領域（すなわち、異なるＯＳ（ＯＦＤＭ Ｓｙｍｂｏｌ））上で構成されてもよい。

ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）
ＰＤＣＣＨを通じて伝送される制御情報は、ダウンリンク制御情報（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＤＣＩ）フォーマットによって制御情報のサイズ及び用途が異なり、符号化率（ｃｏｄｉｎｇ ｒａｔｅ）によってＰＤＣＣＨのサイズが異なることがある。例えば、既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９で用いられるＤＣＩフォーマットは、下記の表３のように定義される。

上記の表３のＤＣＩフォーマットは各端末別に適用することができ、一つのサブフレーム内で複数の端末機のＰＤＣＣＨを同時に多重化（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）することができる。多重化した各端末機のＰＤＣＣＨを、独立してチャネルコーディングし、ＣＲＣを適用する。各端末の固有の識別子をＰＤＣＣＨのＣＲＣにマスキングすることで、端末機が自身のＰＤＣＣＨチャネルを受信できるように適用することができる。しかし、基本的に端末は自身のＰＤＣＣＨチャネルの位置がわからず、毎サブフレームごとに当該ＤＣＩフォーマットの全ＰＤＣＣＨチャネルが自身のＩＤを有しているＰＤＣＣＨチャネルであるか否か確認し、該当のＰＤＣＣＨを受信するまでブラインド検出（ｂｌｉｎｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を行わなければならない。このようなＰＤＣＣＨの基本リソース割当単位は、ＣＣＥ（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｌｅｍｅｎｔ）であり、一つのＣＣＥは９個のＲＥＧで構成されている。一つのＰＤＣＣＨは、１個、２個、４個または８個のＣＣＥで構成可能である。各端末機に基づいて構成されたＰＤＣＣＨは、ＣＣＥをＲＥにマッピングする規則（ＣＣＥ−ｔｏ−ＲＥ ｍａｐｐｉｎｇ ｒｕｌｅ）に従って各サブフレームの制御チャネル領域にインターリービングしてマッピングされる。これは、各サブフレームの制御チャネルのためのＯＦＤＭシンボルの個数、ＰＨＩＣＨグループの個数、伝送アンテナ及び周波数シフトなどによって、ＣＣＥがマッピングされるＲＥの位置が異なってくることがある。

アップリンク再伝送
アップリンク再伝送は、前述のＰＨＩＣＨ及びＤＣＩフォーマット０（ＰＵＳＣＨ伝送をスケジューリングするＤＣＩフォーマット）を通じて指示することができる。端末がＰＨＩＣＨを通じて以前の（ｐｒｅｖｉｏｕｓ）アップリンク伝送に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫを受信して、同期式（ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ）非適応的（ｎｏｎ−ａｄａｐｔｉｖｅ）再伝送を行うこともでき、端末が基地局からＤＣＩフォーマット０ ＰＤＣＣＨを通じてアップリンクグラントを受信して、同期式適応的（ａｄａｐｔｉｖｅ）再伝送を行うこともできる。

同期式伝送とは、一つのデータパケットを伝送した時点（例えば、ｎ番目のサブフレーム）以降のあらかじめ定められた時点（例えば、ｎ＋ｋ番目のサブフレーム）に再伝送が行われる方式のことを意味する（ｋは、例えば４でよい）。ＰＨＩＣＨによる再伝送も、アップリンクグラントＰＤＣＣＨによる再伝送も、同期式再伝送が行われる。

ＰＨＩＣＨを通じて再伝送を行う非適応的再伝送では、以前の伝送で用いられた周波数リソース（例えば、物理リソースブロック（ＰＲＢ））領域及び伝送方法（例えば、変調手法など）と同じ周波数リソース及び伝送方法が再伝送に適用される。一方、アップリンクグラントＰＤＣＣＨを通じて再伝送を行う適応的再伝送では、アップリンクグラントで指示されるスケジューリング制御情報に基づいて、再伝送に用いられる周波数リソース及び伝送方法が、以前の伝送とは異なるように設定されてもよい。

もし、端末がＰＨＩＣＨを受信すると同時にアップリンクグラントＰＤＣＣＨを受信する場合には、ＰＨＩＣＨは無視し、アップリンクグラントＰＤＣＣＨの制御情報に基づいてアップリンク伝送を行うことができる。アップリンクグラントＰＤＣＣＨ（例えば、ＤＣＩフォーマット０）には新規データ指示子（Ｎｅｗ Ｄａｔａ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ；ＮＤＩ）が含まれるが、ＮＤＩビットが、以前に提供されたＮＤＩ値に比べてトグル（ｔｏｇｇｌｅ）された場合は、端末は、以前の伝送に成功したと見なし、新しいデータを伝送することができる。一方、端末がＰＨＩＣＨを通じて以前の伝送に対してＡＣＫを受信しても、ＰＨＩＣＨ受信と同時にまたは後に受信されるアップリンクグラントＰＤＣＣＨにおいてＮＤＩ値がトグルされていないと、端末は、以前の伝送に対するバッファーをフラッシュ（ｆｌｕｓｈ）しないように構成される。

アップリンク伝送の構成
図１２は、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式による送信機の構造を示す図である。

送信機に入力されるＮ個のシンボルで構成された一つのブロックは、直列−並列変換器（Ｓｅｒｉａｌ−ｔｏ−Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１２０１で並列信号に変換される。並列信号は、Ｎ−ポイントＤＦＴモジュール１２０２で拡散され、拡散された信号は、副搬送波マッピングモジュール１２０３により周波数領域にマッピングされる。それぞれの副搬送波上の信号は、Ｎ個のシンボルの線形結合（ｌｉｎｅａｒ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）である。周波数領域にマッピングされた信号は、Ｍ−ポイントＩＦＦＴモジュール１２０４を経て時間領域信号に変換される。時間領域信号は、並列−直列変換器１２０５で直列信号に変換され、ＣＰが付加される。Ｎ−ポイントＤＦＴモジュール１２０２のＤＦＴ処理により、Ｍ−ポイントＩＦＦＴモジュール１２０４のＩＦＦＴ処理の影響がある程度打ち消される。この点から、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式は、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ（ＤＦＴ−ｓｐｒｅａｄ−ＯＦＤＭＡ）方式と呼ぶこともできる。また、ＤＦＴモジュール１２０２に入力される信号は、低いＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）またはＣＭ（Ｃｕｂｉｃ Ｍｅｔｒｉｃ）を有するが、ＤＦＴ処理された後には高いＰＡＰＲを有することになり、ＩＦＦＴモジュール１２０４のＩＦＦＴ処理により、出力される信号は再び低いＰＡＰＲを有することができる。すなわち、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式は、電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ；ＰＡ）の非線形歪み区間を避けて伝送するようにし、送信端の具現コストを節減することができる。

図１３は、ＤＦＴモジュール１２０２から出力された信号が周波数領域にマッピングされる方式を説明するための図である。図１３に示す２方式のいずれかを行うことによって、ＳＣ−ＦＤＭＡ送信機から出力される信号が単一搬送波特性（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ）を満たすことができる。図１３（ａ）は、ＤＦＴモジュール１２０２から出力された信号が、副搬送波領域の特定部分に限ってマッピングされる局部マッピング（ｌｏｃａｌｉｚｅｄ ｍａｐｐｉｎｇ）方式を示す。図１３（ｂ）は、ＤＦＴモジュール１２０２から出力された信号が全体副搬送波領域に分散してマッピングされる分散マッピング（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｍａｐｐｉｎｇ）方式を示す。既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９システムでは局部マッピング方式を用いると定義されている。

図１４は、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式による伝送信号を復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）するための参照信号（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ；ＲＳ）の送信処理を説明するためのブロック図である。既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９システムでは、データ部分は、時間領域で生成された信号がＤＦＴ処理を通じて周波数領域信号に変換された後に副搬送波マッピングされ、ＩＦＦＴ処理後に伝送されるが（図１２参照）、ＲＳは、ＤＦＴ処理を省略し、周波数領域で直接生成して副搬送波上にマッピングした後にＩＦＦＴ処理及びＣＰ付加を経て伝送されるものと定義している。

図１５は、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式によるサブフレーム構造において参照信号（ＲＳ）がマッピングされるシンボル位置を示す図である。図１５（ａ）は、一般ＣＰの場合に、一つのサブフレームで２個のスロットのそれぞれにおける４番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにＲＳが位置する例を示す。図１５（ｂ）は、拡張されたＣＰの場合に、一つのサブフレームで２個のスロットのそれぞれにおける３番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにＲＳが位置する例を示す。

図１６乃至図１９を参照して、クラスター方式ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ手法について説明する。クラスター方式ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡは、前述したＳＣ−ＦＤＭＡの変形であり、ＤＦＴ処理された信号を複数個のサブ−ブロック（ｓｕｂ−ｂｌｏｃｋ）に分けた後、周波数領域において離隔した位置にマッピングする方式である。

図１６は、単一搬送波上におけるクラスター方式ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ手法を説明するための図である。例えば、ＤＦＴ出力を、Ｎ_ｓｂ個のサブ−ブロック（サブ−ブロック＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１）に分割することができる。これらサブ−ブロックを周波数領域にマッピングする際に、サブ−ブロック＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１をいずれも一つの搬送波（例えば、２０ＭＨｚ帯域幅の搬送波）上にマッピングし、それぞれのサブ−ブロックを、周波数領域上で離隔した位置にマッピングすることができる。また、サブ−ブロックのそれぞれを周波数領域上で局部マッピングすることができる。

図１７及び図１８は、多重搬送波上でクラスター方式ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ手法を説明するための図である。

図１７は、多重搬送波（または多重セル（ｃｅｌｌ））が隣接して（ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓｌｙ）構成された状況（すなわち、多重搬送波（または多重セル）のそれぞれの周波数帯域が連続して割り当てられた状況）において隣接した搬送波間に副搬送波間隔が整列（ａｌｉｇｎ）された場合に、一つのＩＦＦＴモジュールを用いて信号を生成できる例を示す図である。例えば、ＤＦＴ出力をＮ_ｓｂ個のサブ−ブロック（サブ−ブロック＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１）に分割することができる。サブ−ブロックを周波数領域にマッピングする際に、サブ−ブロック＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１をそれぞれ、構成搬送波＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１上にマッピングすることができる（それぞれの搬送波（またはセル）は、例えば、２０ＭＨｚ帯域幅を有することができる）。また、サブ−ブロックのそれぞれを周波数領域上で局部マッピングすることができる。それぞれの搬送波（またはセル）上にマッピングされたサブ−ブロックは、一つのＩＦＦＴモジュールを用いて時間領域信号に変換することができる。

図１８は、多重搬送波（またはセル）が非隣接して（ｎｏｎ−ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓｌｙ）構成された状況（すなわち、多重搬送波（または多重セル）のそれぞれの周波数帯域が非連続して割り当てられた状況）において複数個のＩＦＦＴモジュールを用いて信号を生成する例を示す図である。例えば、ＤＦＴ出力をＮ_ｓｂ個のサブ−ブロック（サブ−ブロック＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１）に分割することができる。サブ−ブロックを周波数領域にマッピングする際に、サブ−ブロック＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１をそれぞれ、搬送波（またはセル）＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１上にマッピングすることができる（それぞれの搬送波（またはセル）は、例えば２０ＭＨｚ帯域幅を有することができる）。また、サブ−ブロックのそれぞれを周波数領域上で局部マッピングすることができる。それぞれの搬送波（またはセル）上にマッピングされたサブ−ブロックを、それぞれのＩＦＦＴモジュールを用いて時間領域信号に変換することができる。

図１６で説明した単一搬送波上でのクラスター方式ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡが搬送波−内（ｉｎｔｅｒ−ｃａｒｒｉｅｒ）（または、ｉｎｔｒａ−ｃｅｌｌ）ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡであれば、図１７及び図１８で説明する多重搬送波（またはセル）上でのＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡは搬送波−間（ｉｎｔｅｒ−ｃａｒｒｉｅｒ）（または、ｉｎｔｅｒ−ｃｅｌｌ）ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡである。このような搬送波−内ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ及び搬送波−間ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡは混用されてもよい。

図１９は、部分（ｃｈｕｎｋ）単位にＤＦＴ処理、周波数領域マッピング及びＩＦＦＴ処理を行う部分−特定ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ（ｃｈｕｎｋ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ）手法を説明するための図である。部分−特定ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡは、Ｎｘ ＳＣ−ＦＤＭＡと呼ぶこともできる。コードブロック分割（ｃｏｄｅ ｂｌｏｃｋ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）された信号を部分（ｃｈｕｎｋ）分割し、それぞれの部分にチャネルコーディング及び変調を行う。変調された信号は、図１２で説明したような方式でＤＦＴ処理、周波数領域マッピング及びＩＦＦＴ処理し、それぞれのＩＦＦＴからの出力を合算した後にＣＰを付加することができる。図１９で説明するＮｘ ＳＣ−ＦＤＭＡ方式は、隣接する多重搬送波（または多重セル）にも、非隣接する多重搬送波（または多重セル）にも適用することができる。

ＭＩＭＯシステムの構造
図２０は、多重送信アンテナ及び／または多重受信アンテナを有するＭＩＭＯシステムの基本的なシステム構造を示す図である。図２０のそれぞれのブロックは、ＭＩＭＯ伝送における送信端及び受信端の機能または動作を概念的に示すものである。

図２０のチャネルエンコーダは、入力データビットにリダンダンシ（ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ）ビットを付加する動作を示すもので、これにより、チャネルからの雑音などによる影響を減らすことができる。マッパーは、データビット情報をデータシンボル情報に変換する動作を示すものである。直列／並列変換器は、直列のデータを並列のデータに変換する動作を示すものである。多重アンテナエンコーダは、データシンボルを時空間（ｔｉｍｅ−ｓｐａｔｉａｌ）信号に変換させる動作を示すものである。送信端の多重アンテナは、このような時空間信号をチャネルを通じて伝送する機能を果たし、受信端の多重アンテナは、チャネルを通じて信号を受信する機能を果たす。

図２０の多重アンテナデコーダは、受信された時空間信号をそれぞれのデータシンボルに変換する動作を示すものである。並列／直列変換器は、並列信号を直列信号に変換する動作を示すものである。デマッパーは、データシンボルをデータビット情報に変換する動作を示すものである。チャネルデコーダは、チャネルコードをデコーディングする動作を示すものであり、その結果、データを推定（ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）可能になる。

前述したようなＭＩＭＯ送受信システムは、空間多重化率に基づいて空間的に１個または複数個のコードワードを有することができるが、空間的に１個のコードワードを有する場合を単一コードワード（Ｓｉｎｇｌｅ ＣｏｄｅＷｏｒｄ；ＳＣＷ）構造といい、複数のコードワードを有する場合を多重コードワード（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ＣｏｄｅＷｏｒｄ；ＭＣＷ）構造という。

図２１（ａ）は、ＳＣＷ構造を有するＭＩＭＯシステムの送信端の機能を示すブロック図であり、図２１（ｂ）は、ＭＣＷ構造を有するＭＩＭＯシステムの送信端の機能を示すブロック図である。

コードブックベースのプリコーディング手法
多重アンテナ伝送を支援するために、伝送情報をそれぞれのアンテナにチャネル状況などに応じて適宜分配するプリコーディング（ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）を適用することができる。コードブック（Ｃｏｄｅｂｏｏｋ）ベースのプリコーディング手法は、送信端と受信端でプリコーディング行列の集合をあらかじめ定めておき、受信端が送信端からのチャネル情報を測定して、最適のプリコーディング行列（すなわち、プリコーディング行列インデックス（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ；ＰＭＩ））を送信端にフィードバックし、送信端は、ＰＭＩに基づいて適切なプリコーディングを信号伝送に適用する手法のことをいう。あらかじめ定めておいたプリコーディング行列の集合から適切なプリコーディング行列を選択する方式であるから、常に最適のプリコーディングを適用できるわけではないが、実際にチャネル情報に最適なプリコーディング情報を明示的に（ｅｘｐｌｉｃｉｔｌｙ）フィードバックすることに比べてフィードバックオーバーヘッドを減らすことができる。

図２２は、コードブックベースのプリコーディングの基本概念を説明するための図である。

コードブックベースのプリコーディング方式によれば、送信端と受信端は、伝送ランク、アンテナ個数などに基づいてあらかじめ定められた所定個数のプリコーディング行列を含むコードブック情報を共有する。すなわち、フィードバック情報が有限な（ｆｉｎｉｔｅ）場合は、プリコーディングベースのコードブック方式を用いることができる。受信端は、受信信号からチャネル状態を測定し、上述したコードブック情報に基づいて有限個数の好むプリコーディング行列情報（すなわち、該当のプリコーディング行列のインデックス）を送信端にフィードバックすることができる。例えば、受信端では、ＭＬ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）またはＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）方式で受信信号を測定し、最適のプリコーディング行列を選択することができる。図２２では、受信端が送信端にプリコーディング行列情報をコードワード別に伝送する例を示しているが、これに限定されるものではない。

受信端からフィードバック情報を受信した送信端は、受信した情報に基づいてコードブックから特定プリコーディング行列を選択することができる。プリコーディング行列を選択した送信端は、伝送ランクに対応する個数のレイヤー信号に選択されたプリコーディング行列を掛ける方式でプリコーディングを行い、プリコーディングの行われた伝送信号を複数のアンテナを通じて伝送することができる。プリコーディング行列において行（ｒｏｗ）の個数はアンテナの個数と同一であり、列（ｃｏｌｕｍｎ）の個数はランク値と同一である。ランク値はレイヤーの個数と同一であるから、列（ｃｏｌｕｍｎ）の個数はレイヤー個数と同一である。例えば、伝送アンテナの個数が４であり、伝送レイヤーの個数が２の場合は、プリコーディング行列を４×２行列で構成することができる。プリコーディング行列を用いて、それぞれのレイヤーを通じて伝送される情報をそれぞれのアンテナにマッピングすることができる。

送信端でプリコーディングされて伝送された信号を受信した受信端は、送信端でなされたプリコーディングの逆処理を行って受信信号を復元することができる。一般に、プリコーディング行列は、Ｕ＊Ｕ^Ｈ＝Ｉのようなユニタリー行列（Ｕ）の条件を満たすから、上記のプリコーディングの逆処理は、送信端のプリコーディングに用いられたプリコーディング行列（Ｐ）のエルミート（Ｈｅｒｍｉｔ）行列（Ｐ^Ｈ）を受信信号に掛ける方式で行えばよい。

例えば、下記の表４は、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９において２伝送アンテナを用いたダウンリンク伝送に用いられるコードブックを示すもので、表５は、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９において４伝送アンテナを用いたダウンリンク伝送に用いられるコードブックを示すものである。

上記の表５で、

のように表現される数学式で構成されるセット

となる。ここで、

は、４×４単一行列を表し、

は、表５から与えられる値である。

上記の表４に示すように、２個の送信アンテナに対するコードブックは、総７個のプリコーディングベクトル／行列を有しており、ここで、単一行列は、開−ループ（ｏｐｅｎ−ｌｏｏｐ）システムのためのものであるから、閉−ループ（Ｃｌｏｓｅｄ−ｌｏｏｐ）システムのプリコーディングのためのプリコーディングベクトル／行列は、総６個となる。また、上記の表５に示すような４個の送信アンテナに対するコードブックは、総６４個のプリコーディングベクトル／行列を有している。

上記のようなコードブックは、定モジュラス（Ｃｏｎｓｔａｎｔ ｍｏｄｕｌｕｓ；ＣＭ）特性、ネストされた特性（Ｎｅｓｔｅｄ ｐｒｏｐｅｒｔｙ）、制限されたアルファベット（Ｃｏｎｓｔｒａｉｎｅｄ ａｌｐｈａｂｅｔ）などの共通した特性を有する。ＣＭ特性は、コードブック内の全プリコーディング行列のそれぞれの要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）は‘０’を含まない他、同一のサイズを有するように構成される特性をいう。ネストされた特性は、低いランクのプリコーディング行列が、高いランクのプリコーディング行列の特定列のサブセット（ｓｕｂｓｅｔ）で構成されるように設計された特性をいう。制限されたアルファベット特性は、コードブック内の全プリコーディング行列のそれぞれの要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）のアルファベットが

で構成される特性をいう。

フィードバックチャネルの構造
基本的に、ＦＤＤシステムにおいて、ダウンリンクチャネルに対する情報を基地局は知らず、端末機がフィードバックするチャネル情報をダウンリンク伝送に用いる。既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９システムでは、ＰＵＣＣＨを通じてダウンリンクチャネル情報をフィードバックしたり、または、ＰＵＳＣＨを通じてダウンリンクチャネル情報をフィードバックしたりできる。ＰＵＣＣＨは、周期的（ｐｅｒｉｏｄｉｃ）にチャネル情報をフィードバックし、ＰＵＳＣＨは、基地局の要請に応じて非周期的（ａｐｅｒｉｏｄｉｃ）にチャネル情報をフィードバックする。また、チャネル情報のフィードバックは、割り当てられた全体周波数帯域（すなわち、広帯域（ＷｉｄｅＢａｎｄ；ＷＢ））に対してチャネル情報をフィードバックすることもでき、特定個数のＲＢ（すなわち、サブ帯域（ＳｕｂＢａｎｄ；ＳＢ））に対してチャネル情報をフィードバックすることもできる。

拡張されたアンテナ構成
図２３は、８伝送アンテナを構成する例示を示す図である。

図２３（ａ）は、Ｎ個のアンテナがグループ化することなくそれぞれ独立したチャネルを構成する場合を示しており、一般的に、ＵＬＡ（Ｕｎｉｆｏｒｍ Ｌｉｎｅａｒ Ａｒｒａｙ）という。このように多数個のアンテナを互いに空間的に離間して配置することでそれぞれ独立したチャネルを構成するには、送信機及び／または受信機の空間が足りないことがある。

図２３（ｂ）では、２個のアンテナが対となるＵＬＡ方式のアンテナ構成（Ｐａｉｒｅｄ ＵＬＡ）を示す。この場合、対となる２個のアンテナ同士は、関連したチャネルを有し、他の対のアンテナとは独立したチャネルを有することができる。

一方、既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９ではダウンリンクで４伝送アンテナを用いるが、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−１０システムではダウンリンクで８伝送アンテナを用いることができる。このような拡張されたアンテナ構成を適用するためには、足りない空間に複数個の送信アンテナを設置しなければならず、図２３（ａ）及び図２３（ｂ）のようなＵＬＡアンテナ構成は不適である。そこで、図２３（ｃ）に示すように、二重極性（ｄｕａｌ−ｐｏｌｅ）（またはクロス極性（ｃｒｏｓｓ−ｐｏｌｅ））アンテナ構成を適用することを考慮することができる。このように伝送アンテナを構成すると、アンテナ間の距離ｄが相対的に短くても、アンテナ相関度を下げ、高い収率のデータ伝送が可能になる。

コードブック構造（ｃｏｄｅｂｏｏｋ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ）
上述したように、あらかじめ定められた（ｐｒｅ−ｄｅｆｉｎｅｄ）コードブックを送信端及び受信端で共有することによって、送信端からのＭＩＭＯ伝送に用いられるプリコーディング情報を受信端がフィードバックするためのオーバーヘッドを減らし、効率的なプリコーディングの適用が可能になる。

あらかじめ定められたコードブックを構成する一例として、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列またはウォルシュ（Ｗａｌｓｈ）行列を用いてプリコーダ行列を構成することができる。または、位相シフト（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ）行列または位相シフトダイバーシティ（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）行列などと結合して様々な形態のプリコーダを構成することもできる。

ＤＦＴ行列ベースのコードブックを構成するにあたり、ｎ×ｎ ＤＦＴ行列は、下記の数学式３のように定義することができる。

数学式３のＤＦＴ行列は、特定サイズｎに対して一つの行列のみ存在する。そのため、様々なプリコーディング行列を定義して状況に応じて適切に用いるには、ＤＦＴｎ行列の回転形態（ｒｏｔａｔｅｄ ｖｅｒｓｉｏｎ）をさらに構成して用いることを考慮することができる。下記の数学式４は、例示的な回転（ｒｏｔａｔｅｄ）ＤＦＴｎ行列を示す。

上記の数学式４のようにＤＦＴ行列を構成すると、Ｇ個の回転（ｒｏｔａｔｅｄ）ＤＦＴｎ行列を生成することができ、生成された行列はＤＦＴ行列の特性を満たす。

次に、ハウスホルダーベース（Ｈｏｕｓｅｈｏｌｄｅｒ−ｂａｓｅｄ）のコードブック構造について説明する。ハウスホルダーベースのコードブック構造とは、ハウスホルダー行列で構成されるコードブックを意味する。ハウスホルダー行列は、ハウスホルダー変換（Ｈｏｕｓｅｈｏｌｄｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）に用いられる行列であり、ハウスホルダー変換は線形変換（ｌｉｎｅａｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）の一種で、ＱＲ分解（ＱＲ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）を行うのに用いることができる。ＱＲ分解とは、ある行列を直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）行列（Ｑ）と上三角行列（ｕｐｐｅｒ ｔｒｉａｎｇｕｌａｒ ｍａｔｒｉｘ）（Ｒ）に分解することを意味する。上三角行列は、主対角線成分の下の成分がいずれも０である正方行列を意味する。４×４ハウスホルダー行列の例は、下記の数学式５の通りである。

ハウスホルダー変換によりＣＭ特性を有する４×４ユニタリー行列を生成することができる。上記表５のような４伝送アンテナのためのコードブックのように、ハウスホルダー変換を用いてｎ×ｎプリコーディング行列を生成し、生成されたプリコーディング行列の列サブセット（ｃｏｌｕｍｎ ｓｕｂｓｅｔ）を用いてｎよりも小さいランク伝送のためのプリコーディング行列として用いるように構成することができる。

８伝送アンテナのためのコードブック
拡張されたアンテナ構成（例えば、８伝送アンテナ）を有する３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−１０システムにおいて、既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９システムで用いられたフィードバック方式を拡張して適用することができる。例えば、ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）などのチャネル状態情報（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＣＳＩ）をフィードバックすることができる。以下では、拡張されたアンテナ構成を支援するシステムで利用可能な二重プリコーダ（ｄｕａｌ ｐｒｅｃｏｄｅｒ）ベースのフィードバックコードブックを設計する方案について説明する。二重プリコーダベースのフィードバックコードブックにおいて、送信端のＭＩＭＯ伝送に用いられるプリコーダを指示するために、受信端はプリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ）を送信端に伝送できるが、２個の異なるＰＭＩの組み合わせによってプリコーディング行列を指示できる。すなわち、受信端は送信端に２個の異なるＰＭＩ（すなわち、第１のＰＭＩ及び第２のＰＭＩ）を送信端にフィードバックし、送信端は第１及び第２のＰＭＩの組み合わせにより指示されるプリコーディング行列を決定してＭＩＭＯ伝送に適用することができる。

二重プリコーダベースのフィードバックコードブックの設計において、８伝送アンテナＭＩＭＯ伝送、単一ユーザーＭＩＭＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｕｓｅｒ−ＭＩＭＯ；ＳＵ−ＭＩＭＯ）及び多重ユーザー−ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｕｓｅｒ−ＭＩＭＯ；ＭＵ−ＭＩＭＯ）支援、様々なアンテナ構成に対する適合性、コードブック設計基準、コードブックサイズなどを考慮することができる。

８伝送アンテナＭＩＭＯ伝送に適用されるコードブックとして、ランク２よりも大きい場合にはＳＵ−ＭＩＭＯのみを支援し、ランク２以下ではＳＵ−ＭＩＭＯ、ＭＵ−ＭＩＭＯの両方に最適化され、様々なアンテナ構成に適合するようにフィードバックコードブックを設計することを考慮することができる。

ＭＵ−ＭＩＭＯについては、ＭＵ−ＭＩＭＯに参加する端末が相関領域（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｄｏｍａｉｎ）で区別される（ｓｅｐａｒａｔｅｄ）ようにすることが好ましい。したがって、ＭＵ−ＭＩＭＯのためのコードブックは、高い相関を有するチャネルで正確に動作するように設計される必要がある。ＤＦＴベクトルは、高い相関を有するチャネルで良好な性能を提供するので、ランク−２までのコードブック集合にＤＦＴベクトルを含めることを考慮することができる。また、多い空間チャネルを生成できる高い散乱伝播（ｓｃａｔｔｅｒｉｎｇ ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ）環境（例えば、反射波の多い屋内（ｉｎｄｏｏｒ）環境など）では、ＭＩＭＯ伝送方式としてＳＵ−ＭＩＭＯ動作がより適することがある。そのため、ランク−２よりも大きいランクのためのコードブックは、多重レイヤーを区別する性能が良好となるように設計することを考慮できる。

ＭＩＭＯ伝送のためのプリコーダ設計において、一つのプリコーダ構造が様々なアンテナ構成（低い相関、高い相関、クロス極性などのアンテナ構成）について良好な性能を有するようにすることが好ましい。８伝送アンテナの配置において、低い相関アンテナ構成として、４λアンテナ間隔を有するクロス極性を構成したり、高い相関アンテナ構成として、０．５λアンテナ間隔を有するＵＬＡを構成したり、クロス極性アンテナ構成として０．５λアンテナ間隔を有するクロス極性を構成したりできる。ＤＦＴベースのコードブック構造は、高い相関アンテナ構成について良好な性能を提供することができる。一方、クロス極性アンテナ構成についてはブロック対角行列（ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｏｎａｌ ｍａｔｒｉｘ）がより適することがある。そのため、８伝送アンテナのためのコードブックに対角行列が導入される場合に、全てのアンテナ構成について良好な性能を提供するコードブックを構成することができる。

コードブック設計基準は、前述したように、ユニタリーコードブック、ＣＭ特性、有限アルファベット、適切なコードブックサイズ、ネストされた特性などを満たすようにする。これは、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９コードブック設計に適用されたものであり、拡張されたアンテナ構成を支援する３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−１０コードブック設計にもこのようなコードブック設計基準を適用することを考慮することができる。

コードブックサイズについては、８伝送アンテナを用いるメリットを十分に支援するためにコードブックサイズを増加させなければならない。低い相関を有する環境で８伝送アンテナから十分のプリコーディング利得を得るためには、大きいサイズのコードブック（例えば、ランク１及びランク２に対して４ビットを超えるサイズのコードブック）が要求されることがある。高い相関を有する環境ではプリコーディング利得を得るために４ビットサイズのコードブックで十分である。しかし、ＭＵ−ＭＩＭＯの多重化利得を達成するためには、ランク１及びランク２のためのコードブックサイズを増加させることができる。

前述の事項に基づき、８伝送アンテナのためのコードブック構造を下記のように定義することができる。

多重単位（ｍｕｌｔｉ−ｇｒａｎｕｌａｒ）フィードバックを支援するために、２個の基底行列（ｂａｓｅ ｍａｔｒｉｘ）のクロネッカー積（Ｋｒｏｎｅｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ、

で表現。）によって８伝送アンテナのためのコードブック構造を定義することができる。クロネッカー積は、任意のサイズの２個の行列に対する演算であり、その結果としてブロック行列を得ることができる。例えば、ｍ×ｎ行列Ａとｐ×ｑ行列Ｂとのクロネッカー積

は、下記の数学式６のように表現できる。数学式６で、ａ_ｍｎは行列Ａの要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）を表し、ｂ_ｐｑは行列Ｂの要素を表す。

下記の数学式７は、２個の基底行列

のクロネッカー積でコードブック構造を構成するものを示す。

上記の数学式７で、第１の基底行列

（ここで、ｍは、伝送ランクを意味する）は、共通極性をもって（ｃｏ−ｐｏｌａｒｉｚｅｄ）隣接して配置されたアンテナのビームフォーミングに用いることができる。第１の基底行列のためにいくつかのタイプのコードブックを適用することができる。例えば、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９で定義される４伝送アンテナを通じたダウンリンクＭＩＭＯ伝送のためのコードブック（すなわち、上記の表５のコードブック）を第１の基底行列として用いることができる。または、ＤＦＴ行列を第１の基底行列として用いることもできる。

上記の数学式７で、第２の基底行列

を、直交極性（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎｓ）両者間の相対的な位相（ｒｅｌａｔｉｖｅ ｐｈａｓｅ）を調節（ａｄｊｕｓｔ）するために用いることができる。下記の数学式８のような行列を、第２の基底行列として用いることができる。例えば、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９で定義される２伝送アンテナを通じたダウンリンクＭＩＭＯ伝送のためのコードブック（すなわち、上記の表４のコードブック）のランク−２プリコーディング行列を、第２の基底行列として用いることもできる。

伝送ランクに従って８伝送アンテナのためのフィードバックコードブックを、下記の表６のように定義することができる。

上記の表６において、Ｗ^２（；，ｘ）は、Ｗ^２行列のｘ番目の列（ｃｏｌｕｍｎ）を意味する。すなわち、Ｗ^１は、Ｗ^２の１番目の列で構成されたり、Ｗ^２の２番目の列で構成されることを意味する。同様に、Ｗ^ｎ（；，ｘ：ｙ）は、Ｗ^ｎ行列のｘ番目の列乃至ｙ番目の列を表す。例えば、Ｗ^３は、Ｗ^４の１番目の列乃至３番目の列で構成可能である。

上記の表６に示すように、偶数ランク（ランク２、４、６、８）に対するフィードバックコードブックは、２個の基底行列のクロネッカー積により生成することができる。例えば、８伝送アンテナのためのランク２コードブック（Ｗ^２）（８×２行列）は、

で表現されるが、ここで、Ｗ_２として、上記の数学式８のような２伝送アンテナのためのランク２コードブック（上記表４参照）（２×２行列）が適用され、Ｗ_１ ^１は、４伝送アンテナのためのランク１コードブック（上記表５参照）（４×１行列）が適用されることを示す。また、例えば、８伝送アンテナのためのランク４コードブック（Ｗ^４）（８×４行列）は、

で表現されるが、ここで、Ｗ_２として、上記の数学式８のような２伝送アンテナのためのランク２コードブック（上記表４参照）（２×２行列）が適用され、Ｗ_１ ^２は、４伝送アンテナのためのランク２コードブック（上記表５参照）（４×２行列）が適用されることを示す。

また、上記の表６に示すように、奇数ランク（ランク１、３、５、７）に対するフィードバックコードブックは、上位ランクコードブックのサブセットで構成することができる。例えば、８伝送アンテナのためのランク１コードブックは、８伝送アンテナのためのランク２コードブックから選択されたサブセットで構成することができる。または、８伝送アンテナのためのランク３コードブックは、８伝送アンテナのためのランク４コードブックから選択されたサブセットで構成することができる。または、８伝送アンテナのためのランク５コードブックは、８伝送アンテナのためのランク６コードブックから選択されたサブセットで構成することができる。または、８伝送アンテナのためのランク７コードブックは、８伝送アンテナのためのランク８コードブックから選択されたサブセットで構成することができる。上記の表６のようなコードブックの構成は例示に過ぎず、表６に示すそれぞれのランクのコードブックの生成方法は、それぞれのランク別に個別に適用されてもよく、同時に適用されてもよい。また、表６に示すようなそれぞれのランクのコードブックの関係（例えば、下位ランクのコードブックが上位ランクのコードブックのサブセットで構成される関係）は、それぞれのランク別に個別に適用されてもよく、同時に適用されてもよい。

上では、多重単位（ｍｕｌｔｉ−ｇｒａｎｕｌａｒ）フィードバックの適用において、８伝送アンテナのためのコードブックを２個の基底行列の組み合わせにより構成する方案と関連して、クロネッカー積を適用する方案について説明した。以下では、内積（ｉｎｎｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）を用いて２個の基底行列の組み合わせを構成する方案について説明する。

まず、２個の基底行列の内積を用いる形態を、下記の数学式９のように表すことができる。

８伝送アンテナのためのコードブックを内積の形態で表現する場合に、第１の基底行列は、共通極性アンテナグループのために、下記の数学式１０のように対角行列で表現することができる。

また、第２の基底行列を極性同士の相対的な位相を調節（ａｄｊｕｓｔ）するために用いる場合に、この第２の基底行列を、恒等行列（ｉｄｅｎｔｉｔｙ ｍａｔｒｉｘ）を用いて表現することができる。８伝送アンテナのためのコードブックの上位ランクに対して、第２の基底行列を下記の数学式１１のように表現することができる。数学式１１で、第２の基底行列の１番目の行（ｒｏｗ）の係数１と２番目の行の係数ａまたは−ａとの関係は、前述の相対的な位相（ｒｅｌａｔｉｖｅ ｐｈａｓｅ）調節を反映するためである。

これにより、８伝送アンテナのためのコードブックを第１の基底行列及び第２の基底行列の内積を用いて表現すると、下記の数学式１２のようになる。

上記の数学式１２のように内積を用いて表現したコードブックは、下記の数学式１３のようにクロネッカー積を用いて簡単に表現することができる。

ここで、コードブックＷに含まれるプリコーディング行列は、４＊２個の行及びＮ＊Ｍ個の列を有し、よって、８伝送アンテナＮ＊Ｍランク伝送に対するコードブックとして用いることができる。例えば、８伝送アンテナランクＲ伝送のためのプリコーディングコードブックを構成する場合に、Ｗ_２が２×Ｍで構成されると、Ｗ_１に対するＮ値はＲ／Ｍになる。例えば、８伝送アンテナランク４伝送のためのプリコーディングコードブックを構成する場合に、Ｗ_２が２×２（すなわち、Ｍ＝２）行列（例えば、上記数学式８の行列）で構成されると、Ｗ_１は４×２（すなわち、Ｎ＝Ｒ／Ｍ＝４／２＝２）行列（例えば、ＤＦＴ行列）を適用することができる。

多重−コードブックベースのプリコーダの生成
多重アンテナ伝送に用いられるプリコーディング動作は、レイヤーを通じて伝送される信号をアンテナにマッピングさせる動作ということができる。すなわち、Ｘ×Ｙプリコーディング行列によってＹ個の伝送レイヤー（または、ストリーム）をＸ個の伝送アンテナにマッピングすることができる。

Ｎ_ｔ個の送信アンテナを通じてＲ個のストリーム（すなわち、ランクＲ）を伝送するのに用いられるＮ_ｔ×Ｒプリコーディング行列を構成するために、送信端は、受信端から一つ以上のプリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ）をフィードバックされ、プリコーダ行列を構成することができる。下記の数学式１４は、ｎ_ｃ個の行列で構成されるコードブックの一例を示す。

上記の数学式１４で、ｋは、特定リソースインデックス（副搬送波インデックス、仮想リソース（ｖｉｒｔｕａｌ ｒｅｓｏｕｒｃｅ）インデックスまたはサブ帯域インデックス）を表す。上記の数学式１４は下記の数学式１５のような形態で構成することができる。

上記の数学式１５で、

を特定複素重み（ｃｏｍｐｌｅｘ ｗｅｉｇｈｔ）

だけシフトした形態とすることができる。したがって、

との差を特定複素重みで表現すると、下記の数学式１６のようになる。

また、上記の数学式１６をクロネッカー積を用いて下記の数学式１７のように表現することができる。

上記の数学式１７で、プリコーディングの部分行列である

は独立して受信端からフィードバックされ、送信端は、それぞれのフィードバック情報を用いて上記の数学式１６または数学式１７のようにプリコーダを構成して用いることができる。上記の数学式１６または数学式１７のような形態を適用する場合に、

は常に２×１ベクトルの形態とし、下記の数学式１８のようにコードブック形態とすることができる。

上記の数学式１８で、Ｎは、コードブックが有している総プリコーディングベクトルの個数を表し、ｉはベクトルのインデックスに用いることができる。フィードバックオーバーヘッドを最小化しながら適切な性能を得るために、ｉを２、４または８に定めて用いることができる。また、

は、４伝送アンテナのためのコードブックまたは２伝送アンテナのためのコードブックなどで構成できるが、これに対して上記の表４または表５のコードブック（３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９で定義される２または４伝送アンテナのためのコードブック）が用いられるとよく、回転（ｒｏｔａｔｅｄ）ＤＦＴの形態で構成することもできる。

また、

行列を２×２行列の形態で用いることもできる。下記の数学式１９は、

に対する一例を示すものである。

上記の数学式１９のように構成する場合に、

コードブックの最大ランクがＲであると、２Ｒのランクまでコードブックを設計することができる。例えば、

として上記の表４のコードブックを用いる場合に、上記の数学式１７によれば、最大ランクとして４（Ｒ＝４）まで用いることができる。一方、上記の数学式１８によれば、最大ランクとして８（２Ｒ＝８）まで用いることができる。したがって、８個の送信アンテナを構成するシステムにおいて８×８伝送が可能なようにプリコーダを構成することができる。この時、

は、下記の数学式２０のようなコードブックの形態とすることができる。

上記の数学式１７及び数学式１８のプリコーダ構成方法はランクに従って別々に適用することができる。例えば、上記の数学式１７の方式は、ランク４以下

の場合に用いられ、上記の数学式１８の方式は、ランク５以上

の場合に用いられるようにすることができる。または、上記の数学式１７の方式は、ランク１

の場合にのみ用いられ、残りの場合（ランク２以上

）には、上記の数学式１８の方式を用いられるようにすることもできる。上記の数学式１７及び上記の数学式１８と関連して説明したＷ及びＰは、下記の表７のような特性を有するようにフィードバックされるとよい。

上記の数学式１７及び数学式１８の方式を適切に用いてコードブックを構成することができる。しかし、状況によっては、両者の組み合わせを用いないとプリコーダの構成が不可能になることもある。このような問題を解決するために、下記の数学式２１のようにプリコーダを構成して用いることができる。

上記の数学式２１から得られた

を用いて、ランク値が伝送アンテナの個数と同じ場合（Ｒ＝Ｎ_ｔ）のためのプリコーダを構成し、構成されたプリコーダの列サブセット（ｃｏｌｕｍｎ ｓｕｂｓｅｔ）を下位ランクのために用いることができる。このような方式でプリコーダを構成する場合に、ネストされた特性を満たすので、ＣＱＩ計算を簡単にすることができる。上記の数学式２１で、

はＲ＝Ｎ_ｔの場合のプリコーダを示す。このような場合に、例えば、Ｒ＝２に対するプリコーダは、

の０番目及び２番目の列で構成されるサブセットを用いることができ、これを

のように表現することができる。ここで、

は、回転（ｒｏｔａｔｅｄ）ＤＦＴ行列または他の形態のコードブックで構成されてもよい。

一方、開ループ環境でダイバーシティ利得を高めるために、前述の方式で構成されたプリコーダに基づいて、特定リソースに従ってプリコーダを変えて用い、これでビームダイバーシティ利得を極大化することができる。例えば、上記の数学式１７の方式によるプリコーダを用いる場合に、特定リソースに従ってプリコーダを適用する方式を、下記の数学式２２のように表現できる。

上記の数学式２２で、ｋは、特定リソース領域を表す。特定リソース領域ｋに対するプリコーディング行列は、上記の数学式２２のように、モジューロ演算（ｍｏｄｕｌｏ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）により決定され、ここで、

はそれぞれ、Ｗ行列とＰ行列のためのコードブックのサイズを表してもよく、それぞれのサブセットを表してもよい。

上記の数学式２２のように、両行列とも循環（ｃｙｃｌｉｎｇ）を適用すると、ダイバーシティ利得を極大化させることはできるが、複雑度が増加することがある。そのため、特定行列は長期間（ｌｏｎｇ−ｔｅｒｍ）で循環（ｃｙｃｌｉｎｇ）を適用し、残りの行列は短期間（ｓｈｏｒｔ−ｔｅｒｍ）で循環（ｃｙｃｌｉｎｇ）を適用するように設定することもできる。

例えば、Ｗ行列は物理リソースブロックインデックス（ＰＲＢ ｉｎｄｅｘ）によってモジューロ演算を行い、Ｐ行列はサブフレームインデックス（ｓｕｂｆｒａｍｅ ｉｎｄｅｘ）によってモジューロ演算を行うように構成することができる。または、Ｗ行列はサブフレームインデックスによってモジューロ演算を行い、Ｐ行列は物理リソースブロックインデックスによってモジューロ演算を行うように構成することもできる。

他の例として、Ｗ行列はＰＲＢインデックスによってモジューロ演算を行い、Ｐ行列はサブ帯域インデックス（ｓｕｂｂａｎｄ ｉｎｄｅｘ）によってモジューロ演算を行うように構成することもできる。または、Ｗ行列はサブ帯域インデックスによってモジューロ演算を行い、Ｐ行列はＰＲＢインデックスによってモジューロ演算を行うように構成することもできる。

また、両行列のいずれか一方のみ、モジューロ演算を用いたプリコーダ循環（ｐｒｅｃｏｄｅｒ ｃｙｃｌｉｎｇ）を適用し、いずれか他方は、固定されたものを用いることもできる。

このように２個の行列を用いてプリコーダを構成する場合に、コードブック構造は、上記の数学式９乃至数学式１２と関連して説明したように、内積の形態で表現したり、同一の意味を、上記の数学式１３と関連して説明したように、クロネッカー積の形態で表現することもできる。

８伝送アンテナのためのコードブック構成の細部事項
前述した最大８個の送信アンテナを構成するシステムに適用できるプリコーダ構成に関する説明に基づき、以下では、多重アンテナシステムにプリコーディングが適用されるための具体的な事項（プリコーダサイズ、要素成分など）に関する本発明の例示について説明する。また、様々なアンテナ構成を支援できるプリコーディング構成の本発明の例示について説明する。

コードブック構造
８伝送アンテナのためのコードブックを、２個の基底行列の組み合わせによって構成することができる。この場合、２つの組み合わせ方法を適用することができるが、その一つは内積を適用する方法であり、もう一つはクロネッカー積を適用する方法である。

まず、２個の基底行列の内積形態で表現されるコードブックは、下記の数学式２３の通りである。

８伝送アンテナのためのコードブックを内積の形態で表現する場合に、第１の基底行列は、共通極性アンテナグループのために、下記の数学式２４のように対角行列で表現することができる。

また、極性同士の相対的な位相を調節するために第２の基底行列を用いる場合に、この第２の基底行列は恒等行列（ｉｄｅｎｔｉｔｙ ｍａｔｒｉｘ）を用いて表現することができる。また、８伝送アンテナのためのコードブックの上位ランクに対して、第２の基底行列を数学式２５のように表現することができる。数学式２５で、第２の基底行列の１番目の行（ｒｏｗ）の係数１と２番目の行の係数ａとの関係は、前述した相対的な位相（ｒｅｌａｔｉｖｅ ｐｈａｓｅ）調節を反映するためのものである。

これにより、８伝送アンテナのためのコードブックを第１の基底行列及び第２の基底行列の内積を用いて表現すると、下記の数学式２６のようになる。

上記の数学式２６のように内積を用いて表現したコードブックを、下記の数学式２７のようにクロネッカー積を用いて簡単に表現することができる。

ＤＦＴベースのコードブック
ｎ×ｎ ＤＦＴ行列を下記の数学式２８のように定義することができる。

例えば、８伝送アンテナＭＩＭＯ伝送のためのコードブックを生成する時に、最も簡単な形態のコードブックは、下記の数学式２９のように表現することができる。

上記の数学式２９のようなＤＦＴ＿８のコードブックにおいて、８個の列（ｃｏｌｕｍｎ）は、互いに異なる応答を有するプリコーディング重み（ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ｗｅｉｇｈｔ）と定義することができる。

空間チャネルを構成するにあって、ＵＬＡ環境において伝送アンテナの応答を下記の数学式３０のように表現できる。

上記の数学式３０で、ｄは、アンテナ間の間隔を意味し、lは、中心周波数が持つ波長の距離を意味する。位相qは、平面波がアンテナアレイと作る角度を意味するもので、ＤｏＡ（Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ Ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ）またはＡｏＡ（Ａｎｇｌｅ Ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ）と表現することができる。高い相関を有するチャネル（ｈｉｇｈ ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ）において、上記の数学式２９により生成されたコードブックによる伝送アンテナ応答は、上記の数学式３０との内積（ｉｎｎｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）により生成することができる。この点で、上記の数学式３０のベクトルは、アンテナアレイに従う送信方向または受信方向に対する操向ベクトル（ｓｔｅｅｒｉｎｇ ｖｅｃｔｏｒ）と呼ぶこともできる。

図２４には、上記の数学式２９のＤＦＴ＿８のコードブックのアンテナ応答を示す。図２４において、縦軸は、アンテナ周波数応答のサイズを表すものであり、横軸は、qをラジアン（ｒａｄｉａｎ）値で表したものである。図２４で、最大周波数応答を有する８個のほう物線を見ることができるが、それぞれのほう物線は、ＤＦＴ＿８のそれぞれの列ベクトル（ｃｏｌｕｍｎ ｖｅｃｔｏｒ）が作るアンテナ応答を意味する。ＤＦＴ＿８の第１の列ベクトルは、q＝０°（０ ｒａｄ）で最大のアンテナ応答を有し、第２の列ベクトルは、q＝１４°（約０．２４ ｒａｄ）で最大のアンテナ応答を有し、第３の列ベクトルは、q＝３０°（約０．５２ ｒａｄ）で最大のアンテナ応答を有し、第４の列ベクトルは、q＝４９°（約０．８５ ｒａｄ）で最大のアンテナ応答を有し、第５の列ベクトルは、q＝９０°（約１．５７ ｒａｄ）で最大のアンテナ応答を有し、第６の列ベクトルは、q＝−４９°（約−０．８５ ｒａｄ）で最大のアンテナ応答を有し、第７の列ベクトルは、q＝−３０°（約−０．５２ ｒａｄ）で最大のアンテナ応答を有し、第８の列ベクトルは、q＝−１４°（約０．２４ ｒａｄ）で最大のアンテナ応答を有する。本発明において、アンテナ応答は、説明の便宜のためにビーム（ｂｅａｍ）と表現することもできる。すなわち、ＤＦＴ＿８は、０°、１４°、３０°、４９°、９０°、−４９°、−３０°、−１４°のビームを発生することができる。

より狭い間隔を有するビームを形成するために、ＤＦＴ行列において基準位相を小さくさせることを考慮することができる。例えば、下記の数学式３１のように、オーバーサンプリング（ｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ）されたＤＦＴ行列を導入することができる。

上記の数学式３１で、Ｎは、伝送アンテナの数、ａは、オーバーサンプリング係数、ｋは、アンテナインデックスを意味し、ｎは、コードブックインデックスを意味する。上記の数学式３１を用いて作ったコードブックは、Ｎ個の伝送アンテナで互いに異なる位相を有するＮ＊ａ個のビームを形成することができる。例えば、８伝送アンテナのためのＤＦＴコードブックを構成するが、２倍のオーバーサンプリングが適用される場合に、下記の数学式３２のように表現することができる。

上記の数学式３２を用いて８伝送アンテナのための１６個のベクトルを形成することができ、これに対するアンテナ応答は、図２５のように表現することができる。

上記の数学式３１及び数学式３２のコードブックは、ＵＬＡのアンテナ構成に適合するコードブックである。

一方、二重極性（ｄｕａｌ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）アンテナ構成を效果的に支援するためのコードブック構造として、上記の数学式１４乃至数学式２２、及び数学式２３乃至数学式２７と関連して説明したようなブロック対角（Ｂｌｏｃｋ Ｄｉａｇｏｎａｌ）形態のコードブック構造を適用することが好ましい。このようにブロック対角形態の行列を導入すると、対角に位置する要素は、４伝送アンテナを支援するコードブックで構成することができる。また、２個の共通極性（ｃｏ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）アンテナを結合するために、２伝送アンテナを支援するコードブックを用いることができる。この場合、４伝送アンテナのためのコードブック及び２伝送アンテナのためのコードブックとして、ＤＦＴ形態のコードブックを用いてもよく、上記の表４及び表５のように３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９で定義するコードブックを用いてもよい。特に、ＤＦＴ形態のコードブックを用いる場合に、下記の数学式３３のようなコードブックを考慮することができる。

上記の数学式３３のＤＦＴ＿２及びＤＦＴ＿４はそれぞれ、サイズ２×２及びサイズ４×４の行列を生成することができる。これを行列で表現すると、数学式３４のようになる。

上記の数学式３４で、Ｗ_２は２個のベクトルを有する行列で構成し、Ｗ_１は４個のベクトルを有する行列で構成することができる。上記の数学式３４のＷ_１及びＷ_２を基底コードブック（ｂａｓｅ ｃｏｄｅｂｏｏｋ）として上記の数学式１７のような形態で８伝送アンテナのためのコードブックを作ると、下記の数学式３５のように表すことができる。

上記の数学式３５のコードブックは、８伝送アンテナ伝送のためのコードブックであり、８個のベクトルを有する行列とすることができる。このように生成されたコードブックの８個の伝送アンテナで構成されるＵＬＡアンテナ構成に対するアンテナ応答は、図２６のように示すことができる。

図２６に示すように、ＤＦＴ＿４及びＤＦＴ＿２の組み合わせで生成されたコードブックは、８個の要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）を有するが、４個のアンテナ応答のみを得ることになる。これは、２個のコードブックで作られたコードブックにおける要素が有する位相が９０°間隔で構成されているからである。２個の基底行列のうち、いずれか一行列の要素が表現できる位相の最小値は、コードブックで表現できるアンテナ応答の最小間隔となり得る。ＤＦＴ＿４は９０°を表現でき、ＤＦＴ＿２は１８０°まで表現可能である。したがって、４伝送アンテナのためのコードブックのために、より狭い間隔を有するＤＦＴ＿８を用いると、表現できる周波数応答の間隔が増加する。上記の数学式３１によって２倍オーバーサンプリングされた４伝送アンテナのためのコードブックを、下記の数学式３６のように生成することができる。

上記の数学式３６のＤＦＴ＿８は、サイズ４×８の行列を生成することができる。これを行列で表現すると、下記の数学式３７のようになる。

上記の数学式３７は、４個の要素で構成された８個のベクトルを表す。上記の数学式３７の行列は、下記の数学式３８のように、位相シフト（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ）を有する対角行列と結合された形態で表現することもできる。

２倍オーバーサンプリングされた４伝送アンテナのためのコードブック（上記の数学式３６のＤＦＴ＿８）を一つの基底行列（Ｗ_１）とし、ＤＦＴ＿２を用いる２伝送アンテナのためのコードブック（上記の数学式３３のＤＦＴ＿２）を他の基底行列（Ｗ_２）とし、上記の数学式１７を用いて生成された８伝送アンテナのためのコードブックは、下記の数学式３９のように表すことができる。

上記の数学式３９を用いて獲得した８伝送アンテナのためのコードブックのアンテナ応答は、図２７のように示すことができる。

図２７で表現されたアンテナ応答は、図２４（上記の数学式２９の８伝送アンテナのためのコードブックのアンテナ応答を示す図）におけるアンテナ応答と同一の応答を示している。上記の数学式３９を用いて獲得した８伝送アンテナのためのコードブックは１６個のベクトルで構成されるが、上記の数学式２９の８伝送アンテナのためのコードブックは８個のベクトルで構成される。上記の数学式３９によって生成されたコードブック中の８個のベクトルは、上記の数学式２９によるコードブックにおける８個のベクトルと一致したり、全要素の符号が反転された（すなわち、‘＋’は‘−’に、‘−’は‘＋’に反転された）形態のベクトルである。そのため、上記の数学式３９によるコードブックのアンテナ応答と上記の数学式２９によるコードブックのアンテナ応答が同一に示される。また、上記の数学式３９は、８個のさらなるベクトルを有するが、これらのさらなるベクトルによって形成されるビームは、２個の小さいアンテナ応答を有することを特徴とする。

一方、オーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）によって下記の数学式４０乃至数学式５３のような基底コードブック（ｂａｓｅ ｃｏｄｅｂｏｏｋ）を定義することができる。

上記の数学式４０乃至数学式５３は、基底コードブック（ｂａｓｅ ｃｏｄｅｂｏｏｋ）にオーバーサンプリングを適用した時に生成されるコードブックの形態に関するものである。上記の数学式４０乃至数学式５３は、行列形態で表現することもでき、位相対角行列（ｐｈａｓｅ ｄｉａｇｏｎａｌ ｍａｔｒｉｘ）との結合形態で表現することもできる。

オーバーサンプリングされた基底行列の結合により生成されるコードブックは、高い解像度（ｈｉｇｈ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）を有する（すなわち、より狭い間隔を有するビームが形成される）コードブックとすることができる。これと関連して、フィードバックオーバーヘッドを減らしてもビーム解像度が大幅に低下することがなく、よって、基底行列においてまたは２個の基底行列の結合により生成されたコードブックにおいて一部のインデックスは除いて（すなわち、基底行列またはコードブックのインデックスに対するサブサンプリング（ｓｕｂ−ｓａｍｐｌｉｎｇ）を適用して）、残るインデックスでフィードバックを行い、プリコーダを決定することができる。

２つの基底行列のいずれか一行列からプリコーダを選択した場合は、いずれか他の基底行列からプリコーダを選択する時には、先に選択されたプリコーダに従属して（ｄｅｐｅｎｄｅｎｔｌｙ）選択すればよい。

図２８乃至図４３は、２個の基底行列のそれぞれに対するオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）に従うアンテナ応答を示す図である。第１の基底行列に対するオーバーサンプリング因子をＯＳ１（ＯＳ１＝１、２、３または４）で表し、第２の基底行列に対するオーバーサンプリング因子をＯＳ２（ＯＳ２＝１、２、３または４）で表す時に、それぞれの組み合わせに対するアンテナ応答（図２８乃至図４３）は、下記の表８のようにまとめることができる。例えば、第１の基底行列に対するオーバーサンプリング因子ＯＳ１＝３であり、第２の基底行列に対するオーバーサンプリング因子ＯＳ２＝２の場合に対するアンテナ応答は、図３７のようになる。

前述した本発明の様々な実施例によれば、２個の基底行列を用いて最大８伝送アンテナ伝送に適用されるプリコーダコードブックを構成する際に、フィードバックオーバーヘッドを減少させながらも良好な性能のコードブックを提供することができ、かつ、様々なアンテナ構成において良好な性能を保障するコードブックを提供することができる。

図４４を参照して本発明の好ましい実施例に係るアップリンクＭＩＭＯ伝送及び受信方法について説明する。

段階Ｓ４４１０で、端末は、第１及び第２のＰＭＩを基地局に伝送でき、基地局は、それを受信することができる。段階Ｓ４４１０の前に、端末は基地局からのダウンリンクチャネルを測定してチャネル状態情報（ＲＩ／ＰＭＩ／ＣＱＩ）を生成でき、段階Ｓ４４１０で、チャネル状態情報フィードバックとしてＰＭＩを基地局に伝送することができる。また、基地局からのダウンリンクＭＩＭＯ伝送には、増加した伝送アンテナ（最大８伝送アンテナ）に起因する、フィードバック情報のオーバーヘッドの増加を防止するために、異なる２個のＰＭＩ（第１及び第２のＰＭＩ）の組み合わせにより、ダウンリンク伝送に用いられるプリコーディング行列を指示する方式を適用することができる。

段階Ｓ４４２０で、基地局は、受信された第１及び第２のＰＭＩの組み合わせにより指示されるプリコーディング行列をコードブックから決定することができる。当該コードブックは、前述した本発明の様々な例示によって構成すればよい。

段階Ｓ４４３０で、基地局は、ダウンリンク信号をＲ（１≦Ｒ≦８）個のレイヤーにマッピングさせることができる。ここで、レイヤーの個数Ｒはランク値に相当する。

段階Ｓ４４４０で、基地局はプリコーディングを行うことができる。プリコーディングは、伝送レイヤーをアンテナにマッピングさせる動作に相当する。基地局は、段階Ｓ４４２０で決定されたプリコーディング行列を用いて、Ｒ個のレイヤーを通じて伝送されるダウンリンク信号を伝送アンテナにマッピングさせることができる。

段階Ｓ４４５０で、基地局は、プリコーディングされた（すなわち、伝送アンテナにマッピングされた）ダウンリンク信号を端末に伝送でき、端末はこれを受信することができる。段階Ｓ４４６０の後に、端末は、受信したダウンリンク信号を、基地局が適用したプリコーディング行列と同じプリコーディング行列に基づいて処理して（例えば、受信したダウンリンク信号にプリコーディング行列のエルミート行列を掛ける方式のプリコーディング逆処理を行うことによって）ダウンリンク信号を復元することができる。

上記の段階Ｓ４４２０で基地局が用いる（あらかじめ保存されている）コードブックの構成の例示について説明する。例えば、基地局で２・Ｎ（Ｎは自然数）個の伝送アンテナを有する場合を仮定する。例えば、基地局は８個の伝送アンテナを有することができる。

この場合、２・Ｎ伝送アンテナを通じたＭＩＭＯ伝送に用いられるコードブックは、偶数であるＲに対して下記の数学式５４のような形態の行列を含むことができる。

上記の数学式５４の行列は、上記の数学式１２などと関連して説明した特性を有する。例えば、ａは、相対的な位相を調節する値である。また、上記の数学式１２でＷ_２が２×２のサイズを有する場合に該当するので、Ｗ_１を、伝送アンテナの個数の１／２に該当するＮ個の行で構成でき、伝送レイヤー個数（ランク）の１／２に該当するＲ／２個の列で構成することができる。すなわち、Ｗ_１をＮ×（Ｒ／２）サイズの行列で構成ことができる。また、Ｗ_１はＤＦＴ行列で構成することもできる。例えば、Ｗ_１を上記表４の４伝送アンテナのためのコードブックの行列で構成することができる。

また、Ｒが偶数の場合に、Ｗ_１を［ｖ１…ｖ（Ｒ／２）］の行列で構成することができる。すなわち、Ｒ／２個の列ベクトル（ｃｏｌｕｍｎ ｖｅｃｔｏｒ）でＷ_１を構成することができる。例えば、Ｗ_１は、［ｖ１ ｖ２］の２個の列ベクトルで構成される。ここで、Ｗ_１は、Ｎ×（Ｒ／２）サイズの行列であるから、ｖ１…ｖ（Ｒ／２）のそれぞれはＮ×１サイズの行列で構成できる。また、ｖ１…ｖ（Ｒ／２）のそれぞれはＤＦＴ行列で構成することもできる。

これにより、伝送レイヤーの個数Ｒ＝４の場合に、Ｗ_１を下記の数学式５５のように構成することができる。これは、上記の表６のランク４に対するコードブック構成と同じ形態を有する。

また、本発明の例示によるコードブックは、ネストされた特性を有することができる。例えば、伝送レイヤーの個数が３≦Ｒ≦７の場合に、Ｒ個のレイヤーに対するプリコーディング行列を、Ｒ＋１個のレイヤーに対するプリコーディング行列の列サブセット（ｃｏｌｕｍｎ ｓｕｂｓｅｔ）で構成することができる。例えば、上記の表６で説明したように、ランク８に対するコードブックから一つの列を除外した形態でランク７のコードブックを構成することができ、ランク６に対するコードブックから一つの列を除外した形態でランク５のコードブックを構成することができる。または、ランク４に対するコードブックから一つの列を除外した形態でランク３のコードブックを構成することができる。

図４４のような本発明のコードブックベースの信号送受信方法において、前述した本発明の様々な実施例で説明した事項が独立して適用されてもよく、２以上の実施例が同時に適用されてもよい。なお、重複する内容は、明確性のために説明を省略する。

また、基地局と中継機間の（バックホールアップリンク及びバックホールダウンリンクにおける）ＭＩＭＯ伝送、及び中継機と端末間の（アクセスアップリンク及びアクセスダウンリンクにおける）ＭＩＭＯ伝送に対するアップリンクＭＩＭＯ伝送及び受信にも、本発明で提案する同一の原理を適用することができる。

図４５は、本発明に係る基地局装置及び端末装置の構成を示す図である。

図４５を参照すると、本発明に係る基地局装置４５１０は、受信モジュール４５１１、伝送モジュール４５１２、プロセッサ４５１３、メモリー４５１４及び複数個のアンテナ４５１５を備えることができる。複数個のアンテナ４５１５は、ＭＩＭＯ送受信を支援する基地局装置を意味する。受信モジュール４５１１は、端末からのアップリンク上の各種信号、データ及び情報を受信することができる。伝送モジュール４５１２は、端末へのダウンリンク上の各種信号、データ及び情報を伝送することができる。プロセッサ４５１３は、基地局装置４５１０の動作全般を制御することができる。

本発明の一実施例に係る基地局装置４５１０は、２・Ｎ（Ｎは自然数）個の伝送アンテナを通じてダウンリンク伝送を行うように構成することができる。また、基地局装置のメモリー４５１４は、プリコーディング行列を含むコードブックを保存することができる。基地局装置のプロセッサ４５１３は、受信モジュール４５１１を介して、端末から第１及び第２のプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ）を受信するように構成することができる。また、プロセッサ４５１３は、メモリー４５１４に保存されたコードブックから、第１及び第２のＰＭＩの組み合わせにより指示されるプリコーディング行列を決定するように構成することができる。また、プロセッサ４５１３は、ダウンリンク信号をＲ（１≦Ｒ≦８）個のレイヤーにマッピングさせるように構成することができる。また、プロセッサ４５１３は、Ｒ個のレイヤーにマッピングされたダウンリンク信号に、プリコーディング行列を用いてプリコーディングを行うように構成することができる。また、プロセッサ４５１３は、伝送モジュール４５１２を介して、プリコーディングされた信号を２・Ｎ個の伝送アンテナを通じて端末に伝送するように構成することができる。ここで、あらかじめ保存されたコードブックは、Ｒが偶数の場合に、上記の数学式５４のように構成されたプリコーディング行列を含むことができる。上記の数学式５４で説明したように、上記の数学式５４のＷ_１はＮ×（Ｒ／２）サイズの行列であり、ａは、位相に対する係数である。

基地局装置４５１０のプロセッサ４５１３は、その他にも、基地局装置４５１０が受信した情報、外部に伝送する情報などを演算処理する機能を有し、メモリー４５１４は、演算処理された情報などを所定時間保存することができ、バッファー（図示せず）などの構成要素に代えてもよい。

図４５を参照して本発明に係る端末装置４５２０は、受信モジュール４５２１、伝送モジュール４５２２、プロセッサ４５２３、メモリー４５２４及び複数個のアンテナ４５２５を備えることができる。複数個のアンテナ４５２５は、ＭＩＭＯ送受信を支援する端末装置を意味する。受信モジュール４５２１は、基地局からのダウンリンク上の各種信号、データ及び情報を受信することができる。伝送モジュール４５２２は、基地局へのアップリンク上の各種信号、データ及び情報を伝送することができる。プロセッサ４５２３は、端末装置４５２０の動作全般を制御することができる。

本発明の一実施例に係る端末装置４５２０は、２・Ｎ（Ｎは自然数）個の伝送アンテナを有する基地局装置４５１０から伝送されるダウンリンク信号を処理するように構成することができる。また、端末装置のメモリー４５２４は、プリコーディング行列を含むコードブックを保存することができる。端末装置のプロセッサ４５２３は、メモリー４５２４に保存されたコードブックから選択されたプリコーディング行列を指示する第１及び第２のプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ）を、伝送モジュール４５２２を介して、基地局装置４５１０に伝送するように構成することができる。また、プロセッサ４５２３は、基地局装置４５１０でＲ（１≦Ｒ≦８）個のレイヤーにマッピングされ、第１及び第２のＰＭＩの組み合わせにより指示されたプリコーディング行列によってプリコーディングされ、２・Ｎ個の伝送アンテナを通じて伝送されたダウンリンク信号を、受信モジュール４５２１を介して、受信するように構成することができる。また、プロセッサ４５２３は、プリコーディング行列を用いてダウンリンク信号を処理するように構成することができる。ここで、あらかじめ保存されたコードブックは、Ｒが偶数の場合に、上記の数学式５４のように構成されたプリコーディング行列を含むことができる。上記の数学式５４で説明したように、上記の数学式５４のＷ_１は、Ｎ×（Ｒ／２）サイズの行列であり、ａは、位相に対する係数である。

端末装置４５２０のプロセッサ４５２３は、その他にも、端末装置４５２０が受信した情報、外部に伝送する情報などを演算処理する機能を有し、メモリー４５２４は、演算処理された情報などを所定時間保存することができ、バッファー（図示せず）などの構成要素に代えてもよい。

上記のような基地局装置及び端末装置の具体的な構成は、前述した本発明の様々な実施例で説明した事項が独立して適用されるようにしてもよく、２以上の実施例が同時に適用されるようにしてもよい。重複する内容は、明確性のために説明を省略する。

また、図４５の説明において、基地局装置４５１０に関する説明は、ダウンリンク伝送主体またはアップリンク受信主体としての中継機装置にも同一に適用することができ、端末装置４５２０に関する説明は、ダウンリンク受信主体またはアップリンク伝送主体としての中継機装置にも同一に適用することができる。

上述した本発明の実施例は様々な手段を通じて具現可能である。例えば、本発明の実施例は、ハードウェア、ファームウェア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェアまたはそれらの結合などにより具現可能である。

ハードウェアによる具現の場合に、本発明の実施例に係る方法は、一つまたはそれ以上のＡＳＩＣｓ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔｓ）、ＤＳＰｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ）、ＤＳＰＤｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＰＬＤｓ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＦＰＧＡｓ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙｓ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどにより具現することができる。

ファームウェアやソフトウェアによる具現の場合に、本発明の一実施例による方法は、以上で説明された機能または動作を行うモジュール、手順、関数などの形態とすることができる。ソフトウェアコードは、メモリユニットに記憶されて、プロセッサにより駆動されるようにすることができる。メモリユニットは、プロセッサの内部または外部に設けられ、既に公知の様々な手段によりプロセッサとデータを授受することができる。

以上開示された本発明の好ましい実施例についての詳細な説明は、当業者が本発明を具現して実施できるように提供された。以上では本発明の好適な実施例を参照して説明したが、当該技術の分野における熟練した当業者には、本発明の領域から逸脱しない範囲内で本発明を様々に修正及び変更できるということが理解されるであろう。例えば、当業者は、上記の実施例に記載された各構成を互いに組み合わせる方式で用いることができる。したがって、本発明は、ここに開示されている実施形態に制限されるものではなく、ここに開示されている原理及び新規な特徴と一致する最も広い範囲を与えるためのものである。

本発明は、本発明の精神及び必須特徴から逸脱することなく、他の特定の形態に具体化できる。そのため、上記の詳細な説明はいずれの面においても制約的に解釈してはならず、例示的なものとして考慮しなければならない。本発明の範囲は、添付した請求項の合理的解釈により定めなければならず、本発明の等価的範囲内における変更はいずれも本発明の範囲に含まれる。本発明は、ここに開示されている実施形態に制限されるものではなく、ここに開示されている原理及び新規な特徴と一致する最も広い範囲を有するものである。また、特許請求の範囲で明示的な引用関係を有しない請求項を結合して実施例を構成したり、出願後の補正により新しい請求項として含めることができる。

上述のような本発明の実施の形態を様々な移動通信システムに適用することができる。

Claims (16)

1. 基地局で２・Ｎ（Ｎは自然数）個の伝送アンテナを用いてダウンリンク信号を伝送する方法であって、
   端末から第１及び第２のプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ）を受信すること、
   あらかじめ保存されたコードブックから、前記第１及び第２のＰＭＩの組み合わせにより指示されるプリコーディング行列を決定すること、
   Ｒ（１≦Ｒ≦８）個のレイヤーマッピングされる前記ダウンリンク信号に、前記決定されたプリコーディング行列を用いてプリコーディングを行うこと、及び
   前記プリコーディングされた信号を、前記２・Ｎ個の伝送アンテナを通じて前記端末に伝送すること、を含み、
   前記あらかじめ保存されたコードブックは、Ｒが偶数の場合に、
   の形態で構成されたプリコーディング行列を含み、ここで、Ｗ_１は、Ｎ×（Ｒ／２）サイズの行列であり、ａは、位相（ｐｈａｓｅ）に対する係数である、ダウンリンク信号伝送方法。
2. 前記Ｗ_１は、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列で構成される、請求項１に記載のダウンリンク信号伝送方法。
3. Ｒが偶数の場合に、前記Ｗ_１は［ｖ１…ｖ（Ｒ／２）］の行列で構成され、前記ｖ１…ｖ（Ｒ／２）のそれぞれは、Ｎ×１サイズの行列で構成される、請求項１に記載のダウンリンク信号伝送方法。
4. 前記ｖ１…ｖ（Ｒ／２）のそれぞれは、ＤＦＴ行列で構成される、請求項３に記載のダウンリンク信号伝送方法。
5. Ｒ＝４の場合に、前記Ｗ_１は、
   の形態で構成される、請求項３に記載のダウンリンク信号伝送方法。
6. ３≦Ｒ≦７の場合に、前記Ｒ個のレイヤーに対するプリコーディング行列は、
   Ｒ＋１個のレイヤーに対するプリコーディング行列の列サブセット（ｃｏｌｕｍｎ ｓｕｂｓｅｔ）で構成される、請求項１に記載のダウンリンク信号伝送方法。
7. Ｎ＝４である、請求項１に記載のダウンリンク信号伝送方法。
8. 端末で２・Ｎ（Ｎは自然数）個の伝送アンテナを通じて伝送されるダウンリンク信号を処理する方法であって、
   あらかじめ保存されたコードブックから選択されたプリコーディング行列を指示する第１及び第２のプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ）を基地局に伝送すること、
   Ｒ（１≦Ｒ≦８）個のレイヤーにマッピングされ、且つ前記第１及び第２のＰＭＩの組み合わせにより指示されたプリコーディング行列によってプリコーディングされて前記２・Ｎ個の伝送アンテナを通じて伝送された前記ダウンリンク信号を、前記基地局から受信すること、及び
   前記プリコーディング行列を用いて前記ダウンリンク信号を処理すること、を含み、
   前記あらかじめ保存されたコードブックは、Ｒが偶数の場合に、
   の形態で構成されたプリコーディング行列を含み、ここで、Ｗ_１は、Ｎ×（Ｒ／２）サイズの行列であり、ａは、位相（ｐｈａｓｅ）に対する係数である、ダウンリンク信号処理方法。
9. 前記Ｗ_１は、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列で構成される、請求項８に記載のダウンリンク信号処理方法。
10. Ｒが偶数の場合に、前記Ｗ_１は、［ｖ１…ｖ（Ｒ／２）］の行列で構成され、前記ｖ１…ｖ（Ｒ／２）のそれぞれは、Ｎ×１サイズの行列で構成される、請求項８に記載のダウンリンク信号処理方法。
11. 前記ｖ１…ｖ（Ｒ／２）のそれぞれは、ＤＦＴ行列で構成される、請求項１０に記載のダウンリンク信号処理方法。
12. Ｒ＝４の場合に、前記Ｗ_１は、
    の形態で構成される、請求項１０に記載のダウンリンク信号処理方法。
13. ３≦Ｒ≦７の場合に、前記Ｒ個のレイヤーに対するプリコーディング行列は、
    Ｒ＋１個のレイヤーに対するプリコーディング行列の列サブセット（ｃｏｌｕｍｎ ｓｕｂｓｅｔ）で構成される、請求項８に記載のダウンリンク信号処理方法。
14. Ｎ＝４である、請求項８に記載のダウンリンク信号処理方法。
15. ダウンリンク信号を伝送する基地局であって、
    ２・Ｎ（Ｎは自然数）個の伝送アンテナと、
    前記伝送アンテナを通じて端末に前記ダウンリンク信号を伝送する伝送モジュールと、
    前記端末からアップリンク信号を受信する受信モジュールと、
    プリコーディング行列を含むコードブックを保存するメモリーと、
    前記基地局を制御するプロセッサと、を備え、
    前記プロセッサは、
    前記受信モジュールを介して、端末から第１及び第２のプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ）を受信し、
    前記メモリーに保存されたコードブックから、前記第１及び第２のＰＭＩの組み合わせにより指示されるプリコーディング行列を決定し、
    前記ダウンリンク信号をＲ（１≦Ｒ≦８）個のレイヤーにマッピングさせ、
    前記Ｒ個のレイヤーにマッピングされた前記ダウンリンク信号に、前記決定されたプリコーディング行列を用いてプリコーディングを行い、
    前記伝送モジュールを介して、前記プリコーディングされた信号を前記２・Ｎ個の伝送アンテナを通じて前記端末に伝送するように構成され、
    前記あらかじめ保存されたコードブックは、Ｒが偶数の場合に、
    の形態で構成されたプリコーディング行列を含み、ここで、Ｗ_１は、Ｎ×（Ｒ／２）サイズの行列であり、ａは、位相（ｐｈａｓｅ）に対する係数である、ダウンリンク信号伝送基地局。
16. ２・Ｎ（Ｎは自然数）個の伝送アンテナを有する基地局から伝送されるダウンリンク信号を処理する端末であって、
    前記基地局から前記ダウンリンク信号を受信する受信モジュールと、
    前記基地局にアップリンク信号を伝送する伝送モジュールと、
    プリコーディング行列を含むコードブックを保存するメモリーと、
    前記端末を制御するプロセッサと、を備え、
    前記プロセッサは、
    前記メモリーに保存されたコードブックから選択されたプリコーディング行列を指示する第１及び第２のプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ）を、前記伝送モジュールを介して、前記基地局に伝送し、
    Ｒ（１≦Ｒ≦８）個のレイヤーにマッピングされ、且つ前記第１及び第２のＰＭＩの組み合わせにより指示されたプリコーディング行列によってプリコーディングされて前記２・Ｎ個の伝送アンテナを通じて伝送された前記ダウンリンク信号を、前記受信モジュールを介して、前記基地局から受信し、
    前記プリコーディング行列を用いて前記ダウンリンク信号を処理するように構成され、
    前記あらかじめ保存されたコードブックは、Ｒが偶数の場合に、
    の形態で構成されたプリコーディング行列を含み、ここで、Ｗ_１は、Ｎ×（Ｒ／２）サイズの行列であり、ａは、位相（ｐｈａｓｅ）に対する係数である、ダウンリンク信号処理端末。