WO2015018030A1 - 确定预编码矩阵指示的方法、接收设备和发送设备 - Google Patents

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WO2015018030A1
WO2015018030A1 PCT/CN2013/081082 CN2013081082W WO2015018030A1 WO 2015018030 A1 WO2015018030 A1 WO 2015018030A1 CN 2013081082 W CN2013081082 W CN 2013081082W WO 2015018030 A1 WO2015018030 A1 WO 2015018030A1
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codebook
precoding matrix
vectors
vector
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刘建琴
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华为技术有限公司
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    • H04L1/0681—Space-time coding characterised by the signaling adapting space time parameters, i.e. modifying the space time matrix

Definitions

  • the embodiments of the present invention relate to the field of communications technologies, and in particular, to a method, a receiving device, and a sending device for determining a precoding matrix indication.
  • MIMO wireless communication systems can achieve diversity and array gain.
  • Systems that use precoding can be expressed as
  • y is the received signal vector
  • H is the channel matrix
  • precoding matrix is the precoding matrix
  • s is the transmitted symbol vector
  • N is the measurement noise.
  • Optimal precoding usually requires the transmitter to fully know the channel state information (Channel State)
  • CSI Channel Information
  • the user equipment User Equipment, UE
  • the receiving end for example, the UE
  • the transmitting end for example, the base station
  • the user equipment includes a mobile station (MS), a relay, a mobile telephone, a handset, and a portable equipment.
  • the base station includes a Node B base station (Base station). , BS ), Access Point, Transmission Point (TP), Evolved Node B (eNB) or Relay (Relay).
  • the CSI information reported by the existing Long Term Evolution (LTE) system includes a Rank Indicator (RI), a Precoding Matrix Indicator (PMI), and a Channel Quality Indicator (CQI) information. Where RI and PMI indicate the number of transmission layers and the precoding matrix used, respectively.
  • the precoding matrix indication The correspondence between the PMI and the precoding matrix is detailed in the 3rd Generation Partnership Project (3GPP) TS 36. 213, the precoding matrix of each complex value component and an indication in the codebook table. The number (precoding matrix indicates PMI) corresponds.
  • a set of precoding matrices used is generally referred to as a codebook, where each precoding matrix is a codeword in a codebook.
  • FIG. 1 is a schematic structural view of a one-dimensional linear array antenna.
  • the distribution of the linear array antenna shown in FIG. 1 includes only one direction, which is generally referred to as a horizontal direction.
  • 2 is a schematic structural view of a two-dimensional array antenna. As shown in FIG. 2, the distribution of the two-dimensional array antenna includes two directions of horizontal direction and vertical direction.
  • Existing codebook designs are typically for one-dimensional line arrays. For two or more rows of antenna arrays, the existing precoding matrix for the one-dimensional linear array antenna array structure will result in lower precoding precision, resulting in greater performance loss and lower system throughput. Summary of the invention
  • the embodiment of the present invention provides a method for determining a precoding matrix indication, a receiving device, and a sending device, so as to overcome the different characteristics of the two directions of the two-dimensional array antenna in the precoding matrix of the prior art, and thus the precoding The problem of low precision.
  • an embodiment of the present invention provides a method for determining a precoding matrix indication, including: receiving, by a receiving end, a precoding matrix W, where the precoding matrix W is selected according to a reference signal sent by a transmitting end, where the precoding matrix W is The product of two matrices W1 and W2,
  • the receiving end sends a precoding matrix indication ⁇ corresponding to the precoding matrix W to the transmitting end, so that the sending end obtains the precoding matrix W according to the ⁇ .
  • each column of the blocking matrix is composed of ⁇ 1 consecutive of the first vector and ⁇ 2 consecutive of the second vector Kronecker Wo only got.
  • the ⁇ 1 is greater than or equal to the ⁇ 2.
  • the first or second possible implementation manner of the first aspect in a third possible implementation manner, for any two adjacent block matrices ⁇ 1+1 XX 1+1
  • the second vector is the same N2 consecutive of the second vector, where N2 is greater than 0, then the ⁇ is formed, and the first two vectors of si are present in the two sets of first vectors of X 1+1 ,
  • the si is greater than or equal to any two adjacent block matrices ⁇ 1+ ⁇ , if the first vector constituting the ⁇ 1+ ⁇ is the same N1 consecutive first vectors, where N1 is greater than 0, then there are s2 identical second vectors in the two sets of second vectors constituting the X 1+1 , and the s2 is greater than or equal to zero.
  • the si is greater than or equal to the s2.
  • an embodiment of the present invention provides a method for determining a precoding matrix indication, which includes: a receiving end selects a precoding matrix W from a codebook according to a reference signal sent by a transmitting end, where the precoding matrix W is The product of the matrix W1 and the matrix W2,
  • the receiving end sends a precoding matrix indicating PMI corresponding to the precoding matrix W to the transmitting end.
  • phase differences of any two adjacent columns of DFT vectors of the first codebook are equal.
  • the columns of the first codebook are equally spaced from each other in a phase interval of [0, 2 ⁇ ]
  • the Dimensional DFT vector is chosen at medium intervals, N a > l.
  • the second aspect of the first or second possible implementation manner in a third possible implementation manner, the second codebook 81 there are two adjacent at least two of DFT vectors The phase differences are not equal.
  • the columns of the second codebook are non-equally spaced from the N e [0, ⁇ ] phase intervals Select from the dimension DFT vector, N e > l.
  • any one of the first to fourth possible implementations of the second aspect is greater than or equal to the number of the second codebook.
  • the phase difference of the vector is greater than or equal to the phase difference of any two adjacent columns of DFT vectors in the first codebook.
  • the W1 is a matrix indicating a channel characteristic of the broadband, where W2 is a matrix representing the channel characteristics of the subbands;
  • the W1 is a matrix indicating long-term channel characteristics
  • the W2 is a matrix indicating short-term channel characteristics.
  • the matrix W2 is used to select a column vector in the matrix W1
  • the matrix W is constructed, or is used to weight the column vectors in the combined matrix W1 to constitute the matrix W.
  • an embodiment of the present invention provides a method for determining a precoding matrix indication, including: receiving, by a receiving end, a precoding matrix from a codebook based on a reference signal sent by a transmitting end: W: Wa
  • the Wa is a second precoding matrix composed of a first precoding matrix, W0
  • Wa 0 ⁇ ⁇ «-1, n is the first precoding matrix constituting the Wa
  • the receiving end sends a precoding matrix indicating PMI corresponding to the precoding matrix W to the transmitting end.
  • the phase rotation matrix is a diagonal matrix
  • each column of the first precoding matrix is a discrete Fourier transform DFT vector, or a column vector of a Hadamard Hadamard matrix.
  • the first precoding matrix is from a 2-antenna codebook of a long-term evolution LTE system, a 4-antenna codebook, or Select from the 8 antenna codebook.
  • an embodiment of the present invention provides a method for determining a precoding matrix, including: sending, by a transmitting end, a reference signal to a receiving end;
  • the transmitting end receives a precoding matrix indication PMI sent by the receiving end;
  • the transmitting end determines, according to the precoding matrix indication PMI, the precoding matrix W selected by the receiving end from the codebook based on the reference signal, where the precoding matrix W is a product of two matrices W1 and W2,
  • each column of the blocking matrix is sequentially composed of N1 consecutive first vectors and ⁇ 2 consecutive second vectors Kronecker Wo only got.
  • the N1 is greater than or equal to the N2.
  • the si is greater than or equal to the s2.
  • an embodiment of the present invention provides a method for determining a precoding matrix, including: The transmitting end sends a reference signal to the receiving end;
  • the transmitting end receives a precoding matrix indication PMI sent by the receiving end;
  • the transmitting end determines, according to the precoding matrix indication PMI, the precoding matrix W selected by the receiving end from the codebook based on the reference signal, where the precoding matrix W is a product of the matrix W1 and the matrix W2.
  • the block matrix is the Kronecker kronecker product of the first codebook and the second codebook: ⁇ ⁇ ⁇ the columns of the first codebook are Dimensional Discrete Fourier transform DFT vectors, ⁇ > 1,
  • Each column of the second codebook is an N-dimensional DFT vector, N > 1.
  • phase differences of any two adjacent columns of DFT vectors of the first codebook are equal.
  • the Dimensional DFT vector is chosen at medium intervals, N a > l.
  • the fifth aspect of the first or second possible implementation manner in a third possible implementation manner, the second codebook 81 there are two adjacent at least two of DFT vectors The phase differences are not equal.
  • the columns of the second codebook are non-equally spaced from the N e [0, ⁇ ] phase intervals Select from the dimension DFT vector, N e > l.
  • any one of the first to fourth possible implementation manners of the fifth aspect in a fifth possible implementation manner, is greater than or equal to The number of the second codebook.
  • the phase difference of the vector is greater than or equal to the phase difference of any adjacent two columns of DFT vectors in the first codebook.
  • the W1 is a matrix indicating a channel characteristic of a broadband
  • W2 is a matrix indicating channel characteristics of subbands
  • the W1 is a matrix indicating long-term channel characteristics
  • the W2 is a matrix indicating short-term channel characteristics.
  • the matrix W2 is used to select a column vector in the matrix W1
  • the matrix W is constructed, or is used to weight the column vectors in the combined matrix W1 to form a matrix w.
  • an embodiment of the present invention provides a method for determining a precoding matrix, including: sending, by a transmitting end, a reference signal to a receiving end;
  • the transmitting end receives a precoding matrix indication PMI sent by the receiving end;
  • the transmitting end determines, according to the precoding matrix indication PMI, that the receiving end is based on a reference signal
  • the Wa is a second precoding matrix composed of a first precoding matrix, W0
  • Wa - where 0 ⁇ ⁇ «-1, n is the first precoding matrix constituting the Wa
  • the phase rotation matrix is a diagonal matrix, e [0, 2 ].
  • each column of the first precoding matrix is a discrete Fourier transform DFT vector, or is a Hadamard The column vector of the Hadamard matrix.
  • the first pre-coding matrix is a 2-antenna codebook, a 4-antenna codebook, or Select from the 8 antenna codebook.
  • a seventh aspect of the present invention provides a receiving device, including: W, wherein the precoding matrix W is a product of two matrices W1 and W2,
  • the W1 includes N B block matrices, N B ⁇ l, and the W1 is expressed as:
  • a transmitter configured to send, to the sending device, a precoding matrix indication corresponding to the precoding matrix W, so that the sending device obtains the precoding matrix W according to the ⁇ .
  • each column of the blocking matrix is sequentially composed of N1 consecutive first vectors and N2 consecutive second vectors Kronecker Wo only got.
  • the N1 is greater than or equal to the N2.
  • the first or the second possible implementation manner of the seventh aspect in the third possible implementation manner, for any two adjacent block matrices ⁇ , ⁇ 1+ ⁇ , if The second vector constituting the ⁇ , ⁇ 1+ ⁇ is the same N2 consecutive second vectors, wherein N2 is greater than 0, and si exists in the two sets of first vectors constituting the X 1+1 The same first vector, the si is greater than or equal to any two adjacent block matrices ⁇ 1+ ⁇ , if the first vector constituting the ⁇ 1+ ⁇ is the same N1 consecutive said A vector, where N1 is greater than 0, then there are s2 identical second vectors in the two sets of second vectors constituting the X 1+1 , and the s2 is greater than or equal to zero.
  • the si is greater than or equal to the s2.
  • the eighth aspect of the present invention provides a receiving device, including:
  • a processor configured to select a precoding matrix W from the codebook based on a reference signal sent by the transmitting device, where the precoding matrix W is a product of a matrix W1 and a matrix W2,
  • the W1 includes N B block matrices, N B ⁇ l, and the W1 is expressed as:
  • Each column of the first codebook is an M-dimensional discrete Fourier transform DFT vector, and M>1,
  • each column of the second codebook is an N-dimensional DFT vector, N>1;
  • a transmitter configured to send, to the sending device, a precoding matrix indication PMI corresponding to the precoding matrix W.
  • the phase difference of any adjacent two columns of DFT vectors of each of the first codebooks is equal.
  • the Dimensional DFT vector is chosen at medium intervals, N a > l.
  • an eighth aspect of the first or second possible implementation manner in a third possible implementation manner, the second codebook 81 there are two adjacent at least two of DFT vectors The phase differences are not equal.
  • any one of the first to fourth possible implementation manners of the eighth aspect in a fifth possible implementation, is greater than or equal to The number of the second codebook.
  • any one of the first to fifth possible implementation manners of the eighth aspect in the sixth possible implementation, any two adjacent columns of DFT in the second codebook The phase difference of the vector is greater than or equal to any one of the adjacent two columns of DFT vectors in the first codebook.
  • any one of the first to sixth possible implementation manners of the eighth aspect In a seventh possible implementation manner, the W1 is a matrix indicating a channel characteristic of a broadband, and W2 is a matrix indicating a channel characteristic of the subband;
  • the W1 is a matrix indicating long-term channel characteristics
  • the W2 is a matrix indicating short-term channel characteristics.
  • the matrix W2 is used to select a column vector in the matrix W1
  • the matrix W is constructed, or is used to weight the column vectors in the combined matrix W1 to form a matrix w.
  • a ninth aspect, the embodiment of the present invention provides a receiving device, including:
  • a processor configured to select a precoding matrix from the codebook based on a reference signal sent by the transmitting device
  • the Wa is a second precoding matrix composed of a first precoding matrix, W0
  • Wa - where 0 ⁇ ⁇ « -1, n is the first precoding matrix constituting the Wa
  • a transmitter configured to send, to the sending device, a precoding matrix indication PMI corresponding to the precoding matrix W.
  • the phase rotation matrix is a diagonal matrix
  • each column of the first precoding matrix is a discrete Fourier transform DFT vector, or is a Hadamard The column vector of the Hadamard matrix.
  • the first precoding matrix is a 2-antenna codebook, a 4-antenna codebook, or Select from the 8 antenna codebook.
  • the tenth aspect of the present invention provides a sending device, including:
  • a transmitter configured to send a reference signal to the receiving device
  • a receiver configured to receive a precoding matrix indication PMI sent by the receiving device
  • a processor configured to determine, according to the precoding matrix indication PMI, a precoding matrix W selected by the receiving device from a codebook based on a reference signal, where the precoding matrix W is a product of two matrices W1 and W2,
  • each column of the blocking matrix is sequentially composed of N1 consecutive first vectors and N2 consecutive second vectors Kronecker Wo only got.
  • the N1 is greater than or equal to the N2.
  • the first or the second possible implementation manner of the tenth aspect in the third possible implementation manner, for any two adjacent block matrices ⁇ 1+ ⁇
  • the second vector of ⁇ 1+ ⁇ is the same N2 consecutive second vectors, wherein N2 is greater than 0, then the ⁇ is formed, and the same is true for the two sets of first vectors of X 1+1 a first vector, the si is greater than or equal to any two adjacent block matrices ⁇ 1+ ⁇ , if the first vector constituting the ⁇ 1+ ⁇ is the same N1 consecutive first vectors, Where N1 is greater than 0, there are s2 identical second vectors in the two sets of second vectors constituting the X 1+1 , and the s2 is greater than or equal to zero.
  • the si is greater than or equal to the s2.
  • an embodiment of the present invention provides a sending device, including:
  • a transmitter configured to send a reference signal to the receiving device
  • a receiver configured to receive a precoding matrix indication PMI sent by the receiving device
  • a processor configured to determine, according to the precoding matrix indication PMI, a precoding matrix W selected by the receiving device from a codebook based on a reference signal, where the precoding matrix W is a product of a matrix W1 and a matrix W2,
  • the W1 includes N B block matrices, N B ⁇ l , and the W1 is expressed as:
  • each column of the first codebook is an M-dimensional discrete Fourier transform DFT vector, M > 1
  • each of the second codebook B columns is an N-dimensional DFT vector, N > 1.
  • the phase difference of any two adjacent columns of DFT vectors of each of the first codebooks is equal.
  • each of the columns from the first codebook in the N a [0, 2 ⁇ ] a phase range equal intervals
  • the distributed M-dimensional DFT vectors are chosen at medium intervals, N a > l.
  • the first or second possible implementation of the eleventh aspect Three possible implementation manner, the second codebook 81 there are at least two adjacent phase vectors DFT two unequal.
  • the columns of the second codebook are unequally spaced from the N e [0, ⁇ ] phase intervals Select from the Dimensional DFT vector, N e > l.
  • the number of the first codebook is greater than or equal to The number of the second codebook.
  • any two adjacent The phase difference of the column DFT vectors is greater than or equal to the phase difference of any two adjacent columns of DFT vectors in the first codebook.
  • the W1 is a matrix indicating a channel characteristic of a broadband
  • W2 is a matrix indicating channel characteristics of subbands
  • the W1 is a matrix indicating long-term channel characteristics
  • the W2 is a matrix indicating short-term channel characteristics.
  • the matrix W2 is used to select a column in the matrix W1
  • the vectors thus constitute a matrix W, or are used to weight the column vectors in the combined matrix W1 to form a matrix W.
  • the embodiment of the present invention provides a sending device, including:
  • a transmitter configured to send a reference signal to the receiving device
  • a receiver configured to receive a precoding matrix finger /, PMI sent by the receiving device
  • a processor configured to determine, according to the precoding matrix indication, that the receiving device is based on a reference
  • the Wa is a second precoding matrix composed of a first precoding matrix, W0
  • the phase rotation matrix is a diagonal matrix ⁇ : o
  • the columns of the first precoding matrix are discrete Fourier transform DFT vectors, or Column vector of Hadamard Hadamard matrix.
  • the first precoding matrix is a 2 antenna codebook and a 4 antenna code from a long term evolution LTE system. This or 8 antenna codebook is selected.
  • the method for determining the precoding matrix indication, the receiving device, and the transmitting device provided by the embodiment of the present invention, for the constituent codebook of the blocking matrix X in the matrix W1, will represent the column x ld of each blocking matrix X of the beam.
  • the column of the block matrix is obtained by performing a Kronecker product corresponding to the first vector A y corresponding to the horizontal phase and the second vector B y corresponding to the vertical phase.
  • the horizontal phase and the vertical phase are combined to be able to exhibit the characteristics of the three-dimensional beam vector in the codebook. Therefore, the transmitting end performs precoding based on the precoding matrix selected from the codebook structure of the present invention fed back by the receiving end, Effectively improve the accuracy of precoding, thereby reducing performance loss and increasing system throughput.
  • the first codebook represents a horizontally corresponding code of the two-dimensional array antenna
  • the second codebook represents a vertically corresponding codebook of the two-dimensional array antenna.
  • the selection of the first codebook and the selection of the second codebook are independent of each other. Therefore, the precoding matrix W can reflect the horizontal and vertical characteristics of the two-dimensional array antenna, and therefore, the transmitting end Precoding based on the precoding matrix selected in the codebook structure of the present invention based on feedback from the receiving end can effectively improve the accuracy of precoding, thereby reducing performance loss and improving system throughput.
  • the receiving end selects the precoding matrix from the codebook based on the reference signal.
  • W uses V
  • Wb It does not represent the structure in which the first polarization direction and the second polarization direction are connected in parallel with Wa and Wb, and Wb is separately phase-rotated by each row in Wa, thereby being able to reflect the horizontal direction in the two-dimensional array antenna.
  • the transmitting end performs precoding based on the precoding matrix constructed by the codebook structure of the present invention fed back by the receiving end, which can effectively improve the precision of the precoding, thereby reducing performance loss and improving the throughput of the system.
  • 1 is a schematic structural view of a one-dimensional linear array antenna
  • FIG. 2 is a schematic structural view of a two-dimensional array antenna
  • Embodiment 3 is a flowchart of Embodiment 1 of a method for determining a precoding matrix indication according to the present invention
  • Embodiment 4 is a flowchart of Embodiment 2 of a method for determining a precoding matrix indication according to the present invention
  • FIG. 5 is a flowchart of Embodiment 3 of a method for determining a precoding matrix indication according to the present invention
  • Embodiment 6 is a flowchart of Embodiment 1 of a method for determining a precoding matrix according to the present invention
  • Embodiment 7 is a flowchart of Embodiment 2 of a method for determining a precoding matrix according to the present invention
  • Embodiment 8 is a flowchart of Embodiment 3 of a method for determining a precoding matrix according to the present invention.
  • Embodiment 9 is a schematic structural diagram of Embodiment 1 of a receiving end according to the present invention.
  • Embodiment 2 is a schematic structural diagram of Embodiment 2 of a receiving end according to the present invention.
  • FIG. 11 is a schematic structural diagram of Embodiment 3 of a receiving end according to the present invention.
  • Embodiment 1 of a transmitting end according to the present invention
  • Embodiment 13 is a schematic structural diagram of Embodiment 2 of a transmitting end according to the present invention.
  • Embodiment 3 of a transmitting end according to the present invention is a schematic structural diagram of Embodiment 3 of a transmitting end according to the present invention.
  • FIG. 15 is a schematic structural diagram of hardware of Embodiment 1 of a receiving device according to the present invention.
  • 16 is a schematic structural diagram of hardware of a second embodiment of a receiving device according to the present invention.
  • 17 is a schematic structural diagram of hardware of a third embodiment of a receiving device according to the present invention.
  • 18 is a schematic structural diagram of hardware of Embodiment 1 of a transmitting device according to the present invention;
  • Embodiment 19 is a schematic structural diagram of hardware of Embodiment 2 of a transmitting device according to the present invention.
  • FIG. 20 is a schematic structural diagram of hardware of a third embodiment of a transmitting device according to the present invention.
  • FIG. 21 is a schematic structural diagram of an embodiment of a communication system according to the present invention. detailed description
  • GSM Global System of Mobile communication
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • WCDMA Wideband Code Division Multiple Access
  • GPRS General Packet Radio Service
  • LTE Long Term Evolution
  • Advanced long Advanced long
  • UMTS Universal Mobile Telecommunication System
  • the user equipment (User Equipment, UE for short) includes but is not limited to a mobile station (Mobile Station, MS for short), a relay, a mobile terminal, and a mobile telephone.
  • the mobile device (Handset) and the portable device (Portable Equipment), etc., the user equipment can communicate with one or more core networks via a Radio Access Network (RAN), for example, the user equipment can be mobile A telephone (or "cellular" telephone), a computer with wireless communication capabilities, etc., the user equipment can also be a portable, pocket, handheld, computer built-in or vehicle-mounted mobile device.
  • RAN Radio Access Network
  • the base station may be a base station (Base Transceiver Station, BTS for short) in GSM or CDMA, or a base station (NodeB, NB for short) in WCDMA, or an evolved base station in LTE.
  • BTS Base Transceiver Station
  • NodeB NodeB
  • NB base station
  • LTE Long Term Evolution
  • eNB e-NodeB
  • relay etc.
  • a multi-antenna system refers to a system in which a transmitting end and a receiving end communicate through a plurality of antennas. Wherein, when the transmitting end is a base station, the receiving end is a UE; otherwise, when the transmitting end is a UE, the receiving end is a base station.
  • multiple antennas at the transmitting end and the receiving end can form a spatial diversity gain or a multiplexing gain, which can effectively improve transmission reliability and system capacity.
  • the diversity gain and multiplexing gain in a multi-antenna system can generally be obtained by a precoding method at the transmitting end and a receiving combining algorithm at the receiving end.
  • the multi-antenna system of the embodiment of the present invention can be applied to a single-point transmission scenario, that is, a transmission scenario of a transmitting end and a receiving end. It can also be applied to the scenario of multi-point joint transmission.
  • Multi-point joint transmission refers to the joint transmission of signals by multiple transmitting ends for the same receiving end.
  • the transmitting end A has 2 antennas
  • the transmitting end B also has 2 antennas, two The transmitting end simultaneously performs joint transmission for the receiving end.
  • the signal received by the receiving end can be regarded as a signal transmitted by a 4-antenna base station.
  • FIG. 3 is a flowchart of Embodiment 1 of a method for determining a precoding matrix indication according to the present invention.
  • the executor of this embodiment is a receiving end, which may be a base station or a UE.
  • the transmitting end may be a UE, and when the receiving end of the main body is a UE, the transmitting end may be a base station.
  • the method in this embodiment may include:
  • Step 301 The receiving end selects a precoding matrix W from the codebook according to the reference signal sent by the transmitting end, where the precoding matrix W is a product of two matrices W1 and W2.
  • the matrix W1 may be a matrix representing broadband channel characteristics, and the matrix W2 may be a matrix representing channel characteristics of the subbands; or, the matrix W1 may be a matrix representing long-term channel characteristics, and the matrix W2 may be a short-term channel. A matrix of characteristics.
  • the matrix W2 can be used to select or weight the column vectors in the combination matrix W1 to form a matrix W.
  • the column of each block matrix of W1 represents a three-dimensional beam vector
  • the X1 , j corresponds to a phase of the three-dimensional space
  • the phase is jointly represented by the horizontal phase and the vertical phase.
  • the first vector Ay corresponds to a horizontal phase
  • the second vector B y corresponds to a vertical phase
  • the first vector A y may be a discrete Fourier transform (DFT) vector in the first codebook corresponding to the horizontal direction of the two-dimensional area array antenna, or It is called a DFT vector;
  • the second vector B y may be a DFT vector in the second codebook corresponding to the vertical direction of the two-dimensional area array antenna.
  • the first codebook and the second codebook can be selected or reconstructed from the existing codebook. For example, for a 4 ⁇ 2 2D area array antenna, the number of horizontal antennas is 4, and the number of vertical antennas is 2. Therefore, the first codebook can be selected from the LTE 4 antenna codebook.
  • the second codebook can be selected from the LTE 2 antenna codebook. Alternatively, the form of the first codebook and the second codebook may be separately defined in other manners.
  • Step 302 The receiving end sends a precoding matrix indication PMI corresponding to the precoding matrix W to the sending end.
  • the transmitting end may obtain a precoding matrix W of the antenna array of the receiving end according to the relationship between the PMI and the precoding matrix specified in the 3GPP according to the PMI.
  • the type of the reference signal in the 301 is not limited in the embodiment of the present invention.
  • it may be a Channel State Information Reference Signal (CSI RS ), a Demodulation Reference Signal (Demodulation RS, DM RS ), or a Cell-Specific RS (CRS).
  • the CSI may also include Channel Quality Indicator/Index (CQI).
  • CQI Channel Quality Indicator/Index
  • the UE may obtain the resource configuration of the reference signal by receiving a base station notification (such as Radio Resource Control (RRC) signaling or Downlink Control Information (DCI)) or based on the cell identifier ID.
  • RRC Radio Resource Control
  • DCI Downlink Control Information
  • step 301 for the constituent codebook of the block matrix X in the matrix W1, the column of each block matrix X representing the beam is defined in the form of a three-dimensional beam vector, specifically by corresponding Obtaining a column of the block matrix by performing a Kronecker product with the first vector A y of the horizontal phase and the second vector B y of the corresponding vertical phase phase, indicating that the horizontal phase and the vertical phase are combined, thereby enabling
  • the codebook exhibits the characteristics of the three-dimensional beam vector. Therefore, the transmitting end performs precoding based on the precoding matrix selected from the codebook structure of the present invention fed back by the receiving end, which can effectively improve the precision of the precoding, thereby reducing performance loss. , improve system throughput.
  • each column of the block matrix ⁇ 1 is sequentially composed of N1 consecutive first vectors and N2 consecutive second vectors.
  • the first vector is from the first codebook
  • the first codebook has four First vector: . , A l , ⁇ , 2 , A, 3
  • the second vector is from the second codebook B and there are four second vectors in the second codebook: ⁇ ⁇ , ⁇ ,! , B l 2 , ⁇ , 3
  • the number N1 of the first vectors is greater than or equal to the number N2 of the second vectors.
  • the phase division granularity of the second codebook in the vertical direction is greater than the phase division granularity of the first codebook representing the horizontal direction, that is, the number ⁇ 2 of the second vector in the second codebook may be less than or equal to the first in the first codebook.
  • the number of vectors Nl is the number of vectors Nl.
  • each beam vector in the three-dimensional beam vector matrix can be further divided into a plurality of beam groups in which adjacent beam groups overlap or do not overlap each other. That is, in the above embodiment, each block matrix X corresponds to one beam group, and the beam group can be divided into multiple ways.
  • the second vector of ⁇ 1+1 is ⁇ 2 consecutive of the second vector, where ⁇ 2 If it is greater than 0, then the two sets of first vectors having ⁇ 1+1 have the same first vector, and the si is greater than or equal to zero;
  • any two adjacent block matrices ⁇ 1+ ⁇ if the first vector constituting the ⁇ 1+ ⁇ is the same N1 consecutive first vectors, where N1 is greater than 0, then the There are s2 identical second vectors in the two sets of second vectors of X 1+1 , and the s2 is greater than or equal to zero.
  • si represents the number of overlaps of the beam groups in the horizontal direction. When si is equal to zero, the beam groups do not overlap in the horizontal direction; s2 represents the number of overlaps of the beam groups in the vertical direction, and when s2 is equal to zero, the beam group There is no overlap in the vertical direction; si and s2 can be zero at the same time, corresponding to the case where the beam group is completely free of overlap; si and s2 can also be non-zero at the same time, corresponding to the beam group in both horizontal and vertical directions. The case of stacking.
  • the si is greater than or equal to the s2. In this way, fewer beam sets can be used in the vertical direction, thereby reducing the feedback overhead of the vertical direction and the entire three-dimensional space.
  • Embodiment 4 is a flowchart of Embodiment 2 of a method for determining a precoding matrix indication according to the present invention.
  • the executor of this embodiment is a receiving end, which may be a base station or a UE.
  • the sender may be the UE.
  • the receiving end of the entity is the UE, the sender may be the base station.
  • the method in this embodiment may include:
  • Step 401 The receiving end selects a precoding matrix W from the codebook according to the reference signal sent by the transmitting end, where the precoding matrix W is a product of the matrix W1 and the matrix W2.
  • the W1 includes N B block matrices, N B ⁇ l, and the W1 is expressed as:
  • the matrix W1 may be a matrix representing broadband channel characteristics, and the matrix W2 may be a matrix representing channel characteristics of the subbands; or, the matrix W1 may be a matrix representing long-term channel characteristics, and the matrix W2 may be a short-term channel. A matrix of characteristics.
  • the matrix W2 can be used to select the column vectors in the matrix W1 to form the matrix W, or to weight the column vectors in the combined matrix W1 to form the matrix W.
  • the N B may be the number of polarization directions, or may be the number of groups of any other antenna group.
  • the first codebook in the generated codebook of W1 may be a horizontal DFT vector or matrix
  • the second codebook is a vertical DFT vector or matrix, and the generation of the matrix W1.
  • the codebook is a direct product of the first codebook and the second codebook.
  • the generated codebook of W1 is in the form of a DFT vector (3D DFT vector) or a matrix of a 3-dimensional space. Since each horizontal DFT vector or matrix, vertical DFT vector or matrix, 3D DFT vector or matrix corresponds to one phase in the horizontal, vertical, and 3D directions, respectively.
  • 32 horizontal 4-bit DFT vectors correspond to 32 phases uniformly divided in the [0, 2 ⁇ ] interval.
  • the first codebook represents the horizontally corresponding codebook of the two-dimensional array antenna, and the vertical alignment of the second codebook table two-dimensional array antenna Codebook.
  • the first codebook can be selected from the LTE 4 antenna codebook.
  • the second codebook can be selected from the LTE 2 antenna codebook.
  • the form of the first codebook and the second codebook may be separately defined by other methods.
  • Step 402 The receiving end sends a precoding matrix indication PMI corresponding to the precoding matrix W to the sending end, so that the sending end obtains a precoding matrix W of the antenna array of the receiving end according to the PMI.
  • the embodiment of the present invention does not limit the type of the reference signal in step 401.
  • it may be a Channel State Information Reference Signal (CSI RS ), a Demodulation Reference Signal (Demodulation RS, DM RS ), or a Cell-Specific RS (CRS).
  • the CSI may also include Channel Quality Indicator/Index (CQI).
  • the UE may obtain the resource configuration of the reference signal by receiving a base station notification, such as Radio Resource Control (RRC) signaling or Downlink Control Information (DCI) or based on the cell identifier ID.
  • RRC Radio Resource Control
  • DCI Downlink Control Information
  • a reference signal is obtained in the corresponding resource or subframe.
  • the first codebook represents a horizontally corresponding codebook of the two-dimensional array antenna
  • the second codebook represents a two-dimensional surface.
  • the vertical direction of the array antenna corresponds to the codebook.
  • the selection of the first codebook and the second codebook B ⁇ are independent of each other. Therefore, the precoding matrix W of the embodiment can reflect the horizontal and vertical characteristics of the two-dimensional array antenna. Therefore, the transmitting end performs precoding based on the precoding matrix selected from the codebook structure of the present invention fed back by the receiving end, which can effectively improve the precision of the precoding, thereby reducing performance loss and improving system throughput.
  • the above embodiment considers that the change of the vertical channel is slower than the change of the horizontal channel, where the change of the channel refers to the change of the channel response in the time domain, the frequency domain or the air domain, and thus can be oriented horizontally and vertically.
  • Different quantization methods are adopted, including the granularity of quantization or the range of quantization is different, that is, different quantization methods are adopted for the first codebook and the second codebook, which specifically include: The first mode, the quantization granularity of the first codebook The quantization granularity is smaller than the second codebook; for example, the first codebook quantized granularity is ⁇ / 32, that is, the phase corresponding to each vector in the constituent vector space of the first codebook is an integer multiple of ⁇ /32.
  • the second codebook quantizes the granularity to be ⁇ /16, that is, the phase corresponding to each vector in the constituent vector space of the second codebook is an integer multiple of ⁇ /16; the second mode, the first codebook ⁇
  • the phase difference of any two adjacent vectors in the constituent vector space is equal, that is, the first codebook is a uniformly quantized codebook, and at least two phase differences in the constituent vector space of the second codebook are not equal.
  • each phase constituting said phase two adjacent vectors in a vector space i.e. second codebook 61 non-uniform quantization codebook.
  • the phase difference of any two adjacent vectors in the constituent vector space of the first codebook is ⁇ /32
  • the phase difference between the first and second adjacent vectors in the constituent vector space of the second codebook ⁇ /24, and the phase difference between the 22nd and 23rd adjacent vectors is ⁇ / 28
  • the first codebook for example, A uniformly quantized codebook is used, that is, the phase differences of any two adjacent codewords in the codebook are equal
  • the second codebook uses a non-uniformly quantized codebook, that is, any two adjacent codewords in the codebook.
  • the phase difference is not equal.
  • a codebook with a small phase difference between any two adjacent codewords may be used as the first codebook, and a codebook having a larger phase difference between any two adjacent codewords may be used as the codebook.
  • the second codebook, gp causes the quantization granularity of the first codebook to be smaller than the second codebook.
  • each column of the first codebook is an M-dimensional discrete Fourier transform DFT vector, and M can correspond to the number of horizontal transmit antennas, M > 1, and the phase of any adjacent two columns of DFT vectors The difference is equal.
  • Each column of the second codebook ⁇ is an N-dimensional DFT vector, N can correspond to the number of vertical transmit antennas, N > 1, and at least two adjacent two columns of DFT vectors have phase differences that are not equal.
  • the columns of the first codebook can be selected from the equal intervals of the divergent DFT vectors in the [0, 2 ⁇ ] phase interval, and N a > 1.
  • the columns of the second codebook may be selected from non-equally spaced divisor DFT vectors in N e [0, ⁇ ] phase intervals, N e > 1.
  • the number of horizontal DFT vectors is N a
  • the number of vertical DFT vectors is N a
  • the phase corresponding to each horizontal DFT vector is one of the phases divided into [0, 2 ⁇ ] intervals
  • the phase corresponding to each vertical DFT vector is [0, ⁇ ]
  • the horizontal phase interval [0, 2 ⁇ ] and the vertical phase interval [0, ⁇ ] are only examples, and the interval range of this example is also used in the following description, but in specific implementation, Other phase intervals may also be used.
  • the horizontal phase [0, 2 ⁇ ] interval can be uniformly divided, and the vertical phase [0, ⁇ ] interval is non-uniformly divided, that is, N a can be defined.
  • the difference between any two adjacent phases in the phase is exactly the same, and the difference between any two adjacent phases in the N e phases is not completely the same.
  • some vertical DFT vectors correspond to (2N e /3) phases uniformly divided into [0, ⁇ /2] intervals, while other DFT vectors are evenly divided into [ ⁇ /2, ⁇ ] intervals (N e / 3 ) Phases.
  • the phase corresponding to the vertical DFT vector is centered on ⁇ /2, and is selected upward or downward by the granularity k and the granularity d, respectively.
  • the granularity k selected upward is greater than or equal to the granularity d selected downward.
  • the number of candidate codebooks of the first codebook may be greater than or equal to the candidate codebook of the second codebook, because the change of the vertical channel is slower than the change of the horizontal channel.
  • the number Specifically, for example, the number of the blocking matrix in W1 is N B , and the number of the first codebook and the second codebook may also be N B , and in this implementation, the vertical channel changes slowly.
  • the change of the horizontal channel may be such that the number of the second codebook is less than N B , for example, the number of the second codebook is N B /2, and each second codebook is repeatedly used twice when used.
  • the phase difference of the DFT vector is greater than or equal to the phase difference of any two adjacent columns of DFT vectors in the first codebook. That is, the phase interval of the DFT vector in the second codebook is larger than the phase interval of the DFT vector in the first codebook, that is, the DFT vector in the second codebook is sparse. In this way, it is also possible to reflect the fact that the change of the vertical channel is slower than the change of the vertical channel.
  • FIG. 5 is a flowchart of Embodiment 3 of a method for determining a precoding matrix indication according to the present invention.
  • the executor of this embodiment is a receiving end, which may be a base station or a UE.
  • the transmitting end may be a UE, and when the receiving end of the main body is a UE, the transmitting end may be a base station.
  • the method in this embodiment may include:
  • Step 501 The receiving end selects a precoding moment from the codebook based on the reference signal sent by the sending end.
  • Wa is a second precoding consisting of a first precoding matrix
  • Wa where 0 ⁇ M-l, n is the first precoding constituting the Wa
  • the two-dimensional antenna array includes at least two polarization directions, such as two polarization directions may be positive, negative 45 degrees, or 0 degrees, 90 degrees
  • the second precoding matrix Wa can represent the precoding matrix of the first polarization direction, where n can be the number of vertical antenna ports, that is, the number of rows of the two-dimensional array antenna, and the third precoding matrix Wb can A precoding matrix representing a second polarization direction.
  • the selection of the second precoding matrix Wa may be: for example, for a 2 ⁇ 4 two-dimensional area array antenna, Wo
  • the W1 can be selected from the 4-antenna codebook of the LTE system, and the W0 and the W1 can be selected as the same codebook or different codebooks, which is not limited by the embodiment of the present invention.
  • the precoding matrix of the second polarization direction can be considered to be obtained by rotating a precoding matrix of the first polarization direction by a certain phase, and the polarization phase rotation characteristics corresponding to each row of antennas are independent of each other, the first The third precoding matrix Wb can be obtained by multiplying the second precoding matrix Wa by the phase rotation matrix ⁇ .
  • the third precoding matrix Wb can be expressed as:
  • Each of the two-dimensional area array antennas corresponding to Wa is independently phase-rotated.
  • Step 502 The receiving end sends, to the sending end, a precoding matrix indicating PMI corresponding to the precoding matrix W.
  • the sending end may obtain the precoding matrix I according to the corresponding method between the PMI and the precoding matrix W in the 3GPP TS 36.213 according to the PMI, and receive the precoding matrix I.
  • the terminal selects the precoding matrix W from the codebook based on the reference signal:
  • W , a structure in which Wa and Wb Wb representing the characteristics of the first polarization direction and the second polarization direction, respectively, are connected in parallel, and Wb is independently phase-rotated by each row in Wa, thereby realizing a two-dimensional surface
  • the polarization directions of the horizontal and vertical directions in the array antenna are independent of each other, and can exhibit the characteristics of vertical rotation of each phase perpendicularly. Therefore, the pre-coding performed by the transmitting end based on the precoding matrix constructed by the codebook structure of the present invention can effectively improve the accuracy of precoding, thereby reducing performance loss and improving system throughput.
  • the following embodiment will be described by using a base station as an example, and the receiving end will be described by using a UE as an example. It should be understood that the receiving end may be a base station, and the transmitting end may be It is UE.
  • the type of the reference signal in 501 is not limited in the embodiment of the present invention.
  • it may be a channel state information reference signal (CSI).
  • RS channel state information reference signal
  • DM RS Demodulation RS
  • CRS Cell-specific RS
  • CSI may also include Channel Quality Indicator/Index (CQI).
  • the UE may obtain the resource configuration of the reference signal by receiving a base station notification (such as Radio Resource Control (RRC) signaling or Downlink Control Information (DCI)) or based on the cell identifier ID.
  • RRC Radio Resource Control
  • DCI Downlink Control Information
  • the specific value can be pre-predicted First, for example, the value can be obtained from an existing modulation mode of the LTE Long Term Evolution system, such as Quadrature Phase Shift Keying (QPSK), 8 phase phase shift keying (8 Phase Shift Keying, abbreviated as: 8PSK), selects the phase corresponding to the constellation point of any one of the modulation modes such as 16 Quadrature Amplitude Modulation (16QAM).
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • the phases corresponding to the four constellation points are respectively ⁇ 0, ⁇ /2, ⁇ , 3 ⁇ /2 ⁇ 0.
  • the columns of the first precoding matrix may be discrete Fourier transforms ( Discrete Fourier transforms ( Discrete
  • DFT Fourier Transform
  • the first precoding matrix may be selected from a codebook of 2 antennas, 4 antennas, or 8 antennas of the Long Term Evolution (LTE) system.
  • LTE Long Term Evolution
  • FIG. 6 is a flowchart of Embodiment 1 of a method for determining a precoding matrix according to the present invention.
  • the execution body of this embodiment is a transmitting end, and may be a base station or a UE.
  • the sending end of the main body is the base station
  • the receiving end may be the UE.
  • the sending end of the main body is the UE
  • the receiving end may be the base station.
  • the method for determining the precoding matrix of the present embodiment corresponds to the first embodiment of the method for determining the precoding matrix indication shown in FIG.
  • the method in this embodiment may include:
  • Step 601 The sending end sends a reference signal to the receiving end.
  • the embodiment of the present invention does not limit the type of the reference signal in step 601.
  • it may be a channel state information reference signal (Channel State Information Reference) Signal, CSI RS), Demodulation RS (DM RS) or Cell-specific RS (CRS), CSI may also include Channel Quality Indicator/Index (CQI).
  • CSI Channel State Information Reference
  • DM RS Demodulation RS
  • CRS Cell-specific RS
  • CQI Channel Quality Indicator/Index
  • the UE may obtain the resource configuration of the reference signal by receiving a base station notification, such as Radio Resource Control (RRC) signaling or Downlink Control Information (DCI) or based on the cell identifier ID.
  • RRC Radio Resource Control
  • DCI Downlink Control Information
  • Step 602 The sending end receives a precoding matrix indication PMI sent by the receiving end.
  • Step 603 The transmitting end determines, according to the precoding matrix indication PMI, the precoding matrix W selected by the receiving end from the codebook based on a reference signal, where the precoding matrix W is two matrices W1 and W2.
  • the W1 includes N B block matrices, N B ⁇ i, and the wi is expressed as:
  • the transmitting end may obtain a precoding matrix ⁇ of the antenna array of the receiving end according to the relationship between the PMI and the precoding matrix specified in the 3GPP according to the PMI.
  • the matrix W1 may be a matrix representing broadband channel characteristics, and the matrix W2 may be a matrix representing channel characteristics of the subbands; or, the matrix W1 may be a matrix representing long-term channel characteristics, and the matrix W2 may be a short-term channel. A matrix of characteristics.
  • the matrix W2 can be used to select or weight the column vectors in the combination matrix W1 to form a matrix W.
  • each block matrix X of W1 represents a three-dimensional beam vector
  • X1 , j corresponds to a phase of a three-dimensional space, which phase is represented by a horizontal phase and a vertical phase.
  • the first vector Ay corresponds to a horizontal phase
  • the second vector B y corresponds to a vertical phase
  • the first vector Ay may be a DFT vector corresponding to the horizontal direction corresponding to the two-dimensional array antenna
  • the second vector By may be a vertical direction of the corresponding two-dimensional array antenna.
  • the first codebook and the second codebook can be selected or reconstructed from the existing codebook. For example, for a 4 ⁇ 2 2D area array antenna, the number of horizontal antennas is 4, and the number of vertical antennas is 2. Therefore, the first codebook can be from LTE.
  • the 4 antenna codebook is selected, and the second codebook can be selected from the 2 antenna codebook of LTE.
  • the form of the first codebook and the second codebook may be separately defined in other manners.
  • the column x ld of each block matrix X representing the beam is defined in the form of a three-dimensional beam vector, specifically by corresponding horizontal phase.
  • the first vector A y and the second vector By corresponding to the vertical phase are subjected to the Kronecker product to obtain a column of the block matrix, which indicates that the horizontal phase and the vertical phase are combined, so that it can be expressed in the codebook.
  • the characteristics of the three-dimensional beam vector therefore, the transmitting end performs precoding based on the precoding matrix selected from the codebook structure of the present invention fed back by the receiving end, which can effectively improve the precision of the precoding, thereby reducing performance loss and improving system throughput. the amount.
  • each column of the block matrix ⁇ 1 is sequentially composed of N1 consecutive first vectors and N2 consecutive second vectors.
  • Kronecker got the product.
  • the first vector is from the first codebook, and there are four first vectors in the first codebook: .
  • the second vector is from the second codebook and there are four second vectors in the second codebook: ⁇ ⁇ Q , ⁇ , !, ⁇ , 2 , ⁇ , 3 , then
  • the number N1 of the first vectors is greater than or equal to the number ⁇ 2 of the second vectors.
  • the horizontal range of the normal horizontal direction is [0, 2 ⁇ ]
  • the phase range of the vertical direction is [0, ⁇ ]
  • the change of the vertical channel is slower than the change of the horizontal channel, it is possible to make the vertical
  • the phase division granularity of the second codebook is greater than the phase division granularity of the first codebook representing the horizontal direction, that is, the number ⁇ 2 of the second vector in the second codebook may be less than or equal to the first vector in the first codebook.
  • the number of Nl is because the horizontal range of the normal horizontal direction is [0, 2 ⁇ ]
  • the phase range of the vertical direction is [0, ⁇ ]
  • the change of the vertical channel is slower than the change of the horizontal channel, it is possible to make the vertical
  • the phase division granularity of the second codebook is greater than the phase division granularity of the first codebook representing the horizontal direction, that is, the
  • each beam vector in the three-dimensional beam vector matrix can be further divided into a plurality of beam groups in which adjacent beam groups overlap or do not overlap each other. That is, in the above embodiment, each block matrix X corresponds to one beam group, and the beam group can be divided into multiple ways.
  • the second vector of ⁇ 1+1 is ⁇ 2 consecutive of the second vector, where ⁇ 2 If it is greater than 0, then the two first sets of the first vector of ⁇ 1+1 have si identical first vectors, and the si is greater than or equal to zero;
  • si represents the number of overlaps of the beam groups in the horizontal direction. When si is equal to zero, the beam groups do not overlap in the horizontal direction; s2 represents the number of overlaps of the beam groups in the vertical direction, and when s2 is equal to zero, the beam group There is no overlap in the vertical direction; si and s2 can be zero at the same time, corresponding to the case where the beam group is completely free of overlap; si and s2 can also be non-zero at the same time, corresponding to the beam group in both horizontal and vertical directions. The case of stacking.
  • the si is greater than or equal to the s2. In this way, fewer beam sets can be used in the vertical direction, thereby reducing the feedback overhead of the vertical direction and the entire three-dimensional space.
  • FIG. 7 is a flowchart of Embodiment 2 of a method for determining a precoding matrix according to the present invention.
  • the execution body of this embodiment is a transmitting end, and may be a base station or a UE.
  • the sending end of the main body is the base station
  • the receiving end may be the UE.
  • the sending end of the main body is the UE
  • the receiving end may be the base station.
  • the method for determining the precoding matrix of the present embodiment corresponds to the second embodiment of the method for determining the precoding matrix indication shown in FIG. As shown in FIG. 7, the method in this embodiment may include:
  • Step 701 The sending end sends a reference signal to the receiving end.
  • the embodiment of the present invention does not limit the type of the reference signal in step 701.
  • it may be a Channel State Information Reference Signal (CSI RS ), a Demodulation Reference Signal (Demodulation RS, DM RS ), or a Cell-Specific RS (CRS).
  • the CSI may also include Channel Quality Indicator/Index (CQI).
  • CQI Channel Quality Indicator/Index
  • the UE may obtain a resource configuration of the reference signal by receiving a base station notification, such as Radio Resource Control (RRC) signaling or Downlink Control Information (DCI) or based on the cell identifier ID.
  • RRC Radio Resource Control
  • DCI Downlink Control Information
  • Step 702 The sending end receives a precoding matrix indication PMI sent by the receiving end.
  • Step 703 The transmitting end determines, according to the precoding matrix indication PMI, a precoding matrix W selected by the receiving end from a codebook based on a reference signal, where the precoding matrix W is a product of a matrix W1 and a matrix W2. ,
  • the matrix W1 may be a matrix representing broadband channel characteristics, and the matrix W2 may be a matrix representing channel characteristics of the subbands; or, the matrix W1 may be a matrix representing long-term channel characteristics, and the matrix W2 may be a short-term channel. A matrix of characteristics.
  • the matrix W2 can be used to select the column vectors in the matrix W1 to form the matrix W, or to weight the column vectors in the combined matrix W1 to form the matrix W.
  • the first codebook in the generated codebook X of W1 may be a horizontal DFT vector or matrix
  • the second codebook: ⁇ is a vertical DFT vector or matrix.
  • the generated codebook of the matrix W1 is a direct product of the first codebook and the second codebook.
  • the generated code of W1 is in the form of a DFT vector (3D DFT vector) of 3D space or a matrix. Since each horizontal DFT vector or matrix, vertical DFT vector or matrix, 3D DFT vector or matrix corresponds to one phase in the horizontal, vertical, and 3D directions, respectively.
  • the 8 antenna dual codebook of Release 3 (Rel-10) of 3GPP horizontally 32 32-bit DFT vectors correspond to 32 phases uniformly divided in the [0, 2 ⁇ ] interval.
  • the first codebook represents the horizontally corresponding codebook of the two-dimensional area array antenna, and the vertical correspondence of the second codebook table two-dimensional array antenna Codebook.
  • the first codebook can be selected from the LTE 4 antenna codebook.
  • the second codebook can be selected from the LTE 2 antenna codebook.
  • the form of the first codebook ⁇ and the second codebook may be separately defined by other methods.
  • the first codebook represents a horizontally corresponding codebook of the two-dimensional array antenna
  • the second codebook represents a two-dimensional surface.
  • the vertical direction of the array antenna corresponds to the codebook.
  • the selection of the first codebook and the second codebook B ⁇ are independent of each other. Therefore, the precoding matrix W of the embodiment can reflect the horizontal and vertical characteristics of the two-dimensional array antenna independently of each other. Therefore, the transmitting end performs precoding based on the precoding matrix selected from the codebook structure of the present invention fed back by the receiving end, which can effectively improve the precision of the precoding, thereby reducing performance loss and improving system throughput.
  • the above embodiment considers that the vertical channel change is slower than the horizontal channel.
  • the change of the channel here refers to the change of the channel response in the time domain, the frequency domain or the spatial domain, so different quantization methods can be adopted for the horizontal direction and the vertical direction, including the granularity of quantization or the range of quantization, that is, the
  • the first codebook and the second codebook adopt different quantization methods, which may include: In the first mode, the quantization granularity of the first codebook is smaller than the quantization granularity of the second codebook; for example, the first codebook quantizing granularity
  • the degree is ⁇ / 32, that is, the phase corresponding to each vector in the constituent vector space of the first codebook is an integer multiple of ⁇ /32.
  • the second codebook quantizes the granularity to be ⁇ /16, that is, the phase corresponding to each vector in the constituent vector space of the second codebook is an integer multiple of ⁇ /16; the second mode, the first codebook
  • the phase difference of any two adjacent vectors in the constituent vector space is equal, that is, the first codebook is a uniformly quantized codebook, and at least two phase differences in the constituent vector space of the second codebook are not equal.
  • Each phase difference is a phase difference constituting two adjacent vectors in the vector space, that is, the second codebook is a non-uniformly quantized codebook.
  • the phase difference of any two adjacent vectors in the constituent vector space of the first codebook is ⁇ /32
  • the second codebook ⁇ constitutes the first and second adjacent vectors in the vector space.
  • the phase difference is ⁇ /24
  • the phase difference between the 22nd and 23rd adjacent vectors is ⁇ /28.
  • the first codebook uses a uniformly quantized codebook, that is, any adjacent ones in the codebook.
  • the phase difference of the two codewords is equal
  • the second codebook adopts a non-uniformly quantized codebook, that is, the phase differences of any two adjacent codewords in the codebook are not all equal; or, any adjacent two may be used.
  • a codebook having a smaller phase difference of the codewords is used as the first codebook, and a codebook having a larger phase difference between any two adjacent codewords is used as the second codebook B, that is, the quantization granularity of the first codebook Less than the second codebook ⁇ .
  • each column of the first codebook is an M-dimensional discrete Fourier transform DFT vector, and M can correspond to the number of horizontal transmit antennas, M > 1, and the phase difference of any adjacent two columns of DFT vectors equal.
  • Each column of the second codebook ⁇ is an N-dimensional DFT vector, N can correspond to the number of vertical transmit antennas, N > 1, and at least two adjacent two columns of DFT vectors have phase differences that are not equal.
  • the columns of the first codebook may be selected from the equal intervals of the divergent DFT vectors in the [0, 2 ⁇ ] phase interval, and N a > l.
  • the columns of the second codebook may be selected from non-equally spaced divisor DFT vectors in N e [0, ⁇ ] phase intervals, N e > 1.
  • the number of horizontal DFT vectors is N a
  • the number of vertical DFT vectors is N e
  • Bay I′′ the phase corresponding to each horizontal DFT vector is divided into [0, 2 ⁇ ]
  • One of the phases, and the phase corresponding to each vertical DFT vector is one of the N e phases divided in the [0, ⁇ ] interval.
  • the horizontal phase interval [0, 2 ⁇ ] and the vertical phase interval [0, ⁇ ] are only examples, and the range of the example is also used in the following description, but in the specific implementation, Other intervals may be used.
  • the horizontal phase [0, 2 ⁇ ] interval can be uniformly divided, and the vertical phase [0, ⁇ ] interval is non-uniformly divided, that is, N a can be defined.
  • the difference between any two adjacent phases in the phase is exactly the same, and the difference between any two adjacent phases in the N e phases is not completely the same.
  • some vertical DFT vectors correspond to (2N e /3) phases uniformly divided into [0, ⁇ /2] intervals, while other DFT vectors are uniformly divided into [ ⁇ /2, ⁇ ] intervals (N e / 3) phases.
  • the phase corresponding to the vertical DFT vector is centered at ⁇ /2, and is selected upward or downward by the granularity k and the granularity d, respectively.
  • the granularity k selected upward is greater than or equal to the granularity d selected downward.
  • the number of candidate codebooks of the first codebook may be greater than or equal to the candidate codebook of the second codebook, because the change of the vertical channel is slower than the change of the horizontal channel.
  • the number Specifically, for example, the number of the block matrix in W1 is N B , and the number of the first codebook and the second codebook may also be N B , and in this implementation, due to the change of the vertical channel Slower than the change of the horizontal channel, the number of the second codebooks may be smaller than N B , for example, the number of the second codebooks is N B /2, and each second codebook is repeatedly used twice in use.
  • a phase difference of any two adjacent columns of DFT vectors is greater than or equal to any adjacent two columns of DFT vectors in the first codebook Phase difference. That is, the phase interval of the DFT vector in the second codebook is larger than the phase interval of the DFT vector in the first codebook, that is, the DFT vector in the second codebook is sparse. In this way, it is also possible to reflect the fact that the change of the vertical channel is slower than the change of the vertical channel.
  • FIG. 8 is a flowchart of Embodiment 3 of a method for determining a precoding matrix according to the present invention.
  • the executor of this embodiment is a transmitting end, which may be a base station or a UE.
  • the receiving end When the sending end of the main body is the base station, the receiving end may be the UE.
  • the sending end of the main body is the UE, the receiving end may be the base station.
  • Method for determining precoding matrix in this embodiment and method for determining precoding matrix indication shown in FIG. The embodiment corresponds to three phases. As shown in FIG. 8, the method in this embodiment may include:
  • Step 801 The sending end sends a reference signal to the receiving end.
  • the embodiment of the present invention does not limit the type of the reference signal in step 701.
  • it may be a Channel State Information Reference Signal (CSI RS ), a Demodulation Reference Signal (Demodulation RS, DM RS ), or a Cell-Specific RS (CRS).
  • the CSI may also include Channel Quality Indicator/Index (CQI).
  • CQI Channel Quality Indicator/Index
  • the UE may obtain a resource configuration of the reference signal by receiving a base station notification, such as Radio Resource Control (RRC) signaling or Downlink Control Information (DCI) or based on the cell identifier ID.
  • RRC Radio Resource Control
  • DCI Downlink Control Information
  • Step 802 The sending end receives a precoding matrix indication PMI sent by the receiving end.
  • Step 803 The sending end determines, according to the precoding matrix, a PMI, the receiving end base.
  • Wa is a second precoding matrix composed of a first precoding matrix, W0
  • Wa - where 0 ⁇ ⁇ «-1, n is the first precoding matrix constituting the Wa
  • the sending end may obtain the precoding matrix I according to the corresponding method between the PMI and the precoding matrix W in the 3GPP TS 36.213 according to the PMI, for the dual polarized antenna.
  • the two-dimensional array ie, the two-dimensional antenna array includes at least two polarization directions, such as two polarization directions may be positive, negative 45 degrees, or 0 degrees, 90 degrees, etc.
  • the second precoding matrix Wa may represent a precoding matrix of the first polarization direction, where n may be the number of vertical antenna ports, that is, the number of rows of the two-dimensional array antenna, and the third precoding matrix Wb may represent the second polarization direction. Encoding matrix.
  • the selection of the second precoding matrix Wa may be: for example, for a 2 ⁇ 4 two-dimensional area array antenna, Wo
  • the W1 can be selected from the 4-antenna codebook of the LTE system, and the W0 and the W1 can be selected as the same codebook or different codebooks, which is not limited by the embodiment of the present invention.
  • the precoding matrix of the second polarization direction can be considered to be obtained by rotating a precoding matrix of the first polarization direction by a certain phase, and the polarization phase rotation characteristics corresponding to each row of antennas are independent of each other, the first The third precoding matrix Wb can be obtained by multiplying the second precoding matrix Wa by the phase rotation matrix ⁇ .
  • the third precoding matrix Wb can be expressed as:
  • Each of the two-dimensional area array antennas corresponding to Wa is independently phase-rotated.
  • the receiving end selects the precoding matrix W from the codebook based on the reference signal:
  • w , a structure in which Wa and Wb Wb representing the characteristics of the first polarization direction and the second polarization direction are respectively connected in parallel, and Wb is independently phase-rotated by each row in Wa, thereby being capable of reflecting a two-dimensional surface
  • the polarization directions of the horizontal and vertical directions in the array antenna are independent of each other, and can exhibit the characteristics of vertical rotation of each phase perpendicularly. Therefore, the transmitting end performs precoding based on the precoding matrix constructed by the codebook structure of the present invention fed back by the receiving end, which can effectively improve the precision of the precoding, thereby reducing performance loss and improving the throughput of the system.
  • the specific value can be pre-predicted First, for example, the value can be obtained from an existing modulation mode of the LTE Long Term Evolution system, such as Quadrature Phase Shift Keying (QPSK), 8 phase phase shift keying (8 Phase Shift Keying, abbreviated as: 8PSK), 16-phase Quadrature Amplitude Modulation (16QAM)
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • 8PSK 8 phase Shift Keying
  • 16QAM 16-phase Quadrature Amplitude Modulation
  • the constellation points are selected in the corresponding phase.
  • the phases corresponding to the four constellation points are respectively ⁇ 0, ⁇ /2, ⁇ , 3 ⁇ /2 ⁇ 0.
  • the columns of the first precoding matrix may be discrete Fourier transforms ( Discrete Fourier Transform, referred to as: DFT) Vector, or, can be a column vector of the Hadamard
  • the first precoding matrix may be selected from a codebook of 2 antennas, 4 antennas, or 8 antennas of the Long Term Evolution (LTE) system.
  • LTE Long Term Evolution
  • FIG. 9 is a schematic structural diagram of Embodiment 1 of the receiving end of the present invention.
  • the receiving end 900 of the present embodiment may include: a selecting module 901 and a sending module 902, where the selecting module 901 may be configured to send based on the sending end.
  • a reference signal the precoding matrix W is selected from the codebook, wherein the precoding matrix W is a product of two matrices W1 and W2,
  • the W1 includes N B block matrices, N B > 1 , and the W1 is expressed as:
  • ⁇ 1 ⁇ ⁇ ,..., ⁇ ⁇ , i ⁇ ⁇ N fi , where the column 3 ⁇ 4 of each block matrix is the first vector
  • a y and the second codebook B y Kronecker kronecker product: 3 ⁇ 4 ⁇ ⁇ ® ⁇ ⁇ ;
  • the sending module 902 can be configured to send, to the sending end, a precoding matrix indication ⁇ corresponding to the precoding matrix W, so that the sending end obtains a precoding matrix ⁇ of the antenna array of the receiving end according to the ⁇ .
  • each column of the block matrix is obtained by ⁇ 1 consecutive of the first vector and ⁇ 2 consecutive of the second vector, and the Kronecker product is sequentially sequenced.
  • the ⁇ 1 is greater than or equal to the ⁇ 2.
  • any two adjacent block matrices ⁇ 1+1 if the second vector constituting the ⁇ 1+1 is the same ⁇ 2 consecutive second vectors, where ⁇ 2 is greater than 0, then There are si identical first vectors in the two sets of first vectors constituting the ⁇ 1+ ⁇ , the si being greater than or equal to any two adjacent block matrices ⁇ 1+ ⁇ , if the ⁇ 1 is formed + iota same first vector v1 of the first consecutive vector, wherein, v1 is greater than 0, X is present s2 constituting the second vector two identical second vector 1 + 1, the Said s2 is greater than or equal to zero.
  • the si is greater than or equal to the s2.
  • the receiving end of the embodiment may be used to implement the technical solution of the method embodiment shown in FIG. 3, and the implementation principle thereof is similar, and details are not described herein again.
  • the receiving end of the embodiment for the constituent codebook of the blocking matrix in the matrix W1, defines the column 3 of each block matrix X of the representative beam in the form of a three-dimensional beam vector, specifically by corresponding horizontal phase
  • the first vector Ay and the second vector By corresponding to the vertical phase are subjected to the Kronecker product to obtain a column of the block matrix, which indicates that the horizontal phase and the vertical phase are combined, so that three-dimensionality can be expressed in the codebook.
  • the transmitting end performs precoding based on the precoding matrix selected from the codebook structure of the present invention fed back by the receiving end, which can effectively improve the precision of the precoding, thereby reducing performance loss and improving system throughput. .
  • the receiving end 1000 of this embodiment may include: a selecting module 1001 and a sending module 1002, where the selecting module 1001 may be configured to send based on the sending end.
  • a reference signal the precoding matrix W is selected from the codebook, wherein the precoding matrix W is a product of the matrix W1 and the matrix W2,
  • the sending module 1002 is configured to send, to the sending end, a precoding matrix indication PMI corresponding to the precoding matrix W.
  • phase difference of any adjacent two columns of DFT vectors of each of the first codebooks is equal.
  • each column of the first codebook is selected from the equal intervals of the divergent DFT vectors in the [0, 2 ⁇ ] phase interval, and N a > l.
  • the second codebook 61 there are at least two adjacent phase vectors DFT two unequal.
  • each column of the second codebook is selected from non-equally spaced divisor DFT vectors in N e [0, ⁇ ] phase intervals, N e > l.
  • the number of the first codebook is greater than or equal to the number of the second codebooks.
  • a phase difference of any two adjacent columns of DFT vectors is greater than or equal to a phase difference of any adjacent two columns of DFT vectors in the first codebook.
  • the W1 is a matrix indicating a channel characteristic of a wideband
  • W2 is a matrix indicating a channel characteristic of the subband
  • the W1 is a matrix indicating long-term channel characteristics
  • the W2 is a matrix indicating short-term channel characteristics.
  • the matrix W2 is used to select the column vectors in the matrix W1 to form the matrix W, or to weight the column vectors in the combination matrix W1 to form the matrix W.
  • the receiving end of this embodiment can be used to implement the technical solution of the method embodiment shown in FIG. 4, but the principle is similar, and details are not described herein again.
  • the first codebook represents the horizontally corresponding codebook of the two-dimensional area array antenna
  • the second codebook represents the two-dimensional array antenna.
  • the selection of the first codebook and the selection of the second codebook are independent of each other. Therefore, the precoding matrix W of the embodiment can reflect the horizontal and vertical characteristics of the two-dimensional array antenna. Therefore, the transmitting end performs precoding based on the precoding matrix selected from the codebook structure of the present invention fed back by the receiving end, which can effectively improve the precision of the precoding, thereby reducing performance loss and improving system throughput.
  • FIG. 11 is a schematic structural diagram of Embodiment 3 of the receiving end of the present invention.
  • the receiving end 1100 of the present embodiment may include: a selecting module 1101 and a sending module 1102, where
  • the selection module 1101 can be used to select a pre-programming from the codebook based on the reference signal sent by the transmitting end.
  • the sending module 1102 is configured to send, to the sending end, a precoding matrix indication PMI corresponding to the precoding matrix W. Further, the phase rotation matrix is a diagonal matrix ⁇
  • each column of the first precoding matrix is a discrete Fourier transform DFT vector, or a column vector of a Hadamard Hadamard matrix.
  • the first precoding matrix is selected from a 2 antenna codebook, a 4 antenna codebook or an 8 antenna codebook of the Long Term Evolution (LTE) system.
  • LTE Long Term Evolution
  • the receiving end of the embodiment may be used to implement the technical solution of the method embodiment shown in FIG. 5, and the implementation principle thereof is similar, and details are not described herein again.
  • FIG. 12 is a schematic structural diagram of Embodiment 1 of a transmitting end according to the present invention.
  • the transmitting end may be a base station or a terminal.
  • the transmitting end 1200 of this embodiment may include: a sending module 1201, a receiving module 1202, and a determining module 1203, where
  • the sending module 1201 is configured to send a reference signal to the receiving end;
  • the receiving module 1202 is configured to receive a precoding matrix indication PMI sent by the receiving end;
  • the determining module 1203 may be configured to determine, according to the precoding matrix indication PMI, the precoding matrix W selected by the receiving end from the codebook based on a reference signal, where the precoding matrix W is two matrices W1 and W2 Product,
  • each column of the block matrix is obtained by sequentially performing the Kronecker product of N1 consecutive first vectors and N2 consecutive second vectors.
  • the N1 is greater than or equal to the N2.
  • any two adjacent block matrices XX 1+1 if the XX 1+1 is formed
  • the second vector is the same N2 consecutive second vectors, where N2 is greater than 0, then the first vector of the same si is present in the two sets of first vectors constituting the ⁇ , ⁇ 1+ ⁇ ,
  • the si is greater than or equal to any two adjacent block matrices ⁇ 1+ ⁇ , if the first vector constituting the ⁇ 1+ ⁇ is the same N1 consecutive first vectors, where N1 is greater than 0
  • there are s2 identical second vectors in the two sets of second vectors constituting the X 1+1 and the s2 is greater than or equal to zero.
  • the si is greater than or equal to the s2.
  • the transmitting end of the embodiment may be used to implement the technical solution of the method embodiment shown in FIG. 6.
  • the implementation principle is similar, and details are not described herein again.
  • the column x ld of each blocking matrix X representing the beam is defined in the form of a three-dimensional beam vector, specifically by the corresponding level.
  • Kronecker product carried perpendicularly to the second phase vector B y Ay corresponding to a first phase vector manner to obtain block columns of the matrix, represents the horizontal and vertical phase to phase combined, can be present in a code
  • the characteristics of the three-dimensional beam vector are exhibited. Therefore, the transmitting end performs precoding based on the precoding matrix selected from the codebook structure of the present invention fed back by the receiving end, which can effectively improve the precision of the precoding, thereby reducing performance loss and improving.
  • the throughput of the system is mapped to the codebook of the present invention.
  • FIG. 13 is a schematic structural diagram of Embodiment 2 of the transmitting end of the present invention.
  • the transmitting end 1300 of the present embodiment may include: a sending module 1301, a receiving module 1302, and a determining module 1302, where the sending module 1301 may be used. Sending a reference signal at the receiving end;
  • the receiving module 1302 is configured to receive a precoding matrix indication PMI sent by the receiving end;
  • the determining module 1302 may be configured to determine, according to the precoding matrix indication PMI, the precoding matrix W selected by the receiving end from the codebook based on a reference signal, where the precoding matrix W is a product of the matrix W1 and the matrix W2. ,
  • phase difference of any adjacent two columns of DFT vectors of the first codebook is equal. Further, each column of the first codebook is selected from the equal intervals of the divergent DFT vectors in the [0, 2 ⁇ ] phase interval, and N a > l.
  • the second codebook 61 there are at least two adjacent phase vectors DFT two unequal.
  • the number of the first codebook is greater than or equal to the number of the second codebooks.
  • a phase difference of any two adjacent columns of DFT vectors is greater than or equal to a phase difference of any adjacent two columns of DFT vectors in the first codebook.
  • W1 is a matrix indicating a channel characteristic of a wideband
  • W2 is a matrix indicating a channel characteristic of the subband
  • the W1 is a matrix indicating long-term channel characteristics
  • the W2 is a matrix indicating short-term channel characteristics.
  • the matrix W2 is used to select the column vectors in the matrix W1 to form the matrix W, or to weight the column vectors in the combination matrix W1 to form the matrix W.
  • the transmitting end of the embodiment may be used to implement the technical solution of the method embodiment shown in FIG. 7.
  • the implementation principle is similar, and details are not described herein again.
  • the first codebook represents the horizontally corresponding codebook of the two-dimensional area array antenna
  • the second codebook represents the two-dimensional array.
  • the vertical direction of the antenna corresponds to the codebook.
  • the selection of the first codebook and the selection of the second codebook are independent of each other. Therefore, the precoding matrix W of the embodiment can reflect the horizontal and vertical characteristics of the two-dimensional array antenna independently of each other.
  • the transmitting end performs precoding based on the precoding matrix selected from the codebook structure of the present invention, which is fed back by the receiving end, which can effectively improve the precision of the precoding, thereby reducing performance loss and improving system throughput.
  • FIG. 14 is a schematic structural diagram of Embodiment 3 of the transmitting end of the present invention. As shown in FIG. 14, the transmitting end 1400 of this embodiment may include:
  • the sending module 1401 is configured to send a reference signal to the receiving end
  • the receiving module 1402 is configured to receive a precoding matrix indication PMI sent by the receiving end;
  • Wa is a second precoding matrix composed of a first precoding matrix, W0
  • Wa - where 0 ⁇ ⁇ M -1, n is the first precoding matrix constituting the Wa
  • phase rotation matrix is a diagonal matrix ⁇ : '
  • each column of the first precoding matrix is a discrete Fourier transform DFT vector, or a column vector of a Hadamard Hadamard matrix.
  • the first precoding matrix is selected from a 2 antenna codebook, a 4 antenna codebook or an 8 antenna codebook of the Long Term Evolution (LTE) system.
  • LTE Long Term Evolution
  • the transmitting end of the embodiment may be used to implement the technical solution of the method embodiment shown in FIG. 8.
  • the implementation principle is similar, and details are not described herein again.
  • the precoding matrix W adopts the first polarization square
  • FIG. 15 is a schematic structural diagram of hardware of Embodiment 1 of a receiving device according to the present invention.
  • the receiving device may be a base station or a terminal. As shown in FIG.
  • the receiving device 1500 of this embodiment may include: a processor 1501 and a transmitter 1502.
  • the receiving device may further include a memory 1503.
  • the processor 1501, the transmitter 1502, and the memory 1503 may be connected through a system bus or other manners.
  • the system bus connection is taken as an example in FIG. 15; the system bus may be an ISA bus, a PCI bus, or an EISA. Bus, etc.
  • the system bus can be divided into an address bus, a data bus, a control bus, and the like. For ease of representation, only one line is shown in Figure 15, but it does not mean that there is only one bus or one type of bus.
  • the transmitter 1502 is configured to send, to the sending device, a precoding matrix indication PMI corresponding to the precoding matrix W, so that the sending device obtains a precoding matrix ⁇ of an antenna array of the receiving device according to the PMI.
  • each column of the block matrix is obtained by sequentially performing the Kronecker product of N1 consecutive first vectors and N2 consecutive second vectors.
  • the N1 is greater than or equal to the N2.
  • any two adjacent block matrices X 1+1 if the second vector constituting the X 1+1 is the same N 2 consecutive second vectors, where N 2 is greater than 0, then There are si identical first vectors in the two sets of first vectors constituting the ⁇ 1+ ⁇ , and the si is greater than or equal to any two adjacent block matrices ⁇ , ⁇ 1+ ⁇ , if
  • the first vector of ⁇ 1+ ⁇ is the same N1 consecutive first vectors, where N1 is greater than 0, and s2 identical in the two sets of second vectors constituting the X 1+1
  • the second vector, the s2 is greater than or equal to zero.
  • the si is greater than or equal to the s2.
  • the receiving device of this embodiment may be used to implement the technical solution of the method embodiment shown in FIG. 3, and the implementation principle thereof is similar, and details are not described herein again.
  • the column of each block matrix X representing the beam is defined in the form of a three-dimensional beam vector, specifically by the corresponding horizontal phase.
  • a vector Ay and a second vector By corresponding to the vertical phase are subjected to a Kronecker product to obtain a column of the block matrix, which indicates that the horizontal phase and the vertical phase are combined, so that the three-dimensional beam can be represented in the codebook.
  • the feature of the vector therefore, the transmitting device performs precoding based on the precoding matrix selected from the codebook structure of the present invention fed back by the receiving device, which can effectively Improve the accuracy of precoding, thereby reducing performance loss and increasing system throughput.
  • FIG. 16 is a schematic structural diagram of hardware of a second embodiment of a receiving device according to the present invention.
  • the receiving device may be a base station or a terminal.
  • the receiving device 1600 of this embodiment may include: a processor 1601 and a transmitter 1602.
  • the receiving device may further include a memory 1603.
  • the processor 1601, the transmitter 1602, and the memory 1603 may be connected through a system bus or other manners.
  • the system bus is connected as an example; the system bus may be an ISA bus, a PCI bus, or an EISA bus.
  • the system bus can be divided into an address bus, a data bus, a control bus, and the like. For ease of representation, only one line is shown in Figure 16, but it does not mean that there is only one bus or one type of bus.
  • the processor 1601 is configured to select a precoding matrix W from the codebook based on the reference signal sent by the sending device, where the precoding matrix W is a product of the matrix W1 and the matrix W2, where the W1 includes N B block matrices, N B ⁇ l , the W1 is expressed as:
  • the transmitter 1602 can be configured to send, to the sending device, a precoding matrix indication PMI corresponding to the precoding matrix W.
  • phase difference of any adjacent two columns of DFT vectors of the first codebook is equal.
  • each column of the first codebook is selected from the equal intervals of the divergent DFT vectors in the [0, 2 ⁇ ] phase interval, and N a > l.
  • the second codebook 61 there are at least two adjacent phase vectors DFT two unequal.
  • each column of the second codebook is selected from non-equally spaced divisor DFT vectors in N e [0, ⁇ ] phase intervals, N e > l.
  • the number of the first codebook is greater than or equal to the number of the second codebooks.
  • a phase difference of any two adjacent columns of DFT vectors is greater than or equal to a phase difference of any adjacent two columns of DFT vectors in the first codebook.
  • the W1 is a matrix indicating a channel characteristic of a wideband
  • W2 is a matrix indicating a channel characteristic of the subband
  • the W1 is a matrix indicating long-term channel characteristics
  • the W2 is a matrix indicating short-term channel characteristics.
  • the matrix W2 is used to select the column vectors in the matrix W1 to form the matrix W, or to weight the column vectors in the combination matrix W1 to form the matrix W.
  • the receiving device of this embodiment may be used to implement the technical solution of the method embodiment shown in FIG. 4, and the implementation principle thereof is similar, and details are not described herein again.
  • the first codebook represents the horizontally corresponding codebook of the two-dimensional area array antenna
  • the second codebook represents the two-dimensional array antenna.
  • the selection of the first codebook and the selection of the second codebook are independent of each other. Therefore, the precoding matrix W of the embodiment can reflect the horizontal and vertical characteristics of the two-dimensional array antenna. Therefore, the transmitting device performs precoding based on the precoding matrix selected from the codebook structure of the present invention fed back by the receiving device, which can effectively improve the precision of the precoding, thereby reducing performance loss and improving the throughput of the system.
  • FIG. 17 is a schematic diagram showing the hardware structure of the third embodiment of the receiving device of the present invention.
  • the receiving device may be a base station or a terminal.
  • the receiving device 1700 of this embodiment may include: a processor 1701 and a transmitter 1702.
  • the receiving device may further include a memory 1703.
  • the processor 1701, the transmitter 1702, and the memory 1703 may be connected through a system bus or other manner.
  • the system bus is connected as an example; the system bus may be an ISA bus, a PCI bus, or an EISA bus.
  • the system bus can be divided into an address bus, a data bus, a control bus, and the like. For convenience of representation, only one line is shown in Fig. 17, but it does not mean that there is only one bus or one type.
  • the processor 1701 can be used to select from the codebook based on the reference signal transmitted by the transmitting device.
  • H3 ⁇ 4 l W1 , where 0 ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ -1, ⁇ is the composition constituting the Wa
  • the transmitter 1702 can be configured to send, to the sending device, a precoding matrix index /, PMI corresponding to the precoding matrix W.
  • phase rotation matrix is a diagonal matrix
  • each column of the first precoding matrix is a discrete Fourier transform DFT vector, or a column vector of a Hadamard Hadamard matrix.
  • the first precoding matrix is selected from a 2 antenna codebook, a 4 antenna codebook or an 8 antenna codebook of the Long Term Evolution (LTE) system.
  • LTE Long Term Evolution
  • the receiving device of this embodiment may be used to implement the technical solution of the method embodiment shown in FIG. 5, and the implementation principle thereof is similar, and details are not described herein again.
  • FIG. 18 is a schematic diagram showing the hardware structure of the first embodiment of the transmitting device of the present invention.
  • the transmitting device may be a base station or a terminal.
  • the transmitting device 1800 of this embodiment may include: a transmitter 1801, a receiver 1802, and a processor 1803.
  • the receiving device may further include a memory 1804.
  • the transmitter 1801, the receiver 1802, the processor 1803, and the memory 1803 may be connected through a system bus or other manners, and the system bus connection is taken as an example in FIG. 18; the system bus may be an ISA bus, a PCI bus, or an EISA bus.
  • the system bus can be divided into an address bus, a control bus, and the like. For ease of representation, only one line is shown in Figure 18, but there is not only one bus or one type of bus.
  • the transmitter 1801 can be configured to send a reference signal to the receiving device; the receiver 1802, The processor 1803 may be configured to determine, according to the precoding matrix indication PMI, the precoding matrix W selected by the receiving device from the codebook based on the reference signal, where
  • each column of the block matrix is obtained by ⁇ 1 consecutive of the first vector and ⁇ 2 consecutive of the second vector, and the Kronecker product is sequentially sequenced.
  • the ⁇ 1 is greater than or equal to the ⁇ 2.
  • any two adjacent block matrices ⁇ 1+1 if the second vector constituting the ⁇ 1+1 is the same ⁇ 2 consecutive second vectors, where ⁇ 2 is greater than 0, then There are si identical first vectors in the two sets of first vectors constituting the ⁇ 1+ ⁇ , and the si is greater than or equal to any two adjacent block matrices ⁇ , ⁇ 1+ ⁇ , if
  • the first vector of ⁇ 1+ ⁇ is the same ⁇ 1 consecutive of the first vector, where ⁇ 1 is greater than 0, and s2 identical in the two sets of second vectors constituting the X 1+1
  • the second vector, the s2 is greater than or equal to zero.
  • the si is greater than or equal to the s2.
  • the transmitting device of this embodiment may be used to implement the technical solution of the method embodiment shown in FIG. 6.
  • the implementation principle is similar, and details are not described herein again.
  • the column of each block matrix X representing the beam is defined in the form of a three-dimensional beam vector, specifically by the corresponding horizontal phase.
  • a vector Ay and a second vector By corresponding to the vertical phase are subjected to a Kronecker product to obtain a column of the block matrix, which indicates that the horizontal phase and the vertical phase are combined, so that the three-dimensional beam can be represented in the codebook.
  • the feature of the vector therefore, the transmitting device performs precoding based on the precoding matrix selected from the codebook structure of the present invention fed back by the receiving device, which can effectively improve the accuracy of the precoding, thereby reducing performance loss and improving system throughput.
  • FIG. 19 is a schematic structural diagram of hardware of a second embodiment of a transmitting device according to the present invention.
  • the sending device may be a base station or a terminal.
  • the transmitting device 1900 of this embodiment may include: a transmitter 1901, a receiver 1902, and a processor 1903.
  • the receiving device may further include a memory 1904.
  • the transmitter 1901, the receiver 1902, the processor 1903, and the memory 1903 can pass through the system.
  • the bus or other way is connected.
  • the system bus is connected as an example.
  • the system bus can be an ISA bus, a PCI bus or an EISA bus.
  • the system bus can be divided into an address bus, a data bus, a control bus, and the like. For ease of representation, only one line is shown in Figure 19, but it does not mean that there is only one bus or one type of bus.
  • the transmitter 1901 may be configured to send a reference signal to the receiving device.
  • the receiver 1902 may be configured to receive a precoding matrix indication PMI sent by the receiving device.
  • the processor 1903 may be configured to: determine, according to the precoding matrix, the PMI.
  • phase difference of any adjacent two columns of DFT vectors of each of the first codebooks is equal.
  • each column of the first codebook is selected from the equal intervals of the divergent DFT vectors in the [0, 2 ⁇ ] phase interval, and N a > l.
  • the second codebook 61 there are at least two adjacent phase vectors DFT two unequal.
  • each column of the second codebook is selected from non-equally spaced divisor DFT vectors in N e [0, ⁇ ] phase intervals, N e > l.
  • the number of the first codebook is greater than or equal to the number of the second codebooks.
  • a phase difference of any two adjacent columns of DFT vectors is greater than or equal to a phase difference of any adjacent two columns of DFT vectors in the first codebook.
  • W1 is a matrix indicating a channel characteristic of a wideband
  • W2 is a matrix indicating a channel characteristic of the subband
  • the W1 is a matrix indicating long-term channel characteristics
  • the W2 is a matrix indicating short-term channel characteristics.
  • the matrix W2 is used to select the column vectors in the matrix W1 to form the matrix W, or to weight the column vectors in the combined matrix W1 to form the matrix W.
  • the sending device of this embodiment may be used to implement the technical solution of the method embodiment shown in FIG. 7. The implementation principle is similar, and details are not described herein again.
  • the transmitting device of this embodiment for the constituent codebook of the blocking matrix X in the matrix W1, the first codebook represents a horizontally corresponding codebook of the two-dimensional array antenna, and the second codebook represents a two-dimensional surface.
  • the vertical direction of the array antenna corresponds to the codebook.
  • the selection of the first codebook and the selection of the second codebook are independent of each other. Therefore, the precoding matrix W of the embodiment can reflect the horizontal and vertical characteristics of the two-dimensional array antenna. Therefore, the transmitting device performs precoding based on the precoding matrix selected from the codebook structure of the present invention fed back by the receiving device, which can effectively improve the precision of the precoding, thereby reducing performance loss and improving the throughput of the system.
  • FIG. 20 is a schematic diagram showing the hardware structure of the third embodiment of the transmitting device of the present invention.
  • the transmitting device may be a base station or a terminal.
  • the transmitting device 2000 of this embodiment may include: a transmitter 2001, a receiver 2002, and a processor 2003.
  • the receiving device may further include a memory 2004.
  • the transmitter 2001, the receiver 2002, the processor 2003, and the memory 2003 may be connected through a system bus or other manners, and the system bus connection is taken as an example in FIG. 20; the system bus may be an ISA bus, a PCI bus, or an EISA bus.
  • the system bus can be divided into an address bus, a data bus, a control bus, and the like. For ease of representation, only one line is shown in Figure 20, but it does not mean that there is only one bus or one type of bus.
  • the transmitter 2001 may be configured to send a reference signal to the receiving device.
  • the receiver 2002 may be configured to receive a precoding matrix indication PMI sent by the receiving device, where the processor 2003 may be configured to determine, according to the precoding matrix, a PMI.
  • the receiving device selects from the codebook based on the reference signal
  • Wa is a second precoding matrix composed of a first precoding matrix
  • Wa ⁇ W1 , where 0 ⁇ ⁇ M-1, n is the first precoding matrix constituting the Wa
  • each column of the first precoding matrix is a discrete Fourier transform DFT vector, or a column vector of a Hadamard Hadamard matrix.
  • the first precoding matrix is selected from a 2 antenna codebook, a 4 antenna codebook or an 8 antenna codebook of the Long Term Evolution (LTE) system.
  • LTE Long Term Evolution
  • the transmitting device of this embodiment may be used to implement the technical solution of the method embodiment shown in FIG. 8.
  • the implementation principle is similar, and details are not described herein again.
  • the precoding matrix W adopts respectively representing the first polarization
  • FIG. 21 is a schematic structural diagram of an embodiment of a communication system according to the present invention. As shown in FIG.
  • the system 2100 of the present embodiment includes: a receiving device and a sending device, where the receiving device can adopt any device embodiment of FIG. 15 to FIG.
  • the technical solution of any one of the method embodiments of FIG. 3 to FIG. 5 may be performed, and the sending device may adopt the structure of any device embodiment of FIG. 18 to FIG. 20, and correspondingly, FIG. 6 to FIG.
  • the technical solution of any one of the method embodiments is similar to the technical solution, and details are not described herein again.
  • the aforementioned program can be stored in a computer readable storage medium.
  • the program when executed, performs the steps including the foregoing method embodiments; and the foregoing storage medium includes: a medium that can store program codes, such as a ROM, a RAM, a magnetic disk, or an optical disk.

Landscapes

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Abstract

本发明实施例提供一种确定预编码矩阵指示的方法、接收设备和发送设备。其中，确定预编码矩阵指示的方法包括：接收端基于发送端发送的参考信号，从码本中选择预编码矩阵W，其中，预编码矩阵W为两个矩阵W1和W2的乘积，W1包含NB个分块矩阵Xi，NB≥1，所述W1表示为：W1=diag｛x1,...,XNB｝，1≤i≤NB，其中每个分块矩阵Xi的列xi,j为第一向量Aij和第二向量Bij的克罗内克尔kronecker积：xij=Aij⊗Bij；接收端向发送端发送所述预编码矩阵W对应的预编码矩阵指示PMI，以使发送端根据所述PMI得到所述预编码矩阵W。本发明实施例的确定预编码矩阵指示的方法、接收设备和发送设备可以提高预编码的精度，从而提高系统的吞吐量。

Description

确定预编码矩阵指示的方法、 接收设备和发送设备 技术领域
本发明实施例涉及通信技术领域， 尤其涉及一种确定预编码矩阵指示的 方法、 接收设备和发送设备。 背景技术
在无线通信网络中， 通过发射预编码技术和接收合并技术， 多入多出
( Multiple Input Multiple Output, MIMO )无线通信系统可以得到分集和阵列增 益。 利用预编码的系统可以表示为
y = HVs + N
其中， y是接收信号矢量， H是信道矩阵， 是预编码矩阵， s是发射的符 号矢量， N是测量噪声。
最优预编码通常需要发射机完全已知信道状态信息 （Channel State
Information, CSI)。 常用的方法是用户设备（User Equipment, UE)对瞬时 CSI 进行量化并报告给基站， 通常， 接收端（例如 UE)可以基于发送端（例如基站） 发送的参考信号， 即接收信号矢量 y， 并根据已知的预定义的发射导频信号 s 的基础上， 即发射的符号矢量 s， 以及测量噪声 N， 也称为高斯白噪声， 根据 公式： y = H S + n得到估计的信道矩阵 H , 再从码本中选择与所述信道矩阵 H最匹配的预编码矩阵 ， 使得数据实际传输时的信道传输质量和速率较 高。
其中用户设备包括移动台 （Mobile Station, MS ) 、 中继 （Relay) 、 移动 电话 ( Mobile Telephone ) 、 手机 ( handset) 及便携设备 ( portable equipment) 等，基站包括节点 B ( NodeB )基站（Base station, BS )，接入点（Access Point)， 发射点 ( Transmission Point, TP) ， 演进节点 B ( Evolved Node B , eNB ) 或者 中继（Relay )等。 现有长期演进（Long Term Evolution, LTE)系统报告的 CSI 信息包括秩指示 （Rank Indicator, RI) 、 预编码矩阵指示 （ Precoding Matrix Indicator, PMI)和信道质量指示（Channel Quality Indicator, CQI)信息等， 其 中， RI和 PMI分别指示使用的传输层数和预编码矩阵。 其中， 预编码矩阵指示 PMI和预编码矩阵的对应关系详见第三代合作伙伴项目 （3rd Generation Partnership Project, 简称： 3GPP ) TS 36. 213中， 每个复值组成元素的预编 码矩阵与码本表格中的一个指示号 （预编码矩阵指示 PMI ) 相对应。 通常称所 使用的预编码矩阵的集合为码本， 其中的每个预编码矩阵为码本中的码字。
图 1为一维线阵天线的结构示意图， 如图 1所示线阵天线的分布只包括一 个方向， 该方向通常称为水平向。 图 2为二维面阵天线的结构示意图， 如图 2 所示， 二维面阵天线的分布包括水平向和垂直向两个方向。 现有的码本设计通 常是针对一维的线阵。 而对于两行或两行以上的天线阵列， 采用现有的针对一 维线阵天线阵列结构的预编码矩阵会导致预编码精度降低， 从而造成性能损失 较大， 降低系统的吞吐量。 发明内容
本发明实施例提供一种确定预编码矩阵指示的方法、 接收设备和发送设 备， 以克服现有技术的预编码矩阵无法体现二维面阵天线的两个方向的不同 特性， 进而导致的预编码精度低的问题。
第一方面， 本发明实施例提供一种确定预编码矩阵指示的方法， 包括： 接收端基于发送端发送的参考信号，从码本中选择预编码矩阵 W,其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥1， 所述 W1 表示为： Wl = diag {x ..., XNB ] , \ < ί≤ΝΒ , 其中每个分块矩阵 的列 为第一向 量 Ay和第二向量 By的克罗内克尔 kronecker积： χϋ = Α^ ® Βϋ ;
所述接收端向所述发送端发送所述预编码矩阵 W对应的预编码矩阵指示 ΡΜΙ, 以使所述发送端根据所述 ΡΜΙ得到预编码矩阵 W。
在第一方面的第一种可能的实现方式中， 所述分块矩阵 的各列由 Ν1 个连续的所述第一向量和 Ν2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker禾只得到。
根据第一方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能的实现方式中， 所述 Ν1大于或等于所述 Ν2。
根据第一方面、 第一方面的第一种或第二种可能的实现方式， 在第三种 可能的实现方式中，对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+1,若构成所述 X X1+1 的第二向量为相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成 所述 Χ,, X1+1的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+ι,若构成所述 Χ1+ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。
根据第一方面的第三种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 所述 si大于或等于所述 s2。
第二方面， 本发明实施例提供一种确定预编码矩阵指示的方法， 包括： 接收端基于发送端发送的参考信号，从码本中选择预编码矩阵 W,其中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥1 , 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^,..., ^ } , l≤i≤NB , 其中每个分块矩阵 为第一码本 ^ 和第二码本 的克罗内克尔 kronecker积： X,· = ® Bi， 所述第一码本 ^ 的各列为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 的各列为 N维 DFT向量， N > 1 ;
所述接收端向所述发送端发送与所述预编码矩阵 W对应的预编码矩阵指 示 PMI。
在第二方面的第一种可能的实现方式中， 每个所述第一码本 ^的任意相 邻两列 DFT向量的相位差相等。
根据第二方面的第一种可能的实现方式中，在第二种可能的实现方式中， 所述第一码本的各列从 Na个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分布的 Μ维 DFT 向量中等间隔选取， Na > l。
根据第二方面、 第二方面的第一种或第二种可能的实现方式， 在第三种 可能的实现方式中，所述第二码本 81至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位 差不相等。
根据第二方面的第三种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 所述第二码本的各列从 Ne个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布的 Ν维 DFT向 量中选取， Ne > l。
根据第二方面、 第二方面的第一种至第四种可能的实现方式中的任意一 种， 在第五种可能的实现方式中， 所述第一码本的个数大于或等于所述第二 码本的个数。
根据第二方面、 第二方面的第一种至第五种可能的实现方式中的任意一 种， 在第六种可能的实现方式中， 所述第二码本 中， 任意相邻两列 DFT 向量的相位差大于或等于所述第一码本 中的任意相邻两列 DFT向量的相 位差。
根据第二方面、第二方面的第一种至第六种可能的实现方式中的任意 一种， 在第七种可能的实现方式中， 所述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信道特性的矩阵；
或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。
根据第二方面、第二方面的第一种至第七种可能的实现方式中的任意 一种， 在第八种可能的实现方式中， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中的列 矢量从而构成矩阵 W， 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W。
第三方面， 本发明实施例提供一种确定预编码矩阵指示的方法， 包括： 接收端基于发送端发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩阵 W : Wa
Wb
其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， W0
W1
Wa = ， 其中， 0≤ ≤«-1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的
W(n -l)
个数， η>1，
所述 Wb为第三预编码矩阵： Η¾ = ΦχΗ¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵；
所述接收端向所述发送端发送与所述预编码矩阵 W对应的预编码矩阵指 示 PMI。
在第三方面的第一种可能的实现方式中， 所述相位旋转矩阵为对角矩阵
Φ
Figure imgf000005_0001
根据第三方面或第三方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能的实 现方式中， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或者为 哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。
根据第三方面或第三方面的第一种可能的实现方式， 在第三种可能的实 现方式中， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4天线 码本或者 8天线码本中选取。
第四方面， 本发明实施例提供一种确定预编码矩阵的方法， 包括： 发送端向接收端发送参考信号；
所述发送端接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI;
所述发送端根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端基于参考信号 从码本中选择的预编码矩阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥\， 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^, ..., ¾ } , l≤i≤NB， 其中每个分块矩阵 的列 为第一向 量 和第二向量 By的克罗内克尔 kronecker积： ¾ = Α1} ® Β1}。
在第四方面的第一种可能的实现方式中， 所述分块矩阵 的各列由 N1 个连续的所述第一向量和 Ν2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker禾只得到。
根据第四方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能的实现方式中， 所述 N1大于或等于所述 N2。
根据第四方面、 第四方面的第一种或第二种可能的实现方式， 在第三种 可能的实现方式中，对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+ι,若构成所述 Χ1+ι 的第二向量为相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成 所述 Χ1+ι的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ,, X1+1,若构成所述 Χ,, X1+1的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。
根据第四方面的第三种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 所述 si大于或等于所述 s2。
第五方面， 本发明实施例提供一种确定预编码矩阵的方法， 包括： 发送端向接收端发送参考信号；
所述发送端接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI;
所述发送端根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端基于参考信号 从码本中选择的预编码矩阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥1 , 所述 W1 表示为： Wl = diag{xi,..., XNB ] , l≤i≤NB ,其中每个分块矩阵 为第一码本 和第二 码本 的克罗内克尔 kronecker积： Χ Α^ Β 所述第一码本 的各列为 Μ维离散傅里叶变换 DFT向量， Μ > 1，所述第二码本 的各列为 N维 DFT 向量， N > 1。
在第五方面的第一种可能的实现方式中， 每个所述第一码本 ^的任意相 邻两列 DFT向量的相位差相等。
根据第五方面的第一种可能的实现方式中，在第二种可能的实现方式中， 所述第一码本的各列从 Na个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分布的 Μ维 DFT 向量中等间隔选取， Na > l。
根据第五方面、 第五方面的第一种或第二种可能的实现方式， 在第三种 可能的实现方式中，所述第二码本 81至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位 差不相等。
根据第五方面的第三种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 所述第二码本的各列从 Ne个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布的 Ν维 DFT向 量中选取， Ne > l。
根据第五方面、 第五方面的第一种至第四种可能的实现方式中的任意一 种， 在第五种可能的实现方式中， 所述第一码本的个数大于或等于所述第二 码本的个数。
根据第五方面、 第五方面的第一种至第五种可能的实现方式中的任意一 种， 在第六种可能的实现方式中， 所述第二码本 中， 任意相邻两列 DFT 向量的相位差大于或等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量的相 位差。
根据第五方面、第五方面的第一种至第六种可能的实现方式中的任意 一种， 在第七种可能的实现方式中， 所述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信道特性的矩阵；
或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。
根据第五方面、第五方面的第一种至第七种可能的实现方式中的任意 一种， 在第八种可能的实现方式中， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中的列 矢量从而构成矩阵 W， 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 w。
第六方面， 本发明实施例提供一种确定预编码矩阵的方法， 包括： 发送端向接收端发送参考信号；
所述发送端接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI;
所述发送端根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端基于参考信号
Wa
从码本中选择的预编码矩阵 W, 其中， W =
Wb
其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， W0
W1
Wa - ， 其中， 0≤ ≤«-1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的
W(n - 1)
数， η>1 ,
所述 Wb为第三预编码矩阵： ½¾ = Φχ½¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵。 在第六方面的第一种可能的实现方式中， 所述相位旋转矩阵为对角矩阵 ， e [0，2 ]。
Figure imgf000008_0001
根据第六方面或第六方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能的实 现方式中， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或者为 哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。
根据第六方面或第六方面的第一种可能的实现方式， 在第三种可能的实 现方式中， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4天线 码本或者 8天线码本中选取。
第七方面， 本发明实施例提供一种接收设备， 包括： W， 其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 Wl和 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥l， 所述 W1 表示为：
Wl = diag{x ...,XNB}, 1≤ί≤ΝΒ , 其中每个分块矩阵 的列 ¾为第一向 量 Ay和第二向量 By的克罗内克尔 kronecker积： ¾ = Α1}®Β1}；
发送器，用于向所述发送设备发送所述预编码矩阵 W对应的预编码矩阵 指示 ΡΜΙ, 以使所述发送设备根据所述 ΡΜΙ得到所述预编码矩阵 W。
在第七方面的第一种可能的实现方式中， 所述分块矩阵 的各列由 N1 个连续的所述第一向量和 N2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker禾只得到。
根据第七方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能的实现方式中， 所述 N1大于或等于所述 N2。
根据第七方面、 第七方面的第一种或第二种可能的实现方式， 在第三种 可能的实现方式中，对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ,, Χ1+ι,若构成所述 Χ,, Χ1+ι 的第二向量为相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成 所述 X1+1的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+ι,若构成所述 Χ1+ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。
根据第七方面的第三种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 所述 si大于或等于所述 s2。
第八方面， 本发明实施例提供一种接收设备， 包括：
处理器， 用于基于发送设备发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥l, 所述 W1 表示为：
^1 = ^{^,...,^} , <ί≤ΝΒ ,其中每个分块矩阵 为第一码本 和第 二码本 的克罗内克尔 kronecker积： =A.® ， 所述第一码本 ^的各列 为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 的各列为 N维 DFT向量， N> 1;
发送器，用于向所述发送设备发送与所述预编码矩阵 W对应的预编码矩 阵指示 PMI。 在第八方面的第一种可能的实现方式中， 每个所述第一码本 的任意相 邻两列 DFT向量的相位差相等。
根据第八方面的第一种可能的实现方式中，在第二种可能的实现方式中， 所述第一码本的各列从 Na个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分布的 Μ维 DFT 向量中等间隔选取， Na > l。
根据第八方面、 第八方面的第一种或第二种可能的实现方式， 在第三种 可能的实现方式中，所述第二码本 81至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位 差不相等。
根据第八方面的第三种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 所述第二码本的各列从 Ne个 [0， π ]相位区间内不等间隔分布的 Ν维 DFT向 量中选取， Ne > l。
根据第八方面、 第八方面的第一种至第四种可能的实现方式中的任意一 种， 在第五种可能的实现方式中， 所述第一码本的个数大于或等于所述第二 码本的个数。
根据第八方面、 第八方面的第一种至第五种可能的实现方式中的任意一 种， 在第六种可能的实现方式中， 所述第二码本 中， 任意相邻两列 DFT 向量的相位差大于或等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量的相 根据第八方面、第八方面的第一种至第六种可能的实现方式中的任意 一种， 在第七种可能的实现方式中， 所述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信道特性的矩阵；
或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。
根据第八方面、第八方面的第一种至第七种可能的实现方式中的任意 一种， 在第八种可能的实现方式中， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中的列 矢量从而构成矩阵 W， 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 w。
第九方面， 本发明实施例提供一种接收设备， 包括：
处理器， 用于基于发送设备发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩阵 W
Figure imgf000010_0001
其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， W0
W1
Wa - ， 其中， 0≤ ≤« -1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的
W(n -1)
数， η>1 ,
所述 Wb为第三预编码矩阵： ½¾ = Φχ½¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵；
发送器，用于向所述发送设备发送与所述预编码矩阵 W对应的预编码矩 阵指示 PMI。
在第九方面的第一种可能的实现方式中， 所述相位旋转矩阵为对角矩阵
Figure imgf000011_0001
根据第九方面或第九方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能的实 现方式中， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或者为 哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。
根据第九方面或第九方面的第一种可能的实现方式， 在第三种可能的实 现方式中， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4天线 码本或者 8天线码本中选取。
第十方面， 本发明实施例提供一种发送设备， 包括：
发送器， 用于向接收设备发送参考信号；
接收器， 用于接收接收设备发送的预编码矩阵指示 PMI;
处理器， 用于根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收设备基于参考 信号从码本中选择的预编码矩阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥1 , 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^, ..., ^ } , l≤i≤NB , 其中每个分块矩阵 的列 为第一向 量 Ay和第二向量 By的克罗内克尔 kronecker积： ¾ = Ai} ® Bi}。
在第十方面的第一种可能的实现方式中， 所述分块矩阵 的各列由 N1 个连续的所述第一向量和 N2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker禾只得到。
根据第十方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能的实现方式中， 所述 N1大于或等于所述 N2。
根据第十方面、 第十方面的第一种或第二种可能的实现方式， 在第三种 可能的实现方式中，对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+ι,若构成所述 Χ1+ι 的第二向量为相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成 所述 Χ,, X1+1的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+ι,若构成所述 Χ1+ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。
根据第十方面的第三种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 所述 si大于或等于所述 s2。
第十一方面， 本发明实施例提供一种发送设备， 包括：
发送器， 用于向接收设备发送参考信号；
接收器， 用于接收接收设备发送的预编码矩阵指示 PMI;
处理器， 用于根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收设备基于参考 信号从码本中选择的预编码矩阵 W, 其中，所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和 矩阵 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥l , 所述 W1 表示为：
Wl = diag {x ..., XNB } , 1≤ί≤ΝΒ , 其中每个分块矩阵 为第一码本 ^和 第二码本 的克罗内克尔 kronecker积： = A. ® ^， 所述第一码本 ^的各 列为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 B 各列为 N 维 DFT向量， N > 1。
在第十一方面的第一种可能的实现方式中， 每个所述第一码本 的任意 相邻两列 DFT向量的相位差相等。
根据第十一方面的第一种可能的实现方式中， 在第二种可能的实现方式 中， 所述第一码本的各列从 Na个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分布的 M维 DFT向量中等间隔选取， Na > l。
根据第十一方面、 第十一方面的第一种或第二种可能的实现方式， 在第 三种可能的实现方式中，所述第二码本 81至少存在两个相邻两列 DFT向量的 相位差不相等。
根据第十一方面的第三种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中， 所述第二码本的各列从 Ne个 [0， π ]相位区间内不等间隔分布的 Ν维 DFT向 量中选取， Ne > l。
根据第十一方面、 第十一方面的第一种至第四种可能的实现方式中的任 意一种， 在第五种可能的实现方式中， 所述第一码本的个数大于或等于所述 第二码本的个数。
根据第十一方面、 第十一方面的第一种至第五种可能的实现方式中的任 意一种， 在第六种可能的实现方式中， 所述第二码本 中， 任意相邻两列 DFT向量的相位差大于或等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量 的相位差。
根据第十一方面、第十一方面的第一种至第六种可能的实现方式中的 任意一种， 在第七种可能的实现方式中， 所述 W1为表示宽带的信道特性的 矩阵， W2为表示子带的信道特性的矩阵；
或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。
根据第十一方面、第十一方面的第一种至第七种可能的实现方式中的 任意一种， 在第八种可能的实现方式中， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中 的列矢量从而构成矩阵 W， 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成 矩阵 W。
第十二方面， 本发明实施例提供一种发送设备， 包括：
发送器， 用于向接收设备发送参考信号；
接收器， 用于接收接收设备发送的预编码矩阵指 /， PMI;
处理器， 用于根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收设备基于参考
Wa
信号从码本中选择的预编码矩阵 w， 其中， W =
Wb
其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， W0
W1
Wa - 其中， 0≤ ≤«-1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的
W(n -1) 个数， η>1，
所述 Wb为第三预编码矩阵： Η¾ = ΦχΗ¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵。
在第十二方面的第一种可能的实现方式中， 所述相位旋转矩阵为对角矩 阵 Φ : o
Figure imgf000014_0001
根据第十二方面或第十二方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能 的实现方式中， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或 者为哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。
根据第十二方面或第十二方面的第一种可能的实现方式， 在第三种可能 的实现方式中， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4 天线码本或者 8天线码本中选取。
本发明实施例提供的确定预编码矩阵指示的方法、 接收设备和发送设 备， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 X,的构成码本， 将代表波束的每个分块矩 阵 X,的列 xld采用三维波束矢量的形式来定义， 具体通过对应水平向相位的 第一向量 Ay与对应垂直向相位的第二向量 By进行克罗内克尔积的方式获 得分块矩阵的列， 表示将水平向相位和垂直向相位联合， 从而能够在码本中 表现出三维波束矢量的特征， 因此， 发送端基于接收端反馈的从本发明的码本 结构中选择的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高预编码的精度， 从而减 少性能损失， 提高系统的吞吐量。
本发明实施例提供的确定预编码矩阵指示的方法、接收设备和发送设备， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成码本，第一码本 ^代表二维面阵天线的 水平向对应的码本， 第二码本 代表二维面阵天线的垂直向对应的码本。 该 第一码本^的选择和第二码本 的选择是相互独立的， 因此，预编码矩阵 W 能够反映出二维面阵天线的水平向与垂直向特性互相独立的特征， 因此， 发 送端基于接收端反馈的从本发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行预编 码， 可以有效地提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。
本发明实施例提供的确定预编码矩阵指示的方法、 接收设备和发送设
Wa
备， 接收端基于参考信号从码本中选择预编码矩阵 W: W 采用分 V
Wb 别代表第一极化方向和第二极化方向的特征的 Wa和 Wb并联的结构， 而 Wb又由 Wa中的每一行独立地进行相位旋转得到， 从而能够体现二维面 阵天线中水平向和垂直向的极化相位互相独立的特征， 并能够体现垂直向 每一行的相位旋转独立的特征。 因此， 发送端基于接收端反馈的由本发明的 码本结构构造的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高预编码的精度， 从而 减少性能损失， 提高系统的吞吐量。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案， 下面将对实 施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍， 显而易见地， 下 面描述中的附图是本发明的一些实施例， 对于本领域普通技术人员来讲， 在 不付出创造性劳动性的前提下， 还可以根据这些附图获得其他的附图。
图 1为一维线阵天线的结构示意图；
图 2为二维面阵天线的结构示意图；
图 3为本发明确定预编码矩阵指示的方法实施例一的流程图；
图 4为本发明确定预编码矩阵指示的方法实施例二的流程图；
图 5为本发明确定预编码矩阵指示的方法实施例三的流程图；
图 6为本发明确定预编码矩阵的方法实施例一的流程图；
图 7为本发明确定预编码矩阵的方法实施例二的流程图；
图 8为本发明确定预编码矩阵的方法实施例三的流程图；
图 9为本发明接收端实施例一的结构示意图；
图 10为本发明接收端实施例二的结构示意图；
图 11为本发明接收端实施例三的结构示意图；
图 12为本发明发送端实施例一的结构示意图；
图 13为本发明发送端实施例二的结构示意图；
图 14为本发明发送端实施例三的结构示意图；
图 15为本发明接收设备实施例一的硬件结构示意图；
图 16为本发明接收设备实施例二的硬件结构示意图；
图 17为本发明接收设备实施例三的硬件结构示意图； 图 18为本发明发送设备实施例一的硬件结构示意图；
图 19为本发明发送设备实施例二的硬件结构示意图；
图 20为本发明发送设备实施例三的硬件结构示意图；
图 21为本发明通信系统实施例的结构示意图。 具体实施方式
为使本发明实施例的目的、 技术方案和优点更加清楚， 下面将结合本发 明实施例中的附图， 对本发明实施例中的技术方案进行清楚、 完整地描述， 显然， 所描述的实施例是本发明一部分实施例， 而不是全部的实施例。 基于 本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获 得的所有其他实施例， 都属于本发明保护的范围。
本发明的技术方案可以应用于各种通信系统， 例如： 全球移动通讯 (Global System of Mobile communication,简称： GSM)系统、码分多址（Code Division Multiple Access,简称： CDMA)系统、宽带码分多址（Wideband Code Division Multiple Access,简称： WCDMA)系统、通用分组无线业务（General Packet Radio Service, 简称： GPRS )、 长期演进（Long Term Evolution, 简称： LTE) 系统、 先进的长期演进 （Advanced long term evolution, 简称： LTE-A) 系统、通用移动通信系统（Universal Mobile Telecommunication System,简称： UMTS ) 等。
在本发明实施例中， 用户设备 （User Equipment, 简称： UE) 包括但不 限于移动台 (Mobile Station, 简称： MS)、 中继 (Relay), 移动终端 (Mobile Terminal )、移动电话（ Mobile Telephone )、手机（ Handset )及便携设备（ Portable Equipment)等， 该用户设备可以经无线接入网（Radio Access Network,简称： RAN) 与一个或多个核心网进行通信， 例如， 用户设备可以是移动电话 （或 称为 "蜂窝"电话）、 具有无线通信功能的计算机等， 用户设备还可以是便携 式、 袖珍式、 手持式、 计算机内置的或者车载的移动装置。
在本发明实施例中， 基站可以是 GSM 或 CDMA 中的基站 （Base Transceiver Station, 简称： BTS ) ， 也可以是 WCDMA中的基站 （NodeB , 简称： NB )，还可以是 LTE中的演进型基站（Evolutional Node B ,简称： eNB 或 e-NodeB ) ， 或者中继等， 本发明并不限定。 多天线系统是指发送端和接收端通过多根天线进行通信的系统。 其中， 当发送端为基站， 则接收端为 UE; 反之， 当发送端为 UE, 则接收端为基站。 相对于单天线系统， 发送端和接收端的多个天线能够形成空间的分集增益或 者复用增益， 能够有效的提高传输可靠性以及系统容量。 多天线系统中分集 增益和复用增益一般可以通过发送端的预编码方法和接收端的接收合并算法 获得。
本发明实施例的多天线系统可以应用在单点传输场景， 即一个发送端与 一个接收端的传输场景。 也可以应用在多点联合传输的场景， 多点联合传输 是指多个发送端对于同一个接收端进行信号的联合传输， 例如， 发送端 A具 有 2天线， 发送端 B也具有 2天线， 两个发送端同时对于接收端进行联合传 输。 那么该接收端接收的信号可以看成是一个 4天线基站发送得到的信号。
图 3为本发明确定预编码矩阵指示的方法实施例一的流程图， 本实施例 的执行主体为接收端， 可以为基站或者 UE。 当执行主体接收端为基站时， 相 应地， 发送端可以为 UE, 当执行主体接收端为 UE时， 相应地， 发送端可以 为基站。 如图 3所示， 本实施例的方法可以包括：
步骤 301、 接收端基于发送端发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩 阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥1 , 所述 wi 表示为： Wl = diag {xi, ..., XNB ] , l≤i≤NB , 其中每个分块矩阵 的列 为第 一向量 Ay和第二向量 By的克罗内克尔 kronecker积： = (8) 。
进一步地， 矩阵 W1可以为表示宽带的信道特性的矩阵， 矩阵 W2可以 为表示子带的信道特性的矩阵； 或者， 矩阵 W1可以为表示长期的信道特性 的矩阵， 矩阵 W2可以为表示短期的信道特性的矩阵。
所述矩阵 W2可以用于选择或者加权组合矩阵 W1中的列矢量， 从而构 成矩阵 W。
本实施例， W1的每个分块矩阵 的列 代表一个三维波束矢量， 该 Xl,j对应三维空间的一个相位， 该相位由水平向相位和垂直向相位联合表示。 第一向量 Ay对应一个水平向相位， 第二向量 By对应一个垂直向相位， 第 一向量与第二向量的直积 ¾ = j ® Βυ对应水平向相位和垂直向相位联合 得到的一个三维空间的相位。 具体地， 在步骤 301中， 第一向量 Ay可以为对应二维面阵天线的水平向 对应的第一码本 中的离散付立叶变换 （Discrete Fourier Transform, 简称： DFT) 矢量， 或者， 称为 DFT向量； 第二向量 By可以为对应二维面阵天线 的垂直向对应的第二码本 中的 DFT向量。而第一码本和第二码本可以从现 有的码本中选取或者重新构造。 例如， 对于 4 X 2的二维面阵天线， 可以认为 水平向的天线个数为 4， 垂直向的天线个数为 2， 因此， 第一码本^可以从 LTE的 4天线码本中选取， 第二码本 可以从 LTE的 2天线码本中选取。或 者， 也可以采用其他方式分别定义该第一码本 和第二码本 的形式。
步骤 302、 接收端向所述发送端发送所述预编码矩阵 W对应的预编码矩 阵指示 PMI。
相应地， 所述发送端可以根据所述 PMI, 按照 3GPP中规定的 PMI与预 编码矩阵的关系， 得到接收端的天线阵列的预编码矩阵 W。
需要说明的是， 本发明实施例对 301中的参考信号的类型不作限定。例如， 可以是信道状态信息参考信号（Channel State Information Reference Signal, CSI RS ) 、 解调参考信号 （Demodulation RS， DM RS ) 或小区特定的参考信号 ( Cell- specific RS , CRS ) ， CSI 还可以包括信道质量指示 ( Channel Quality Indicator/Index,简称 CQI) 。 还需要说明的是， UE可以通过接收基站通知 （例 如无线资源控制 （Radio Resource Control , RRC ) 信令或者下行控制信息 ( Downlink Control Information, DCI) )或者基于小区标识 ID得到参考信号的 资源配置并在对应的资源或者子帧得到参考信号。
本实施例， 通过在步骤 301中， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 X,的构成 码本， 将代表波束的每个分块矩阵 X,的列 采用三维波束矢量的形式来 定义， 具体通过对应水平向相位的第一向量 Ay与对应垂直向相位的第二向 量 By进行克罗内克尔积的方式获得分块矩阵的列， 表示将水平向相位和垂 直向相位联合， 从而能够在码本中表现出三维波束矢量的特征， 因此， 发送 端基于接收端反馈的从本发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行预编码， 可 以有效地提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。
上述实施例， 在具体实现时， 进一步具体地， 所述分块矩阵 Χι的各列 由 N1个连续的所述第一向量和 N2个连续的所述第二向量两两依次克罗内 克尔积得到。 例如， 所述第一向量来自于第一码本 , 而第一码本中存在四 个第一向量： 。， A l , Αι, 2， A, 3 , 所述第二向量来自于第二码本 B 而第 二码本中存在四个第二向量： Β^ α, Β,！, Bl 2, Β, 3, 则分块矩阵 中包含 的四个列 χ ο, X , ι , x 2， x 3， 分别为： ίΌ = Α。® β。， χη = Αη ® Βη , ¾ = Α·2 ® Βι2， xi3 = Α3 ® Bi3。
更进一步地， 上述实施例中， 所述第一向量的个数 N1 大于或等于所述 第二向量的个数 N2。 这是由于， 通常水平向的相位范围为 [0， 2 π ]， 垂直向 的相位范围为 [0， π ]， 而且由于垂直向信道的变化慢于水平向信道的变化， 因此， 可以使代表垂直向的第二码本的相位划分粒度大于代表水平向的第一 码本的相位划分粒度， 即在第二码本中第二向量的个数 Ν2 可以小于或等于 第一码本中第一向量的个数 Nl。
进一步地， 三维波束矢量矩阵中的各个波束矢量又可以进一步分成相邻 波束组相互交叠或不交叠的多个波束组。 即上述实施例中， 每个分块矩阵 X, 对应一个波束组， 而波束组的划分可以有多种方式。
具体地， 对于任意两个相邻的分块矩阵 χ,, χ1+1,若构成所述 χ,, χ1+1的第 二向量为 Ν2个连续的所述第二向量， 其中， Ν2大于 0， 则构成所述 , Χ1+1 的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于零；
对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+ι,若构成所述 Χ1+ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。
其中， si代表波束组在水平向的交叠个数， 当 si等于零时， 波束组在水 平向不存在交叠； s2代表波束组在垂直向的交叠个数， 当 s2等于零时， 波束 组在垂直向不存在交叠； si和 s2可以同时为零， 对应于波束组完全无交叠的 情况； si和 s2也可以同时不为零， 对应于波束组在水平向和垂直向都存在交 叠的情况。
优选地， 为了保证每个波束矢量组内边缘波束的选择精确性， 相邻波束 矢量组之间通常有一定的交叠， 即 si和 s2不同时为零。
进一步优选地， 所述 si大于或等于所述 s2。 这样， 垂直向可以用更少的 波束组， 从而减少垂直向和整个三维空间的反馈开销。
图 4为本发明确定预编码矩阵指示的方法实施例二的流程图， 本实施例 的执行主体为接收端， 可以为基站或者 UE。 当执行主体接收端为基站时， 相 应地， 发送端可以为 UE， 当执行主体接收端为 UE时， 相应地， 发送端可以 为基站。 如图 4所示， 本实施例的方法可以包括：
步骤 401、 接收端基于发送端发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩 阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥l， 所述 W1 表示为：
^1 = ^ {^, ..., ^ } , \≤i≤NB， 其中每个分块矩阵 为第一码本 ^和第 二码本 的克罗内克尔 kronecker积： Xt = At ® Βι。
进一步地， 矩阵 W1可以为表示宽带的信道特性的矩阵， 矩阵 W2可以 为表示子带的信道特性的矩阵； 或者， 矩阵 W1可以为表示长期的信道特性 的矩阵， 矩阵 W2可以为表示短期的信道特性的矩阵。
所述矩阵 W2可以用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W,或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量， 从而构成矩阵 W。
其中， NB可以是极化方向的个数，也可以是任意其他天线分组的组数。 在本实施例中， W1的生成码本 中的所述第一码本 ^可以为水平向 DFT向量或矩阵， 而所述的第二码本 ^为垂直向 DFT向量或矩阵， 矩阵 W1的生成码本 为第一码本和第二码本的直积。 或者， W1的生成码本 为 3维空间的 DFT矢量 （3D DFT矢量） 或矩阵的形式。 由于每个水平向 DFT矢量或矩阵、 垂直向 DFT矢量或矩阵、 3D DFT矢量或矩阵分别对应 了水平向、垂直向、3D方向上的一个相位。例如， 3GPP的发行号 10( Rel- 10 ) 的 8天线双码本中， 水平向 32个 4 天线 DFT矢量对应了 [0， 2 π ]区间内 均匀分成的 32个相位。
具体地， 在步骤 401 中， 对于矩阵 W1 中的分块矩阵 ， 第一码本 代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本 表二维面阵天线的垂 直向对应的码本。 例如， 对于 4 X 2的二维面阵天线， 可以认为水平向的天线 个数为 4， 垂直向的天线个数为 2， 因此， 第一码本^可以从 LTE的 4天线 码本中选取， 第二码本 可以从 LTE的 2天线码本中选取。 或者， 也可以采 用其他方式分别定义该第一码本 和第二码本 的形式。
步骤 402、 接收端向所述发送端发送所述预编码矩阵 W对应的预编码矩 阵指示 PMI, 以使所述发送端根据所述 PMI得到接收端的天线阵列的预编码 矩阵 W。 需要说明的是， 本发明实施例对步骤 401 中的参考信号的类型不作限定。 例如， 可以是信道状态信息参考信号 （Channel State Information Reference Signal, CSI RS ) 、 解调参考信号 （Demodulation RS， DM RS ) 或小区特定的 参考信号 （Cell- specific RS , CRS ) ， CSI还可以包括信道质量指示 （Channel Quality Indicator/Index,简称 CQI) 。 还需要说明的是， UE可以通过接收基站通 知 （例如无线资源控制 （Radio Resource Control, RRC ) 信令或者下行控制信 息（Downlink Control Information, DCI) )或者基于小区标识 ID得到参考信号 的资源配置并在对应的资源或者子帧得到参考信号。
本实施例， 由于在步骤 401中， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成 码本， 第一码本 ^代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本 代表二维面阵天线的垂直向对应的码本。该第一码本 ^的选择和第二码本 B^ 选择是相互独立的， 因此， 本实施例的预编码矩阵 W能够反映出二 维面阵天线的水平向与垂直向特性互相独立的特征， 因此， 发送端基于接 收端反馈的从本发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地 提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。
上述实施例在具体实现时， 考虑到垂直向信道的变化慢于水平向信道 的变化， 此处信道的变化指信道响应在时域、 频域或空域的变化， 因此可 以对水平向和垂直向采用不同的量化方法， 包括量化的粒度或量化的范围 不相同， 即对第一码本 和第二码本 ^采用不同的量化方法， 具体包括： 第一种方式， 第一码本 的量化粒度小于第二码本 的量化粒度； 如， 第一码本量化颗粒度为 π /32, 即第一码本的构成向量空间中的每个向量 对应的相位为 π /32的某个整数倍。 而第二码本量化颗粒度为 π /16， 即第 二码本的构成向量空间中的每个向量对应的相位为 π /16 的某个整数倍； 第二种方式，第一码本^的构成向量空间中任意两个相邻向量的相位差都 相等， 即第一码本 为均匀量化的码本， 而第二码本 ^的构成向量空间 中至少存在两个相位差不相等， 所述每个相位差是构成向量空间中两个相 邻向量的相位差， 即第二码本 61为非均匀量化的码本。 例如， 第一码本 的构成向量空间中的任意相邻两个向量的相位差为 π /32， 而第二码本 的构成向量空间中的第一个和第二个相邻向量的相位差为 π /24， 而第 22个和第 23个相邻向量的相位差为 π /28 ; 第三种方式， 第一码本例如， 采用均匀量化的码本， 即码本中任意相邻的两个码字的相位差均相等， 第 二码本 采用非均匀量化的码本， 即码本中任意相邻的两个码字的相位差 不全相等； 或者， 也可以采用任意相邻的两个码字的相位差较小的码本作为 第一码本 ， 采用任意相邻的两个码字的相位差较大的码本作为第二码本 Β,, gp， 使得第一码本 的量化粒度小于第二码本 ^。
在一种实现方式中， 第一码本 ^的各列为 M维离散傅里叶变换 DFT 向量， M可以对应水平向的发射天线数， M > 1， 且任意相邻两列 DFT向 量的相位差相等。
所述第二码本 ^的各列为 N维 DFT向量， N可以对应垂直向的发射 天线数， N > 1， 且至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不相等。
更具体地， 所述第一码本 ^的各列可以从 个[0， 2 π ]相位区间内 等间隔分布的 Μ维 DFT向量中等间隔选取， Na > 1。所述第二码本的各列 可以从 Ne个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布的 Ν维 DFT 向量中选取， Ne > 1。
换言之， 水平向 DFT矢量的个数为 Na， 垂直向 DFT矢量的个数为
Ne, 贝 I」， 每个水平向 DFT矢量对应的相位为 [0， 2 π ]区间内分成的 ^个 相位中的一个， 而每个垂直向 DFT矢量对应的相位为 [0， π ]区间内分成 的 Ne个相位中的一个。 需要说明的是， 水平向的相位区间 [0， 2 π ]和垂直 向的相位区间 [0， π ]仅为举例， 在下面的描述中也沿用此例的区间范围， 但是在具体实现时， 也可能采用其他的相位区间。
根据水平向信道和垂直向信道的特点， 可以限定水平向的相位 [0， 2 π ]区间均匀划分， 垂直向的相位 [0， π ]区间非均匀划分， 也就是说， 可 以限定 Na个相位中任意相邻的两个相位的差完全相同， 而 Ne个相位中任 意相邻的两个相位的差不完全相同。 例如， 某些垂直向 DFT矢量对应 [0， π /2]区间内均匀分成的 （2Ne/3 ) 个相位， 而另一些 DFT矢量对应 [ π /2， π ]区间内均匀分成的 （Ne/3 ) 个相位。 即垂直向 DFT矢量对应的相位以 π /2为中心， 分别向上或向下以粒度 k和粒度 d进行选取。 这里向上选取 的粒度 k大于等于向下选取的粒度 d。
在另一种实现方式中， 由于垂直向信道的变化慢于水平向信道的变化， 可以使所述第一码本的候选码本的个数大于或等于所述第二码本的候选码本 的个数。 具体地， 例如， W1 中分块矩阵 的个数为 NB， 则第一码本 和 第二码本 的个数也可以为 NB，而在该实现方式中， 由于垂直向信道的变化 慢于水平向信道的变化， 可以使第二码本 的个数小于 NB， 例如第二码本 的个数为NB/2， 而在使用时将每个第二码本 重复使用两遍， 所构成的分 块矩阵分别如下： ^ = @ ， Χ2 = Λ2 Θ Βι , Χ3 = Α3 Θ Β2 ,
Χ4 = Α4 ® Β2
在这种方式下，第二码本 的个数较少，因此可以节省网络的反馈开销。 更进一步地， 在另一种实现方式中， 所述第二码本 中， 任意相邻两列
DFT向量的相位差大于或等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量 的相位差。 即第二码本 中的 DFT向量的相位间隔大于第一码本 ^中 DFT 向量的相位间隔， 也就是说第二码本 中的 DFT向量较为稀疏。这样， 也能 够体现垂直向信道的变化慢于垂直向信道的变化这一特征。
图 5为本发明确定预编码矩阵指示的方法实施例三的流程图， 本实施例 的执行主体为接收端， 可以为基站或者 UE。 当执行主体接收端为基站时， 相 应地， 发送端可以为 UE, 当执行主体接收端为 UE时， 相应地， 发送端可以 为基站。 如图 5所示， 本实施例的方法可以包括：
步骤 501、 接收端基于发送端发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩
Wa
阵 W: W 其中， 所述 Wa为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码
Wb
WO
Wl
矩阵， Wa = 其中， 0 ≤M-l， n为组成所述 Wa的所述第一预编码
W(n -1)
矩阵的个数， η>1， 所述 Wb为第三预编码矩阵： = Φχ^¾， 所述 Φ为所述
Wa的相位旋转矩阵。
具体地， 对于双极化天线的二维面阵 （即， 二维天线面阵中至少包括两 个极化方向， 如两个极化方向可以为正、 负 45度， 或 0度， 90度等）， 第二 预编码矩阵 Wa可以代表第一极化方向的预编码矩阵， 其中 n可以为垂直向 天线端口的个数， 即二维面阵天线的行数， 第三预编码矩阵 Wb可以代表第 二极化方向的预编码矩阵。
该第二预编码矩阵 Wa的选取可以为： 例如对于 2 X 4的二维面阵天线， wo
即天线的行数为 2， 每行的天线个数为 4， 则 Wa可以为 H¾ = WO和
Wl
Wl可以分别从 LTE系统的 4天线码本中选取， 其中 W0和 W1可以选为相 同的码本， 也可以为不同的码本， 本发明实施例对此不作限定。 由于第二极化方向的预编码矩阵可以认为是由第一极化方向的预编码矩 阵旋转一定的相位得到的， 而垂直向每一行天线对应的极化相位旋转特性相 互独立， 因此， 该第三预编码矩阵 Wb可以由第二预编码矩阵 Wa乘以相位 旋转矩阵 Φ得到， 具体地， 第三预编码矩阵 Wb可以表示为：
WO
Wl
ΰ = Φχ α = Φ χ ， 这样， 第三预编码矩阵 Wb能够反映出其由第
W(n - 1)
二预编码矩阵 Wa对应的二维面阵天线中的每一行独立进行相位旋转的特点。
步骤 502、 接收端向所述发送端发送所述预编码矩阵 W对应的预编码矩 阵指示 PMI。
相应地， 发送端在接收到所述 PMI之后， 可以根据所述 PMI, 按照 3GPP TS 36. 213中 PMI与预编码矩阵 W之间的对应方法， 得到所述预编码矩阵 I 本实施例， 接收端基于参考信号从码本中选择预编码矩阵 W :
Wa
W = ，采用分别代表第一极化方向和第二极化方向的特征的 Wa和 Wb Wb 并联的结构， 而 Wb又由 Wa中的每一行独立地进行相位旋转得到， 从而 能够体现二维面阵天线中水平向和垂直向的极化相位互相独立的特征， 并 能够体现垂直向每一行的相位旋转独立的特征。 因此， 发送端基于接收端反 馈的由本发明的码本结构构造的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高预编 码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。 为了描述方便， 下述实施例发送端将以基站为例进行说明， 接收端将以 UE 为例进行说明， 应理解， 本发明实施例对此并不限定， 接收端可以是基站， 发 送端可以是 UE。
需要说明的是， 本发明实施例对 501中的参考信号的类型不作限定。例如， 可以是信道状态信息参考信号（ Channel State Information Reference Signal, CSI RS ) 、 解调参考信号 （Demodulation RS， DM RS ) 或小区特定的参考信号 ( Cell- specific RS , CRS ) ， CSI 还可以包括信道质量指示 ( Channel Quality Indicator/Index,简称 CQI) 。 还需要说明的是， UE可以通过接收基站通知 （例 如无线资源控制 （Radio Resource Control , RRC ) 信令或者下行控制信息 ( Downlink Control Information, DCI) )或者基于小区标识 ID得到参考信号的 资源配置并在对应的资源或者子帧得到参考信号。
进一步地， 上述实施例的步骤 101 中， 所述相位旋转矩阵 Φ可以为对角 矩阵 Φ = , e e [0, 2 r]。其中 的具体取值可以预
Figure imgf000025_0001
先设置， 例如， 所述 的取值可从 LTE长期演进系统的现有调制方式， 如正 交相移键控 （Quadrature Phase Shift Keying, 简称： QPSK) , 8个相位的相移 键控 （8 Phase Shift Keying, 简称： 8PSK) , 16个相位的正交振幅调制 （16 Quadrature Amplitude Modulation, 简称： 16QAM) 等调制方式中的任意一个 的星座点对应的相位中选取。 如对于 QPSK来说 4个星座点对应的相位分别 为 {0， π /2， π， 3 π /2} 0 具体地，所述第一预编码矩阵 的各列可以为离散付立叶变换（Discrete
Fourier Transform, 简称： DFT) 矢量， 或者， 可以为哈达马 Hadamard矩阵 的列矢量。
具体地， 所述第一预编码矩阵 \^可以从长期演进 LTE系统的 2天线、 4 天线或者 8天线的码本中选取。
图 6为本发明确定预编码矩阵的方法实施例一的流程图， 本实施例的执 行主体为发送端，可以为基站或者 UE。当执行主体发送端为基站时，相应地， 接收端可以为 UE, 当执行主体发送端为 UE时，相应地，接收端可以为基站。 本实施例的确定预编码矩阵的方法与图 3所示的确定预编码矩阵指示的方法 实施例一相对应。 如图 6所示， 本实施例的方法可以包括：
步骤 601、 发送端向接收端发送参考信号。
需要说明的是， 本发明实施例对步骤 601 中的参考信号的类型不作限定。 例如， 可以是信道状态信息参考信号 （Channel State Information Reference Signal, CSI RS ) 、 解调参考信号 （Demodulation RS， DM RS ) 或小区特定的 参考信号 （Cell- specific RS , CRS ) ， CSI还可以包括信道质量指示 （Channel Quality Indicator/Index,简称 CQI) 。 还需要说明的是， UE可以通过接收基站通 知 （例如无线资源控制 （Radio Resource Control, RRC) 信令或者下行控制信 息（Downlink Control Information, DCI) )或者基于小区标识 ID得到参考信号 的资源配置并在对应的资源或者子帧得到参考信号。
步骤 602、 所述发送端接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI。
步骤 603、 所述发送端根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端基 于参考信号从码本中选择的预编码矩阵 W,其中，所述预编码矩阵 W为两个 矩阵 W1和 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥i， 所述 wi 表示为：
Wl = diag {xi, ..., XNB ] , 1≤ί≤ΝΒ , 其中每个分块矩阵 的列 Xy为第 一向量 Ay和第二向量 By的克罗内克尔 kronecker积： ¾ = j ® Bij。
具体地， 所述发送端可以根据所述 PMI, 按照 3GPP中规定的 PMI与预 编码矩阵的关系， 得到接收端的天线阵列的预编码矩阵\¥。
进一步地， 矩阵 W1可以为表示宽带的信道特性的矩阵， 矩阵 W2可以 为表示子带的信道特性的矩阵； 或者， 矩阵 W1可以为表示长期的信道特性 的矩阵， 矩阵 W2可以为表示短期的信道特性的矩阵。
所述矩阵 W2可以用于选择或者加权组合矩阵 W1中的列矢量， 从而构 成矩阵 W。
本实施例， W1的每个分块矩阵 X,的列 代表一个三维波束矢量， 该
X1,j对应三维空间的一个相位， 该相位由水平向相位和垂直向相位联合表示。 第一向量 Ay对应一个水平向相位， 第二向量 By对应一个垂直向相位， 第 一向量与第二向量的直积 ¾ = j ® Βυ对应水平向相位和垂直向相位联合 得到的一个三维空间的相位。
具体地， 在步骤 603中， 第一向量 Ay可以为对应二维面阵天线的水平向 对应的第一码本 ^中的 DFT向量， 第二向量 By可以为对应二维面阵天线的 垂直向对应的第二码本 中的 DFT向量。而第一码本和第二码本可以从现有 的码本中选取或者重新构造。例如， 对于 4 X 2的二维面阵天线， 可以认为水 平向的天线个数为 4， 垂直向的天线个数为 2， 因此，第一码本 可以从 LTE 的 4天线码本中选取， 第二码本 可以从 LTE的 2天线码本中选取。 或者， 也可以采用其他方式分别定义该第一码本 和第二码本 的形式。
本实施例， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 X,的构成码本， 将代表波束的 每个分块矩阵 X,的列 xld采用三维波束矢量的形式来定义，具体通过对应水 平向相位的第一向量 Ay与对应垂直向相位的第二向量 By进行克罗内克尔 积的方式获得分块矩阵的列， 表示将水平向相位和垂直向相位联合， 从而能 够在码本中表现出三维波束矢量的特征， 因此， 发送端基于接收端反馈的从本 发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高预编码的精 度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。
上述实施例， 在具体实现时， 进一步具体地， 所述分块矩阵 Χι的各列 由 N1个连续的所述第一向量和 N2个连续的所述第二向量两两依次克罗内 克尔 kronecker积得到。 例如， 所述第一向量来自于第一码本 ， 而第一码 本中存在四个第一向量： ,。， , " Αι, 2， Ai, 所述第二向量来自于第二码 本 而第二码本中存在四个第二向量： Βυ Q， Β,！, Β, 2, Β, 3, 则分块矩阵 中包含的四个列 χ,,ο, χ 1， χυ, χ,,3，分别为： 。：^。^^。， xn=Ail®Bn, ¾ = Λ·2®5.2 , χ;3 = 43®β!3。
更进一步地， 上述实施例中， 所述第一向量的个数 N1 大于或等于所述 第二向量的个数 Ν2。 这是由于， 通常水平向的相位范围为 [0， 2π]， 垂直向 的相位范围为 [0， π]， 而且由于垂直向信道的变化慢于水平向信道的变化， 因此， 可以使代表垂直向的第二码本的相位划分粒度大于代表水平向的第一 码本的相位划分粒度， 即在第二码本中第二向量的个数 Ν2 可以小于或等于 第一码本中第一向量的个数 Nl。
进一步地， 三维波束矢量矩阵中的各个波束矢量又可以进一步分成相邻 波束组相互交叠或不交叠的多个波束组。 即上述实施例中， 每个分块矩阵 X, 对应一个波束组， 而波束组的划分可以有多种方式。
具体地， 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ,, Χ1+1,若构成所述 Χ,, Χ1+1的第 二向量为 Ν2个连续的所述第二向量， 其中， Ν2大于 0， 则构成所述 ,Χ1+1 的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于零；
对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+ι,若构成所述 Χ1+ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。
其中， si代表波束组在水平向的交叠个数， 当 si等于零时， 波束组在水 平向不存在交叠； s2代表波束组在垂直向的交叠个数， 当 s2等于零时， 波束 组在垂直向不存在交叠； si和 s2可以同时为零， 对应于波束组完全无交叠的 情况； si和 s2也可以同时不为零， 对应于波束组在水平向和垂直向都存在交 叠的情况。
优选地， 为了保证每个波束矢量组内边缘波束的选择精确性， 相邻波束 矢量组之间通常有一定的交叠， 即 si和 s2不同时为零。
进一步优选地， 所述 si大于或等于所述 s2。 这样， 垂直向可以用更少的 波束组， 从而减少垂直向和整个三维空间的反馈开销。
图 7为本发明确定预编码矩阵的方法实施例二的流程图， 本实施例的执 行主体为发送端，可以为基站或者 UE。当执行主体发送端为基站时，相应地， 接收端可以为 UE, 当执行主体发送端为 UE时，相应地，接收端可以为基站。 本实施例的确定预编码矩阵的方法与图 4所示的确定预编码矩阵指示的方法 实施例二相对应。 如图 7所示， 本实施例的方法可以包括：
步骤 701、 发送端向接收端发送参考信号。
需要说明的是， 本发明实施例对步骤 701 中的参考信号的类型不作限定。 例如， 可以是信道状态信息参考信号 （Channel State Information Reference Signal, CSI RS ) 、 解调参考信号 （Demodulation RS， DM RS ) 或小区特定的 参考信号 （Cell- specific RS , CRS ) ， CSI还可以包括信道质量指示 （Channel Quality Indicator/Index, 简称 CQI) 。 还需要说明的是， UE可以通过接收基站 通知 （例如无线资源控制 （Radio Resource Control, RRC) 信令或者下行控制 信息（Downlink Control Information, DCI)或者基于小区标识 ID得到参考信号 的资源配置并在对应的资源或者子帧得到参考信号。
步骤 702、 所述发送端接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI。
步骤 703、 所述发送端根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端基 于参考信号从码本中选择的预编码矩阵 W,其中，所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥1 , 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^,..., ^ } , l≤i≤NB , 其中每个分块矩阵 为第一码本 ^ 和第二码本 的克罗内克尔 kronecker积： Xt = ® Bi， 所述第一码本 ^ 的各列为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 的各列为 N维 DFT向量， N > 1。
进一步地， 矩阵 W1可以为表示宽带的信道特性的矩阵， 矩阵 W2可以 为表示子带的信道特性的矩阵； 或者， 矩阵 W1可以为表示长期的信道特性 的矩阵， 矩阵 W2可以为表示短期的信道特性的矩阵。
所述矩阵 W2可以用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W,或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量， 从而构成矩阵 W。
在本实施例中， W1的生成码本 X,中的所述的第一码本 ^可以为水平 向 DFT向量或矩阵， 而所述的第二码本：^为垂直向 DFT向量或矩阵， 矩 阵 W1的生成码本 为第一码本和第二码本的直积。 或者， W1的生成码 本为 3维空间的 DFT矢量 （3D DFT矢量） 或矩阵的形式。 由于每个水平 向 DFT矢量或矩阵、 垂直向 DFT矢量或矩阵、 3D DFT矢量或矩阵分别 对应了水平向、 垂直向、 3D方向上的一个相位。 例如， 3GPP的发行号 10 (Rel-10) 的 8天线双码本中， 水平向 32个 4 天线 DFT矢量对应了 [0， 2 π ]区间内均匀分成的 32个相位。
具体地， 在步骤 703 中， 对于矩阵 W1 中的分块矩阵 ， 第一码本 ^ 代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本 表二维面阵天线的垂 直向对应的码本。 例如， 对于 4 X 2的二维面阵天线， 可以认为水平向的天线 个数为 4， 垂直向的天线个数为 2， 因此， 第一码本^可以从 LTE的 4天线 码本中选取， 第二码本 可以从 LTE的 2天线码本中选取。 或者， 也可以采 用其他方式分别定义该第一码本 ^和第二码本 的形式。
本实施例， 由于在步骤 703中， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成 码本， 第一码本 ^代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本 代表二维面阵天线的垂直向对应的码本。该第一码本 的选择和第二码本 B^ 选择是相互独立的， 因此， 本实施例的预编码矩阵 W能够反映出二 维面阵天线的水平向与垂直向特性互相独立的特征， 因此， 发送端基于接 收端反馈的从本发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地 提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。
上述实施例在具体实现时， 考虑到垂直向信道的变化慢于水平向信道 的变化， 此处信道的变化指信道响应在时域、 频域或空域的变化， 因此可 以对水平向和垂直向采用不同的量化方法， 包括量化的粒度或量化的范围 不相同， 即对第一码本 ^和第二码本 ^采用不同的量化方法， 具体可以 包括： 第一种方式， 第一码本^的量化粒度小于第二码本 的量化粒度； 如，第一码本量化颗粒度为 π /32, 即第一码本的构成向量空间中的每个向 量对应的相位为 π /32的某个整数倍。 而第二码本量化颗粒度为 π /16， 即 第二码本的构成向量空间中的每个向量对应的相位为 π /16 的某个整数 倍；第二种方式，第一码本 的构成向量空间中任意两个相邻向量的相位 差都相等， 即第一码本 ^为均匀量化的码本， 而第二码本 的构成向量 空间中至少存在两个相位差不相等， 所述每个相位差是构成向量空间中两 个相邻向量的相位差， 即第二码本 ^为非均匀量化的码本。例如， 第一码 本 ^的构成向量空间中的任意相邻两个向量的相位差为 π /32， 而第二码 本 Β^ 构成向量空间中的第一个和第二个相邻向量的相位差为 π /24， 而 第 22个和第 23个相邻向量的相位差为 π /28 ; 第三种方式， 第一码本 采用均匀量化的码本， 即码本中任意相邻的两个码字的相位差均相等， 第二 码本 采用非均匀量化的码本， 即码本中任意相邻的两个码字的相位差不 全相等； 或者， 也可以采用任意相邻的两个码字的相位差较小的码本作为第 一码本 ， 采用任意相邻的两个码字的相位差较大的码本作为第二码本 B 即， 使得第一码本 的量化粒度小于第二码本 ^。
在一种实现方式中， 第一码本 的各列为 M维离散傅里叶变换 DFT 向量， M可以对应水平向的发射天线数， M > 1， 且任意相邻两列 DFT向 量的相位差相等。
所述第二码本 ^的各列为 N维 DFT向量， N可以对应垂直向的发射 天线数， N > 1， 且至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不相等。
更具体地， 所述第一码本 的各列可以从 个[0， 2 π ]相位区间内 等间隔分布的 Μ维 DFT向量中等间隔选取， Na > l。所述第二码本的各列 可以从 Ne个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布的 Ν维 DFT 向量中选取， Ne > 1。
换言之， 水平向 DFT矢量的个数为 Na， 垂直向 DFT矢量的个数为 Ne, 贝 I」， 每个水平向 DFT矢量对应的相位为 [0， 2 π ]区间内分成的 ^个 相位中的一个， 而每个垂直向 DFT矢量对应的相位为 [0， π]区间内分成 的 Ne个相位中的一个。 需要说明的是， 水平向的相位区间 [0， 2π]和垂直 向的相位区间 [0， π]仅为举例， 在下面的描述中也沿用此例的区间范围， 但是在具体实现时， 也可能采用其他的区间。
根据水平向信道和垂直向信道的特点， 可以限定水平向的相位 [0， 2 π]区间均匀划分， 垂直向的相位 [0， π]区间非均匀划分， 也就是说， 可 以限定 Na个相位中任意相邻的两个相位的差完全相同， 而 Ne个相位中任 意相邻的两个相位的差不完全相同。 例如， 某些垂直向 DFT矢量对应 [0， π/2]区间内均匀分成的 （2Ne/3) 个相位， 而另一些 DFT矢量对应 [π/2， π]区间内均匀分成的 （Ne/3) 个相位。 即垂直向 DFT矢量对应的相位以 π/2为中心， 分别向上或向下以粒度 k和粒度 d进行选取。 这里向上选取 的粒度 k大于等于向下选取的粒度 d。
在另一种实现方式中， 由于垂直向信道的变化慢于水平向信道的变化， 可以使所述第一码本的候选码本的个数大于或等于所述第二码本的候选码本 的个数。 具体地， 例如， W1 中分块矩阵 的个数为 NB， 则第一码本 ^和 第二码本 的个数也可以为 NB，而在该实现方式中， 由于垂直向信道的变化 慢于水平向信道的变化， 可以使第二码本 的个数小于 NB， 例如第二码本 的个数为NB/2， 而在使用时将每个第二码本 重复使用两遍， 所构成的分 块矩阵分别如下： = ®^， Χ^Α, ΘΒ, , Χ3 = Α3 ®Β2 , Χ4 =Α4 ΘΒ2 , ······， ΧΝβ 二 ΑΝΒ ®ΒΝΒΙΪ。
在这种方式下，第二码本 的个数较少，因此可以节省网络的反馈开销。 更进一步地， 在另一种实现方式中， 所述第二码本 中， 任意相邻两列 DFT向量的相位差大于或等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量 的相位差。 即第二码本 中的 DFT向量的相位间隔大于第一码本 ^中 DFT 向量的相位间隔， 也就是说第二码本 中的 DFT向量较为稀疏。这样， 也能 够体现垂直向信道的变化慢于垂直向信道的变化这一特征。
图 8为本发明确定预编码矩阵的方法实施例三的流程图， 本实施例的执 行主体为发送端，可以为基站或者 UE。当执行主体发送端为基站时，相应地， 接收端可以为 UE, 当执行主体发送端为 UE时，相应地，接收端可以为基站。 本实施例的确定预编码矩阵的方法与图 5所示的确定预编码矩阵指示的方法 实施例三相对应。 如图 8所示， 本实施例的方法可以包括：
步骤 801、 发送端向接收端发送参考信号。
需要说明的是， 本发明实施例对步骤 701 中的参考信号的类型不作限定。 例如， 可以是信道状态信息参考信号 （Channel State Information Reference Signal, CSI RS ) 、 解调参考信号 （Demodulation RS， DM RS ) 或小区特定的 参考信号 （Cell- specific RS , CRS ) ， CSI还可以包括信道质量指示 （Channel Quality Indicator/Index, 简称 CQI) 。 还需要说明的是， UE可以通过接收基站 通知 （例如无线资源控制 （Radio Resource Control, RRC ) 信令或者下行控制 信息（Downlink Control Information, DCI )或者基于小区标识 ID得到参考信号 的资源配置并在对应的资源或者子帧得到参考信号。
步骤 802、 所述发送端接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI。
步骤 803、 所述发送端根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端基
Wa
于参考信号从码本中选择的预编码矩阵 W: W
Wb 其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， W0
Wl
Wa - ， 其中， 0≤ ≤«-1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的
W(n -l)
数， η>1 ,
所述 Wb为第三预编码矩阵： ¾ = Φχ ¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵。
具体地， 发送端在接收到所述 PMI之后， 可以根据所述 PMI, 按照 3GPP TS 36. 213中 PMI与预编码矩阵 W之间的对应方法， 得到所述预编码矩阵 I 对于双极化天线的二维面阵 （即， 二维天线面阵中至少包括两个极化方 向， 如两个极化方向可以为正、 负 45度， 或 0度， 90度等）， 第二预编码矩 阵 Wa可以代表第一极化方向的预编码矩阵， 其中 n可以为垂直向天线端口 的个数， 即二维面阵天线的行数， 第三预编码矩阵 Wb可以代表第二极化方 向的预编码矩阵。
该第二预编码矩阵 Wa的选取可以为： 例如对于 2 X 4的二维面阵天线， wo
即天线的行数为 2， 每行的天线个数为 4， 则 Wa可以为 H¾ = WO和
Wl
Wl可以分别从 LTE系统的 4天线码本中选取， 其中 W0和 W1可以选为相 同的码本， 也可以为不同的码本， 本发明实施例对此不作限定。 由于第二极化方向的预编码矩阵可以认为是由第一极化方向的预编码矩 阵旋转一定的相位得到的， 而垂直向每一行天线对应的极化相位旋转特性相 互独立， 因此， 该第三预编码矩阵 Wb可以由第二预编码矩阵 Wa乘以相位 旋转矩阵 Φ得到， 具体地， 第三预编码矩阵 Wb可以表示为：
WO
Wl
ΰ = Φχ α = Φ χ ， 这样， 第三预编码矩阵 Wb能够反映出其由第
W(n - l)
二预编码矩阵 Wa对应的二维面阵天线中的每一行独立进行相位旋转的特点。
本实施例， 接收端基于参考信号从码本中选择预编码矩阵 W:
Wa
w = ，采用分别代表第一极化方向和第二极化方向的特征的 Wa和 Wb Wb 并联的结构， 而 Wb又由 Wa中的每一行独立地进行相位旋转得到， 从而 能够体现二维面阵天线中水平向和垂直向的极化相位互相独立的特征， 并 能够体现垂直向每一行的相位旋转独立的特征。 因此， 发送端基于接收端反 馈的由本发明的码本结构构造的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高预编 码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。 进一步地， 上述实施例的步骤 803中， 所述相位旋转矩阵 Φ可以为对角 矩阵 Φ = e [0, 2 r]。其中 的具体取值可以预
Figure imgf000033_0001
先设置， 例如， 所述 的取值可从 LTE长期演进系统的现有调制方式， 如正 交相移键控 （Quadrature Phase Shift Keying, 简称： QPSK), 8个相位的相移 键控 （8 Phase Shift Keying, 简称： 8PSK), 16个相位的正交振幅调制 （16 Quadrature Amplitude Modulation, 简称： 16QAM) 等调制方式中的任意一个 的星座点对应的相位中选取。 如对于 QPSK来说 4个星座点对应的相位分别 为 {0， π /2， π， 3 π /2} 0 具体地，所述第一预编码矩阵 的各列可以为离散付立叶变换（Discrete Fourier Transform, 简称： DFT) 矢量， 或者， 可以为哈达马 Hadamard矩阵 的列矢量。
具体地， 所述第一预编码矩阵 \^可以从长期演进 LTE系统的 2天线、 4 天线或者 8天线的码本中选取。
图 9为本发明接收端实施例一的结构示意图， 如图 9所示， 本实施例的 接收端 900可以包括： 选择模块 901和发送模块 902， 其中， 选择模块 901 可以用于基于发送端发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB > 1 , 所述 W1 表示为：
^1 = ^ {^,..., ^ } , i≤ ≤Nfi , 其中每个分块矩阵 的列 ¾为第一向量
Ay和第二码本 By的克罗内克尔 kronecker积： ¾ = Αϋ ® Βϋ；
发送模块 902可以用于向所述发送端发送所述预编码矩阵 W对应的预编 码矩阵指示 ΡΜΙ, 以使所述发送端根据所述 ΡΜΙ得到接收端的天线阵列的预 编码矩阵\¥。
进一步地， 所述分块矩阵 的各列由 Ν1个连续的所述第一向量和 Ν2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker积得到。
进一步地， 所述 Ν1大于或等于所述 Ν2。
进一步地， 对于任意两个相邻的分块矩阵 χ1+1,若构成所述 χ1+1的 第二向量为相同的 Ν2个连续的所述第二向量， 其中， Ν2大于 0， 则构成所 述 Χ1+ι的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+ι,若构成所述 Χ1+ι的第一向量为 相同的 Ν1个连续的所述第一向量， 其中， Ν1大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。
进一步地， 所述 si大于或等于所述 s2。
本实施例的接收端， 可以用于执行图 3所示方法实施例的技术方案， 其 实现原理类似， 此处不再赘述。 本实施例的接收端， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成码本， 将代表 波束的每个分块矩阵 X,的列 ¾采用三维波束矢量的形式来定义， 具体通过 对应水平向相位的第一向量 Ay与对应垂直向相位的第二向量 By进行克罗内 克尔积的方式获得分块矩阵的列， 表示将水平向相位和垂直向相位联合， 从 而能够在码本中表现出三维波束矢量的特征， 因此， 发送端基于接收端反馈 的从本发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高预 编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。
图 10为本发明接收端实施例二的结构示意图， 如图 10所示， 本实施例 的接收端 1000可以包括： 选择模块 1001和发送模块 1002， 其中， 选择模块 1001可以用于基于发送端发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩阵 W, 其 中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥\， 所述 W1 表示为： W\ = diag {xi , ..., XNB ] , l≤i≤NB ,其中每个分块矩阵 为第一码本 ^和第二 码本 的克罗内克尔 kronecker积： Χ, = Λ. ®^， 所述第一码本 ^的各列为 Μ维离散傅里叶变换 DFT向量， Μ > 1，所述第二码本 的各列为 N维 DFT 向量， N > 1；
发送模块 1002可以用于向所述发送端发送与所述预编码矩阵 W对应的 预编码矩阵指示 PMI。
进一步地， 每个所述第一码本 的任意相邻两列 DFT向量的相位差相 等。
进一步地， 所述第一码本的各列从^个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分 布的 Μ维 DFT向量中等间隔选取， Na > l。
进一步地，所述第二码本 61至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不 相等。
进一步地，所述第二码本的各列从 Ne个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布 的 Ν维 DFT向量中选取， Ne > l。
进一步地， 所述第一码本的个数大于或等于所述第二码本的个数。
进一步地，所述第二码本 中，任意相邻两列 DFT向量的相位差大于或 等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量的相位差。
进一步地， 所述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信 道特性的矩阵； 或者， 所述 Wl为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。
进一步地， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W, 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W。
本实施例的接收端， 可以用于执行图 4所示方法实施例的技术方案， 其实 现原理类似， 此处不再赘述。
本实施例的接收端， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成码本， 第一 码本 代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本^代表二维面 阵天线的垂直向对应的码本。 该第一码本 ^的选择和第二码本 的选择 是相互独立的， 因此， 本实施例的预编码矩阵 W能够反映出二维面阵天 线的水平向与垂直向特性互相独立的特征， 因此， 发送端基于接收端反馈的 从本发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高预编码 的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。
图 11为本发明接收端实施例三的结构示意图， 如图 11所示， 本实施例 的接收端 1100可以包括： 选择模块 1101和发送模块 1102， 其中，
选择模块 1101可以用于基于发送端发送的参考信号，从码本中选择预编
Wa
码矩阵 w : w = 其中， 所述 Wa为由第一预编码矩阵 组成的第二预
Wb
WO
Wl
编码矩阵， H¾ ， 其中， 0≤ ≤« -1， n为组成所述 Wa的所述第
W(n - l) 编码矩阵的个数， η>1，
所述 Wb为第三预编码矩阵： Η¾ = ΦχΗ¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵；
发送模块 1102可以用于向所述发送端发送与所述预编码矩阵 W对应的 预编码矩阵指示 PMI。 进一步地， 所述相位旋转矩阵为对角矩阵 Φ
Figure imgf000036_0001
= e ， e [0，2 ]。 进一步地， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或 者为哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。
进一步地， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4 天线码本或者 8天线码本中选取。
本实施例的接收端， 可以用于执行图 5所示方法实施例的技术方案，其 实现原理类似， 此处不再赘述。
本实施例的接收端， 基于参考信号从码本中选择预编码矩阵 W:
Wa
w = ，采用分别代表第一极化方向和第二极化方向的特征的 Wa和 Wb Wb 并联的结构， 而 Wb又由 Wa中的每一行独立地进行相位旋转得到， 从而 能够体现二维面阵天线中水平向和垂直向的极化相位互相独立的特征， 并 能够体现垂直向每一行的相位旋转独立的特征。 因此， 发送端基于接收端反 馈的由本发明的码本结构构造的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高预编 码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。 图 12 为本发明发送端实施例一的结构示意图， 发送端可以为基站或终 端。 如图 12所示， 本实施例的发送端 1200可以包括： 发送模块 1201、 接收 模块 1202和确定模块 1203， 其中，
发送模块 1201， 可以用于向接收端发送参考信号；
接收模块 1202， 可以用于接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI;
确定模块 1203，可以用于根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端 基于参考信号从码本中选择的预编码矩阵 W,其中，所述预编码矩阵 W为两 个矩阵 W1和 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥l， 所述 W1 表示为： Wl = diag{x1, ..., XNB } , 1 < ί≤ΝΒ , 其中每个分块矩阵 的列 为第一向 量 和第二向量 By的克罗内克尔 kronecker积： ¾ = A.. ® Btj。
进一步地， 所述分块矩阵 的各列由 N1个连续的所述第一向量和 N2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker积得到。
进一步地， 所述 N1大于或等于所述 N2。
进一步地， 对于任意两个相邻的分块矩阵 X X1+1,若构成所述 X X1+1的 第二向量为相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成所 述 Χ,, Χ1+ι的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+ι,若构成所述 Χ1+ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。
进一步地， 所述 si大于或等于所述 s2。
本实施例的发送端， 可以用于执行图 6所示方法实施例的技术方案， 其 实现原理类似， 此处不再赘述。
本实施例的发送端， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 X,的构成码本， 将代 表波束的每个分块矩阵 X,的列 xld采用三维波束矢量的形式来定义，具体通 过对应水平向相位的第一向量 Ay与对应垂直向相位的第二向量 By进行克 罗内克尔积的方式获得分块矩阵的列， 表示将水平向相位和垂直向相位联 合， 从而能够在码本中表现出三维波束矢量的特征， 因此， 发送端基于接收端 反馈的从本发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高 预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。
图 13为本发明发送端实施例二的结构示意图， 如图 13所示， 本实施例 的发送端 1300可以包括： 发送模块 1301、 接收模块 1302和确定模块 1302， 其中， 发送模块 1301， 可以用于接收端发送参考信号；
接收模块 1302， 可以用于接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI;
确定模块 1302，可以用于根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端 基于参考信号从码本中选择的预编码矩阵 W,其中，所述预编码矩阵 W为矩 阵 W1和矩阵 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥1 , 所述 W1 表示为： W\ = diag {xi, ..., XNB ] , \ < i < NB , 其中每个分块矩阵 为第一码本 和第 二码本 的克罗内克尔 kronecker积： 二 ， 所述第一码本 的各列 为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 的各列为 N维 DFT向量， N > 1。
进一步地， 每个所述第一码本 ^的任意相邻两列 DFT向量的相位差相 等。 进一步地， 所述第一码本的各列从^个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分 布的 Μ维 DFT向量中等间隔选取， Na > l。
进一步地，所述第二码本 61至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不 相等。
进一步地，所述第二码本的各列从 Ne个 [0， π ]相位区间内不等间隔分布 的 Ν维 DFT向量中选取， Ne > l。
进一步地， 所述第一码本的个数大于或等于所述第二码本的个数。
进一步地，所述第二码本 中，任意相邻两列 DFT向量的相位差大于或 等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量的相位差。
进一步地， 所述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信 道特性的矩阵；
或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。
进一步地， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W, 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W。
本实施例的发送端， 可以用于执行图 7所示方法实施例的技术方案， 其 实现原理类似， 此处不再赘述。
本实施例的发送端， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 X,的构成码本， 第一 码本 代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本^代表二维面 阵天线的垂直向对应的码本。 该第一码本 的选择和第二码本 的选择 是相互独立的， 因此， 本实施例的预编码矩阵 W能够反映出二维面阵天 线的水平向与垂直向特性互相独立的特征， 因此， 发送端基于接收端反馈的 从本发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高预编码 的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。
图 14为本发明发送端实施例三的结构示意图， 如图 14所示， 本实施例 的发送端 1400可以包括：
发送模块 1401， 可以用于向接收端发送参考信号；
接收模块 1402， 可以用于接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI;
确定模块 1403，可以用于根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端 Wa 基于参考信号从码本中选择的预编码矩阵 W， 其中， W =
Wb 其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， W0
Wl
Wa - ， 其中， 0≤ ≤M -1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的
W{n - \)
个数， η>1， 所述 Wb为第三预编码矩阵： ¾ = Φχ ¾， 所述 Φ为所述 Wa的 相位旋转矩阵。
o … 0 进一步地， 所述相位旋转矩阵为对角矩阵 Φ : '
0 φ„- 进一步地， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或 者为哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。
进一步地， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4 天线码本或者 8天线码本中选取。
本实施例的发送端， 可以用于执行图 8所示方法实施例的技术方案， 其 实现原理类似， 此处不再赘述。
Wa
本实施例的发送端， 预编码矩阵 W = 采用分别代表第一极化方
Wb 向和第二极化方向的特征的 Wa和 Wb并联的结构， 而 Wb又由 Wa中的 每一行独立地进行相位旋转得到， 从而能够体现二维面阵天线中水平向和 垂直向的极化相位互相独立的特征， 并能够体现垂直向每一行的相位旋转 独立的特征。 因此， 发送端基于接收端反馈的由本发明的码本结构构造的预编 码矩阵进行预编码， 可以有效地提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高 系统的吞吐量。 图 15为本发明接收设备实施例一的硬件结构示意图，接收设备可以为基 站或者终端。如图 15所示，本实施例的接收设备 1500可以包括：处理器 1501 和发送器 1502， 可选地， 该接收设备还可以包括存储器 1503。 其中， 处理 器 1501、 发送器 1502和存储器 1503可以通过系统总线或其他方式相连， 图 15中以系统总线相连为例；系统总线可以是 ISA总线、 PCI总线或 EISA 总线等。 所述系统总线可以分为地址总线、 数据总线、 控制总线等。 为便 于表示， 图 15 中仅用一条线表示， 但并不表示仅有一根总线或一种类型 的总线。
其中， 选择模块 1501可以用于基于发送设备发送的参考信号， 从码本中 选择预编码矩阵 W,其中，所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积， 其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥l， 所述 W1 表示为： Wl = diag {xi, ..., XNB ] , \ < ί < ΝΒ , 其中每个分块矩阵 的列 为第一向量 Ay 和第二码本 By的克罗内克尔 kronecker积： y. = A, ® ¾；
发送器 1502可以用于向所述发送设备发送所述预编码矩阵 W对应的预 编码矩阵指示 PMI, 以使所述发送设备根据所述 PMI得到接收设备的天线阵 列的预编码矩阵\¥。
进一步地， 所述分块矩阵 的各列由 N1个连续的所述第一向量和 N2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker积得到。
进一步地， 所述 N1大于或等于所述 N2。
进一步地， 对于任意两个相邻的分块矩阵 X1+1,若构成所述 X1+1的 第二向量为相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成所 述 Χ1+ι的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ,, Χ1+ι,若构成所述 Χ,, Χ1+ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。
进一步地， 所述 si大于或等于所述 s2。
本实施例的接收设备， 可以用于执行图 3所示方法实施例的技术方案， 其实现原理类似， 此处不再赘述。
本实施例的接收设备， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成码本， 将代 表波束的每个分块矩阵 X,的列 采用三维波束矢量的形式来定义， 具体通 过对应水平向相位的第一向量 Ay与对应垂直向相位的第二向量 By进行克罗 内克尔积的方式获得分块矩阵的列， 表示将水平向相位和垂直向相位联合， 从而能够在码本中表现出三维波束矢量的特征， 因此， 发送设备基于接收设 备反馈的从本发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地 提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。
图 16为本发明接收设备实施例二的硬件结构示意图，接收设备可以为基 站或者终端。如图 16所示，本实施例的接收设备 1600可以包括：处理器 1601 和发送器 1602， 可选地， 该接收设备还可以包括存储器 1603。 其中， 处理 器 1601、 发送器 1602和存储器 1603可以通过系统总线或其他方式相连， 图 16中以系统总线相连为例；系统总线可以是 ISA总线、 PCI总线或 EISA 总线等。 所述系统总线可以分为地址总线、 数据总线、 控制总线等。 为便 于表示， 图 16 中仅用一条线表示， 但并不表示仅有一根总线或一种类型 的总线。
其中， 处理器 1601可以用于基于发送设备发送的参考信号， 从码本中选 择预编码矩阵 W， 其中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积， 其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥l , 所述 W1 表示为：
^1 = ^ {^,..., ^ } , ≤i≤NB , 其中每个分块矩阵 为第一码本 ^ 和第二码本 的克罗内克尔 kronecker积： ^ = A ® Bt， 所述第一码本 ^ 的各列为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 的各列为 N维 DFT向量， N > 1 ;
发送器 1602可以用于向所述发送设备发送与所述预编码矩阵 W对应的 预编码矩阵指示 PMI。
进一步地， 每个所述第一码本 ^的任意相邻两列 DFT向量的相位差相 等。
进一步地， 所述第一码本的各列从^个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分 布的 Μ维 DFT向量中等间隔选取， Na > l。
进一步地，所述第二码本 61至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不 相等。
进一步地，所述第二码本的各列从 Ne个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布 的 Ν维 DFT向量中选取， Ne > l。
进一步地， 所述第一码本的个数大于或等于所述第二码本的个数。
进一步地，所述第二码本 中，任意相邻两列 DFT向量的相位差大于或 等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量的相位差。
进一步地， 所述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信 道特性的矩阵； 或者， 所述 Wl为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。
进一步地， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W, 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W。
本实施例的接收设备， 可以用于执行图 4所示方法实施例的技术方案， 其 实现原理类似， 此处不再赘述。
本实施例的接收设备， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成码本， 第 一码本 代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本 ^代表二维 面阵天线的垂直向对应的码本。 该第一码本 ^的选择和第二码本 的选 择是相互独立的， 因此， 本实施例的预编码矩阵 W能够反映出二维面阵 天线的水平向与垂直向特性互相独立的特征， 因此， 发送设备基于接收设备 反馈的从本发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高 预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。
图 17为本发明接收设备实施例三的硬件结构示意图，接收设备可以为基 站或者终端。如图 17所示，本实施例的接收设备 1700可以包括：处理器 1701 和发送器 1702， 可选地， 该接收设备还可以包括存储器 1703。 其中， 处理 器 1701、 发送器 1702和存储器 1703可以通过系统总线或其他方式相连， 图 17中以系统总线相连为例；系统总线可以是 ISA总线、 PCI总线或 EISA 总线等。 所述系统总线可以分为地址总线、 数据总线、 控制总线等。 为便 于表示， 图 17 中仅用一条线表示， 但并不表示仅有一根总线或一种类型 其中， 处理器 1701可以用于基于发送设备发送的参考信号， 从码本中选
Wa
择预编码矩阵 W: 其中， 所述 Wa为由第一预编码矩阵 组成的
Wb
WO
二预编码矩阵， H¾ = l W1 ， 其中， 0≤Ϊ·≤Μ-1， η为组成所述 Wa的所述
Figure imgf000043_0001
一预编码矩阵的个数， η>1， 所述 Wb为第三预编码矩阵： = Φχ^¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵;
发送器 1702可以用于向所述发送设备发送与所述预编码矩阵 W对应的 预编码矩阵指匕 /， PMI。
o … 0 进一步地， 所述相位旋转矩阵为对角矩阵 =
0 φ„-ι
¾ = e^ , ^. e [0, 2^] o
进一步地， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或 者为哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。
进一步地， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4 天线码本或者 8天线码本中选取。
本实施例的接收设备， 可以用于执行图 5所示方法实施例的技术方案， 其实现原理类似， 此处不再赘述。
本实施例的接收设备， 基于参考信号从码本中选择预编码矩阵 W:
Wa
W ，采用分别代表第一极化方向和第二极化方向的特征的 Wa和 Wb Wb 并联的结构， 而 Wb又由 Wa中的每一行独立地进行相位旋转得到， 从而 能够体现二维面阵天线中水平向和垂直向的极化相位互相独立的特征， 并 能够体现垂直向每一行的相位旋转独立的特征。 因此， 发送设备基于接收设 备反馈的由本发明的码本结构构造的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高 预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。 图 18为本发明发送设备实施例一的硬件结构示意图，发送设备可以为基 站或者终端。如图 18所示，本实施例的发送设备 1800可以包括：发送器 1801、 接收器 1802和处理器 1803， 可选地， 该接收设备还可以包括存储器 1804。 其中， 发送器 1801、 接收器 1802、 处理器 1803和存储器 1803可以通过系 统总线或其他方式相连， 图 18 中以系统总线相连为例； 系统总线可以是 ISA总线、 PCI总线或 EISA总线等。 所述系统总线可以分为地址总线、 、 控制总线等。 为便于表示， 图 18 中仅用一条线表示， 但并不 仅有一根总线或一种类型的总线。
其中， 发送器 1801， 可以用于向接收设备发送参考信号； 接收器 1802， 可以用于接收接收设备发送的预编码矩阵指示 PMI; 处理器 1803， 可以用于 根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收设备基于参考信号从码本中选择 的预编码矩阵 W， 其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积， 其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥1， 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^, ..., ^ } , ≤i≤NB， 其中每个分块矩阵 的列 为第一向量 Ay和第二向量 By的克罗内克尔 kronecker积： = Atj ® Btj。
进一步地， 所述分块矩阵 的各列由 Ν1个连续的所述第一向量和 Ν2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker积得到。
进一步地， 所述 Ν1大于或等于所述 Ν2。
进一步地， 对于任意两个相邻的分块矩阵 χ1+1,若构成所述 χ1+1的 第二向量为相同的 Ν2个连续的所述第二向量， 其中， Ν2大于 0， 则构成所 述 Χ1+ι的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ,, Χ1+ι,若构成所述 Χ,, Χ1+ι的第一向量为 相同的 Ν1个连续的所述第一向量， 其中， Ν1大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。
进一步地， 所述 si大于或等于所述 s2。
本实施例的发送设备， 可以用于执行图 6所示方法实施例的技术方案， 其实现原理类似， 此处不再赘述。
本实施例的发送设备， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成码本， 将 代表波束的每个分块矩阵 X,的列 采用三维波束矢量的形式来定义，具体 通过对应水平向相位的第一向量 Ay与对应垂直向相位的第二向量 By进行 克罗内克尔积的方式获得分块矩阵的列，表示将水平向相位和垂直向相位联 合， 从而能够在码本中表现出三维波束矢量的特征， 因此， 发送设备基于接收 设备反馈的从本发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地 提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。
图 19为本发明发送设备实施例二的硬件结构示意图，发送设备可以为基 站或者终端。如图 19所示，本实施例的发送设备 1900可以包括：发送器 1901、 接收器 1902和处理器 1903， 可选地， 该接收设备还可以包括存储器 1904。 其中， 发送器 1901、 接收器 1902、 处理器 1903和存储器 1903可以通过系 统总线或其他方式相连， 图 19 中以系统总线相连为例； 系统总线可以是 ISA总线、 PCI总线或 EISA总线等。 所述系统总线可以分为地址总线、 数据总线、 控制总线等。 为便于表示， 图 19 中仅用一条线表示， 但并不 表示仅有一根总线或一种类型的总线。
其中， 发送器 1901， 可以用于向接收设备发送参考信号； 接收器 1902， 可以用于接收接收设备发送的预编码矩阵指示 PMI; 处理器 1903， 可以用于 根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收设备基于参考信号从码本中选择 的预编码矩阵 W， 其中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积， 其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥1 , 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^,..., ^ } , l≤i≤NB , 其中每个分块矩阵 为第一码本 ^ 和第二码本 的克罗内克尔 kronecker积： ^ = A ® Bi， 所述第一码本 ^ 的各列为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 的各列为 N维 DFT向量， N > 1。
进一步地， 每个所述第一码本 的任意相邻两列 DFT向量的相位差相 等。
进一步地， 所述第一码本的各列从^个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分 布的 Μ维 DFT向量中等间隔选取， Na > l。
进一步地，所述第二码本 61至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不 相等。
进一步地，所述第二码本的各列从 Ne个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布 的 Ν维 DFT向量中选取， Ne > l。
进一步地， 所述第一码本的个数大于或等于所述第二码本的个数。
进一步地，所述第二码本 中，任意相邻两列 DFT向量的相位差大于或 等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量的相位差。
进一步地， 所述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信 道特性的矩阵；
或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。
进一步地， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W, 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W。 本实施例的发送设备， 可以用于执行图 7所示方法实施例的技术方案， 其实现原理类似， 此处不再赘述。
本实施例的发送设备， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 X,的构成码本， 第 一码本 ^代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本 ^代表二维 面阵天线的垂直向对应的码本。 该第一码本 ^的选择和第二码本 的选 择是相互独立的， 因此， 本实施例的预编码矩阵 W能够反映出二维面阵 天线的水平向与垂直向特性互相独立的特征， 因此， 发送设备基于接收设备 反馈的从本发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高 预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。
图 20为本发明发送设备实施例三的硬件结构示意图，发送设备可以为基 站或者终端。如图 20所示，本实施例的发送设备 2000可以包括：发送器 2001、 接收器 2002和处理器 2003， 可选地， 该接收设备还可以包括存储器 2004。 其中， 发送器 2001、 接收器 2002、 处理器 2003和存储器 2003可以通过系 统总线或其他方式相连， 图 20 中以系统总线相连为例； 系统总线可以是 ISA总线、 PCI总线或 EISA总线等。 所述系统总线可以分为地址总线、 数据总线、 控制总线等。 为便于表示， 图 20 中仅用一条线表示， 但并不 表示仅有一根总线或一种类型的总线。
其中， 发送器 2001， 可以用于向接收设备发送参考信号； 接收器 2002， 可以用于接收接收设备发送的预编码矩阵指示 PMI; 处理器 2003， 可以用于 根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收设备基于参考信号从码本中选择
Wa
的预编码矩阵 W, 其中， W
Wb 其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵，
W0
Wa = \ W1 ， 其中， 0≤ ≤M-1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的
个数， η>1， 所述 Wb为第三预编码矩阵： Wb = OxWa， 所述 Φ为所述 Wa的 相位旋转矩阵。 进一步地， 所述相位旋转矩阵为对角矩阵 =
0 φ„-
¾ = e^ , ^. e [0, 2^] o
进一步地， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或 者为哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。
进一步地， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4 天线码本或者 8天线码本中选取。
本实施例的发送设备， 可以用于执行图 8所示方法实施例的技术方案， 其实现原理类似， 此处不再赘述。
Wa
本实施例的发送设备， 预编码矩阵 W = 采用分别代表第一极化
Wb 方向和第二极化方向的特征的 Wa和 Wb并联的结构， 而 Wb又由 Wa中 的每一行独立地进行相位旋转得到， 从而能够体现二维面阵天线中水平向 和垂直向的极化相位互相独立的特征， 并能够体现垂直向每一行的相位旋 转独立的特征。 因此， 发送设备基于接收设备反馈的由本发明的码本结构构造 的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。 图 21为本发明通信系统实施例的结构示意图， 如图 21所示， 本实施例 的系统 2100包括： 接收设备和发送设备， 其中， 接收设备可以采用图 15~图 17任一设备实施例的结构， 其对应地， 可以执行图 3~图 5中任一方法实施例 的技术方案， 发送设备可以采用图 18~图 20任一设备实施例的结构， 其对应 地， 可以执行图 6~图 8中任一方法实施例的技术方案， 其实现原理和技术效 果类似， 此处不再赘述。
本领域普通技术人员可以理解： 实现上述各方法实施例的全部或部分步 骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。 前述的程序可以存储于一计算机可 读取存储介质中。 该程序在执行时， 执行包括上述各方法实施例的步骤； 而 前述的存储介质包括： ROM、 RAM, 磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码 的介质。
最后应说明的是： 以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案， 而非对 其限制； 尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明， 本领域的普通 技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改， 或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换； 而这些修改或者替换， 并 不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims

权 利 要 求 书
1、 一种确定预编码矩阵指示的方法， 其特征在于， 包括：
接收端基于发送端发送的参考信号，从码本中选择预编码矩阵 W,其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥1， 所述 \^表示为：
Wl = diag {Xl , ..., XNB ] , \≤i≤NB， 其中每个分块矩阵 的列 为第一向 量 Ay和第二向量 By的克罗内克尔 kronecker积： = Atj ® Btj；
所述接收端向所述发送端发送所述预编码矩阵 W对应的预编码矩阵指示 PMI, 以使所述发送端根据所述 PMI得到所述预编码矩阵 W。
2、 根据权利要求 1所述的方法， 其特征在于，
所述分块矩阵 的各列由 N1个连续的所述第一向量和 N2个连续的所 述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker积得到。
3、 根据权利要求 2所述的方法， 其特征在于， 所述 N1大于或等于所述
4、 根据权利要求 1~3中任一项所述的方法， 其特征在于，
对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+ι,若构成所述 Χ1+ι的第二向量为 相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于零；
对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+ι,若构成所述 Χ1+ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。
5、 根据权利要求 4所述的方法， 其特征在于， 所述 si大于或等于所述
6、 一种确定预编码矩阵指示的方法， 其特征在于， 包括：
接收端基于发送端发送的参考信号，从码本中选择预编码矩阵 W,其中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥l , 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^,..., ^ } , l≤i≤NB , 其中每个分块矩阵 为第一码本 ^ 和第二码本 的克罗内克尔 kronecker积： X,· = ® Bi， 所述第一码本 ^ 的各列为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 的各列为 N维 DFT向量， N > 1 ;
所述接收端向所述发送端发送与所述预编码矩阵 W对应的预编码矩阵指 示 PMI。
7、 根据权利要求 6所述的方法， 其特征在于， 每个所述第一码本 ^的 任意相邻两列 DFT向量的相位差相等。
8、 根据权利要求 7所述的方法， 其特征在于， 所述第一码本的各列从 Na个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分布的 M维 DFT向量中等间隔选取， Na > l o
9、 根据权利要求 6~8中任一项所述的方法， 其特征在于， 所述第二码本 61至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不相等。
10、 根据权利要求 9所述的方法， 其特征在于， 所述第二码本的各列从 Ne个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布的 N维 DFT向量中选取， Ne > l。
11、 根据权利要求 6~10中任一项所述的方法， 其特征在于， 所述第一码 本的个数大于或等于所述第二码本的个数。
12、 根据权利要求 6~11中任一项所述的方法， 其特征在于， 所述第二码 本 中， 任意相邻两列 DFT向量的相位差大于或等于所述第一码本 ^中的 任意相邻两列 DFT向量的相位差。
13、 根据权利要求 6~12中任一项所述的方法， 其特征在于， 所述 W1 为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信道特性的矩阵；
或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。
14、 根据权利要求 6-13中任一项所述的方法， 其特征在于， 所述矩阵 W2 用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W， 或者， 用于加权组合矩阵 W1 中的列矢量从而构成矩阵 W。
15、 一种确定预编码矩阵指示的方法， 其特征在于， 包括：
接收端基于发送端发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩阵 W : W = ，
Figure imgf000051_0001
其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， Wl
Wa - ， 其中， 0≤ ≤«-l， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的
W(n -l)
个数， η>1，
所述 Wb为第三预编码矩阵： Η¾ = ΦχΗ¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵；
所述接收端向所述发送端发送与所述预编码矩阵 W对应的预编码矩阵指 示 PMI。
16、 根据权利要求 15所述的方法， 其特征在于， 所述相位旋转矩阵为对 角矩阵 Φ = ， = e ， e [0，2 ]。
Figure imgf000052_0001
17、 根据权利要求 15或 16所述的方法， 其特征在于， 所述第一预编码 矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或者为哈达马 Hadamard矩阵的列
18、 根据权利要求 15或 16项所述的方法， 其特征在于， 所述第一预编 码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4天线码本或者 8天线码本中选 取。
19、 一种确定预编码矩阵的方法， 其特征在于， 包括：
发送端向接收端发送参考信号；
所述发送端接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI;
所述发送端根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端基于参考信号 从码本中选择的预编码矩阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥l， 所述 W1 表示为: ^1 = ^ {^,..., ^ } , l≤i≤NB , 其中每个分块矩阵 的列 为第一向 量 Ay和第二向量 By的克罗内克尔 kronecker积： ¾ = A^ B^。
20、 根据权利要求 19所述的方法， 其特征在于，
所述分块矩阵 的各列由 N1个连续的所述第一向量和 N2个连续的所 述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker积得到。
21、 根据权利要求 20所述的方法， 其特征在于， 所述 N1大于或等于所 述 N2。
22、 根据权利要求 19~21中任一项所述的方法， 其特征在于，
对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ,, Χ1+ι,若构成所述 Χ,, Χ1+ι的第二向量为 相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于零；
对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+ι,若构成所述 Χ1+ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。
23、 根据权利要求 22所述的方法， 其特征在于， 所述 si大于或等于所 述 s2。
24、 一种确定预编码矩阵的方法， 其特征在于， 包括：
发送端向接收端发送参考信号；
所述发送端接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI;
所述发送端根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端基于参考信号 从码本中选择的预编码矩阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥1 , 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^,..., ^ } , ≤i≤NB，其中每个分块矩阵 为第一码本 ^和第二 码本 的克罗内克尔 kronecker积： Χ^ Α Β 所述第一码本 ^的各列为 Μ维离散傅里叶变换 DFT向量， Μ > 1，所述第二码本 的各列为 N维 DFT 向量， N > 1。
25、 根据权利要求 24所述的方法， 其特征在于， 每个所述第一码本 ^ 的任意相邻两列 DFT向量的相位差相等。
26、 根据权利要求 25所述的方法， 其特征在于， 所述第一码本的各列从 Na个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分布的 M维 DFT向量中等间隔选取， Na > 1。
27、 根据权利要求 24~26中任一项所述的方法， 其特征在于， 所述第二 码本 61至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不相等。
28、 根据权利要求 27所述的方法， 其特征在于， 所述第二码本的各列从 Ne个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布的 N维 DFT向量中选取， Ne > l。
29、 根据权利要求 24~28中任一项所述的方法， 其特征在于， 所述第一 码本的个数大于或等于所述第二码本的个数。
30、 根据权利要求 24~29中任一项所述的方法， 其特征在于， 所述第二 码本 中， 任意相邻两列 DFT向量的相位差大于或等于所述第一码本 中 的任意相邻两列 DFT向量的相位差。
31、 根据权利要求 24~30中任一项所述的方法， 其特征在于， 所述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信道特性的矩阵；
或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。
32、 根据权利要求 24-31中任一项所述的方法， 其特征在于， 所述矩阵 W2 用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W， 或者， 用于加权组合矩阵 W1 中的列矢量从而构成矩阵 W。
33、 一种确定预编码矩阵的方法， 其特征在于， 包括： 所述发送端接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI;
所述发送端根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端基于参考信号
Wa
从码本中选择的预编码矩阵 W， 其中， W =
Wb
其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， W0
Wl
Wa = 其中， 0≤ ≤«-1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的
W(n - l)
数， η>1 ,
所述 Wb为第三预编码矩阵： Η¾ = ΦχΗ¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵 <
34、 根据权利要求 33所述的方法， 其特征在于， 所述相位旋转矩阵为对 角矩阵 Φ = ， ¾ = e , e [0, 2 ]。
Figure imgf000054_0001
35、 根据权利要求 33或 34所述的方法， 其特征在于， 所述第一预编码 矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或者为哈达马 Hadamard矩阵的列
36、 根据权利要求 33或 34项所述的方法， 其特征在于， 所述第一预编 码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4天线码本或者 8天线码本中选 取。
37、 一种接收设备， 其特征在于， 包括：
处理器， 用于基于发送设备发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩阵 W， 其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥l， 所述 W1 表示为： Wl = diag{xi, ..., XNB ] , 1≤ί≤ΝΒ , 其中每个分块矩阵 的列 ¾为第一向 量 和第二向量 By的克罗内克尔 kronecker积： ¾ = A^ B^；
发送器，用于向所述发送设备发送所述预编码矩阵 W对应的预编码矩阵 指示 PMI, 以使所述发送设备根据所述 PMI得到所述预编码矩阵 W。
38、 根据权利要求 37所述的接收设备， 其特征在于，
所述分块矩阵 的各列由 N1个连续的所述第一向量和 N2个连续的所 述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker积得到。
39、 根据权利要求 38所述的接收设备， 其特征在于， 所述 N1大于或等 于所述 N2。
40、 根据权利要求 37~39中任一项所述的接收设备， 其特征在于， 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+ι,若构成所述 Χ1+ι的第二向量为 相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于零；
对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ,, X1+1,若构成所述 Χ,, X1+1的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。
41、 根据权利要求 40所述的接收设备， 其特征在于， 所述 si大于或等 于所述 s2。
42、 一种接收设备， 其特征在于， 包括：
处理器， 用于基于发送设备发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥1 , 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^,..., ^ } , ≤i≤NB ,其中每个分块矩阵 为第一码本 和第 二码本 的克罗内克尔 kronecker积： = 4 ® β,.， 所述第一码本 ^的各列 为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 的各列为 N维 DFT向量， N > 1 ;
发送器，用于向所述发送设备发送与所述预编码矩阵 W对应的预编码矩 阵指示 PMI。
43、 根据权利要求 42所述的接收设备， 其特征在于， 每个所述第一码本 的任意相邻两列 DFT向量的相位差相等。
44、 根据权利要求 43所述的接收设备， 其特征在于， 所述第一码本的 各列从 Na个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分布的 Μ维 DFT向量中等间隔选 取， Na > l。
45、 根据权利要求 42~44中任一项所述的接收设备， 其特征在于， 所述 第二码本 61至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不相等。
46、 根据权利要求 45所述的接收设备， 其特征在于， 所述第二码本的各 列从 Ne个 [0， π ]相位区间内不等间隔分布的 N维 DFT向量中选取， Ne > l。
47、 根据权利要求 42~46中任一项所述的接收设备， 其特征在于， 所述 第一码本的个数大于或等于所述第二码本的个数。
48、 根据权利要求 42~47中任一项所述的接收设备， 其特征在于， 所述 第二码本 中， 任意相邻两列 DFT 向量的相位差大于或等于所述第一码本 中的任意相邻两列 DFT向量的相位差。
49、 根据权利要求 42~48中任一项所述的接收设备， 其特征在于， 所 述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信道特性的矩阵； 或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。
50、 根据权利要求 42-49中任一项所述的接收设备， 其特征在于， 所述矩 阵 W2用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W， 或者， 用于加权组合矩 阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W。
51、 一种接收设备， 其特征在于， 包括：
处理器， 用于基于发送设备发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩阵
W: w = ，
Figure imgf000056_0001
其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， Wl
Wa - ， 其中， 0≤ ≤«-l， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的
W(n - l)
数， η>1 ,
所述 Wb为第三预编码矩阵： Η¾ = ΦχΗ¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵;
发送器，用于向所述发送设备发送与所述预编码矩阵 W对应的预编码矩 阵指 PMI。
52、 根据权利要求 51所述的接收设备， 其特征在于， 所述相位旋转矩阵 为对角矩阵 Φ
Figure imgf000057_0001
53、 根据权利要求 51或 52所述的接收设备， 其特征在于， 所述第一预 编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或者为哈达马 Hadamard矩阵 的列矢量。
54、 根据权利要求 51或 52项所述的接收设备， 其特征在于， 所述第一 预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4天线码本或者 8天线码本 中选取。
55、 一种发送设备， 其特征在于， 包括：
发送器， 用于向接收设备发送参考信号；
接收器， 用于接收接收设备发送的预编码矩阵指示 PMI;
处理器， 用于根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收设备基于参考 信号从码本中选择的预编码矩阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥1 , 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^, ..., ^ } , l≤i≤NB , 其中每个分块矩阵 的列 为第一向 量 Ay和第二向量 By的克罗内克尔 kronecker积： = Atj ® Btj。
56、 根据权利要求 55所述的发送设备， 其特征在于，
所述分块矩阵 X,的各列由 N1个连续的所述第一向量和 N2个连续的所 述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker积得到。
57、 根据权利要求 56所述的发送设备， 其特征在于， 所述 N1大于或等 于所述 N2。
58、 根据权利要求 55~57中任一项所述的发送设备， 其特征在于， 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+ι,若构成所述 Χ1+ι的第二向量为 相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于零；
对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ1+ι,若构成所述 Χ1+ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X1+1的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。
59、 根据权利要求 58所述的发送设备， 其特征在于， 所述 si大于或等 于所述 s2。
60、 一种发送设备， 其特征在于， 包括：
发送器， 用于向接收设备发送参考信号；
接收器， 用于接收接收设备发送的预编码矩阵指示 PMI;
处理器， 用于根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收设备基于参考 信号从码本中选择的预编码矩阵 W, 其中，所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和 矩阵 W2的乘积，
其中， 所述 W1 包含 NB个分块矩阵 ， NB≥l , 所述 W1 表示为： Wl = diag {x ..., XNB } , 1≤ί≤ΝΒ , 其中每个分块矩阵 为第一码本 ^和 第二码本 的克罗内克尔 kronecker积： ^ = 4 ® ^， 所述第一码本 的各 列为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 B 各列为 N 维 DFT向量， N > 1。
61、 根据权利要求 60所述的发送设备， 其特征在于， 每个所述第一码本 的任意相邻两列 DFT向量的相位差相等。
62、 根据权利要求 61所述的发送设备， 其特征在于， 所述第一码本的各 列从 Na个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分布的 M维 DFT向量中等间隔选取，
Na > l o
63、 根据权利要求 60~62中任一项所述的发送设备， 其特征在于， 所述 第二码本 61至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不相等。
64、 根据权利要求 63所述的发送设备， 其特征在于， 所述第二码本的各 列从 Ne个 [0， π ]相位区间内不等间隔分布的 N维 DFT向量中选取， Ne > l。
65、 根据权利要求 60~64中任一项所述的发送设备， 其特征在于， 所述 第一码本的个数大于或等于所述第二码本的个数。
66、 根据权利要求 60~65中任一项所述的发送设备， 其特征在于， 所述 第二码本 中， 任意相邻两列 DFT 向量的相位差大于或等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量的相位差。
67、 根据权利要求 60~66中任一项所述的发送设备， 其特征在于， 所 述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信道特性的矩阵； 或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。
68、 根据权利要求 60~67中任一项所述的发送设备， 其特征在于， 所述矩 阵 W2用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W， 或者， 用于加权组合矩 阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W。
69、 一种发送设备， 其特征在于， 包括：
发送器， 用于向接收设备发送参考信号；
接收器， 用于接收接收设备发送的预编码矩阵指示 PMI;
处理器， 用于根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收设备基于参考
Wa
信号从码本中选择的预编码矩阵 w， 其中， W
Wb
其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， W0
Wl
Wa = 其中， 0≤ ≤«-1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的
W(n - l)
数， η>1 ,
所述 Wb为第三预编码矩阵： Η¾ = ΦχΗ¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵 <
70、 根据权利要求 69所述的发送设备， 其特征在于， 所述相位旋转矩阵 为对角矩阵 Φ =
Figure imgf000059_0001
71、 根据权利要求 69或 70所述的发送设备， 其特征在于， 所述第一预 编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或者为哈达马 Hadamard矩阵 的列矢量。
72、 根据权利要求 69或 70项所述的发送设备， 其特征在于， 所述第一 预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4天线码本或者 8天线码本 中选取。
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104782070A (zh) * 2013-11-01 2015-07-15 华为技术有限公司 确定预编码矩阵指示的方法、接收设备和发送设备
WO2017025807A1 (en) * 2015-08-07 2017-02-16 Alcatel Lucent Method and apparatus for long-term feedback in multi-input multi-output communications
WO2017049640A1 (zh) * 2015-09-25 2017-03-30 华为技术有限公司 一种预编码方法及装置
JP2018526908A (ja) * 2015-08-24 2018-09-13 チャイナ アカデミー オブ テレコミュニケーションズ テクノロジー プリコーディング行列確定方法および装置
JP2018530947A (ja) * 2015-08-24 2018-10-18 電信科学技術研究院 コーディング指示情報の伝送及びプリコーディングマトリックス確定の方法と装置
EP3890200A1 (en) * 2016-03-31 2021-10-06 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Method and device for selecting a precoder

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015198145A1 (en) 2014-06-27 2015-12-30 Techflux, Ltd. Bandwidth signaling
WO2015198139A1 (en) 2014-06-27 2015-12-30 Techflux, Ltd. Method and device for transmitting data unit
JPWO2016047527A1 (ja) * 2014-09-25 2017-08-10 株式会社Ｎｔｔドコモ ユーザ装置及び基地局
US9825742B2 (en) * 2014-10-03 2017-11-21 Samsung Electronics Co., Ltd. Codebook design and structure for advanced wireless communication systems
WO2016024912A2 (en) * 2015-11-04 2016-02-18 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Precoding a transmission from a two-dimensional antenna array using a partially reshaped codebook
EP3389193A4 (en) * 2015-12-29 2018-12-26 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and apparatus for determining pre-coding matrix
WO2017166219A1 (en) * 2016-03-31 2017-10-05 Qualcomm Incorporated Channel covariance feedback for enhanced fd-mimo
CN108288987B (zh) 2017-01-07 2021-10-01 华为技术有限公司 一种发射分集的方法、终端和基站
CN109245875B (zh) * 2017-08-12 2019-09-13 华为技术有限公司 预编码矩阵子集限制的方法和传输装置
US10404339B1 (en) 2018-08-09 2019-09-03 At&T Intellectual Property I, L.P. Precoding matrix indicator determination in wireless communication systems
CN111435848B (zh) * 2019-01-11 2022-05-31 华为技术有限公司 指示和确定预编码向量的方法以及通信装置
WO2020164153A1 (zh) * 2019-02-15 2020-08-20 Oppo广东移动通信有限公司 确定配置参数的方法、终端设备和网络设备
US11876654B2 (en) * 2020-04-22 2024-01-16 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for unified codebooks for orthogonal sequence transmission
WO2024098388A1 (en) * 2022-11-11 2024-05-16 Qualcomm Incorporated Phase alignment for precoders

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101969366A (zh) * 2010-09-26 2011-02-09 华中科技大学 用于8发射天线mimo系统的预编码方法
CN102299732A (zh) * 2010-06-22 2011-12-28 宏达国际电子股份有限公司 多输入多输出系统及其相关无线通讯方法及接收器
CN102870344A (zh) * 2010-05-04 2013-01-09 高通股份有限公司 用于优化码元之间的功率分配的方法和装置
EP2590338A2 (en) * 2010-07-02 2013-05-08 LG Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting signals using codebooks in a wireless communication system that supports multiple antennas
WO2013185320A1 (zh) * 2012-06-14 2013-12-19 华为技术有限公司 确定预编码矩阵指示的方法、用户设备、基站演进节点

Family Cites Families (66)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8588326B2 (en) 2004-07-07 2013-11-19 Apple Inc. System and method for mapping symbols for MIMO transmission
KR20080073624A (ko) * 2007-02-06 2008-08-11 삼성전자주식회사 다중 편파 다중 입출력 시스템을 위한 코드북 생성 방법 및그 장치
CN103560818B (zh) 2007-02-14 2017-06-16 Lg电子株式会社 使用基于相移的预编码的数据传输和接收方法以及支持该方法的收发机
KR20080076683A (ko) 2007-02-14 2008-08-20 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신기
KR101373951B1 (ko) 2008-01-30 2014-03-13 엘지전자 주식회사 다중안테나 시스템에서 프리코딩 정보 전송방법
US7764746B2 (en) 2008-08-19 2010-07-27 Samsung Electronics Co., Ltd. User terminal and base station using adapted codebook according to polarization
CN101686079A (zh) 2008-09-25 2010-03-31 三星电子株式会社 网络mimo系统及其信令处理方法
US8737507B2 (en) 2008-11-03 2014-05-27 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method for transmitting of reference signals and determination of precoding matrices for multi-antenna transmission
CN102217206B (zh) 2009-01-05 2014-10-08 马维尔国际贸易有限公司 用于mimo通信系统的预编码码本
CN101771444B (zh) 2009-01-06 2014-01-29 电信科学技术研究院 多天线系统中参考信号的设置方法和基站
WO2010105415A1 (en) * 2009-03-17 2010-09-23 Huawei Technologies Co., Ltd. Method for generating a codebook
KR20100136888A (ko) 2009-06-19 2010-12-29 삼성전자주식회사 다중 입출력 시스템에서 코드북을 이용한 통신 방법 및 이를 위한 장치
CN101635612B (zh) 2009-08-18 2014-12-10 中兴通讯股份有限公司 多输入多输出系统的预编码码本构造方法和装置
US9667378B2 (en) 2009-10-01 2017-05-30 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Multi-granular feedback reporting and feedback processing for precoding in telecommunications
US8873650B2 (en) 2009-10-12 2014-10-28 Motorola Mobility Llc Configurable spatial channel information feedback in wireless communication system
CN102111197B (zh) 2009-12-28 2014-03-12 电信科学技术研究院 预编码矩阵索引信息上报方法和设备
EP3468082B1 (en) 2010-01-08 2020-07-01 Huawei Technologies Co., Ltd. Reporting of channel state information
CN102088340B (zh) 2010-01-11 2013-04-17 电信科学技术研究院 一种多天线系统发送、接收信息的方法及装置
CN102388628B (zh) 2010-01-12 2014-12-24 中兴通讯美国公司 基于克罗内克积的空间信道状态信息反馈的方法和系统
CN103220087B (zh) 2010-01-16 2017-06-06 华为技术有限公司 获取预编码矩阵指示以及预编码矩阵的方法和装置
KR101605326B1 (ko) 2010-02-26 2016-04-01 엘지전자 주식회사 신호 송수신 방법 및, 그를 위한 기지국 및 사용자기기
KR101276855B1 (ko) 2010-03-08 2013-06-18 엘지전자 주식회사 프리코딩 행렬 정보 전송방법 및 사용자기기와, 프리코딩 행렬 구성방법 및 기지국
KR101253197B1 (ko) 2010-03-26 2013-04-10 엘지전자 주식회사 참조신호 수신 방법 및 사용자기기, 참조신호 전송 방법 및 기지국
US8743992B2 (en) 2010-04-06 2014-06-03 Nokia Corporation Codebook design and structure for multi-granular feedback
CN102823153B (zh) 2010-04-07 2016-09-28 瑞典爱立信有限公司 用于mimo预编码的预编码器结构
BR112012025243A2 (pt) 2010-04-07 2016-06-21 Alcatel Lucent método e aparelho para pré-codificação e retorno de informações
WO2011126341A2 (ko) * 2010-04-08 2011-10-13 엘지전자 주식회사 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치
KR101817724B1 (ko) 2010-04-30 2018-02-21 삼성전자주식회사 각 리포팅 모드에 대응하는 코드북을 사용하는 다중 입출력 통신 시스템
US8848817B2 (en) 2010-04-30 2014-09-30 Texas Instruments Incorporated Transmission modes and signaling for uplink MIMO support or single TB dual-layer transmission in LTE uplink
US8509338B2 (en) 2010-05-05 2013-08-13 Motorola Mobility Llc Method and precoder information feedback in multi-antenna wireless communication systems
CN102939775B (zh) 2010-05-07 2015-07-08 华为技术有限公司 无线通信系统中执行量化的反馈率调整的方法及用户终端
US8897247B2 (en) 2010-05-12 2014-11-25 Lg Electronics Inc. Method for performing channel interleaving in a multi-antenna wireless communication system, and apparatus for same
CN102299775B (zh) 2010-06-24 2013-12-04 上海贝尔股份有限公司 一种预编码矩阵的选择方法和装置
US20120039402A1 (en) 2010-08-10 2012-02-16 Samsung Electronics Co. Ltd. Multiple input multiple output communication system using at least two codebooks
US8982978B2 (en) 2010-08-23 2015-03-17 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transceiving a precoded signal in a multiple antenna supported wireless communication system
CN102835054B (zh) 2010-08-26 2015-03-25 华为技术有限公司 预编码方法和系统
US8693421B2 (en) 2010-09-02 2014-04-08 Texas Instruments Incorporated Downlink 8 TX codebook sub-sampling for CSI feedback
CN102082637B (zh) 2010-09-16 2015-03-25 电信科学技术研究院 一种码本子集约束的处理方法及设备
EP3352380B1 (en) * 2010-10-04 2019-08-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for transmitting and receiving codebook subset restriction bitmap
CN102624496B (zh) 2011-01-30 2015-03-11 华为技术有限公司 预编码处理方法、基站和通信系统
CN102075274B (zh) 2011-01-31 2016-09-28 中兴通讯股份有限公司 一种测量参考信号的多天线参数的配置方法及装置
US9005992B2 (en) 2011-03-18 2015-04-14 Postech Academy-Industry Foundation Immobilizing fusion protein for effective and oriented immobilization of antibody on surfaces
CN102122983B (zh) 2011-04-18 2014-08-06 电信科学技术研究院 一种码本的生成、信息的发送、反馈方法及设备
US8781018B2 (en) 2011-04-25 2014-07-15 Texas Instruments Incorporated Six transmit antenna codebook design
CN102832984B (zh) * 2011-06-17 2015-01-21 华为技术有限公司 支持8个发射天线的预编码方法、信号处理方法及装置
US20130010880A1 (en) 2011-07-05 2013-01-10 Renesas Mobile Corporation Feedback Framework for MIMO Operation in Heterogeneous Communication Network
US8929473B2 (en) 2011-07-28 2015-01-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Combining baseband processing and radio frequency beam steering in wireless communication systems
CN102932112B (zh) 2011-08-11 2015-11-25 华为技术有限公司 一种多天线传输的方法及装置
CN102938688B (zh) 2011-08-15 2015-05-27 上海贝尔股份有限公司 用于多维天线阵列的信道测量和反馈的方法和设备
CN102938662B (zh) 2011-08-15 2015-09-16 上海贝尔股份有限公司 用于3d天线配置的码本设计方法
CN103002497A (zh) 2011-09-08 2013-03-27 华为技术有限公司 基于aas的信息交互方法、系统、ue及基站
US9020058B2 (en) 2011-11-07 2015-04-28 Marvell World Trade Ltd. Precoding feedback for cross-polarized antennas based on signal-component magnitude difference
CN102412885B (zh) * 2011-11-25 2015-05-06 西安电子科技大学 Lte中的三维波束赋形方法
EP2820773B1 (en) * 2012-03-02 2017-12-27 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Radio base station and method therein for transforming a data transmission signal
US9059878B2 (en) 2012-03-30 2015-06-16 Nokia Solutions And Networks Oy Codebook feedback method for per-user elevation beamforming
US8913682B2 (en) * 2012-05-18 2014-12-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for channel state information codeword construction for a cellular wireless communication system
CN103782533B (zh) 2012-07-02 2017-02-22 华为技术有限公司 确定预编码矩阵指示的方法、用户设备和基站
KR20150037755A (ko) 2012-07-06 2015-04-08 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 하향링크 신호를 수신 또는 전송하기 위한 방법 및 이를 위한 장치
CN103684657A (zh) * 2012-09-03 2014-03-26 夏普株式会社 预编码矩阵构造和索引值反馈方法及相关通信设备
US9918240B2 (en) 2012-09-28 2018-03-13 Interdigital Patent Holdings, Inc. Wireless communication using multi-dimensional antenna configuration
US8971437B2 (en) 2012-12-20 2015-03-03 Google Technology Holdings LLC Method and apparatus for antenna array channel feedback
US8976884B2 (en) 2012-12-20 2015-03-10 Google Technology Holdings LLC Method and apparatus for antenna array channel feedback
US9281881B2 (en) 2013-02-12 2016-03-08 Texas Instruments Incorporated 4TX codebook enhancement in LTE
US20140301492A1 (en) 2013-03-08 2014-10-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Precoding matrix codebook design for advanced wireless communications systems
EP3017386B1 (en) 2013-07-02 2020-04-15 Convida Wireless, LLC Mechanisms for semantics publishing and discovery
US10439691B2 (en) * 2015-07-23 2019-10-08 Lg Electronics Inc. Codebook-based signal transmission/reception method in multi-antenna wireless communication system, and device for same

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102870344A (zh) * 2010-05-04 2013-01-09 高通股份有限公司 用于优化码元之间的功率分配的方法和装置
CN102299732A (zh) * 2010-06-22 2011-12-28 宏达国际电子股份有限公司 多输入多输出系统及其相关无线通讯方法及接收器
EP2590338A2 (en) * 2010-07-02 2013-05-08 LG Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting signals using codebooks in a wireless communication system that supports multiple antennas
CN101969366A (zh) * 2010-09-26 2011-02-09 华中科技大学 用于8发射天线mimo系统的预编码方法
WO2013185320A1 (zh) * 2012-06-14 2013-12-19 华为技术有限公司 确定预编码矩阵指示的方法、用户设备、基站演进节点

Cited By (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104782070A (zh) * 2013-11-01 2015-07-15 华为技术有限公司 确定预编码矩阵指示的方法、接收设备和发送设备
CN104782070B (zh) * 2013-11-01 2018-05-29 华为技术有限公司 确定预编码矩阵指示的方法、接收设备和发送设备
WO2017025807A1 (en) * 2015-08-07 2017-02-16 Alcatel Lucent Method and apparatus for long-term feedback in multi-input multi-output communications
CN106452536A (zh) * 2015-08-07 2017-02-22 上海贝尔股份有限公司 用于多输入多输出通信的长期反馈的方法和装置
CN106452536B (zh) * 2015-08-07 2019-09-06 上海诺基亚贝尔股份有限公司 用于多输入多输出通信的长期反馈的方法和装置
US10879971B2 (en) 2015-08-24 2020-12-29 China Academy Of Telecommunications Technology Methods and apparatuses for transmitting pre-coding indication information and determining pre-coding matrix
EP3343793B1 (en) * 2015-08-24 2021-02-24 China Academy of Telecommunications Technology Precoding matrix determination method and precoding matrix determination device
JP2018526908A (ja) * 2015-08-24 2018-09-13 チャイナ アカデミー オブ テレコミュニケーションズ テクノロジー プリコーディング行列確定方法および装置
JP2018530947A (ja) * 2015-08-24 2018-10-18 電信科学技術研究院 コーディング指示情報の伝送及びプリコーディングマトリックス確定の方法と装置
WO2017049640A1 (zh) * 2015-09-25 2017-03-30 华为技术有限公司 一种预编码方法及装置
CN107113104B (zh) * 2015-09-25 2020-06-30 江苏星地通通信科技有限公司 一种预编码方法及装置
CN107113104A (zh) * 2015-09-25 2017-08-29 华为技术有限公司 一种预编码方法及装置
EP3890200A1 (en) * 2016-03-31 2021-10-06 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Method and device for selecting a precoder
US11251843B2 (en) 2016-03-31 2022-02-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and devices for determining precoder parameters in a wireless communication network
US11671154B2 (en) 2016-03-31 2023-06-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and devices for determining precoder parameters in a wireless communication network

Also Published As

Publication number Publication date
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CN104620527B (zh) 2018-06-19
EP3018852A1 (en) 2016-05-11
US11211988B2 (en) 2021-12-28

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