WO2011126341A2 - 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치 - Google Patents

다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치 Download PDF

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    • H04W88/08—Access point devices

Definitions

  • the following description relates to a wireless communication system, and more particularly, to a transmission method and apparatus using a codebook in a multi-antenna supported wireless communication system.
  • MIMO Multiple-Input Multiple-Output
  • MIMO Multiple-Input Multiple-Output
  • the MIM0 technology may be referred to as a multiple antenna technology.
  • a precoding matrix that appropriately distributes transmission information to each antenna may be applied.
  • the existing 3rd Generation Partnership Project (3GPP) Long Term Evolution (LTE) system supports up to 4 transmit antennas (4Tx) for downlink transmission and defines a precoding codebook accordingly.
  • a codebook is designed to support up to four transmit antennas in downlink.
  • the 3GPP LTE-A system which is an evolution of the existing 3GPP ⁇ TE, considering the introduction of an extended antenna configuration for improved performance (for example, improved spectral efficiency), the maximum in downlink Supporting 8 transmit antennas (8Tx) is under discussion.
  • a closed loop-MIM0 scheme may be used for downlink 8 antenna transmission.
  • it may be considered to apply a closed loop-MIM0 scheme based on a predefined codebook.
  • a matrix of size Nx (R / 2) and a may be a coefficient for phase.
  • a method for processing a downlink signal transmitted using 2 ⁇ ⁇ ( ⁇ is a natural number) transmission antennas in a terminal may include precoding selected from prestored codebooks. Transmitting the first and second precoding matrix indicators ( ⁇ ) indicating the matrix to the base station; The downlinks mapped into R (1 ⁇ R ⁇ 8) layers and precoded by a precoding matrix indicated by a combination of the first and second PMIs and transmitted through the 2N transmission antennas Receiving a signal from the base station; And processing the downlink signal using the precoding matrix, wherein the prestored codebook is R
  • a base station for transmitting a downlink signal 2 ⁇ N (N is a natural number) transmitting antenna; Transmission modules for transmitting the downlink signal to the terminal through the transmission antenna; A receiving module for receiving an uplink signal from the terminal; A memory for storing a codebook comprising a precoding matrix; And a processor for controlling the base station, wherein the processor receives, via the receiving modules, first and second precoding matrix indicators (PMI) from a terminal, and receives the first and the second from a codebook stored in the memory.
  • PMI precoding matrix indicators
  • W x W includes precoding matrices configured in the form of 1 " V ' 1J, where is a matrix of size Nx (R / 2) and a may be a coefficient for phase.
  • a terminal for processing a downlink signal transmitted from a base station having 2 ⁇ N (N is a natural number) transmission antennas receives the downlink signal from the base station.
  • a matrix of size Nx (R / 2) and a may be a coefficient for phase.
  • The may be configured as a Discrete Fourier Transform (DFT) matrix.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • Each of v (R / 2) may consist of a DFT matrix
  • the precoding matrix for the R layers may be configured as a column subset of the precoding matrix for the R + 1 layers.
  • a signal transmission method and apparatus using a codebook capable of efficiently supporting MIM0 transmission supporting an extended antenna configuration can be provided.
  • a signal transmission method and apparatus using a codebook that can reduce feedback overhead while maintaining system performance for MIM0 transmission through multiple transmission antennas.
  • 1 is a view for explaining the structure of a downlink radio frame.
  • FIG. 2 is an exemplary diagram illustrating an example of a resource grid for one downlink slot.
  • 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of an uplink subframe.
  • CRS common reference signal
  • 6 is a diagram for explaining shift of a reference signal pattern.
  • FIG. 7 and 8 are diagrams illustrating a resource element group (REG) which is a unit to which downlink control channels are allocated.
  • REG resource element group
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a method of transmitting a PCFICH.
  • 10 is a diagram illustrating positions of PCFICH and PHICH channels.
  • 11 is a diagram illustrating a location of a downlink resource element to which a PHICH group is mapped.
  • 12 is a diagram illustrating a structure of a transmitter according to an SC—FDMA scheme.
  • FIG. 13 is a diagram for describing a method in which a DFT processed signal is mapped to a frequency domain.
  • FIG. 14 is a block diagram for explaining a transmission process of a reference signal.
  • 15 is a diagram illustrating symbol positions to which reference signals are mapped.
  • 16 to 19 are diagrams illustrating a clustered DFT-s-OFDMA technique.
  • 20 is a diagram showing the structure of the MIM0 system.
  • 21 is a block diagram illustrating the functions of the MIM0 system.
  • FIG. 22 illustrates a basic concept of codebook based precoding.
  • FIG. 24 to 43 illustrate antenna responses according to examples of the present invention.
  • 44 is a flowchart illustrating a method of transmitting and receiving multiple antennas according to the present invention.
  • FIG. 45 is a diagram illustrating the configuration of a base station apparatus and a terminal apparatus according to the present invention.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features.
  • some components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment.
  • the base station has a meaning as a terminal node of the network that directly communicates with the terminal. Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • BS Base station ion
  • eNB eNodeB
  • AP access point
  • base station may be used as a concept including a sal or a sector.
  • repeater may be replaced by terms such as Relay Node (RN), Relay Station (RS).
  • an uplink transmitting entity may mean a terminal or a repeater, and an uplink receiving entity may mean a base station or a repeater.
  • the downlink transmitting entity may mean a base station or a repeater, and the downlink receiving entity is a terminal. Or a repeater.
  • the uplink transmission may mean transmission from the terminal to the base station, transmission from the terminal to the relay, or transmission from the repeater to the base station.
  • downlink transmissions include transmission from a base station to a terminal, transmission from a base station to a repeater, and from a repeater. This may mean transmission to the terminal.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802 system, 3GPP system, 3GPP LTE and LTE-A (LTE-Advanced) system and 3GPP2 system. That is, embodiments of the 's were not to clearly reveal the technical idea of the present invention or a partial step of the present invention can be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in this document may be described by the above standard document.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division
  • TDMA Multiple Access
  • TDMA Time Division Multiple Access
  • FDMA Orthogonal Frequency Division Multiple Access
  • SC-FDMA Single Carrier Frequency Division Multiple Access
  • CDMA may be implemented by radio technology such as UTRACUniversal Terrestrial Radio Access) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented in a wireless technology such as Global System for Mobile Communications (GSM) / Gener a 1 Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile Communications
  • GPRS Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • 0FDMA may be implemented in wireless technologies such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E—UTR Evolved UTRA).
  • UTRA is part of the UMTS Jniversal Mobile Telecom unicat ions System.
  • 3rd Gener at ion Partnership Project (3GPP) long term evolution (LTE) is part of E-UMTS (Evolved UMTS) using E-UTRA, which employs 0FDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A Advanced
  • WiMAX can be described by the IEEE 802.16e standard (WirelessMAN-OFDMA Reference System) and the advanced IEEE 802.16m standard (WireiessMAN-OFDMA Advanced system).
  • WiMAX can be described by the IEEE 802.16e standard (WirelessMAN-OFDMA Reference System) and the advanced IEEE 802.16m standard (WireiessMAN-OFDMA Advanced system).
  • WiMAX can be described by the IEEE 802.16e standard (WirelessMAN-OFDMA Reference System) and the advanced IEEE 802.16m standard (WireiessMAN-OFDMA Advanced system).
  • WiMAX can be described by
  • uplink / downlink data packet transmission is performed in units of subframes, and one subframe is defined as a predetermined time interval including a plurality of OFDM symbols.
  • the 3GPP LTE standard supports a type 1 radio frame structure applicable to frequency division duplex (FDD) and a type 2 radio frame structure applicable to time division duplex (TDD).
  • the downlink radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots in the time domain.
  • the time it takes for one subframe to be transmitted is called a transmission time interval ( ⁇ ).
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • RBs resource blocks
  • a resource block (RB) is a resource allocation unit and may include a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may vary depending on the configuration of a cyclic prefix (CP).
  • CP has an extended CP (normal CP) and a normal CP (normal CP).
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may be seven.
  • the 0FDM symbol is configured by the extended CP, since the length of one 0FDM symbol is increased, the number of 0FDM symbols included in one slot is smaller than that of the normal CP.
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may be six. If the channel state is unstable, such as when the terminal moves at a high speed, an extended CP may be used to further enjoy inter-symbol interference.
  • one slot When a normal CP is used, one slot includes 7 0FDM symbols, and thus, one subframe includes 14 0FDM symbols. Where the first two of each subframe or Three OFDM symbols may be allocated to a physical downlink control channel (PDCCH) and the remaining OFDM symbols may be allocated to a physical downlink shared channel (PDSCH).
  • PDCCH physical downlink control channel
  • PDSCH physical downlink shared channel
  • Type 2 radio frames consist of two half frames, each of which has five subframes, a downlink pilot time slot (DwPTS), a guard period (GP), and an uplink pilot time slot (UpPTS).
  • DwPTS downlink pilot time slot
  • GP guard period
  • UpPTS uplink pilot time slot
  • One subframe consists of two slots.
  • DwPTS is used for initial cell search, synchronization or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • the guard period is a period for removing interference generated in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • one subframe consists of two slots regardless of the radio frame type.
  • the structure of the radio frame is only an example, and the number of subframes included in the radio frame or the number of slots included in the subframe and the number of symbols included in the slot may be variously changed.
  • the downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks in the frequency domain.
  • one downlink slot includes 7 OFDM symbols and one resource block includes 12 subcarriers as an example, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is called a resource element (RE).
  • the resource element a (k, l) becomes a resource element located in the k th subcarrier and the 1 st OFDM symbol.
  • one resource block includes 12X7 resource element (in case of extended CP, it includes 12X6 resource element). Since the interval of each subcarrier is 15 kHz, one resource block includes about 180 kHz in the frequency domain.
  • N DL is the number of resource blocks included in the downlink slot. The N DI ⁇ 1 value may be determined according to the downlink transmission bandwidth set by the scheduling of the base station.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • Up to three OFDM symbols at the front of the first slot in one subframe correspond to a control region to which a control channel is allocated.
  • the remaining OFDM symbols correspond to data regions to which a physical downlink shared channel (PDSCH) is allocated.
  • PDSCH physical downlink shared channel
  • Basic of transmission The unit becomes one subframe. That is, PDCCH and PDSCH are allocated over two slots.
  • the downlink control channels used in a 3GPP LTE system include, for example, a physical control format indicator channel (Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), a physical downlink control channel (Physical Downlink Control Channel; PDCCH) , ⁇ ⁇ ⁇ Li HARQ indication channel (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH).
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • PDCCH Physical Downlink Control Channel
  • PHICH Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and includes information on the number of OFDM symbols used for control channel transmission in the subframe.
  • the PHICH includes a HARQ ACK / NACK signal as a male answer for uplink transmission. Control information transmitted through the PDCCH is referred to as downlink control information (DCI).
  • DCI downlink control information
  • the DCI includes uplink or downlink scheduling information or an uplink transmit power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH includes a resource allocation and transmission format of a DL shared channel (DL-SCH), resource allocation information of an uplink shared channel (UL-SCH), paging information of a paging channel (PCH), system information on a DL-SCH, and a PDSCH.
  • Resource allocation of upper layer control messages such as random access responses transmitted to the network, a set of transmit power control commands for individual-terminals within a certain terminal group, transmit power control information, and voice over IP (VoIP) Activation and the like.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region.
  • the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted in a combination of one or more consecutive Control Channel Elements (CCEs).
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH at a coding rate based on the state of a radio channel.
  • the CCE processes multiple resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI transmitted to the terminal, and adds a cyclic redundancy check (CRC) to the control information.
  • CRC is masked with an identifier called Radio Network Temporary Identifier (RNTI) according to the owner or purpose of the PDCCH.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • a cell—RNTKC-RNTI) identifier of the UE may be masked to the CRC.
  • a paging indicator identifier P-RNTI
  • the PDCCH is for system information (more specifically, system information block (SIB))
  • SIB system information block
  • RNTKSI 'RNTI system information identifier
  • RA-RNTI random access -RNTI
  • the uplink subframe may be divided into a zero area and a data area in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) including uplink control information is allocated to the control region.
  • a physical uplink shared channel (PUSCH) including user data is allocated.
  • PUCCH physical uplink control channel
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • one UE does not simultaneously transmit a PUCCH and a PUSCH.
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe. Resource blocks belonging to a resource block pair occupy different subcarriers for two slots. This is called that the resource block pair allocated to the PUCCH is frequency-hopped at the slot boundary.
  • each transmit antenna has an independent data channel.
  • the receiver may estimate the channel for each of the transmit antennas and receive data transmitted from each transmit antenna.
  • Channel estimation refers to a process of restoring a received signal by compensating for distortion of a signal caused by fading.
  • fading refers to a phenomenon in which the strength of a signal is rapidly changed due to a multi path-time delay in a wireless communication system environment.
  • Channel estimation requires a reference signal that is known to both the transmitter and the receiver.
  • the reference signal may simply be referred to as a pilot (Pi lot) according to a reference signal (RS) or a standard applied.
  • the existing 3GPP LTE release-8 or release-9 system defines a downlink reference signal transmitted by a base station.
  • the downlink reference signal is a coherent signal such as Physical Downlink Shared CHanne 1 (PDSCH), Physical Control Format Indicator CHanne 1 (PCFICH), Physical Hybrid Indicator CHanne 1 (PHICH), and Physical Downlink Control CHanne 1 (PDCCH). Pilot signal for coherent demodulation.
  • the downlink reference signal is shared among all terminals in a cell. There is a reference signal (CRS) and a dedicated reference signal (DRS) for a specific terminal only.
  • the common reference signal may be called a cell-specific reference signal.
  • the dedicated reference signal may also be called a UE-spedfic reference signal or a demodulation reference signal (DMRS).
  • DMRS demodulation reference signal
  • a downlink reference signal allocation scheme in the existing 3GPP LTE system will be described.
  • the position (ie, reference signal pattern) of a resource element to which a reference signal is transmitted will be described based on one resource block (12 subcarrier lengths on one subframe length X frequencies in time).
  • One subframe consists of 14 OFDM symbols (normal CP case) or 12 OFDM symbols (extended CP case), and the number of subcarriers in one OFDM symbol is 128, 256, 512, 1024, 1536 or 2048. It will be selected and used as one.
  • 5 shows a pattern of a common reference signal (CRS) for the case where 1-TTI (ie, one subframe) has 14 OFDM symbols.
  • 5 (a), 5 (b) and 5 (c) are for the CRS pattern for a system having one, two and four transmit antennas, respectively.
  • R0 represents a reference signal for the antenna port index 0.
  • R1 denotes an antenna port index 1
  • R2 denotes an antenna port index 2
  • R3 denotes a reference signal for the antenna port index 3.
  • no signal is transmitted at all other antenna ports except for the antenna port transmitting the reference signal to prevent interference.
  • the reference signal may be protected by shifting (translating) the reference signal pattern in the subcarrier unit or in the 0FDM symbol unit in the frequency domain or the time domain so that no signal collision occurs. For example, in the case of 1 transmit antenna transmission, since a reference signal is located at 6 subcarrier intervals on one 0FDM symbol, when a shift of a frequency domain subcarrier unit is applied to each cell, at least 5 neighboring cells are on different resource elements.
  • the reference signal can be located at. For example, the frequency shift of the reference signal is shown in FIG. It may appear as cells 2 to 6.
  • the receiver may reduce interference by a reference signal received from an adjacent cell, thereby improving channel estimation performance.
  • This PN sequence may be applied in units of OFDM symbols in one subframe.
  • different sequences may be applied to the PN sequence for each cell ID, subframe number, and OFDM symbol position.
  • DMRS-based data demodulation Compared to conventional communication systems supporting 4 transmit antennas (e.g. 3GPP LTE Release 8 or 9 systems), systems with extended antenna configurations (e.g. wireless communication systems supporting 8 transmit antennas (e.g. , 3GPP LTE Release—10 or subsequent releases), consider DMRS-based data demodulation to support efficient reference signal operation and advanced transmission schemes, ie to support data transmission over an extended antenna.
  • DMRS may be defined for two or more layers, since the DMRS is precoded by the same precoder as the data, so that channel information for demodulating data at the receiving side can be easily estimated without additional precoding information.
  • the downlink receiving side acquires precoded channel information for the extended antenna configuration through DMRS.
  • CSI-RS channel state information
  • Antenna port indexes 15 to 22 may be used to distinguish the antenna port.
  • the first three OFDM symbols of each subframe may be used as an area for transmitting the downlink control channel, and one to three OFDM symbols may be used according to the overhead of the downlink control channel.
  • PCFICH may be used to adjust the number of OFDM symbols for the downlink control channel for each subframe.
  • the acknowledgment (ACK / NACK) for uplink transmission is downlinked.
  • PHICH may be used to provide through.
  • the PDCCH may be used for transmission of control information for downlink data transmission or uplink data transmission.
  • 7 and 8 show that the downlink control channels as described above are allocated in a resource element group (REG) unit in the control region of each subframe.
  • FIG. 7 is for a system with one or two transmit antenna configurations, and FIG.
  • REG which is a basic resource unit to which a control channel is allocated, is composed of four REs concatenated in the frequency domain except for resource elements to which reference signals are allocated. Depending on the overhead of the downlink control channel, a certain number of REGs may be used for transmission of the downlink control channel.
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • PDCCH may be transmitted between OFDM symbol indexes 0 and 2 in order to provide resource allocation information of the corresponding subframe in each subframe, and OFDM symbol index 0 is used according to overhead of the control channel, or OFDM symbol Index 0 and 1 may be used, or OFDM symbol indexes 0 to 2 may be used.
  • OFDM symbol Index 0 and 1 may be used, or OFDM symbol indexes 0 to 2 may be used.
  • the number of OFDM symbols used by the control channel can be changed for each subframe, and information on this can be provided through the PCFICH. Therefore, the PCFICH should be transmitted in each subframe.
  • Figure 9 is a view showing how the PCFICH is transmitted.
  • the REG shown in FIG. 9 is composed of four subcarriers, consists only of data subcarriers except RS (reference signal), and in general, a transmit diversity scheme may be applied.
  • the location of the REG can also be frequency shifted from cell to cell (ie, depending on the cell identifier) so as not to interfere between cells.
  • the PCFICH is always transmitted at the first OFDM symbol (OFDM symbol index 0) of the subframe. Accordingly, when receiving a subframe, the receiver first checks the information of the PCFICH to determine the number of OFDM symbols through which the PDCCH is transmitted, and accordingly, may receive control information transmitted through the PDCCH.
  • PHICH Physical Hybrid—ARQ Indicator Channel
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the positions of PCFICH and PHICH channels that are generally applied in a specific bandwidth.
  • ACK / NACK information for uplink data transmission is transmitted through the PHICH.
  • Several PHICH groups are created in one subframe, and several PHICHs exist in one PHICH group. Therefore, one PHICH group includes PHICH channels for several terminals.
  • the PHICH allocation for each terminal in a plurality of PHICH groups includes a lowest PRB index of a PUSCH resource allocation and an upward PRB index.
  • a cyclic shift index for a demodulation RS (DMRS) transmitted through a link grant PDCCH is used.
  • DMRS is an uplink reference signal and is a signal provided together with uplink transmission for channel estimation for demodulation of uplink data.
  • the PHICH resource is known through an index pair such as i ⁇ h , " CH , where N is a PHICH group number, n; s H q 1CH means an orthogonal sequence index in the PHICH group.
  • n rH ⁇ is defined as in Equation 1 below. [Equation 1]
  • N PHICH is set and the number of the "group, such as Equation 2 below are defined.
  • N ⁇ is information on the amount of PHICH resources transmitted on a Physical Broadcast Channel (PBCH), and N g has a 2-bit size.
  • PBCH Physical Broadcast Channel
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a location of a downlink resource element to which a PHICH group is mapped.
  • the PHICH group has one subframe as shown in FIG. 11 according to the PHICH duration. It may be configured on a different time domain (ie different 0S (0FDM Symbol)) within.
  • Physical Downlink Control Channel (PDCCH) a Physical Downlink Control Channel
  • the control information transmitted through the PDCCH may vary in size and use of the control information according to downlink control information (DCI) format, and the size of the PDCCH may vary according to a coding rate.
  • DCI downlink control information
  • Table 3 DCI formats used in the existing 3GPP LTE release -8/9 may be defined as shown in Table 3 below.
  • the DCI format of Table 3 is independently applied to each UE, and PDCCHs of multiple UEs may be multiplexed simultaneously in one subframe.
  • PDCCH of each multiplexed terminal is independently channel coded and CRC is applied.
  • a unique identifier of each terminal may be masked on the CRC of the PDCCH, so that the terminal may receive its own PDCCH channel.
  • every subframe checks whether all PDCCH channels of the corresponding DCI format are PDCCH channels having their IDs, and detects blinds until receiving the corresponding PDCCH. detection must be performed.
  • the basic resource allocation unit of the PDCCH is a CCE (Control Channel Element), and one CCE is composed of nine REGs.
  • One PDCCH may consist of one, two, four or eight CCEs.
  • the PDCCH configured according to each terminal is interleaved and mapped to the control channel region of each subframe by a CCE (to-RE mapping rule).
  • the number of OFDM symbols, the number of PHICH groups, the transmit antenna, According to the frequency shift or the like, the RE position to which the CCE is mapped may vary.
  • Uplink retransmission may be indicated through the aforementioned PHICH and DCI format 0 (DCI format for scheduling PUSCH transmission).
  • the UE may perform synchronous non-adaptive retransmission by receiving ACK / NACK for previous uplink transmission through PHICH, or the UE may perform DCI format 0 PDCCH from the base station
  • synchronous adaptive retransmission can be performed.
  • Synchronous transmission means a method in which retransmission is performed at a predetermined time point (eg, n + kth subframe) after a data packet is transmitted (for example, nth subframe). May be for example 4).
  • a predetermined time point eg, n + kth subframe
  • the same frequency resource (e.g., physical resource block (PRB)) region and transmission method (e.g., modulation technique, etc.) used in previous transmissions Frequency resources and transmission methods are applied to retransmission.
  • a frequency resource and a transmission method for performing retransmission according to scheduling control information indicated by an uplink grant may be configured differently from previous transmission.
  • the uplink grant PDCCH (eg, DCI format 0) includes a new data indicator (NDI).
  • NDI new data indicator
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a transmitter structure according to an SC-FDMA scheme.
  • One block composed of N symbols input to the transmitter is converted into a parallel signal through a serial-to-parallel converter 1201.
  • the parallel signal is spread over the N-point DFT models 1202, and the spread signal is mapped in the frequency domain by the subcarrier mapping modules 1203.
  • the signal on each subcarrier is a linear combination of N symbols.
  • the mapped signal in the frequency domain is converted into a time domain signal through the M-point IFFT eu modeul 1204.
  • the time domain signal is converted into a serial signal through a parallel-to-serial converter 1205 and CP is added.
  • the SC-FDMA scheme may be referred to as a DFT-s-OFDMA (DFT-sread-OFDMA) scheme.
  • the signal input to the DFT module 1202 has a low peak-to-average power ratio (PAPR) or cubic metric (CM), but has a high PAPR after the DFT processing, and the IFFT of the IFFT module 1204
  • PAPR peak-to-average power ratio
  • CM cubic metric
  • the SC-FDMA scheme transmits by avoiding the nonlinear distortion period of the power amplifier (PA), thereby reducing the implementation cost of the transmitter.
  • FIG. 13 is a diagram for describing a method in which a signal output from the DFT models 1202 is mapped to a frequency domain.
  • a signal output from the SC-FDMA transmitter may satisfy a single carrier property.
  • FIG. 13A illustrates a localized mapping method in which a signal output from the DFT models 1202 is mapped to a specific portion of a subcarrier region.
  • FIG. 13B illustrates a distributed mapping scheme in which signals output from the DFT models 1202 are distributed and mapped in the entire subcarrier region. In the existing 3GPP LTE Release-8 / 9 system, it is defined as using a local mapping method.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a transmission process of a reference signal (RS) for demodulating a transmission signal according to the SC-FDMA scheme.
  • RS reference signal
  • the data portion is transmitted by IFFT processing after subcarrier mapping after the signal generated in the time domain is converted into a frequency domain signal through DFT processing (see FIG. 12). It is defined that the DFT process is skipped and generated directly in the frequency domain, mapped onto the subcarrier, and then transmitted through IFFT processing and CP addition.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating symbol positions to which reference signals (RSs) are mapped in a subframe structure according to the SC-FDMA scheme.
  • FIG. 15 (a) shows that an RS is located in a fourth SC ′ FDMA symbol of each of two slots in one subframe in a general CP case.
  • FIG. 15 (b) shows that an RS is located in a third SC-FDMA symbol of each of two slots in one subframe in the case of an extended CP.
  • the cluster method DFT-s-OFDMA is a variation of the above-described SC-FDMA, in which a DFT-processed signal is received into a plurality of sub-blocks and then mapped to a spaced position in the frequency domain.
  • FIG. 16 is a diagram for explaining a caster type DFT-s-OFDMA scheme on a single carrier.
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 to #Nsb_l).
  • the sub-blocks # 0 to sb-1 are all mapped onto one carrier (e.g., 20 kHz z bandwidth and carrier), each sub-block being in the frequency domain May be mapped to a location spaced apart on the screen.
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • 17 and 18 are diagrams for explaining a clustered DFT-s-OFDMA technique on a multicarrier.
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 to # Nsb-1).
  • sub-blocks # 0 to #Nsb_l may each be mapped onto component carriers # 0 to # Nsb-l (each carrier (or cell) is for example 20 Hz z bandwidth).
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • Sub-blocks mapped on each carrier (or cell) may be converted into a time domain signal through one IFFT mode.
  • the DFT output can be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 to # Nsb # 1).
  • sub-blocks # 0 to # Nsb-l may be mapped onto carrier (or cell) # 0 to ⁇ sb-1, respectively (each carrier (or cell) may be For example, 20 MHz bandwidth).
  • each carrier (or cell) may be For example, 20 MHz bandwidth).
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • Sub-blocks mapped on each carrier (or cell) may be converted into a time domain signal through respective IFFT models.
  • the clustered DFT-s-OFDMA on a single carrier described in FIG. 16 is an inter-carrier (or intra-cell) DFT—s—OFDMA
  • the multi-carrier (or cell) described in FIGS. 17 and 18 The DFT-s-0FDMA on the field may be referred to as an inter-carrier (or inter-cell) DFT-s—OFOMA.
  • Such intra-carrier DFT-s—OFDMA and inter-carrier DFT-s-OFDMA may be commonly used with each other.
  • FIG. 19 illustrates a partial-specific DFT-s-OFDMA technique for performing DFT processing, frequency domain mapping, and IFFT processing in units of chunks.
  • Partial-specific DFT-s-0FDMA may also be called Nx SC-FDMA.
  • the code block segment at ion signal is chunked to perform channel coding and modulation on each part.
  • the modulated signal may be DFT processed, frequency domain mapped and IFFT processed in the same manner as described with reference to FIG. 12 and the outputs from each IFFT may be summed to add a CP.
  • the Nx SC-FDMA scheme described with reference to FIG. 19 may be applied to a case of concatenating multiple carriers (or multiple cells) or nonconcatenating multiple carriers (or multiple cells).
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a basic system structure for a MIM0 system having multiple transmit antennas and / or multiple receive antennas. Each block of FIG. 20 conceptually illustrates a function or operation at a transmitting end and a receiving end for a MIM0 transmission.
  • the channel encoder of FIG. 20 illustrates an operation of adding redundancy bits to input data bits, thereby reducing the influence of noise from the channel.
  • the mapper converts data bit information into data symbol information. To indicate.
  • Serial-to-parallel converters represent the operation of converting serial data into parallel data.
  • the multi-antenna encoder represents an operation of converting data symbols into time-spatial signals.
  • the multiple antenna of the transmitting end transmits such a space-time signal through a channel, and the multiple antenna of the receiving end receives a signal through the channel.
  • the multi-antenna decoder of FIG. 20 illustrates an operation of converting a received space-time signal into respective data symbols.
  • the parallel / serial converter represents the operation of converting a parallel signal into a serial signal.
  • the demapper represents an operation of converting data symbols into data bit information. It indicates the decoding operation for the channel code in the channel decoder, and as a result, the data can be estimated.
  • the MIM0 transmission / reception system may have one or several codewords spatially according to the spatial multiplexing rate.
  • a case of having one codeword spatially is called a single codeword (SCW) structure.
  • the case of having four codewords is called a multiple codeword (MCW) structure.
  • 21 (a) is a block diagram showing the function of the transmitter of the MIM0 system having the SCW structure
  • FIG. 21 (b) is a block diagram showing the function of the transmitter of the MIM0 system having the MCW structure.
  • Precoding which appropriately distributed along the transmission information such as the channel condition for each antenna in order to support the multi-antenna transmission may be applied.
  • a set of precoding matrices are defined at a transmitter and a receiver in advance, and a receiver measures channel information from a transmitter to determine the most suitable precoding matrix (ie, a precoding matrix index).
  • PMI Precoding Matrix Index
  • the transmitting end is a technique of applying an appropriate precoding to a signal transmission based on the PMI, since an appropriate precoding matrix is selected from a predetermined set of precoding matrices.
  • PMI Precoding Matrix Index
  • FIG. 22 illustrates a basic concept of codebook based precoding.
  • the transmitting end and the receiving end share codebook information including a predetermined number of precoding matrices predetermined according to a transmission hank, the number of antennas, and the like. That is, when the feedback information is finite, the precoding-based codebook method may be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal, and may feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the codebook information. For example, the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal in a maximum likelihood (ML) or minimum mean square error (MMSE) method.
  • ML maximum likelihood
  • MMSE minimum mean square error
  • the receiving end transmits the precoding matrix information for each codeword to the transmitting end, but the present invention is not limited thereto.
  • Transmitter receives the feedback information from the receiving end can select a particular pre-coding matrix from a 'to a codebook based on the received information.
  • the transmitter selecting the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals corresponding to the transmission tank by the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal through the plurality of antennas.
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the tank value. Since the rank value is equal to the number of layers, the number of columns is equal to the number of layers.
  • the precoding matrix may be configured as a 4 ⁇ 2 matrix. Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through a precoding matrix.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing of the precoding described above is performed by the Hermit (P) of the precoding matrix P used for the precoding of the transmitter. Hermit) may be achieved by multiplying the received signal by the matrix (P H ).
  • Table 4 shows the codebook used for downlink transmission using 2 transmit antennas in 3GPP LTE release—8 / 9
  • Table 5 shows downlink using 4 transmit antennas in 3GPP LTE release -8/9. Represents a codebook used for link transmission.
  • the codebook for two transmit antennas has a total of seven precoding vectors / matrices, where a single matrix is for an open-loop system, loop) precoding the system There are a total of 6 precoding vectors / matrix for each.
  • the codebooks for the four transmit antennas as shown in Table 5 have a total of 64 fricodant vectors / matrix.
  • Codebooks such as the above have common characteristics such as constant modulus (CM) characteristics, nested properties, and constrained alphabet.
  • CM characteristic is a characteristic that each element of all precoding matrices in the codebook does not include '0' and is configured to have the same size.
  • the nested characteristic means that the low tank precoding matrix is designed to consist of a subset of a specific column of the high tank precoding matrix.
  • the limited alphabetic characteristic means a characteristic in which the alphabet of each element of every precoding matrix in the codebook consists of ⁇ 1, ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ .
  • the channel information fed back by the terminal is used for downlink transmission.
  • the downlink channel information may be fed back via the PUCCH or the downlink channel information may be fed back via the PUSCH.
  • PUCCH channel information is fed back periodically.
  • PUSCH channel information is fed back aperiodicly according to a request of a base station.
  • the feedback of the channel information may feed back channel information for the entire allocated frequency band (ie, WideBand), and the channel for a specific number of RBs (ie, SubBand (SB)). You can also feed back information.
  • Extended antenna configuration ie, WideBand
  • FIG. 23 (a) shows a case in which N antennas form channels independent of each other without grouping, and is generally called ULACUni form Linear Array. As such, by arranging a plurality of antennas spaced apart from each other, spaces of a transmitter and / or a receiver may be insufficient to form channels independent from each other.
  • a ULA antenna configuration in which two antennas are paired is paired ULA).
  • two pairs of antennas may have an associated channel and may have a channel independent of another pair of antennas.
  • the overhead for the receiver to feed back the information per precoder to be used for MIM0 transmission from the transmitter can be reduced, so that efficient precoding can be applied. have.
  • a precoder matrix may be configured using a Discrete Fourier Transform (DFT) matrix or a Walsh matrix.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • various types of precoder may be configured by combining a phase shift matrix or a phase shift diversity matrix.
  • an n ⁇ n DFT matrix may be defined as in Equation 3 below.
  • the DFT matrix of Equation 3 above is a specific size / Therefore, only one matrix can exist, so in order to define various precoding matrices and use them appropriately according to the situation, it may be considered to additionally configure a rotated version of the DFT / 2 matrix.
  • G rotated DFTn matrices may be generated, and the generated matrices satisfy the characteristics of the DFT matrix.
  • the householder-based codebook structure means a codebook composed of a householder matrix.
  • the householder matrix is a matrix used for the householder transform form, the householder transform is a type of linear transformat ion and can be used to perform QR decomposition.
  • QR decomposition means decomposing a matrix into an orthogonal matrix (Q) and an upper triangular matrix (R).
  • the upper triangular matrix means a square matrix with zero components below the main diagonal component.
  • Equation 5 An example of the 4 ⁇ 4 householder matrix is shown in Equation 5 below.
  • the 4 ⁇ 4 unitary matrix having CM characteristics can be generated by the householder transformation.
  • an nXn precoding matrix is generated using a householder transform, and a tank subset for n is smaller than n using a column subset of the generated precoding matrix. It can be configured to be used as a precoding matrix.
  • the feedback method used in the existing 3GPP LTE release -8/9 system can be extended and applied.
  • channel state information such as a RKRank Indicator (PMKPrecoding Matrix Index) and a Channel Quality Information (CQ I) may be fed back.
  • CSI channel state information
  • PMKPrecoding Matrix Index RKRank Indicator
  • CQ I Channel Quality Information
  • a method of designing a dual precoder based feedback codebook that can be used in a system supporting an extended antenna configuration will be described.
  • the receiver can transmit a precoding matrix index (PMI) to the transmitter to indicate the precoder to be used for the transmitter's MIM0 transmission. Can be indicated.
  • PMI precoding matrix index
  • the receiving end feeds back two different PMIs (ie, the first PMI and the second PMI) to the transmitting end, and the transmitting end determines the precoding matrix indicated by the combination of the first and second PMIs to transmit MIM0. Applicable to
  • the terminals participating in the MU-MIM0 are separated from each other in a correlation ion domain.
  • the codebook for MU-MIM0 needs to be designed to operate correctly on channels with high correlation. Since DFT vectors provide good performance in channels with high correlation, we can consider including DFT vectors in a set of codebooks up to Tank-2.
  • the SU-MIM0 operation may be more suitable as the MIM0 transmission method.
  • codebooks for tanks larger than rank -2 may be designed to have good performance in distinguishing multiple-layers.
  • one precoder structure is used for various antenna configurations (antenna configurations such as low-correlation, high-correlation, and cross-polarity). It is desirable to have good performance.
  • a cross-polar array having 4 ⁇ antenna spacing as a low-correlation antenna configuration is constructed, or as a high-correlation antenna configuration, a ULA having a 0.5 ⁇ antenna spacing is configured or a cross-polar antenna As a configuration, a cross-polar array having a 0.5 ⁇ antenna spacing can be configured.
  • the DFT based codebook structure can provide good performance for high-correlation antenna configurations.
  • block diagonal matrices may be more suitable for the cross-polar antenna configuration. Thus, when a diagonal matrix is introduced into the codebook for the eight transmit antennas, a codebook that provides good performance for all antenna configurations can be constructed.
  • the codebook design criterion is to satisfy the unitary codebook, the CM characteristic, the finite alphabet, the appropriate codebook size, the nested characteristic, and the like as described above. This applies to the 3GPP LTE Release-8 / 9 codebook design, and the application of these codebook design criteria to 3GPP LTE Release-10 codebook designs that support extended antenna configurations may be considered.
  • codebook size In terms of codebook size, the codebook size must be increased to fully support the advantage of using 8 transmit antennas. Larger codebooks (e.g., more than four bits in size for tank 1 and rank 2) may be required in order to obtain a sufficient precoding gain from 8 transmit antennas in a low correlation environment. In a high correlation environment, a 4 bit codebook may be divided in order to obtain a precoding gain. However, to achieve the multiplexing gain of MU—MIM0, one can increase the codebook size for rank 1 and tank 2.
  • the codebook structure for the 8 transmit antennas can be defined as follows.
  • the codebook structure for 8 transmit antennas can be defined by the Kroneker product (represented by Kroneker product, ⁇ 3 ⁇ 4) of two base matrices. .
  • the Kronecker product is an operation on two matrices of arbitrary size, resulting in a block matrix.
  • the kronecker product (A®B) of the mXn matrix A and the pXq matrix B may be expressed by Equation 6 below.
  • Equation 6 a ran represents an element of the matrix A, and b pq represents an element of the matrix B.
  • Equation 7 represents the construction of a codebook structure by the Kronecker product of two basis matrices ( m and 2 ).
  • the first base matrix W (where m denotes a transmission rank) may be used for beamforming of co-polarized adjacent antennas.
  • codebooks can be applied for the first basis matrix.
  • a codebook ie, a codebook of Table 5
  • the DFT matrix may be used as the first basis matrix.
  • the second basis matrix W 2 may be used to adjust the relative phase between both orthogonal polarizations.
  • a matrix such as Equation 8 below may be used as the second basis matrix.
  • a rank-2 precoding matrix of a codebook ie, the codebook of Table 4 above
  • 3GPPLTE release -8/9 may be used as the second basis matrix.
  • a feedback codebook for 8 transmit antennas may be defined as follows. '
  • W 2 (;, x) means an X-th column of the W 2 matrix. That is, w i means a first configuration or second column, the second column consists of the w 2 w 2. Similarly,
  • W n (;, x: y) represents the X-th to y-th columns of the W n matrix.
  • W 3 may be composed of the first to third columns of W 4 .
  • the feedback codebook for even ranks may be generated by the Kronecker product of two basis matrices.
  • Codebook (see Table 4 above) (2X2 matrix) can be applied, and / / indicates that Tank 1 codebook (see Table 5 above) (4X1 matrix) for 4 transmit antennas is applied.
  • 2 codebooks (see Table 4 above) (2X2 matrix) can be applied, and / indicates that a Tank 2 codebook (see Table 5 above) (4X2 matrix) for 4 transmit antennas is applied.
  • the feedback codebook for odd tanks may be configured as a subset of the upper tank codebook.
  • a rank 1 codebook for an 8 transmit antenna may consist of a subset selected from the tank 2 codebook for an 8 transmit antenna.
  • the rank 3 codebook for the 8 transmit antennas may consist of a subset selected from the rank 4 codebook for the 8 transmit antennas.
  • the tank 5 codebook for the 8 transmit antennas may consist of a subset selected from the Hank 6 codebook for the 8 transmit antennas.
  • the Tank 7 codebook for the 8 transmit antennas may consist of a subset selected from the rank 8 codebooks for the 8 transmit antennas.
  • the codebook configuration as shown in Table 6 is merely exemplary, and the method of generating the codebook of each rank shown in Table 6 may be applied to each tank separately or simultaneously.
  • the relationship between the codebooks of the respective tanks shown in Table 6 (for example, a relationship in which the codebook of the lower tank is composed of a subset of the codebook of the upper tank) may be applied separately for each hank, or may be applied simultaneously.
  • Equation 9 a form using the inner product of two basis matrices can be expressed as in Equation 9 below.
  • the first basis matrix may be represented by the diagonal matrix as shown in Equation 10 below for the common-polar antenna group.
  • this second basis matrix may be represented using an identity matrix.
  • the second base matrix For the upper tank of the codebook for the eight transmit antennas, the second base matrix may be expressed as Equation 11 below. In Equation 11, the relationship between the coefficient 1 of the first row of the second base matrix and the coefficient a or ⁇ a of the second row is to reflect the relative phase adjustment described above.
  • the codebook for the 8th transmission antenna is represented using the inner product of the first base matrix and the second base matrix, the codebook may be expressed as Equation 12 below.
  • Equation 12 The codebook expressed using the inner product as shown in Equation 12 may be simply expressed using a Kronecker product as shown in Equation 13 below.
  • the precoding matrix included in the codebook W will have 4 * 2 rows and N * M columns.
  • eight transmission antennas may be used as codebook for N * M tank transmissions. For example, in the case of configuring a precoding codebook for 8 transmit antenna Hank R transmission, if 3 ⁇ 4 is 2XM, the value of N for R becomes R / M.
  • the precoding operation used for the multi-antenna transmission may be described as an operation of mapping a signal transmitted through the layer (s) to the antenna (s). That is, X transport layers (or streams) may be mapped to X transmit antennas by the XXY precoding matrix.
  • Equation 14 shows an example of a codebook consisting of n c matrices.
  • Equation 14 k denotes a specific resource index (subcarrier index, virtual resource index or subband index). Equation 14 may be configured as in Equation 15 below.
  • P M , 2 may be configured to shift P M ', by a specific complex weight w 2 . Therefore, if the difference between poem and 2 is expressed by a specific complex weight, it can be expressed as Equation 16 below.
  • Equation 16 may be expressed as in Equation 17 below using a Kronecker product.
  • W and P which is a partial matrix of precoding in Equation 17, are independently
  • Equation 16 or Equation 17 may be fed back from the receiving end, and the transmitting end may configure and use a precoder as shown in Equation 16 or Equation 17 using respective feedback information.
  • the form of Equation 16 or Equation 17 always be in the form of a 2 ⁇ 1 vector, and may be in the form of a codebook as in Equation 18 below.
  • Equation 18 is included in the codebook.
  • P M , xR may be configured as a codebook for 4 transmit antennas or a codebook for 2 transmit antennas, and the like, as described in Table 4 or Table 5 (2G as defined in 3GPP LTE Release -8/9). Codebooks for four or four transmit antennas) may be used, or may be configured in the form of a rotated DFT.
  • Equation 19 shows an example of a 2 ⁇ 2 matrix.
  • the codebook can be designed up to a tank of 2R.
  • up to 4 R
  • the precoder may be configured to enable 8x8 transmission in a system configuring eight transmission antennas. In this case, may be configured in the form of a codebook as shown in Equation 20 below.
  • the precoder configuration method of Equations 17 and 18 may vary in application to each tank.
  • the method of Equation 17 may be used when the tank 4 or less (R ⁇ 4), and the method of Equation 18 may be used when the rank is 5 or more (R ⁇ 5).
  • W and P described in connection with Equation 17 and Equation 18 may be fed back to have characteristics as shown in Table 7 below.
  • One of the two frequencies can be configured to feed back into the subband and the other to feed back into granularity 1 wideband.
  • One of the two matrices can be configured to feed back the best-M band and one granularity to the wide band.
  • One of the matrices is fed back with a period of N and the other is
  • It can be configured to feed back with a period of M.
  • One of the matrices is fed back to the PUSCH and the other is
  • It can be configured to feed back to PUCCH.
  • one of the matrices (e.g., W) is fed back into the subband and the other matrix (e.g., P) is
  • W and P can be configured to be fed back to the wideband if the feedback to the PUCCH.
  • One matrix e.g., P
  • P has a higher reliability
  • It can be configured to code at a code rate.
  • the alphabet of the Alphabet W matrix is limited to BPSK and the alphabet of P matrix can be configured to restrict to 1 QPSK or 8 PSK.
  • the alphabet of the Alphabet W matrix is limited to QPSK and the alphabet of the P matrix is restricted to 2 QPSK or 8 PSK.
  • the codebook can be constructed using the methods of Equations 17 and 18 as appropriate. However, depending on the situation, it may not be possible to configure the precoder without using the two combinations. In order to solve this problem, the precoder can be configured and used as shown in Equation 21 below.
  • the precoder is configured in this manner, the CQI calculation can be simplified because the nested characteristics are satisfied.
  • P M , xM may be composed of a rotated DFT matrix or other form of codebook.
  • the beam diversity gain may be maximized by changing the precoder according to a specific resource based on the precoder configured in the above-described manner.
  • a method of applying the precoder according to a specific resource may be expressed as in Equation 22 below.
  • Equation 22 k represents a specific resource region.
  • the precoding matrix for the particular resource region k is determined by modulo operation as shown in Equation 22, where ⁇ and m c may represent the size of the codebook for the W matrix and the P matrix, respectively. Each subset may be represented.
  • Equation 22 Applying cycling of both matrices as shown in Equation 22 can maximize diversity gain but increase complexity.
  • certain matrices can be configured to apply cycling in the long-term and the other matrices in the short-term.
  • the W matrix may be configured to perform modulo operation according to a physical resource block index (PRB index), and the P matrix may be configured to perform modulo operation according to a subframe index.
  • PRB index physical resource block index
  • the W matrix may be modulated according to the subframe index
  • the P matrix may be modulated according to the physical resource block index.
  • the W matrix may be configured to perform modulo operation according to the PRB index
  • the P matrix may be configured to perform modulo operation according to the subband index.
  • the W matrix performs a modulo operation according to the subband index
  • the P matrix
  • It can also be configured to perform modulo operations according to the PRB index.
  • the codebook structure may be expressed in the form of a dot product as described with reference to Equations 9 to 12, or the same meaning may be used with reference to Equation 13 above. As described, it may be expressed in the form of a Kronecker product.
  • precoder size, element components, etc. to be applied to the multi-antenna system
  • examples of the present invention will be described.
  • examples of the present invention of a precoding configuration that can support various antenna configurations will be described.
  • a codebook for an eight transmit antenna can be constructed by a combination of two basis matrices.
  • two combinatorial methods may be applied, one applying the dot product and the other applying the Kronecker product.
  • Equation 23 a codebook expressed in the inner form of two basis matrices is expressed by Equation 23 below.
  • the first base matrix may be represented by a diagonal matrix as shown in Equation 24 below for a common-polar antenna group.
  • this second basis matrix when used to adjust the relative phase between polarities, this second basis matrix may be represented using an identity matrix.
  • the second base matrix may be expressed by Equation 25. First of the second basis matrix in Equation 25 Coefficient of row 1 and coefficient of second row
  • Equation 25 Accordingly, if the codebook for the eight-transmission antenna is expressed using the inner product of the first base matrix and the second base matrix, it may be expressed as Equation 26 below.
  • Equation 26 The codebook expressed using the inner product as shown in Equation 26 may be simply expressed using a Kronecker product as shown in Equation 27 below.
  • W W 2 ®W 1 (W j : 4xN, W 2 : 2XM)
  • the nXn DFT matrix may be defined as in Equation 28 below.
  • Equation 29 when generating a codebook for 8-transmission antenna MIMO transmission, the simplest form of codebook can be expressed as Equation 29 below.
  • Equation 30 the response of the transmission antenna in the ULA environment may be expressed by Equation 30 below.
  • Equation 30 d means an interval between antennas, and ⁇ means a distance of a wavelength of the center frequency.
  • the phase ⁇ means an angle generated by the plane wave with the antenna array, and can be expressed as a direction of arrival (DoA) or an angle of arrival (AoA).
  • DoA direction of arrival
  • AoA angle of arrival
  • the transmission antenna response by the codebook formed by Equation 29 can be generated by the inner product of Equation 30.
  • the vector of Equation 30 may be referred to as a steering vector for a transmission direction or a reception direction according to the antenna array.
  • FIG. 24 shows antenna answer of the codebook of 01 ⁇ _8 of Equation 29 above.
  • the vertical axis of FIG. 24 represents the magnitude of the antenna frequency response, and the horizontal axis represents ⁇ as a radian value.
  • eight parabolas having the maximum frequency response can be seen, and each parabola represents an antenna response generated by each column vector of 01 ⁇ 8.
  • the antenna response may be expressed as a beam for convenience of description. That is, 0 ⁇ _8 may generate beams of 0 °, 14 °, 30 °, 49 °, 90 °, -49 °, -30 ° and ⁇ 14 °.
  • an oversampled DFT matrix may be introduced as shown in Equation 31 below.
  • N denotes the number of transmission antennas
  • a denotes an oversampling coefficient
  • k denotes an antenna index
  • n denotes a codebook index.
  • a codebook created using Equation 31 may form N * a ranges having different phases in N transmission antennas. For example, when a DFT codebook is configured for 8 transmission antennas, and twice the oversampling is applied, it can be expressed as Equation 32 below.
  • Math above Equation 32 may be used to form sixteen vectors for eight transmission antennas, and the antenna answer may be expressed as shown in FIG. 25.
  • the codebooks of Equations 31 and 32 are codebooks suitable for the antenna configuration of ULA.
  • a block diagonal form as described with reference to Equations 14 to 22 and 23 to 27 is described. It is desirable to apply the codebook structure of.
  • a diagonal element may be configured as a codebook supporting 4 transmit antennas.
  • a codebook supporting two transmit antennas may be used to combine the two co-polarization antennas.
  • a codebook for 4 transmit antennas and a codebook for 2 transmit antennas a codebook in a DFT form may be used, or a codebook defined in 3GPP LTE Release-8 / 9 may be used as shown in Tables 4 and 5 above.
  • a codebook of the DFT type when a codebook of the DFT type is used, a codebook such as Equation 33 below may be considered.
  • Matrix of 2x2 and size 4X4 Can be generated. If this is expressed as a matrix, it can be expressed as Equation 34 below. [Equation 34]
  • Equation 34 W 2 may be configured as a matrix having two vectors, and ⁇ may be configured as a matrix having four vectors. If a codebook for the 8 transmit antennas is formed in the form of Equation 17 using ⁇ and 3 ⁇ 4 of Equation 34 as a base codebook, Equation 35 may be expressed as below.
  • the codebook of Equation 35 is a codebook for transmitting 8 transmit antennas and may be configured as a matrix having 8 vectors.
  • the antenna answer for the ULA antenna configuration including the eight transmit antennas of the codebook generated as described above may be represented as shown in FIG. 26.
  • the codebook generated by the combination of DFT_4 and DFT_2 has eight elements, but only four antenna responses are obtained. This is because the phases of the elements of the codebook made of two codebooks are configured at 90 ° intervals.
  • the minimum value of the two baseband phase in the i element of any one of the matrix can be represented in a matrix, it can be a minimum spacing of the antenna response that can be represented by the codebook have.
  • DFT ⁇ 4 can represent 90 ⁇ and DFT_2 can represent up to 180 °.
  • 0 ⁇ _8 with tighter spacing for the codebook for 4 transmit antennas the spacing of the frequency response that can be represented is increased.
  • Equation 31 a codebook for a four-transmitted antenna that is twice oversampled may be generated as shown in Equation 36 below.
  • DFT_8 of Equation 36 may generate a matrix of size 4 ⁇ 8. When expressed as a matrix, it can be expressed as Equation 37 below.
  • Equation 37 shows eight vectors consisting of four elements.
  • the matrix of Equation 37 may be expressed in a form combined with a diagonal matrix having a phase shift as shown in Equation 38 below.
  • Codebook for a double oversampled 4 transmit antenna (DFT_8 in Equation 36 above) is one basis matrix ( ⁇ ), and codebook for a 2 transmit antenna using DFT-2 (DFT_2 in Equation 33 above) With another base matrix W 2 , the codebook for the 8 transmit antennas generated using Equation 17 can be expressed by Equation 39 below.
  • the antenna answer of the codebook for the 8 transmit antennas obtained through Equation 39 may be represented as shown in FIG. 27.
  • the antenna response expressed in FIG. 27 represents the same response as the antenna response illustrated in FIG. 24 (the diagram showing the antenna response of the codebook for the eight transmit antenna of Equation 29).
  • the codebook for the eight transmit antennas obtained through Equation 39 is composed of sixteen vectors, while the codebook for the eight transmit antennas of Equation 29 consists of eight vectors.
  • Eight vectors in the codebook generated by Equation 39 are identical to eight vectors in the codebook according to Equation 29, or the signs of all elements are inverted (that is, '+' is '-', '-' Is a vector of the form (inverted to '+'). Accordingly, the antenna response of the codebook according to Equation 39 and the antenna response of the codebook according to Equation 29 may be identical.
  • Equation 39 has eight additional vectors, and the range formed by these additional vectors has two small antennae answers.
  • base codebooks such as the following Equations 40 to 53 may be defined according to the oversampling factor.
  • Equations 40 to 53 relate to the form of a codebook generated when oversampling is applied to a base codebook. Equations 40 to 53 may be expressed in a matrix form, or may be expressed in a combined form with a phase diagonal matrix.
  • Codebooks generated from the combination of oversampled base matrices may consist of codebooks having a high resolution (i.e., beams with tighter spacing are formed). In this regard, reducing the feedback overhead may not significantly reduce the resolution, so some indexes are excluded from the base matrix or from codebooks generated by a combination of two base matrices (i.e. Applying sub-sampling for); Feedback may be performed on the remaining indices and the precoder may be determined.
  • the precoder may be selected dependently on the previously selected precoder when selecting the other in the base matrix.
  • FIGS 28 to 43 are diagrams illustrating antenna response according to oversampling factor for each of two basis matrices.
  • Antenna answer for each combination can be summarized as shown in Table 8 below.
  • the UE may transmit the first and second PMIs to the base station, and the base station may receive the same.
  • the UE measures the downlink channel from the base station to generate channel state information (RI / PMI / CQI), and transmits the PMI to the base station as channel state information feedback in step S4410.
  • RI / PMI / CQI channel state information
  • Downlink MIM0 transmission from the base station is a downlink in a combination of two different PMIs (first and second PMI) to prevent an increase in the overhead of feedback information due to an increased transmit antenna (up to 8 transmit antennas).
  • a method of indicating a precoding matrix to be used for transmission may be applied.
  • the base station may determine in the precoding matrix all codebook indicated by the combination of the received first and second PMI.
  • a codebook may be constructed in accordance with various examples of the invention described above.
  • the base station may map the downlink signal to R (1 ⁇ R ⁇ 8) layers.
  • the number R of layers means a rank value.
  • the base station may perform precoding. Precoding corresponds to the operation of mapping a transport layer to an antenna.
  • the base station may map the downlink signal transmitted through the R layers to the transmission antenna using the precoding matrix determined in step S4420.
  • the base station may transmit a precoded downlink signal (ie, mapped to a transmission antenna) to the terminal, and the terminal may receive it.
  • the UE processes the received downlink signal based on the same precoding matrix as the precoding matrix applied by the base station (for example, multiplies the received downlink signal by the Hermit matrix of the precoding matrix). By performing the precoding inverse processing of the scheme).
  • the base station is provided with 2 ⁇ ⁇ ( ⁇ is a natural number) transmission antennas.
  • the base station may have eight transmit antennas.
  • the codebook used for ⁇ 0 transmission through the 2. ⁇ transmit antenna may include matrices of the form as shown in Equation 54 with respect to an even number R.
  • the matrix of Equation 54 has the characteristics described with reference to Equation 12 and the like.
  • a is a value for adjusting the relative phase.
  • Wi since E 2 corresponds to the case where W 2 has a size of 2 ⁇ 2 , Wi may be configured of N rows corresponding to 1/2 of the number of transmission antennas, and 1 / of the number of transmission layers (rank). It may consist of two columns of R / 2. That is, may be composed of a matrix of size NX (R / 2).
  • ⁇ may consist of a DFT matrix.
  • tank 4 of Table 6 above It has the same form as the codebook configuration.
  • the codebook according to an example of the present invention may have nested characteristics.
  • the precoding matrix for the R layers may be configured as a column subset of the precoding matrix for the R + 1 layers.
  • the codebook of tank 7 may be configured in a codebook for tank 8 excluding one row, and tank 5 in a form excluding one row in the codebook for hank 6 May be configured as a codebook.
  • the codebook of tank 3 may be configured to exclude one row from the codebook for rank 4.
  • the above-described matters described in various embodiments of the present invention may be independently applied or two or more embodiments may be simultaneously applied, and overlapping descriptions are provided for clarity. Omit.
  • the present invention also relates to uplink MIM0 transmission and reception for MIM0 transmission (in backhaul uplink and backhaul downlink) of a base station and relay period, and MIM0 transmission (in access uplink and access downlink) between a repeater and a terminal.
  • MIM0 transmission and reception for MIM0 transmission in backhaul uplink and backhaul downlink
  • MIM0 transmission in access uplink and access downlink
  • the base station apparatus 4510 may include reception modules 4511, transmission modules 4512, a processor 4513, a memory 4614, and a plurality of antennas 4515.
  • the plurality of antennas 4515 denote a base station apparatus that supports MIM0 transmission and reception.
  • Receiving modules 4511 may receive various signals, data, and information on the uplink from the terminal.
  • the transmission modules 4512 may transmit various signals, data, and information on downlink to the terminal.
  • the processor 4513 may control the overall operation of the base station apparatus 4510.
  • the base station apparatus 4510 may be configured to perform downlink transmission through 2 ⁇ N (N is a natural number) transmission antennas.
  • the memory 4514 of the base station apparatus may store a codebook including a precoding matrix.
  • the processor 4513 of the base station apparatus may be configured to receive the first and second precoding matrix indicators (PMI) from the terminal, through the reception modules 4511. Further, the processor 4513 may be configured to determine a precoding matrix indicated by the combination of the first and second PMIs from the codebook stored in the memory 4414. In addition, the processor 4513 may be configured to map R (1 ⁇ R ⁇ 8) layers of downlink signals.
  • the processor 4513 may be configured to perform precoding by using a precoding matrix on downlink signals mapped to R layers.
  • the processor 4513 may be configured to transmit a precoded signal to the terminal through 2 ⁇ N transmission antennas through the transmission modules 4512.
  • the prestored codebook may include precoding matrices configured as in Equation 54 when R is an even number. As described in Equation 54, Equation 54 is a matrix of size Nx (R / 2) and a is a coefficient for phase.
  • the processor 4613 of the base station apparatus 4510 performs a function of processing the information received by the base station apparatus 4510, information to be transmitted to the outside, and the memory 4614 performs a predetermined time for calculating the processed information and the like. Can be stored while, such as a buffer (not shown) Can be replaced by a component.
  • the terminal device 4520 may include reception modules 4451, transmission modules 4522, a processor 4523, a memory 4524, and a plurality of antennas 4525.
  • the plurality of antennas 4525 are terminal devices that support MIM0 transmission and reception.
  • Receiving mothers 4451 may receive various signals, data, and information on downlink from the base station.
  • the transmission module 4522 may transmit various signals, data, and information on the uplink to the base station.
  • the processor 4523 may control operations of the entire terminal device 4520.
  • the terminal device 4520 may be configured to process a downlink signal transmitted from the base station device 4510 having 2 ⁇ N (N is a natural number) transmission antennas.
  • the memory 4514 of the terminal device may store a codebook including a precoding matrix.
  • the processor 4523 of the terminal apparatus via the transmission modules 4522, transmits first and second precoding matrix indicators (PMIs) indicating the precoding matrix selected from the codebook stored in the memory 4524.
  • the processor 4523 is precoded by R (1 ⁇ R ⁇ 8) layers mapped by the base station apparatus 4510 and indicated by a combination of the first and second PMIs.
  • the downlink signal precoded by the matrix and transmitted through the 2-N transmit antennas may be configured to be received through the receiving module 4452.
  • the processor 4523 may be configured to process a downlink signal using a precoding matrix.
  • the pre-stored codebook may include precoding matrices configured as in Equation 54 when R is an even number.
  • Equation 54 is a matrix of size Nx (R / 2) and a is a coefficient for phase.
  • the processor 4523 of the terminal device 4520 performs a function of processing the information received by the terminal device 4520, information to be transmitted to the outside, and the memory 4524 stores arithmetic information and the like for a predetermined time. Can be stored and replaced with components such as buffers (not shown).
  • the description of the base station apparatus 4510 may be equally applicable to a relay apparatus as a downlink transmission entity or an uplink reception entity, and the description of the terminal device 4520 is a downlink. The same may be applied to a relay apparatus as a receiving subject or an uplink transmitting subject.
  • Embodiments of the present invention described above may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • the method according to embodiments of the present invention may include one or more ASICs (App 1 i Cat Specific Specific Integrated Circuits), DSPs (Digital Signal Processors), DSPDs (Digital Signal Processing Devices), PLDs ( Programmable Logic Devices), FPGAs CField Programmable Gate Arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs App 1 i Cat Specific Specific Integrated Circuits
  • DSPs Digital Signal Processors
  • DSPDs Digital Signal Processing Devices
  • PLDs Programmable Logic Devices
  • FPGAs CField Programmable Gate Arrays FPGAs CField Programmable Gate Arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, or functions for performing the functions or operations described above.
  • the software code can be stored in the memory unit and driven by the processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • Embodiments of the present invention as described above may be applied to various mobile communication systems.

Landscapes

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Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 상세하게는 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 전송 방법 및 장치가 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국에서 복수개의 전송 안테나를 이용하여 하향링크 신호를 전송하는 방법은, 단말로부터 PMI를 수신하고, 코드북에서 PMI에 의하여 지시되는 프리코딩 행렬을 복수개의 레이어에 적용하여 프리코딩을 수행하고, 프리코딩된 신호를 복수개의 전송 안테나를 통하여 단말로 전송하는 단계를 포함할 수 있으며, 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬 중에서 짝수인 전송 레이어에 대한 프리코딩 행렬은, 전송 안테나 개수와 같은 행의 개수와 전송 레이어 개수의 반과 같은 열의 개수를 가지는 행렬(W1)을 4 개의 요소로 가지는 2x2 행렬로 구성될 수 있으며, 2x2 행렬의 첫 번째 행의 첫 번째 및 두 번째 열에는 1 의 계수가 곱해지고, 두 번째 행의 첫 번째 열에는 위상에 대한 계수 a 가 곱해지고, 두 번째 행의 첫 번째 열에는 -a 가 곱해질 수 있다.

Description

【명세세
【발명의 명칭】
다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치
【기술분야】
이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로， 보다 상세하게는 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 전송 방법 및 장치에 대한 것이다.
【배경기술】
MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 지금까지 한 개의 전송안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여， 다중전송안테나와 다중수신안테나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말한다. 즉， 무선통신시스템의 송신단 (transmitting end) 혹은 수신단 (receiving end)에서 다중안테나를 사용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이다. MIM0 기술을 다중 안테나 기술로 칭할 수도 있다.
다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 기존의 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) 시스템에서는 하향링크 전송에 대해 최대 4 전송 안테나 (4Tx)를 지원하고， 이에 따른 프리코딩 코드북 (codebook)을 정의하고 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
기존의 3GPP LTE 시스템 (예를 들어， 3GPP LTE 릴리즈 -8 또는 9 표준에 따른 시스템)에서는 하향링크에서 최대 4 개의 전송 안테나를 지원하기 위한 코드북이 설계되어 있다. 기존의 3GPP丄 TE의 진화인 3GPP LTE-A 시스템에서는 보다 개선된 성능 (예를 들어, 개선된 스펙트럼 효율 (spectral efficiency))을 위하여 확장된 안테나 구성을 도입하는 것을 고려하여 있고， 하향링크에서 최대 8 전송 안테나 (8Tx)를 지원하는 것이 논의되고 있다. 또한， 높은 수율 (throughput)을 제공하기 위해서 하향링크 8 안테나 전송을 위해 폐루프 (Closed Loop)-MIM0 방식을 사용할 수 있다. 또한， 채널정보 피드백의 오버헤드를 줄이기 위해서 미리 정의된 코드북에 기반한 폐루프 -MIM0방식을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 따라서 , 최대 8 전송 안테나를 통한 하향링크 전송에 대하여 양호한 성능을 제공하는 프리코딩 코드북을 설계하는 것이 요구된다.
본 발명은 확장된 안테나 구성을 지원하는 MIM0 전송을 효율적으로 지원할 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다. 또한， 다수의 전송 안테나를 통한 MIM0 전송에 대하여 시스템 성능을 유지하면서 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국에서 2.N (N은 자연수) 개의 전송 안테나를 이용하여 하향링크 신호를 전송하는 방법은, 단말로부터 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI)를 수신하는 단계 ; 미리 저장된 코드북으로부터 상기 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의하여 지시되는 프리코딩 행렬을 결정하는 단계; R (1<R<8) 개의 레이어 매핑되는 상기 하향링크 신호에 상기 결정된 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 수행하는 단계; 상기 프리코딩된 신호를 상기 2·Ν 개의 전송 안테나를 통하여 상기 단말로 전송하는 단계를 포함할 수 있고， 상기 미리 저장된 코드북은, R 이 짝수인 경우에
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은
Nx(R/2) 크기의 행렬이고 a는 위상 (phase)에 대한 계수일 수 있다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 단말에서 2·Ν (Ν은 자연수) 개의 전송 안테나를 이용하여 전송되는 하향링크 신호를 처리하는 방법은, 미리 저장된 코드북으로부터 선택된 프리코딩 행렬을 지시하는 제 1 및 제 2프리코딩행렬지시자 (ΡΜΙ)를 기지국으로 전송하는 단계; R (1<R<8) 개의 레이어 매핑되고， 상기 게 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의하여 지시된 프리코딩 행렬에 의하여 프리코딩되어 상기 2·Ν 개의 전송 안테나를 통해 전송된 상기 하향링크 신호를 상기 기지국으로부터 수신하 단계; 및 상기 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 하향링크 신호를 처리하는 단계 포함하고， 상기 미리 저장된 코드북은， R 이
짝수인 경우에
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」 의 형태로 구성된 프리코딩 행렬들을 포함하고， 여기서 ^ 은 Nx(R/2) 크기의 행렬이고 a 는 위상 (phase)에 대한 계수일 수 있다. 상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 하향링크 신호를 전송하는 기지국은, 2· N (N은 자연수) 개의 전송 안테나; 상기 전송 안테나를 통하여 단말로 상기 하향링크 신호를 전송하는 전송 모들; 상기 단말로부터 상향링크 신호를 수신하는 수신 모듈; 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 저장하는 메모리; 및 상기 기지국을 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 상기 수신 모들을 통하여, 단말로부터 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI)를 수신하고， 상기 메모리에 저장된 코드북으로부터 상기 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의하여 지시되는 프리코딩 행렬을 결정하고， 상기 하향링크신호를 R (1<R<8) 개의 레이어 매핑시키고, 상기 R개의 레이어에 매핑된 상기 하향링크 신호에 상기 결정된 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩올 수행하고, 상기 전송 모들을 통하여， 상기 프리코딩된 신호를 상기 2· N 개의 전송 안테나를 통하여 상기 단말로 전송하도록 구성되며, 상기 미리 저장된 코드북은， R 이 짝수인
Wx W 경우에 1 "V'1J 의 형태로 구성된 프리코딩 행렬들을 포함하고， 여기서 은 Nx(R/2) 크기의 행렬이고 a 는 위상 (phase)에 대한 계수일 수 있다. 상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 2· N (N은 자연수) 개의 전송 안테나를 가지는 기지국으로부터 전송되는 하향링크 신호를 처리하는 단말은， 상기 기지국으로부터 상기 하향링크 신호를 수신하는 수신 모들; 상기 기지국으로 상향링크 신호를 전송하는 전송 모들; 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 저장하는 메모리; 및 상기 단말을 제어하는 프로세서를 포함하고， 상기 프로세서는, 상기 메모리에 저장된 코드북으로부터 선택된 프리코딩 행렬을 지시하는 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI)를， 상기 전송 모들을 통하여 , 상기 기지국으로 전송하고， R (1<R<8) 개의 레이어 매핑되고， 상기 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의하여 지시된 프리코딩 행렬에 의하여 프리코딩되어 상기 2·Ν 개의 전송 안테나를 통해 전송된 상기 하향링크 신호를, 상기 수신 모들을 통하여， 상기 기지국으로부터 수신하고， 상기 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 .하향링크 신호를 처리하도록 구성되며， 상기 미리 저장된 코드북은， R 이 짝수인 경우에
」 의 형태로 구성된 프리코딩 행렬들을 포함하고， 여기서 은
Nx(R/2) 크기의 행렬이고 a는 위상 (phase)에 대한 계수일 수 있다.
본 발명에 따른 상기 실시예들에 대하여 다음의 사항이 공통적으로 적용될 수 있다.
상기 은 DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬로 구성될 수 있다.
R이 짝수인 경우에， 상기 은 [vl… v(R/2)] 의 행렬로 구성되고， 상기 vl… v(R/2) 의 각각은 NX 1크기의 행렬로 구성될 수 있다.
상기 vl … v(R/2) 의 각각은 DFT 행렬로 구성될 수 있다
R=4 인 경우에, 상기 은， vl v2 vl v2
a - v1 a - v2 —a - v1 —a · v2 의 형태로 구성될 수 있다.
3<R<7 인 경우에， 상기 R 개의 레이어에 대한 프리코딩 행렬은， R+1 개의 레이어에 대한 프리코딩 행렬의 열 서브셋 (column subset)으로 구성될 수 있다.
N=4 일 수 있다.
본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며, 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.
【유리한 효과】
본 발명에 따르면， 확장된 안테나 구성을 지원하는 MIM0 전송을 효율적으로 지원할 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치가 제공될 수 있다. 또한， 본 발명에 따르면, 다수의 전송 안테나를 통한 MIM0 전송에 대하여 시스템 성능을 유지하면서 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치가 제공될 수 있다. 본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며 , 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
도 1 은 하향링크 무선 프레임의 구조를 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5 는 공용참조신호 (CRS)의 패턴을 나타내는 도면이다.
도 6 은 참조신호 패턴의 시프트를 설명하는 도면이다.
도 7 및 도 8 은 하향링크 제어채널들이 할당되는 단위인 자원요소그룹 (REG)을 설명하는 도면이다.
도 9 는 PCFICH가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다.
도 10 은 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다.
도 11 은 PHICH그룹이 매핑되는 하향링크 자원요소 위치를 나타내는 도면이다. 도 12는 SC— FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.
도 13은 DFT 처리된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 14은 참조 신호의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다.
도 15은 참조신호가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다.
도 16 내지 19는 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법을 나타내는 도면이다.
도 20은 MIM0시스템의 구조를 나타내는 도면이다.
도 21은 MIM0시스템의 기능을 설명하는 블록도이다.
도 22 는 코드북 기반프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 23은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
도 24 내지 43 은 본 발명의 예시들에 따른 안테나 응답을 나타내는 도면이다. 도 44 는 본 발명에 따른 다중 안테나 전송 및 수신 방법에 대한 순서도이다ᅳ 도 45는 본 발명에 따른 기지국 장치 및 단말 장치의 구성을 도시한 도면이다.
【발명의 실시를 위한 최선의 형태】
이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서, 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Stat ion) '은 고정국 (fixed stat ion)， NodeB, eNodeB(eNB), 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한， 본 문서에서 기지국이라는 용어는 샐 또는 섹터를 포함하는 개념으로 사용될 수 있다. 한편 , 중계기는 Relay Node (RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. '단말 (Terminal )'은 UE(User Equi ment) , MS(Mobi le Station), MSS(Mobi le Subscriber Station) , SS(Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다. 본 문서에서 상향링크 전송 주체는 단말 또는 중계기를 의미할 수 있고， 상향.링크 수신 주체는 기지국 또는 중계기를 의미할 수 있다. 유사하게， 하향링크 전송 주체는 기지국 또는 중계기를 의미할 수 있고, 하향링크 수신 주체는 단말. 또는 중계기를 의미할 수 있다. 다시 말하자면， 상향링크 전송은 단말로부터 기지국으로의 전송， 단말로부터 중계기로의 전송， 또는 중계기로부터 기지국으로의 전송을 의미할 수 있다. 유사하게， 하향링크 전송은 기지국으로부터 단말로의 전송， 기지국으로부터 중계기로의 전송， 중계기로부터 단말로의 전송을 의미할 수 있다.
이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
몇몇 경우， 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나， 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다 .
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802시스템 , 3GPP시스템， 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉， 본 발명의 실시예들 중 본 발명의'기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한， 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA (Code Division Multiple Access), FDMA( Frequency Division
Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), 0FDMA( Orthogonal Frequency Division Multiple Access) , SC-FDMA( Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRACUniversal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile commun i c a t i ons ) / GPRS ( Gener a 1 Packet Radio Service) /EDGE (Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. 0FDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E—UTR Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다'. UTRA는 UMTS Jniversal Mobile Teleco隱 unicat ions System)의 일부이다. 3GPP(3rd Gener at ion Partnership Project) LTE( long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E— UMTS (Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 0FDMA를 채용하고 상향링크에서 SC— FDMA를 채용한다.. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격 (WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m규격 (WireiessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 3GPP LTE-A 시스템을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다. 도 1을 참조하여 하향링크 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.
셀를라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서， 상 /하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (Subframe) 단위로 이루어지며, 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subframe)으로 구성되고， 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 2개의 슬롯 (slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 ΓΠ (transmission time interval)이라 하고， 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고， 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고， 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (Resource Block; RB)을 포함한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 0FDMA를 사용하므로， OFDM심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. OFDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록 (Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이고， 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파 (subcarrier)를 포함할 수 있다.
하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 CP(Cyclic Prefix)의 구성 (configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어, 0FDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우, 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. 0FDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우， 한 0FDM 심볼의 길이가 늘어나므로， 한 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에， 예를 들어， 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우, 심볼간 간섭을 더욱 즐이기 위해 확장된 CP가사용될 수 있다.
일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 0FDM 심볼을 포함하므로， 하나의 서브프레임은 14개의 0FDM 심볼을 포함한다. 이때， 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고， 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.
도 1(b)는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 해프 프레임 (half frame)으로 구성되며， 각 해프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), 보호구간 (Guard Period; GP), UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며, 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다증경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 한편， 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.
무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고， 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다. 이는 OFDM심볼이 일반 CP로 구성된 경우이다. 도 2를 참조하면， 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고， 주파수 영역에서 다수의 자원블록을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나， 이에 제한되는 것은 아니다. 자원 그리드 상의 각 요소 (element)를 자원요소 (RE)라 한다. 예를 들어, 자원 요소 a(k,l)은 k번째 부반송파와 1번째 OFDM 심볼에 위치한 자원 요소가 된다. 일반 CP의 경우에 , 하나의 자원블록은 12X7자원요소를 포함한다 (확장된 CP의 경우에는 12X6 자원요소를 포함한다). 각 부반송파의 간격은 15kHz이므로， 하나의 자원블록은 주파수영역에서 약 180kHz을 포함한다. NDL은 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수이다. NDI^1 값은 기지국의 스케줄링에 의해 설정되는 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 따라 결정될 수 있다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널 (Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다. 즉， 2 개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH가 할당된다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는， 예를 들어, 물리제어포맷지시자채널 (Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), 물리하향링크제어채널 (Physical Downlink Control Channel； PDCCH) , ■§·리 HARQ지시 채널 (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel； PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 웅답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보 (Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널 (DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷， 상향링크공유채널 (UL-SCH)의 자원 할당 정보， 페이징채널 (PCH)의 페이징 정보， DL-SCH 상의 시스템 정보， PDSCH 상으로 전송되는 임의접속웅답 (Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별- 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소 (Control Channel Element; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대웅한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고， 제어 정보에 순환잉여검사 (Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자 (Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면， 단말의 cell— RNTKC-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는， PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자 (Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보 (보다 구체적으로， 시스템 정보 블록 (SIB))에 대한 것이면， 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTKSIᅳ RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속응답을 나타내기 위해， 임의접속 -RNTI(RA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제에영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널 (Physical uplink shared channel； PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서， 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍 (RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수 -호핑 (frequency-hopped)된다고 한다. 참조신호
MIM0 시스템에서는 각각의 송신 안테나마다 독립된 데이터 채널을 가진다. 수신기는 송신 안테나에 각각에 대하여 채널을 추정하여 각 송신 안테나로부터 송신된 데이터를 수신할 수 있다. 채널 추정 (channel estimation)은 페이딩 (fading)에 의하여 생기는 신호의 왜곡을 보상함으로써 수신된 신호를 복원하는 과정을 말한다. 여기서 페이딩이란 무선통신 시스템 환경에서 다중경로 (multi path)-시간지연 (time delay)으로 인하여 신호의 강도가 급격히 변동되는 현상을 말한다. 채널추정올 위하여는 송신기와 수신기가 모두 알고 있는 참조신호 (reference signal)가 필요하다. 또한, 참조 신호는 간단히 RS(Reference Signal) 또는 적용되는 표준에 따라 파일럿 (Pi lot)으로 지칭될 수도 있다.
기존의 3GPP LTE 릴리즈 (release)-8 또는 릴리즈—9 시스템에서는 기지국이 전송하는 하향링크 참조신호에 대하여 정의하고 있다. 하향링크 참조신호 (downlink reference signal)는 PDSCH( Physical Downlink Shared CHanne 1 ) , PCFICH(Physical Control Format Indicator CHanne 1 ) , PHICH(Physical Hybrid Indicator CHanne 1) , PDCCH(Physical Downlink Control CHanne 1) 등의 코히어런트 (coherent) 복조를 위한 파일럿 신호이다. 하향링크 참조신호는 셀 내의 모든 단말이 공유하는 공용 참조신호 (Co圍 on Reference Signal； CRS)와 특정 단말만을 위한 전용 참조신호 (Dedicated Reference Signal; DRS)가 있다. 공용 참조신호는 셀 -특정 (cell— specific) 참조신호라 불릴 수도 있다. 또한， 전용 참조신호는 단말 -특정 (UE-spedfic) 참조신호 또는 복조용 참조신호 (Demodulat ion Reference Signal; DMRS)라 블릴 수도 있다.
기존의 3GPP LTE시스템에서의 하향링크 참조신호 할당 방식에 대하여 설명한다. 참조신호가 전송되는 자원요소의 위치 (즉， 참조신호 패턴)를， 하나의 자원블록 (시간상으로 하나의 서브프레임 길이 X 주파수 상으로 12 부반송파 길이)을 기준으로 설명한다. 하나의 서브프레임은 14개 OFDM 심볼 (일반 CP 경우) 흑은 12개의 OFDM심볼 (확장된 CP 경우)로 구성되며, 한 개의 OFDM심볼에서 부반송파의 개수를 128， 256， 512, 1024, 1536 또는 2048 중의 하나로 선정하여 사용하게 된다.
도 5 는 1-TTI (즉 1 서브프레임)가 14개의 OFDM 심볼을 갖는 경우에 대한 공용참조신호 (CRS)의 패턴을 나타낸다. 도 5(a), 도 5(b) 및 도 5(c) 는 각각 1 개， 2 개 및 4 개의 전송 안테나를 갖는 시스템에 대한 CRS 패턴에 대한 것이다.
도 5 에서， R0 는 안테나 포트 인텍스 0에 대한 참조신호를 나타낸다. 또한， 도 5에서， R1은 안테나 포트 인덱스 1， R2는 안테나 포트 인덱스 2그리고 R3는 안테나 포트 인덱스 3에 대한 참조신호를 각.각 나타낸다. 각 안테나 포트에 대한 참조신호가 전송되는 RE 위치에서는 참조신호를 전송하는 안테나 포트를 제외한 다른 모든 안테나 포트에서는 간섭을 방지하기 위하여 아무 신호도 전송되지 않는다.
도 6 은 여러 셀들의 참조신호가 충돌하지 않도록 참조신호 패턴이 셀마다 시프트되는 것을 나타낸다. 도 5(a)의 1개의 안테나 포트에 대한 참조신호 패턴이 도 6의 1번 셀 (Cell 1)에서 사용된 것으로 가정하면， 1 번 셀에 인접하는 2번 샐, 3 번 셀 등에서 셀 간에 참조신호의 층돌이 발생하지 않도록 참조신호 패턴을 주파수 영역 또는 시간 영역에서 부반송파 단위 또는 0FDM 심볼 단위의 시프트 (천이)시켜 참조신호를 보호할 수 있다. 예를 들어， 1 전송 안테나 전송의 경우에는 참조신호가 하나의 0FDM 심볼 상에서 6 부반송파 간격으로 위치하므로, 각각의 셀에서 주파수 영역 부반송파 단위의 시프트가 적용되면， 적어도 5개의 인접 셀은 다른 자원요소 상에 참조신호를 위치시킬 수 있다. 예를 들어, 참조신호의 주파수 시프트는 도 6의 2번 셀 내지 6 번 셀과 같이 나타날 수 있다.
또한， 유사—랜덤 (Pseudo-Random; PN) 시퀀스를 셀 별 하향링크 참조신호에 곱하여 전송함으로써， 수신기에서 인접셀로부터 수신되는 참조신호에 의한 간섭을 감소시켜 채널추정 성능을 향상 시킬 수도 있다. 이러한 PN 시퀀스는 하나의 서브프레임 내의 OFDM 심볼 단위로 적용될 수 있다. 또한, PN 시퀀스는 셀 식별자 (Cell ID), 서브프레임 번호 (subframe number) 및 OFDM 심볼 위치 마다 다른 시뭔스가 적용 될 수 있다.
4 전송 안테나를 지원하는 기존의 통신 시스템 (예를 들어， 3GPP LTE 릴리즈 8 또는 9 시스템)에 비하여 확장된 안테나 구성을 갖는 시스템 (예를 들어， 8 전송 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템 (예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈—10 또는 후속 릴리즈에 따른 시스템)에서는， 효율적인 참조신호의 운용과 발전된 전송 방식을 지원하기 위하여 DMRS 기반의 데이터 복조를 고려하고 있다. 즉， 확장된 안테나를 통한 데이터 전송을 지원하기 위하여 2 이상의 레이어에 대한 DMRS를 정의할 수 있다. DMRS는 데이터와 동일한 프리코더에 의하여 프리코딩되므로 별도의 프리코딩 정보 없이 수신측에서 데이터를 복조하기 위한 채널 정보를 용이하게 추정할 수 있다. 한편， 하향링크 수신측에서는 DMRS를 통해서 확장된 안테나 구성에 대하여 프리코딩된 채널 정보를 획득할 수 있는 반면， 프리코딩되지 않은 채널 정보를 획득하기 위하여 DMRS이외의 별도의 참조신호가요구된다. 이에 따라 LTE-A표준에 따른 시스템에서는 수신측에서 채널 상태 정보 (Channel State Information; CSI)를 획득하기 위한 참조신호， 즉 CSI-RS를 정의할 수 있다. CSI-RS 는 8 개의 안테나 포트를 통하여 전송될 수 있으며， CSI-RS 가 전송되는 안테나 포트를 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서의 안테나 포트와 구별하기 위하여 안테나 포트 인텍스 15 내지 22 가사용될 수 있다. 하향링크 제어채널의 구성
하향링크 제어채널이 전송되는 영역으로 기본적으로는 각각의 서브프레임의 처음 3개의 OFDM심볼이 사용될 수 있으며, 하향링크 제어채널의 오버헤드에 따라서 1 내지 3개의 OFDM 심볼이 사용될 수 있다. 하향링크 제어채널을 위한 OFDM 심볼의 개수를 각 서브프레임마다 조정하기 위하여, PCFICH가 사용될 수 있다. 상향링크 전송에 대한 확인응답 (긍정확인응답 (ACK)/부정확인응답 (NACK))을 하향링크를 통하여 제공하기 위하여 PHICH가 사용될 수 있다. 또한， 하향링크 데이터전송 또는 상향링크의 데이터전송을 위한 제어정보의 전송을 위해서 PDCCH가사용될 수 있다. 도 7 및 도 8 은 위와 같은 하향링크 제어채널들이 각각의 서브프레임의 제어 영역에서 자원요소그룹 (Resource Element Group; REG) 단위로 할당되는 것을 나타낸다. 도 7 은 1 개 또는 2 개의 전송 안테나 구성을 가지는 시스템에 대한 것이고， 도 8은 4 개의 전송 안테나 구성을 가지는 시스템에 대한 것이다. 도 7 및 도 8 에서 도시하는 바와 같이， 제어채널이 할당되는 기본적인 자원단위인 REG 는， 참조신호가 할당되는 자원요소를 제외하고 주파수 영역에서 연접한 4개의 RE 로 구성된다. 하향링크 제어채널의 오버헤드에 따라서 특정 개수의 REG 가 하향링크 제어채널의 전송에 이용될 수 있다.
PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel )
각각의 모든 서브프레임마다 해당 서브프레임의 자원 할당 정보 등을 제공하기 위해서 PDCCH 가 OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 사이에서 전송될 수 있고， 제어채널의 오버헤드에 따라서 OFDM 심볼 인덱스 0 이 사용되거나， OFDM 심볼 인덱스 0 및 1이 사용되거나, OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 가 사용될 수 있다. 이와 같이 제어채널이 사용하는 OFDM심볼의 개수를 서브프레임마다 변경 할 수 있는데, 이에 대한 정보는 PCFICH를 통해 제공될 수 있다. 따라서， PCFICH는 각각의 모든 서브프레임에서 전송되어야 한다.
PCFICH를 통해 3가지의 정보가 제공될 수 있다. 아래의 표 1 은 PCFICH의 CFI (Control Format Indicator)를 나타낸다. CFI=1 은 OFDM 심볼 인덱스 0 에서 PDCCH가 전송됨을 나타내고, CFI=2 는 OFDM 심볼 인덱스 0 및 1 에서 PDCCH가 전송됨올 나타내고， CFI=3 은 OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 에서 PDCCH가 전송됨을 나타낸다.
【표 1】
Figure imgf000016_0001
PCFICH 를 통해 전송되는 정보는 시스템 대역폭 (system bandwidth)에 따라 다르게 정의될 수 있다. 예를 들면 시스템의 대역폭이 특정 임계치보다 작은 경우 CFI=1, 2, 3은 각각 2， 3, 4 개의 OFDM심볼이 PDCCH를 위해 사용됨을 나타낼 수도 있다. ' 도 9는 PCFICH가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다. 도 9에서 도시하는 REG 는， 4개의 부반송파로 구성되어 있고， RS (참조신호)를 제외한 데이터 부반송파로만 구성되어 있으며， 일반적으로 전송 다이버시티 (transmit diversity) 기법이 적용될 수 있다. 또한 REG의 위치는， 셀간에 간섭을 주지 않도록 셀마다 (즉, 셀 식별자에 따라서)주파수 시프트될 수 있다.추가적으로， PCFICH는 항상 서브프레임의 첫 번째 OFDM심볼 (OFDM심볼 인덱스 0)에서 전송된다. 이에 따라수신단에서는 서브프레임을 수신할 때에 먼저 PCFICH의 정보를 확인하여 PDCCH가 전송되는 OFDM심볼의 개수를 파악하고 그에 따라서 PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 수신할 수 있다.
PHICH (Physical Hybrid—ARQ Indicator Channel)
도 10은 특정 대역폭에서 일반적으로 적용되는 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다. PHICH를 통해서 상향링크 데이터 전송에 대한 ACK/NACK정보가 전송된다.하나의 서브프레임에서 여러 개의 PHICH그룹이 만들어지고， 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 PHICH가 존재한다. 따라서 , 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 단말에 대한 PHICH채널이 포함된다.
도 10 에서 도시하는 바와 같이 , 여러 개의 PHICH 그룹에서 각 단말기에 대한 PHICH 할당은, PUSCH 자원 할당 (resource allocation)의 가장 낮은 물리자원블록 (Physical Resource Block; PRB) 인덱스 (lowest PRB index)와， 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통해 전송되는 복조참조신호 (Demodulation RS; DMRS)를 위한 순환시프트 (Cyclic Shift) 인덱스를 이용하여 이루어진다. DMRS 는 상향링크 참조신호이며, 상향링크 데이터의 복조를위한 채널 추정을 위해서 상향링크 전송과 함께 제공되는 신호이다. 또한， PHICH 자원은 i쒜 h," CH) 와 같은 인덱스 쌍 (index pair)를 통해서 알려지게 되는데， 이때
Figure imgf000017_0001
에서 n 는 PHICH 그룹 번호 (PHICH group number)를 의미하고， n;s H q 1CH 는 해당 PHICH 그룹 내에서의 직교 시퀀스 인덱스 (orthogonal sequence index)를 의미한다ᅳ
Figure imgf000017_0002
및 n rH^ 아래의 수학식 1과 같이 정의된다. 【수학식 1]
group
n PHICH
Figure imgf000018_0001
seq j lowest _ index ι ¾ r group PHICH
n PHICH 1 PRB RA ' ^ P DH"I7CH J -ΥΙ DMRS )mod 2 V' SF ' 상기 수학식 1에서 n DMRS PHICH가 연관된 상향링크 전송에서 사용된 DMRS의 순환시프트이다. 또한， N PHICH 에 대해서 사용되는 확산 인자 크기 (spreading factor size)이다. if 는 상향링크 자원 할당의 가장 낮은
PRB인덱스이다. N 는 설정된 PHICH그'룹의 개수이며， 아래의 수학식 2와 같。 정의된다.
【수학식
for normal cyclic prefix
/V group
PHICH
for extended cyclic prefix
Figure imgf000018_0002
상기 수학식 2 에서 N。는 물리방송채널 (Physical Broadcast Channel； PBCH)로 전송되는 PHICH 자원의 양에 대한 정보이며, Ng 는 2 비트 크기를 가지고
(Nge {1/6, 1/2, 1,2})으로 표현된다.
또한, 기존의 3GPPLTE릴리즈 -8/9에서 정의되는 직교 시뭔스의 예는 아래의 표 2 와 같다.
【표 2】
Figure imgf000018_0003
도 11 은 PHICH 그룹이 매핑되는 하향링크 자원요소 위치를 나타내는 도면이다. PHICH 그룹은 PHICH 구간 (duration)에 따라서 도 11 과 같이 하나의 서브프레임 내에서 상이한 시간 영역 (즉， 상이한 0S(0FDM Symbol)) 상에서 구성될 수도 있다. PDCCH (Physical Downlink Control Channel )
PDCCH 를 통해서 전송되는 제어정보는, 하향링크제어정보 (Downlink Control Information; DCI) 포맷에 따라서 제어정보의 크기와 용도가 다르며， 부호화율 (coding rate)에 따라 PDCCH 의 크기가 달라질 수 있다. 예를 들어， 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 사용되는 DCI 포맷들은 아래의 표 3과 같이 정의될 수 있다.
【표 3]
Figure imgf000019_0001
상기 표 3 의 상기 DCI 포맷은 각각의 단말 별로 독립적으로 적용이 되며 하나의 서브프레임 내에서 여러 단말기의 PDCCH가 동시에 다중화 (multiplexing)될 수 있다. 다중화된 각 단말기의 PDCCH는 독립적으로 채널코딩이 이루어지고 CRC 가 적용된다. 각 단말의 고유의 식별자를 PDCCH의 CRC에 마스킹하여 단말기가 자신의 PDCCH 채널을 수신할 수 있도록 적용할 수 있다. 그러나, 기본적으로 단말은 자신의 PDCCH 채널의 위치를 알 수 없으므로， 매 서브프레임마다 해당 DCI 포맷의 모든 PDCCH 채널이 자신의 ID를 가진 PDCCH 채널인지 확인하여 해당 PDCCH를 수신할 때까지 블라인드 검출 (blind detection)을 수행해야 한다. 이러한 PDCCH의 기본 자원할당 단위는 CCE(Control Channel Element)이며， 하나의 CCE는 9개의 REG로 구성되어 있다. 하나의 PDCCH는 1개， 2개， 4개 또는 8개의 CCE로 구성 될 수 있다. 각 단말기에 따라서 구성된 PDCCH는 CCE 를 RE 에 매핑하는 규칙 (CCE—to-RE mapping rule)에 의하여 각 서브프레임의 제어채널 영역으로 인터리빙되어 매핑된다. 이는 각 서브프레임의 제어채널을 위한 OFDM심볼 개수， PHICH그룹 개수， 전송 안테나 및 주파수 시프트 등에 따라서, CCE 가 매핑되는 RE 위치가 달라질 수 있다. 상향링크 재전송
상향링크 재전송은 전술한 PHICH및 DCI 포맷 0 (PUSCH전송을 스케줄링하는 DCI 포맷)을 통하여 지시될 수 있다. 단말이 PHICH를 통하여 이전의 (previous) 상향링크 전송에 대한 ACK/NACK을 수신하여 동기식 (synchronous) 비-적웅적 (non-adaptive) 재전송을 수행할 수 있고， 또는 단말이 기지국으로부터 DCI 포맷 0 PDCCH 를 통하여 상향링크 그랜트를 수신하여 동기식 적웅적 (adaptive) 재전송을 수행할 수 있다. 동기식 전송이란 하나의 데이터 패¾을 전송한 시점 (예를 들어， n 번째 서브프레임) 이후의 미리 정해진 시점 (예를 들어， n+k 번째 서브프레임)에 재전송이 수행되는 방식을 의미한다 (k 는 예를 들어 4 일 수 있다). PHICH 에 의한 재전송과 상향링크 그랜트 PDCCH 에 의한 재전송의 경우 모두 동기식 재전송이 수행된다.
PHICH를 통하여 재전송을 수행하는 비-적웅적 재전송의 경우에, 이전 전송에서 사용된 주파수 자원 (예를 들어， 물리자원블록 (PRB)) 영역 및 전송 방법 (예를 들어， 변조기법 등)과 동일한 주파수 자원 및 전송 방법이 재전송에 적용된다. 한편, 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통하여 재전송을 수행하는 적응적 재전송의 경우에는， 상향링크 그랜트에서 지시되는 스케줄링 제어 정보에 따라서 재전송이 수행되는 주파수 자원 및 전송 방법이 이전 전송과 상이하게 설정될 수도 있다.
만약 단말이 PHICH를 수신하는 동시에 상향링크 그랜트 PDCCH를 수신하는 경우에는, PHICH는 무시하고 상향링크 그랜트 PDCCH 의 제어정보에 따라서 상향링크 전송을 수행할 수 있다. 상향링크 그랜트 PDCCH (예를 들어， DCI 포맷 0)에는 신규데이터지시자 (New Data Indicator; NDI)가 포함되는데, NDI비트가 이전에 제공된 NDI 값에 비하여 토글 (toggle)된 경우에는， 단말은 이전 전송이 성공한 것으로 간주하고 새로운 데이터를 전송할 수 있다. 한편， 단말이 PHICH 를 통해서 이전 전송에 대해서 ACK 을 수신하더라도， PHICH 수신과 동시에 또는 그 후에 수신되는 상향링크 그랜트 PDCCH 에서 NDI 값이 토글되지 않으면 단말은 이전 전송에 대한 버퍼를 비우지 (flush) 않도록 구성된다. 상향링크 전송 구성
도 12는 SC-FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다. 송신기에 입력되는 N 개의 심볼로 구성된 하나의 블럭은， 직렬 -병렬 변환기 (Serial-to-Parallel Converter; 1201)를 통하여 병렬 신호로 변환된다. 병렬 신호는 N—포인트 DFT 모들 (1202)을 거쳐 확산되며, 확산된 신호는 부반송파 매핑 모들 (1203)의하여 주파수 영역에 매핑된다. 각각의 부반송파 상의 신호는 N 개의 심볼의 선형 결합 (linear combination)이다. 주파수 영역에 '매핑된 신호는 Mᅳ포인트 IFFT 모들 (1204)을 거쳐 시간 영역 신호로 변환된다. 시간 영역 신호는 병렬 -직렬 변환기 (1205)를 통하여 직렬 신호로 변환되고 CP가 추가된다. N—포인트 DFT 모들 (1202)의 DFT처리에 의해 M-포인트 IFFT모들 (404)의 IFFT처리의 영향이 일정 부분 상쇄된다. 이러한 점에서 SC-FDMA 방식은 DFT-s-OFDMA(DFT-spread-OFDMA) 방식으로 칭할 수도 있다. 또한, DFT 모들 (1202)에 입력되는 신호는 낮은 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 또는 CM(Cubic Metric)을 가지지만 DFT 처리된 후에는 높은 PAPR을 가지게 되며， IFFT 모듈 (1204)의 IFFT 처리에 의해 출력되는 신호는 다시 낮은 PAPR을 가질 수 있다. 즉， SC-FDMA 방식은 전력 증폭기 (Power Amplifier; PA)의 비선형 왜곡 구간을 피하여 전송하도록 하여， 송신단의 구현 비용을 절감할 수 있다.
도 13은 DFT 모들 (1202)에서 출력된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식을 설명하기 위한 도면이다. 도 13에 도시된 두 가지 방식 중 하나를 수행함으로써 SC-FDMA송신기에서 출력되는 신호가 단일 반송파 특성 (Single Carrier Property)을 만족할 수 있다. 도 13(a)는 DFT모들 (1202)로부터 출력된 신호가 부반송파 영역의 특정 부분에 국한되어 매핑되는 국부 매핑 (localized mapping) 방식을 나타낸다. 도 13(b)는 DFT 모들 (1202)로부터 출력된 신호가 전체 부반송파 영역에 분산되어 매핑되는 분산 매핑 (distributed mapping) 방식을 나타낸다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9시스템에서는 국부 매핑 방식을 이용하는 것으로 정의되어 있다.
도 14은 SC-FDMA 방식에 따른 전송 신호를 복조 (demodulation)하기 위한 참조 신호 (reference signal; RS)의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템에서는, 데이터 부분은 시간 영역에서 생성된 신호가 DFT 처리를 통해 주파수 영역 신호로 변환된 뒤에 부반송파 매핑 후 IFFT 처리를 하여 전송되지만 (도 12 참조)， RS는 DFT처리를 생략하고 주파수 영역에서 바로 생성하여 부반송파 상에 매핑한 후 IFFT 처리 및 CP 추가를 거쳐 전송되는 것으로 정의하고 있다. 도 15은 SC-FDMA 방식에 따른 서브프레임 구조에서 참조신호 (RS)가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다. 도 15(a)는 일반 CP경우에 하나의 서브프레임에서 2 개의 슬롯 각각의 4 번째 SCᅳ FDMA 심볼에 RS가 위치하는 것을 도시한다. 도 15(b)는 확장된 CP 경우에 하나의 서브프레임에서 2 개의 슬롯 각각의 3 번째 SC-FDMA심볼에 RS가 위치하는 것을 도시한다.
도 16내지 19를 참조하여，클러스터 방식 DFT-s-OFDMA기법에 대하여 설명한다. 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA는 전술한 SC—FDMA의 변형으로서， DFT 처리된 신호를 복수개의 서브—블록 (sub-bock)으로 ^갠 후 주파수 영역에서 이격된 위치에 매핑하는 방식이다.
도 16는 단일 반송파 상에서의 출러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브 -블록 (서브 -블록 #0 내지 #Nsb_l)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서， 서브—블록 #0 내지 湖 sb-1 은 모두 하나의 반송파 (예를 들어， 20腿 z 대역폭와 반송파) 상에 매핑되고， 각각의 서브-블록은 주파수 영역 상에서 이격된 위치에 매핑될 수 있다. 또한, 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 도 17 및 18은 다중 반송파 상에서 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 17은 다중 반송파 (또는 다중 셀 (cell))가 인접하여 (contiguously) 구성된 상황 (즉， 다증 반송파 (또는 다중 셀) 각각의 주파수 대역이 연속적으로 할당된 상황)에서 인접한 반송파 간에 부반송파 간격이 정렬 (align)된 경우에, 하나의 IFFT 모듈을 통해서 신호를 생성할 수 있는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브 -블록 (서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l)으로 분할될 수 있다. 서브—블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서, 서브 -블록 #0 내지 #Nsb_l 은 각각 구성 반송파 #0 내지 #Nsb-l 상에 매핑될 수 있다 (각각의 반송파 (또는 셀)는 예를 들어 20腿 z 대역폭을 가질 수 있다). 또한， 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파 (또는 셀) 상에 매핑된 서브-블록들은 하나의 IFFT모들을 통하여 시간 영역 신호로 변환될 수 있다.
도 18은 다증 반송파 (또는 셀)가 비―인접하여 (non-contiguous ly) 구성된 상황 (즉， 다중 반송파 (또는 다중 셀) 각각의 주파수 대역이 연속적이지 않게 할당된 상황)에서 복수개의 IFFT 모들을 사용하여 신호를 생성하는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT출력은 Nsb개의 서브 -블록 (서브 -블록 #0내지 #Nsbᅳ 1)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서， 서브 -블록 #0내지 #Nsb-l 은 각각 반송파 (또는 셀) #0 내지 湖 sb-1 상에 매핑될 수 있다 (각각의 반송파 (또는 셀)는 예를 들어 20MHz 대역폭을 가질 수 있다). 또한, 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파 (또는 셀) 상에 매핑된 서브-블록들은 각각의 IFFT 모들을 통하여 시간 영역 신호로 변환될 수 있다.
도 16에서 설명한 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA가 반송파-내 (inter-carrier) (또는 intra-cell) DFT—s—OFDMA라면， 도 17 및 18에서 설명하는 다중 반송파 (또는 셀) 상에서의 DFT— s— 0FDMA는 반송파-간 (inter— carrier) (또는 inter-cell) DFT-s—OFOMA라 할 수 있다. 이와 같은 반송파-내 DFT—s—OFDMA와 반송파-간 DFT-s-OFDMA는 서로 흔용될 수도 있다.
도 19는 부분 (chunk) 단위로 DFT 처리， 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리를 수행하는 부분 -특정 DFT-s-OFDMA (chunk-specific DFT-s-OFDMA) 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 부분 -특정 DFT-s— 0FDMA는 Nx SC— FDMA라고 칭할수도 있다. 코드 블록 분할 (code block segment at ion)된 신호는 부분 (chunk) 분할되어 각각의 부분에 대하여 채널 코딩 및 변조가 수행된다. 변조된 신호는 도 12에서 설명한 바와 같은 방식으로 DFT 처리， 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리되고 각각의 IFFT로부터의 출력이 합산되어 CP가 추가될 수 있다. 도 19에서 설명하는 Nx SC-FDMA 방식은 연접하는 다중 반송파 (또는 다중 셀) 또는 연접하지 않는 다중 반송파 (또는 다중 샐)의 경우에 모두 적용될 수 있다.
MIM0시스템의 구조
도 20은 다중 송신 안테나 및 /또는 다중 수신 안테나를 가지는 MIM0 시스템에 대한 기본적인 시스템 구조를 나타내는 도면이다. 도 20 의 각각의 블록은 MIM0 전송에 대한 송신단 및 수신단에서의 기능 또는 동작을 개념적으로 나타내는 것이다.
도 20 의 채널 인코더는 입력 데이터 비트에 리던던시 (redundancy) 비트를 부가하는 동작을 나타내는 것이고, 이에 따라 채널로부터의 잡음 등에 대한 영향을 줄일 수 있다. 맵퍼는 데이터 비트 정보를 데이터 심볼 정보로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 직렬 /병렬 변환기는 직렬의 데이터를 병렬의 데이터로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 다중 안테나 인코더는 데이터 심볼을 시공간 (time-spatial) 신호로 변환시켜주는 동작을 나타내는 것이다. 송신단의 다중 안테나는 이러한 시공간 신호를 채널을 통해 전송하는 기능을 하고， 수신단의 다중 안테나는 채널을 통해 신호를 수신하는 기능을 한다.
도 20 의 다중 안테나 디코더는 수신된 시공간신호를 각각의 데이터심볼로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 병렬 /직렬 변환기는 병렬 신호를 직렬 신호로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 디맵퍼는 데이터 심볼을 데이터 비트 정보로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 채널 디코더에서 채널 코드에 대한 디코딩 동작을 나타내는 것이며， 그 결과 데이터를 추정 (estimation)할수 있게 된다.
전술한 바와 같은 MIM0송수신 시스템은 공간 다중화율에 따라서 공간적으로 한 개 또는 여러 개의 코드워드를 가질 수 있는데， 공간적으로 한 개의 코드워드를 가지는 경우를 단일 코드워드 (Single CodeWord; SCW) 구조라 하고， 여러 개의 코드워드를 가지는 경우를 다중 코드워드 (Multiple CodeWord; MCW) 구조라 한다. 도 21(a)는 SCW 구조를 가지는 MIM0 시스템의 송신단의 기능을 나타내는 블록도이고， 도 21(b) 는 MCW 구조를 가지는 MIM0 사스템의 송신단의 기능을 나타내는 블록도이다. 코드북 기반 프리코딩 기법
다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 (precoding)을 적용할 수 있다. 코드북 (Codebook) 기반의 프리코딩 기법은， 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고， 수신단이 송신단으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지 (즉， 프리코딩 행렬 인덱스 (Precoding Matrix Index; PMI)를 송신단에게 피드백하여 주고， 송신단은 PMI에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다. 미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로, 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만， 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로 (explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버해드를 줄일 수 있는 장점이 있다. 도 22 는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
코드북 기반프리코딩 방식에 따를 경우， 송신단과 수신단은 전송 행크， 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉， 피드백 정보가 유한한 (finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여， 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보 (즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 MMSE (Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 22에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나， 이에 한정될 필요는 없다.
수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에' 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 탱크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬올 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며， 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 (row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며， 열 (column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로， 열 (column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어， 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4X2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.
송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르미트 (Hermit) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
예를 들어， 다음의 표 4 는 3GPP LTE 릴리즈—8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고， 표 5 는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다. 【표 4】
Figure imgf000026_0001
【표 5】
Figure imgf000026_0002
상기 표 5 에서， ^ 는 „ =/— 2^0 «와 같이 표현되는 수학식으로부터 구성되는 세트 아로 얻어진다. 이 때 , /는 4X4 단일행렬을 나타내고 w„는 표 5 에서 주어지는 값이다.
상기 표 4 에서 나타내는 바와 같이, 2 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 7개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서， 단일 행렬은 개 -루프 (open- loop) 시스템을 위한 것이므로， 폐—루프 (loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한， 상기 표 5 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64개의 프리코당 백터 /행렬을 가지고 있다. 위와 같은 코드북은 상수 모들러스 (Constant modulus; CM) 특성， 네스티드 특성 (Nested property), 제한된 알파벳 (Constrained alphabet)등의 공통적인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)는 '0' 을 포함하지 않으며, 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이다. 네스티드 특성은， 낮은 탱크의 프리코딩 행렬이 높은 탱크의 프리코딩 행렬의 특정 열의 서브셋 (subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은, 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)의 알파벳이 {±1,土 Λ±^^,±^^ 으로 구성되는 특성을 의미한다.
피드백 채널 구조
기본적으로, FDD 시스템에서 하향링크 채널에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로， 단말기가 피드백하는 채널정보를 하향링크 전송에 이용한다. 기존의 3GPP LTE릴리즈 -8/9시스템의 경우， PUCCH를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH 를 통하여 하향링크 채널정보를 피드백할 수 있다. PUCCH의 경우 주기적 (per iodic)으로 채널정보를 피드백 하고， PUSCH 의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적 (aperiodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또한， 채널정보의 피드백은 할당 받은 전체 주파수 대역 (즉， 광대역 (WideBand; 冊))에 대한 채널 정보를 피드백할 수도 있고， 특정 개수의 RB (즉， 서브대역 (SubBand; SB))에 대하여 채널 정보를 피드백할 수도 있다. 확장된 안테나 구성 (Antenna configuration)
도 23 은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
도 23(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하는 경우를 도시한 것이며， 일반적으로 ULACUni form Linear Array) 라고 한다. 이와 같이 다수개의 안테나를 서로 공간적으로 떨어뜨려 배치함으로써 서로 독립적인 채널을 구성하기에는 송신기 및 /또는 수신기의 공간이 부족할 수 있다.
도 23(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성 (Paired ULA)을 나타낸다. 이러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나 사이에는 연관된 채널을 가지고， 다른 쌍의 안테나와는 독립적인 채널을 가질 수 있다.
한편， 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 하향링크에서 4 개 전송 안테나를 사용하는 것과 달리， 3GPPLTE릴리즈 -10시스템에서는 하향링크에서 8전송 안테나를 사용할 수 있다. 이러한 확장된 안테나 구성을 적용하기 위해서는， 부족한 공간에 여러 개의 송신안테나를 설치해야 하므로， 도 23(a) 및 도 23(b)와 같은 ULA안테나 구성은 적합하지 않을 수 있다. 따라서， 도 23(c) 와 같이 이중 -극성 (dual— pole) (또는 크로스 -극성 (cross-pole)) 안테나 구성을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는, 안테나간의 거리 가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 높은 수율의 데이터 전송이 가능해진다. 코드북 구조 (codebook structures)
전술한 바와 같이， 미리 정해진 (preᅳ defined) 코드북을 송신단과 수신단에서 공유함으로써, 송신단으로부터의 MIM0 전송에 이용될 프리코당 정보를 수신단이 피드백하기 위한 오버헤드를 낮출 수 있으므로 효율적인 프리코딩이 적용될 수 있다.
미리 정해진 코드북을 구성하는 하나의 예시로서， DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬 또는 월시 (Walsh) 행렬을 이용하여 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 또는, 위상 시프트 (phase shift) 행렬 또는 위상 시프트 다이버시티 (phase shift diversity) 행렬 등과 결합하여 여러 가지 형태의 프리코더를 구성할 수도 있다.
DFT 행렬 기반의 코드북을 구성함에 있어서， n ^ n DFT 행렬은 아래의 수학식 3 과 같이 정의 될 수 있다.
【수학식 3】 DFT": Dn (k, t) = = exp (- πΜ I η) ， k,£ = 0,l,...,n-l 상기 수학식 3의 DFT행렬은 특정 크기 / 에 대하여 하나의 행렬만이 존재한다. 따라서 , 다양한 프리코딩 행렬을 정의하여 상황에 따라 적절히 사용하기 위해서는 DFT/2 행렬의 회전 형태 (rotated version)를 추가적으로 구성하여 사용하는 것을 고려할 수 있다. 아래의 수학식 4 는 예시적인 회전 (rotated) DF¾ 행렬을 나타낸다 【수학식 4] rotated Ό¥Ίη D -g) (k, ί) =
Figure imgf000029_0001
상기 수학식 4 와 같이 DFT 행렬을 구성하는 경우， G 개의 회전 (rotated) DFTn 행렬을 생성할 수 있으며， 생성된 행렬들은 DFT 행렬의 특성을 만족한다.
다음으로, 하우스홀더 -기반 (Householder-based) 코드북 구조에 대해서 설명한다. 하우스홀더 -기반 코드북 구조란， 하우스홀더 행렬로 구성되는 코드북을 의미한다. 하우스홀더 행렬은 하우스홀더 변환 (Householder Trans form)에 사용되는 행렬이고， 하우스홀더 변환은， 선형 변환 (linear transformat ion)의 일종이며 QR 분해 (QR decomposition)를 수행하는 데에 이용될 수 있다. QR 분해는 어떤 행렬을 직교 (orthogonal) 행렬 (Q)과 상삼각행렬 (upper triangular matrix) (R) 로 분해하는 것을 의미한다. 상삼각행렬은 주대각선성분 아래의 성분이 모두 0 인 정사각행렬을 의미한다. 4X4 하우스홀더 행렬의 예는 아래의 수학식 5 와 같다.
【수학식 5】
Figure imgf000029_0002
하우스홀더 변환에 의해 CM 특성을 갖는 4X4 유니터리 행렬을 생성할 수 있다. 상기 표 5 와 같은 4 전송 안테나를 위한 코드북과 같이， 하우스홀더 변환을 이용하여 nXn 프리코딩 행렬을 생성하고， 생성된 프리코딩 행렬의 열 서브셋 (column subset)을 이용하여 n보다 작은 탱크 전송을 위한 프리코딩 행렬로 사용하도록 구성 할 수 있다.
8 전송 안테나를 위한 코드북
확장된 안테나 구성 (예를 들어， 8 전송 안테나)을 가지는 3GPP LTE 릴리즈 -10 시스템에서 , 기존의 3GPP LTE릴리즈 -8/9시스템에서 사용된 피드백 방식을 확장하여 적용할 수 있다. 예를 들어， RKRank Indicator), PMKPrecoding Matrix Index) , CQ I (Channel Quality Information) 등의 채널상태정보 (Channel State Information; CSI)를 피드백할 수 있다. 이하에서는， 확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템에서 사용될 수 있는 이중 프리코더 (dual precoder) 기반 피드백 코드북을 설계하는 방안에 대하여 설명한다. 이증 프리코더 기반 피드백 코드북에서， 송신단의 MIM0 전송에 사용될 프리코더를 지시하기 위해서， 수신단은 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI)를 송신단으로 전송할 수 있는데， 2 개의 서로 다른 PMI 의 조합에 의해서 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 즉, 수신단은 송신단으로 2 개의 서로 다른 PMI (즉, 제 1 PMI 및 제 2 PMI)를 송신단으로 피드백하고， 송신단은 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의해 지시되는 프리코딩 행렬을 결정하여 MIM0전송에 적용할 수 있다.
이증 프리코더 기반 피드백 코드북 설계에 있어서， 8 전송 안테나 MIM0 전송， 단일사용자 -MIMO (Single User—MIMO; SU-MIM0) 및 다중사용자 -MIMO (Multiple User-MIMO; MU-MIM0) 지원， 다양한 안테나 구성에 대한 적합성, 코드북 설계 기준, 코드북 크기 등을 고려할 수 있다.
8 전송 안테나 MIM0 전송에 적용되는 코드북으로서， 랭크 2 보다 큰 경우에는 SU-MIM0만을 지원하고， 랭크 2 이하에서는 SU-MIM0및 MU-MIM0모두에 최적화되고, 다양한 안테나 구성에 대해 적합하도록 피드백 코드북을 설계하는 것을 고려할 수 있다.
MU-MIM0 에 대해서， MU-MIM0 에 참여하는 단말들이 상관 영역 (correlat ion domain)에서 구별되도록 (separated)하는 것이 바람직하다. 따라서 , MU-MIM0를 위한 코드북은 높은 상관을 가지는 채널에서 을바르게 동작하도록 설계될 필요가 있다. DFT 백터들은 높은 상관을 가지는 채널에서 양호한 성능을 제공하므로， 탱크— 2까지의 코드북 집합에 DFT 백터를 포함시키는 것을 고려할 수 있다. 또한， 많은 공간 채널을 생성할 수 있는 높은 산란 전파 (scattering propagation) 환경 (예를 들어, 반사파가 많은 옥내 (indoor) 환경 등)에서는， MIM0 전송 방식으로 SU-MIM0동작이 보다 적합할 수 있다. 따라서， 랭크 -2보다 큰 탱크를 위한 코드북은, 다증 -레이어들을 구별하는 성능이 양호하도록 설계하는 것을 고려할 수 있다.
MIM0 전송을 위한 프리코더 설계에 있어서， 하나의 프리코더 구조가 다양한 안테나 구성 (낮은-상관， 높은-상관， 크로스 -극성 등의 안테나 구성)에 대해서 양호한 성능을 가지도록 하는 것이 바람직하다. 8 개의 전송 안테나의 배치에 있어서， 낮은 -상관 안테나 구성으로서 4λ 안테나 간격올 가지는 크로스 -극성 어레이가 구성되거나， 높은 -상관 안테나 구성으로서.0.5 λ 안테나 간격을 가지는 ULA 가 구성되거나， 크로스—극성 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 크로스 -극성 어레이가 구성될 수 있다. DFT 기반 코드북 구조는 높은—상관 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공할 수 있다. 한편, 크로스 -극성 안테나 구성에 대해서는 블록대각행렬 (block diagonal matrix)들이 보다 적합할 수 있다. 따라서， 8 전송 안테나를 위한 코드북에 대각행렬이 도입되는 경우에， 모든 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공하는 코드북을 구성할 수 있다.
코드북 설계 기준은， 전술한 바와 같이 유니터리 코드북， CM특성， 유한 알파벳， 적절한 코드북 크기， 네스티드 특성 등을 만족하도록 하는 것이다. 이는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 코드북 설계에 대해 적용된 것이며, 확장된 안테나 구성을 지원하는 3GPP LTE 릴리즈 -10 코드북 설계에 대해서도 이러한 코드북 설계 기준을 적용하는 것을 고려할수 있다.
코드북 크기와 관련하여, 8 전송 안테나를 이용하는 장점을 충분하게 지원하기 위해서는 코드북 크기가 증가되어야만 한다. 낮은 상관을 가지는 환경에서 8 전송 안테나로부터 층분한 프리코딩 이득을 얻기 위해서는, 큰 크기의 코드북 (예를 들어, 탱크 1 및 랭크 2 에 대해서 4 비트가 넘는 크기의 코드북)이 요구될 수 있다. 높은 상관을 가지는 환경에서는 프리코딩 이득을 얻기 위해서 4 비트 크기의 코드북이 층분할 수 있다. 그러나， MU— MIM0 의 다중화 이득을 달성하기 위해서는， 랭크 1 및 탱크 2 를 위한 코드북 크기를 증가시킬 수 있다.
전술한 사항을 바탕으로， 8 전송 안테나를 위한 코드북 구조는 다음과 같이 정의할 수 있다.
다중ᅳ단위 (mult i -granular) 피드백을 지원하기 위해서， 2 개의 기저 행렬 (base matrix)의 크로네커 곱 (Kroneker product , <¾ 으로 표현됨)에 의해서 8 전송 안테나를 위한 코드북 구조를 정의할 수 있다. 크로네커 곱은 임의의 크기의 2 개의 행렬에 대한 연산으로서 그 결과로 블록 행렬을 얻을 수 있다. 예를 들어, mXn행렬 A와 pXq행렬 B의 크로네커 곱 (A®B)은 아래의 수학식 6과 같이 표현될 수 있다. 수학식 6에서 aran은 행렬 A의 요소 (element)를 나타내고， bpq는 행렬 B의 요소를 나타낸다.
Figure imgf000032_0001
아래의 수학식 7은 2개의 기저 행렬 ( (m) 및 2 )의 크로네커 곱으로 코드북 구조를 구성하는 것을 표현한 것이다.
【수학식 7】
w = w2®wm)
상기 수학식 7에서， 제 1기저 행렬 W (여기서， m은 전송 랭크를 의미함)은 공통-극성을 가지고 ( co-polarized) 인접하게 배치된 안테나의 빔포밍에 사용될 수 있다. 제 1기저 행렬을 위해서 몇 가지 타입의 코드북이 적용될 수 있다. 예를 들어， 3GPPLTE릴리즈 -8/9에서 정의되는 4전송 안테나를 통한 하향링크 MIM0전송을 위한 코드북 (즉， 상기 표 5 의 코드북)이 제 1 기저 행렬로서 사용될 수 있다. 또는, DFT 행렬이 제 1 기저 행렬로서 사용될 수도 있다.
상기 수학식 7 에서 제 2 기저 행렬 W2 은 직교 극성들 (orthogonal polarizations) 양자간의 상대적인 위상 (relative phase)을 조절 (adjust)하기 위해 사용될 수 있다. 아래의 수학식 8 과 같은 행렬이 제 2 기저 행렬로서 사용될 수 있다. 예를 들어 , 3GPPLTE릴리즈 -8/9에서 정의되는 2전송 안테나를 통한 하향링크 MIM0 전송을 위한 코드북 (즉， 상기 표 4 의 코드북)의 랭크 -2 프리코딩 행렬이 제 2 기저 행렬로서 사용될 수도 있다.
【수학식 8】
Figure imgf000032_0002
전송 랭크에 따라서 8 전송 안테나를 위한 피드백 코드북을 아래의 같이 정의할 수 있다. '
【표 6】
Figure imgf000033_0001
상기 표 6 에 있어서， W2(;,x) 는 W2 행렬의 X 번째 열 (column)을 의미한다. 즉， wi은, w 2의 1번째 열로 구성되거나， w 2의 2번째 열로 구성됨을 의미한다.유사하게，
Wn(;,x:y)는 Wn행렬의 X번째 열 내지 y번째 열올 나타낸다. 예를 들어， W3은 W4의 1 번째 열 내지 3 번째 열로 구성될 수 있다.
상기 표 6 에서 나타내는 바와 같이， 짝수 랭크 (탱크 2， 4， 6, 8) 에 대한 피드백 코드북은 2 개의 기저 행렬의 크로네커 곱에 의해서 생성될 수 있다. 예를 들어， 8 전송 안테나를 위한 랭크 2 코드북 (/) (8X2 행렬)은， ^2= 2 ®^' 로 표현되는데， 여기서， ¥2로서 상기 수학식 8 과 같은 2 전송 안테나를 위한 탱크 2 코드북 (상기 표 4참조) (2X2행렬)이 적용될 수 있고， Ψ/은 4전송 안테나를 위한 탱크 1코드북 (상기 표 5참조) (4X1 행렬)이 적용됨을 나타낸다. 또한, 예를 들어 , 8 전송 안테나를 위한 랭크 4 코드북 (^) (8X4 행렬)는， ^4= 2 ®^2 로 표현되는데, 여기서， ¾로서 상기 수학식 8 과 같은 2 전송 안테나를 위한 랭크 2 코드북 (상기 표 4참조) (2X2행렬)이 적용될 수 있고, /는 4전송 안테나를 위한 탱크 2 코드북 (상기 표 5 참조) (4X2 행렬)이 적용됨을 나타낸다.
또한, 상기 표 6에서 나타내는 바와 같이， 홀수 탱크 (탱크 1， 3， 5， 7)에 대한 피드백 코드북은 상위 탱크 코드북의 서브셋으로 구성될 수 있다. 예를 들어， 8전송 안테나를 위한 랭크 1 코드북은， 8 전송 안테나를 위한 탱크 2 코드북으로부터 선택된 서브셋으로 구성될 수 있다. 또는， 8전송 안테나를 위한 랭크 3코드북은, 8 전송 안테나를 위한 랭크 4 코드북으로부터 선택된 서브셋으로 구성될 수 있다. 또는， 8 전송 안테나를 위한 탱크 5 코드북은, 8 전송 안테나를 위한 행크 6 코드북으로부터 선택된 서브셋으로 구성될 수 있다. 또는， 8 전송 안테나를 위한 탱크 7 코드북은， 8 전송 안테나를 위한 랭크 8 코드북으로부터 선택된 서브셋으로 구성될 수 있다. 상기 표 6과 같은 코드북 구성은 단지 예시적인 것이며， 표 6에서 나타내는 각각의 랭크의 코드북의 생성 방법은 각각의 탱크 별로 별도로 적용될 수도 있고 또는 동시에 적용될 수도 있다. 또한， 표 6 에서 나타내는 각각의 탱크의 코드북의 관계 (예를 들어， 하위 탱크의 코드북이 상위 탱크의 코드북의 서브셋으로 구성되는 관계)는 각각의 행크 별로 별도로 적용될 수도 있고， 또는 동시에 적용될 수도 있다.
다중 -단위 (multi-granular) 피드백의 적용에 있어서， 8 전송 안테나를 위한 코드북을 2 개의 기저 행렬의 조합에 의해서 구성하는 방안과 관련하여， 크로네커 곱을 적용하는 방안에 대하여 위에서 설명하였다. 이하에서는 내적 (inner product)을 이용하여 2 개의 기저 행렬의 조합을 구성하는 방안에 대하여 설명한다. 우선, 2 개의 기저 행렬의 내적을 이용하는 형태를 아래의 수학식 9 와 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 91
w = w, w2
8 전송 안테나를 위한 코드북이 내적의 형태로 표현되는 경우에， 제 1 기저 행렬은 공통—극성 안테나 그룹을 위해서 아래의 수학식 10 과 같이 대각 행렬로 표현될 수 있다.
【수학식 10】
Figure imgf000034_0001
또한, 제 2 기저 행렬이 극성들간의 상대적인 위상을 조절 (adjust)하기 위해 사용되는 경우에 , 이러한 제 2 기저 행렬은 단위 행렬 (identity matrix)을 사용하여 표현될 수 있다. 8 전송 안테나를 위한 코드북의 상위 탱크에 대해서， 제 2 기저행렬은 아래의 수학식 11 과 같이 표현될 수 있다. 수학식 11 에서 제 2 기저 행렬의 첫 번째 행 (row)의 계수 1과 두 번째 행의 계수 a또는 -a의 관계는 전술한 상대적인 위상 (relative phase) 조절을 반영하기 위함이다.
【수학식 11】 I I
al -al
이에 따라， 8전송 안테나를 위한 코드북을 제 1기저 행렬 및 제 2기저 행렬의 내적을 이용하여 표현하면 아래의 수학식 12 와 같이 표현될 수 있다.
【수학식 12】
Figure imgf000035_0001
상기 수학식 12와 같이 내적을 이용하여 표현한 코드북은, 아래의 수학식 13과 같이 크로네커 곱을 이용하여 간단하게 S현될 수 있다.
【수학식 13]
W = W2 ® W, (W, :4xN,W2 :2XM) 여기서， 코드북 W 에 포함되는 프리코딩 행렬은 4*2 개의 행 및 N*M 개의 열을 가지게 된다. 따라세 8 전송 안테나 N*M 탱크 전송에 대한 코드북으로 이용될 수 있다. 예를 들어， 8 전송 안테나 행크 R 전송을 위한 프리코딩 코드북을 구성하는 경우에， ¾가 2XM으로 구성되면 에 대한 N값은 R/M이 된다. 예를 들어 , 8전송 안테나 탱크 4 전송을 위한 프리코딩 코드북을 구성하는 경우에， W2 가 2X2 (즉, M=2) 행렬 (예를 들어, 상기 수학식 8 의 행렬)로 구성되면， 은 4X2 (즉, N=R/M=4/2=2) 행렬 (예를 들어, DFT 행렬)을 적용할 수 있다. 다중-코드북 기반 프리코더 생성
다중 안테나 전송에 이용되는 프리코딩 동작은 레이어 (들)을 통해 전송되는 신호를 안테나 (들)에 매핑시키는 동작이라고 설명할 수 있다. 즉， XXY 프리코딩 행렬에 의해서 Υ 개의 전송 레이어 (또는 스트림)을 X 개의 전송 안테나에 매핑될 수 있다.
Nt 개의 송신안테나를 통하여 R 개의 스트림 (즉, 랭크 R)을 전송함에 있어서 사용되는 NtxR 프리코딩 행렬을 구성하기 위하여， 수신단으로부터 하나 이상의 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI)를 피드백 받아서 송신단이 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 아래의 수학식 14 는 nc 개의 행렬로 구성되는 코드북의 일례를 나타낸 것이다.
【수학식 14]
Figure imgf000036_0001
상기 수학식 14 에서， k 는 특정 자원 인덱스 (부반송파 인덱스， 가상자원 (virtual resource)인덱스 또는 서브대역 인덱스)를 나타낸다.상기 수학식 14 는 아래의 수학식 15 와 같은 형태로 구성될 수 있다.
【수학식 15】
M,xR,l
N.二 2-M.
M,xR,2
상기 수학식 15에서 PM ,2은 PM '、 를 특정 복소 가중치 (complex weight) w2만큼 시프트한 형태로 구성 될 수 있다. 따라서 시과 , 2의 차이를 특정 복소 가중치로 표현하면 아래의 수학식 16 과 같이 표현할 수 있다.
【수학식 16】
Figure imgf000036_0002
또한, 상기 수학식 16 을 크로네커 곱을 이용하여 아래의 수학식 17 과 같 o 표현할 수 있다.
【수학식 17】
P N,xR,n,m ®PM R、二졔 (8)P
W 상기 수학식 17 에서 프리코딩의 부분 행렬인 와 P 는 독립적으로
Figure imgf000036_0003
수신단으로부터 피드백될 수 있으며， 송신단은 각각의 피드백 정보를 이용하여 상기 수학식 16 또는 수학식 17 과 같이 프리코더를 구성하여 사용할 수 있다. 상기 수학식 16 또는 수학식 17 과 같은 형태를 적용하는 경우, 는 항상 2X1 백터의 형태로 구성되며, 아래의 수학식 18 과 같이 코드북 형태로 구성될 수 있다.
【수학식 18】
Figure imgf000036_0004
상기 수학식 18 에서， 은 코드북이 포함하고 있二 3=. 프리코딩 백터의 개수를 나타내쪄， /는 백터의 인덱스로 사용될 수 있다. 피드백 오버헤드를 최소로 하면서 적절한 성능을 얻기 위해서 / ^ 2， 4 또는 8로 정하여 두고 사용할 수 있다. 또한 PM,xR,、은 4 전송 안테나를 위한 코드북 또는 2 전송 안테나를 위한 코드북 등으로 구성할 수 있는데， 이에 대해서 상기 표 4또는 표 5의 코드북 (3GPP LTE릴리즈 -8/9 에서 정의되는 2 개 또는 4 개의 전송 안테나를 위한 코드북)이 사용될 수 있고， 회전 (rotated) DFT 형태로도 구성할 수 있다.
또한， if 행렬을 2X2 행렬의 형태로 사용할 수도 있다. 아래의 수학식 19는 2X2 행렬에 대한 일례를 나타낸 것이다.
【수학식 19】
Figure imgf000037_0001
상기 수학식 19 와 같이 구성하는 경우， ρΜ ,\ 코드북의 최대 탱크가 R 인 경우쎄， 2R의 탱크까지 코드북을 설계할 수 있다. 예를 들어 , ΡΜ,Χ 로서 상기 표 4 의 코드북을 사용하는 경우， 상기 수학식 17 에 따르면 최대 탱크로서 4 (R=4) 까지만 사용할 수 있다. 한편， 상기 수학식 18 에 따르면 최대 탱크로서 8 (2R=8) 까지 사용할 수 있다. 따라서, 8 개의 송신안테나를 구성하는 시스템에서 8X8 전송이 가능하도록 프리코더를 구성할 수 있다. 이때， 는 아래의 수학식 20 과 같은 코드북의 형태로 구성될 수 있다.
【수학식 20】
Figure imgf000037_0002
상기 수학식 17 및 수학식 18 의 프리코더 구성방법은 각각의 탱크에 따라서 적용을 달리할 수 있다. 예를 들면， 상기 수학식 17의 방식은 탱크 4이하 (R≤4)인 경우에 사용하고， 상기 수학식 18 의 방식은 랭크 5 이상 ( R≥5 )인 경우에 사용하도록 할수 있다. 또는, 상기 수학식 17의 방식은 탱크 1 (R = l)인 경우에만 사용하고, 나머지 (탱크 2 이상 ( R≥l )) 경우에는 상기 수학식 18의 방식을 사용하도록 할 수도 있다. 상기 수학식 17 및 상기 수학식 18 과 관련하여 설명한 W 와 P 는 아래의 표 7 과 같은 특성을 가지도록 피드백될 수 있다.
【표 7】 Case W/P
Frequency 둘 중 하나의 행렬은 subband로 피드백 되고 나머지 하나는 granularity 1 wideband로 피드백 되도록 구성할 수 있다.
Frequency 둘 중 하나의 행렬은 best-M 밴드에 대하여 피드백 되고 granularity 2 .나머지 하나는 wideband로 피드백 되도록 구성 할 수 있다.
둘 중 하나의 행렬은 N의 주기로 피드백 되고 나머지 하나는
Time granularity
M의 주기로 피드백 되도록 구성 할 수 있다.
둘 중 하나의 행렬은 PUSCH로 피드백 되고 나머지 하나는
Feedback channe 11
PUCCH로 피드백 되도록 구성 할.수 있다.
PUSCH로 피드백 되는 경우， 둘 중 하나의 행렬 (e.gᅳ， W)은 subband로 피드백 되고 나머지 하나의 행렬 (e.g., P)는
Feedback channel 2
wideband로 피드백 되도록 구성하고， PUCCH로 피드백 되는 경우 W 와 P모두 wideband로 피드백 되도록 구성할 수 있다. 등 중 하나의 행렬 (e.g., P)는 더 신뢰도 높은 부호화율로
Unequal
코딩하고 나머지 행렬 (e.g., W)는 신뢰도가 상대적으로 낮은 protect ion
부호화율로 코딩하도록 구성 할 수 있다.
Alphabet W 행렬의 alphabet은 BPSK로 한정되고 P행렬의 alphabet은 restrict ion 1 QPSK또는 8 PSK로 한정되도록 구성할 수 있다.
Alphabet W 행렬의 alphabet은 QPSK로 한정되고 P 행렬의 alphabet은 restrict ion 2 QPSK또는 8 PSK로 한정되도록 구성할수 있다. 상기 수학식 17 및 수학식 18 의 방식을 적절히 사용하여 코드북을 구성할 수 있다. 하지만, 상황에 따라서 두 가지 조합을 사용하지 않으면 프리코더의 구성이 불가능할 수도 있다. 이와 같은 문제를 해결하기 위하여, 아래의 수학식 21과 같이 프리코더를 구성하여 사용 할수 있다.
【수학식 21】
Figure imgf000038_0001
상기 수학식 21 로부터 얻어진 ΫΝ,χΝ,를 이용하여 랭크 값이 전송 안테나의 개수와 동일한 경우 (R=Nt)를 위한 프리코더를 구성하고， 구성된 프리코더의 열 서브셋 (column subset)을 하위 탱크를 위하여 사용할 수 있다. 이와 같은 방식으로 프리코더를 구성하는 경우, 네스티드 특성을 만족하므로 CQI 계산이 간단해질 수 있다. 상기 수학식 21 에서 P ,,η,, R=Nt 인 경우의 프리코더를 나타낸다. 이러한 경우에, 예를 들어, R=2 에 대한 프리코더는 P ,η,ηι의 0 번째 및 2 번째의 열로 구성되는 서브셋이 사용될 수 있으며， 이를 I (0,2)와 같이 표현할 수 있다 여기서 PM,xM,는 회전 (rotated) DFT 행렬 또는 다른 형태의 코드북으로 구성될 수도 있다.
한편, 개루프 환경에서 다이버시티 이득을 높이기 위하여， 전술한 방식으로 구성된 프리코더를 기반으로， 특정 자원에 따라 프리코더를 바꿔 사용하여 빔 다이버시티 이득을 극대화 할 수 있다. 예를 들어， 상기 수학식 17 의 방식에 따른 프리코더를 이용하는 경우에， 특정 자원에 따라 프리코더를 적용하는 방식을 아래의 수학식 22 와 같이 표현할 수 있다.
【수학식 22]
상기 수학식 22 에서 k는 특정 자원 영역을 나타내는 것이다. 특정 자원영역 k 에 대한 프리코딩 행렬은 상기 수학식 22 와 같이 모들로 연산 (modulo operation)에 의하여 결정되며 , 여기서 ^와 mc 는 각각 W행렬과 P행렬을 위한 코드북의 크기를 나타낼 수도 있고, 각각의 서브셋을 나타낼 수도 있다.
상기 수학식 22 와 같이 두 행렬 모두의 순환 (cycling)을 적용하면 다이버시티 이득은 극대화시킬 수 있으나 복잡도가 증가할 수 있다. 따라서， 특정 행렬은 장 -기간 (long-term)으로 순환 (cycling)을 적용하고 나머지 행렬은 단 -기간 (short-term)으로 순환 (cycling)을 적용하도록 설정 할 수도 있다.
예를 들어， W 행렬은 물리자원블록 인덱스 (PRB index)에 따라서 모들로 연산을 수행하고， P 행렬은 서브프레임 인덱스 (subframe index)에 따라서 모들로 연산을 수행하도록 구성할 수 있다. 또는, W 행렬은 서브프레임 인덱스에 따라서 모들로 연산을 수행하고， P 행렬은 물리자원블록 인덱스에 따라서 모들로 연산을 수행하도록 구성할 수도 있다.
다른 예로， W 행렬은 PRB 인덱스에 따라서 모들로 연산을 수행하고， P 행렬은 서브대역 인덱스 (subband index)에 따라서 모들로 연산을 수행하도록 구성할 수 있다. 또는， W 행렬은 서브대역 인덱스에 따라서 모듈로 연산을 수행하고， P 행렬은
PRB 인텍스에 따라서 모들로 연산을 수행하도록 구성할 수도 있다.
또한, 두 개의 행렬 중 하나의 행렬만 모들로 연산을 이용한 프리코더 순환 (precoder cycling)을 적용하고， 다른 하나의 행렬은 고정된 것을 사용할 수도 있다. 이와 같이 2 개의 행렬을 이용하여 프리코더를 구성하는 경우에, 코드북 구조는 상기 수학식 9 내지 수학식 12 와 관련하여 설명한 바와 같이 내적의 형태로 표현되거나， 동일한 의미를 상기 수학식 13 과 관련하여 설명한 바와 같이 크로네커 곱의 형태로 표현할 수도 있다.
8 전송 안테나를 위한 코드북 구성의 세부사항
전술한 최대 8개의 송신안테나를 구성하는 시스템에 적용될 수 있는 프리코더 구성에 대한 설명을 바탕으로, 이하에서는 다중 안테나 시스템에 프리코딩이 적용되기 위한 구체적인 사항들 (프리코더 크기， 요소 성분 등)에 대한 본 발명의 예시들에 대해서 설명한다. 또한， 다양한 안테나 구성을 지원할 수 있는 프리코딩 구성의 본 발명의 예시들에 대해서 설명한다.
코드북 구조
8 전송 안테나를 위한 코드북은 2 개의 기저 행렬의 조합에 의해서 구성될 수 있다. 이에 대해서, 2 가지의 조합 방법이 적용될 수 있는데， 하나는 내적을 적용하는 것이고， 다른 하나는 크로네커 곱을 적용하는 것이다.
우선， 2 개의 기저 행렬의 내적 형태로 표현되는 코드북은 아래의 수학식 23 과 같다.
【수학식 23】
W = Wj w2
8전송 안테나를 위한 코드북이 내적 형태로 표현되는 경우에， 제 1기저 행렬은 공통 -극성 안테나 그룹을 위해서 아래의 수학식 24와 같이 대각 행렬로 표현될 수 있다.
【수학식 24】
Figure imgf000040_0001
또한， 제 2 기저 행렬이 극성들간의 상대적인 위상을 조절하기 위해 사용되는 경우에， 이러한 제 2기저 행렬은 단위 행렬 (identity matrix)을 사용하여 표현될 수 있다. 또한， 8 전송 안테나를 위한 코드북의 상위 탱크에 대해서, 제 2 기저행렬은 수학식 25 과 같이 표현될 수 있다. 수학식 25 에서 제 2 기저 행렬의 첫 번째 행 (row)의 계수 1 과 두 번째 행의 계수
위상 (relative phase) 조절을 반영하기 위함이다.
【수학식 25】
Figure imgf000041_0001
이에 라, 8전송 안테나를 위한 코드북을 제 1기저 행렬 및 제 2기저 행렬의 내적을 이용하여 표현하면 아래의 수학식 26 과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 26】
Figure imgf000041_0002
Figure imgf000041_0005
상기 수학식 26과 같이 내적을 이용하여 표현한 코드북은， 아래의 수학식 27 과 같이 크로네커 곱을 이용하여 간단하게 표현될 수 있다.
【수학식 27】
W = W2®W1 (Wj :4xN,W2 :2XM)
DFT 기반 코드북
nXn DFT 행렬은 아래의 수학식 28 과 같이 정의 될 수 있다.
【수학식 28】
DFT N DN{k,n) , k,n = 0,l,. N-l
Figure imgf000041_0003
예를 들어， 8 전송 안테나 MIMO 전송을 위한 코드북을 생성할 때， 가장 간단한 형태의 코드북은 다음의 수학식 29 와 같이 표현할 수 있다.
【수학식 29】
DFT 8 D8 k,n) 0,l,...,7
Figure imgf000041_0004
상기 수학식 29 와 같은 DFT_8의 코드북에 있어서， 8개의 열 (column)은 서로 다른 웅답을 갖는 프리코딩 가중치 (precoding weight)로 정의될 수 있다.
공간 채널을 구성하는데 있어서， ULA 환경에서 전송안테나의 응답은 아래의 수학식 30 과 같이 표현될 수 있다. 【수학식 30】
Figure imgf000042_0001
상기 수학식 30 에서 d는 안테나간의 간격을 의미하며， λ는 중심주파수가 갖는 파장의 거리를 의미한다. 위상 Θ는 평면파가 안테나 어레이와 만들어 내는 각도를 의미하는 것으로， DoA(Direction Of Arrival) 또는 AoA(Angle Of Arrival) 이라고 표현할 수 있다. 높은 상관을 가지는 채널 (high correlated channel)에서, 상기 수학식 29에 의해 형성된 코드북에 의한 전송안테나 웅답은， 상기 수학식 30 과의 내적 (inner product)에 의해 만들어 낼 수 있다. 이러한 점에서， 상기 수학식 30 의 백터는 안테나 어레이에 따른 송신 방향 또는 수신 방향에 대한 조향 백터 (steering vector)라고 칭할수도 있다.
도 24 는 상기 수학식 29 의 01^_8의 코드북의 안테나 웅답을 나타낸다. 도 24 의 세로축은 안테나 주파수 응답의 크기를 나타내는 것이고， 가로축은 Θ 를 라디안 (radian) 값으로 나타낸 것이다. 도 24 에서 최대 주파수 웅답을 갖는 8개의 포물선을 볼 수 있는데， 각각의 포물선은 01^_8의 각각의 열 백터 (column vector)가 만들어내는 안테나 응답을 의미한다. DFT_8의 제 1 열 백터는 Θ = 0° (0 rad) 에서 최대의 안테나 웅답을 갖고， 제 2 열 백터는 Θ = 14° (약 0.24 rad) 에서 최대의 안테나 웅답을 갖고, 제 3 열 백터는 Θ = 30° (약 0.52 rad) 에서 최대의 안테나 웅답을 갖고,제 4열 백터는 θ = 49° (약 0.85 rad)에서 최대의 안테나 응답올 갖고， 제 5 열 백터는 Θ = 90° (약 1.57 rad) 에서 최대의 안테나 웅답을 갖고， 제 6 열 백터는 Θ = -49° (약 -0.85 rad) 에서 최대의 안테나웅답을 갖고， 제 7 열 백터는 Θ = -30° (약 -0.52 rad)에서 최대의 안테나 웅답을 갖고， 제 8열 백터는 Θ =—14° (약 0.24 rad) 에서 최대의 안테나 응답을 갖는다. 본 발명에 있어서， 안테나 응답은 설명의 편의상 빔 (beam)이라고 표현할 수 있다. 즉， 0^_8는 0°, 14°， 30°, 49°, 90°， -49°, -30°， ᅳ14°의 빔을 발생할 수 있다.
좀 더 촘촘한 간격을 갖는 빔을 형성하기 위해서， DFT 행렬에서 기준 위상을 작게 만드는 것을 고려할 수 있다. 예를 들어， 아래의 수학식 31과 같이 오버샘플링 (oversampling)된 DFT 행렬을 도입할 수 있다.
【수학식 31] DFT_N*a： DN,a {k, n) = -j= exp (-j2 kn/(N* a)) , k = 0,},...,N - « = 0,l,..,(N*a)-l 상기 수학식 31에서 Ν은 전송안테나의 수, a는 오버샘플링 계수， k는 안테나 인텍스를 의미하고, n은 코드북 인덱스를 의미한다. 상기 수학식 31을 사용하여 만들어진 코드북은 Ν개의 전송안테나에서 서로 다른 위상을 갖는 N*a개의 범을 형성할 수 있다. 예를 들어， 8전송안테나를 위한 DFT 코드북을 구성하는데, 2배의 오버샘플링이 적용 되는 경우， 아래의 수학식 32와 같이 표현할 수 있다.
【수학식 32】
DFT_16: Dl6 (k, ) = -^= exp (-jln kn/(8* 2)) , A: = 0,l,...,8 « = 0,1,...,15 상기 수학식 32를 사용하여 8전송안테나를 위한 16개의 백터를 형성할 수 있으며 이에 대한 안테나 웅답은 도 25 와 같이 표현될 수 있다.
상기 수학식 31 및 수학식 32 의 코드북은 ULA의 안테나 구성에 적합한 코드북이다.
한편, 이중 -극성 (dual-polarization) 안테나 구성을 효과적으로 지원하기 위한 코드북 구조로서 , 상기 수학식 14 내지 수학식 22 및 수학식 23 내지 수학식 27 과 관련하여 설명한 바와 같은 블록 대각 (Block Diagonal) 형태의 코드북 구조를 적용하는 것이 바람직하다. 이와 같이 블록 대각 형태의 행렬을 도입하면, 대각에 위치하는 요소는 4 전송 안테나를 지원하는 코드북으로 구성될 수 있다. 또한， 2 개의 공통 -극성 (co-polarization) 안테나를 결합하기 위하여 2 전송 안테나를 지원하는 코드북이 사용될 수 있다. 이 때 4 전송 안테나를 위한 코드북과 2 전송 안테나를 위한 코드북으로서， DFT 형태의 코드북이 사용되거나， 또는 상기 표 4 및 표 5 와같이 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 정의하는 코드북이 사용될 수도 있다. 특히 DFT 형태의 코드북이 사용되는 경우, 아래의 수학식 33 과 같은 코드북이 고려될 수 있다.
【수학식 33] DFT— 2: D2 (k, n) = -^ exp (-y2^ kn/2) , A: = 0,1 « = 0,1
DFT_4： D,(k,n) = ~ exp (-]2π knl ) , : = 0,1,2,3 " = 0,1,2,3 상기 수학식 33 의 DFT— 2 및 DFT_4 는 각각 크기 2x2 및 크기 4X4 의 행렬을 생성할 수 있다. 이를 행렬로 표현하면 아래의 수학식 34 와 같이 나타낼 수 있다. 【수학식 34】
DFT_2： W2 DFT— 4： Wx
Figure imgf000044_0001
상기 수학식 34 에서， W2는 2개의 백터를 갖는 행렬로 구성되고， ^은 4개의 백터를 갖는 행렬로 구성될 수 있다. 상기 수학식 34의 ^과 ¾을 기저 코드북 (base codebook)으로 하여 상기 수학식 17 과 같은 형태로 8 전송 안테나를 위한 코드북을 만들면, 아래의 수학식 35 와 같이 나타낼 수 있다.
【 35】
Figure imgf000044_0002
상기 수학식 35의 코드북은 8 전송 안테나 전송을 위한 코드북으로서， 8개의 백터를 갖는 행렬로 구성될 수 있다. 이와 같이 생성된 코드북의 8 개의 전송 안테나로 구성되는 ULA 안테나 구성에 대한 안테나 웅답은 도 26과 같이 나타낼 수 있다.
도 26 에서 나타내는 바와 같이， DFT_4와 DFT_2의 조합으로 생성된 코드북은 8개의 요소 (element)를 갖지만 4개의 안테나 응답만을 얻게 된다. 이는 2 개의 코드북으로 만들어진 코드북의 요소들이 갖는 위상이 90° 간격으로 구성되어 있기 때문이다. 2 개의 기저 행렬 중에서 어느 하나의 행렬의ᅵ 요소가 표현할 수 있는 위상의 최소 값은, 코드북으로 표현할 수 있는 안테나 응답의 최소 간격이 될 수 있다. DFTᅳ 4는 90ο를 표현할 수 있고， DFT_2는 180°까지 표현이 가능하다. 따라서， 4 전송 안테나를 위한 코드북을 위하여 보다 촘촘한 간격을 갖는 0^_8을 사용하면， 표현할 수 있는 주파수 응답의 간격이 증가하게 된다. 상기 수학식 31 에 따라서 2배 오버샘플링된 4 전송 안테나를 위한 코드북을 아래의 수학식 36 과 같이 생성할 수 있다.
【수학식 36】
1
DFT ，― 8: Z8 (k, ή) = exp {-] π kn/S) yt = 0,1,2,3 « = 0,1,...,7
Figure imgf000045_0001
상기 수학식 36 의 DFT_8 는 크기 4X8 의 행렬을 생성할 수 있다 . 。 행렬로 표현하면 아래의 수학식 37 과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 37】
Figure imgf000045_0002
상기 수학식 37 은 4개의 요소로 구성된 8개의 백터를 나타낸다. 상기 수학식 37 의 행렬은, 아래의 수학식 38 과 같이， 위상 시프트 (phase shift)를 갖는 대각 행렬과 결합된 형태로도 표현할 수 있다.
【수학식 38]
Figure imgf000045_0003
2배 오버샘플링된 4 전송 안테나를 위한 코드북 (상기 수학식 36 의 DFT_8)를 하나의 기저 행렬 (^)로 하고, DFT— 2를 사용하는 2전송 안테나를 위한 코드북 (상기 수학식 33 의 DFT_2)를 다른 하나의 기저 행렬 (W2)로 하여， 상기 수학식 17 을 이용하여 생성된 8 전송 안테나를 위한 코드북은， 아래의 수학식 39 와 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 39】 DFT— 2: W2 =D2{k,n) = -j= exp {-jln kn/2) , = 0,1 « = 0,1
DF , = 0,1,2,3 " = 0,1,..·, 7
Figure imgf000046_0001
w = w2®wx
상기 수학식 39 를 통해 획득한 8 전송 안테나를 위한 코드북의 안테나 웅답은 도 27과 같이 나타낼 수 있다.
도 27 에서 표현된 안테나 응답은 상기 도 24 (상기 수학식 29 의 8 전송 안테나를 위한 코드북의 안테나 웅답을 나타낸 도면)에서 나타내고 있는 안테나 응답과 동일한 웅답을 나타낸다. 상기 수학식 39 를 통해 획득한 8 전송 안테나를 위한 코드북은 16 개의 백터로 구성되는 반면， 상기 수학식 29 의 8 전송 안테나를 위한 코드북은 8 개의 백터로 구성된다. 상기 수학식 39 에 의해서 생성된 코드북 중에서 8개의 백터는 상기 수학식 29 에 의한 코드북에서의 8 개의 백터와 완전히 동일하거나， 모든 요소의 부호가 반전된 (즉， '+' 는 '-' 로， '-' 는 '+' 로 반전된)형태의 백터들이다. 따라서 상기 수학식 39에 의한코드북의 안테나 응답과 상기 수학식 29 에 의한 코드북의 안테나 응답이 동일하게 나타날 수 있다. 또한， 상기 수학식 39 는 8 개의 추가적인 백터를 가지는데, 이러한 추가적인 백터들에 의해서 형성되는 범은 2 개의 작은 안테나 웅답을 갖는 것을 특징으로 한다.
한편， 오버샘플링 인자 (oversampling factor)에 따라서 다음의 수학식 40 내지 수학식 53 과 같은 기저 코드북 (base codebook)을 정의할 수 있다.
【수학식 40】
DFT_2： W2 =D2{k,n) = ^r exp (-jlnknll) , k = 0,l « = 0,1
DFT— 12: W, =Dn{k,n) = -^= exp -jln knl\2) , k = 0,1,2,3 " = 0，1,ᅳ,11 【수학식 41】
DFT_2： W2 , A; = 0,1 " = 0,1
Figure imgf000046_0002
DFTJ6: ^ =Z)16(A;,«) = -^exp(-j2^½/16) , A: = 0,1,2,3 « = 0,1,...,15 【수학식 42】 // 88ηοοπο2ΜΙ:£
Figure imgf000047_0001
o
DFT_8: = D8 (k, ή) =—j= exp {-]2π Aw / 8) , t = 0,l n = 0,l,...,7
DFT_16: W =Z)16(A:,«) = -|=exp(-_/'2^A77/16) t = 0,1,2,3 « = 0,1,...,15
【수학식 50] DFT— 16: W2 = D8 (k, n) = -j= exp {-jl knlie) A; = 0,1 « = 0,1,...,15
1
DFT_4： D4 (k, n) =—j= exp (— /2;r kn 14) A: = 0,1,2,3 « = 0,1,2,3
【수학식 51] DFT 16: W2 = Ds (k, «) = exp (— kn/16) A: = 0,1 « = 0,1,...,15
DFT— 8： Wt =DB (k, ") =了 exp {-j2n kn/S) , A; = 0,1,2,3 « = 0,1，...,7
【수학식 52]
1
DFTJ6: W2 = Ds (k, n) =—j= exp {-j2n knl\6) A; = 0,1 « = 0,1,...,15
DFT— 12： W =Dl2 (k, n) = = exp {-j2 kn/12) A: = 0,1,2,3 « = 0,1,...,11
【수학식 53] DFT 16: W2 = Dt (k, «) = exp (-]2π knl\6) A; = 0,1 « = 0,1，...,15 W = Dl6(k, 0,1,...,15
Figure imgf000048_0001
상기 수학식 40 내지 수학식 53 은 기저 코 북 (base codebook)에 오버샘플링을 적용하였을 때 생성되는 코드북 형태에 대한 것이다. 상기 수학식 40 내지 수학식 53 은 행렬 형태로 표현될 수 있으며， 또한, 위상 대각 행렬 (phase diagonal matrix)과의 결합 형태로도 표현될 수 있다.
오버샘플링된 기저 행렬들의 결합으로 생성되는 코드북은 높은 해상도 (high resolution)를 갖는 (즉， 좀더 촘촘한 간격을 갖는 빔이 형성되는) 코드북으로 구성될 수 있다. 이와 관련하여， 피드백 오버헤드를 줄이더라도 범 해상도가 크게 떨어지지 않을 수 있으므로， 기저 행렬에서 또는 2 개의 기저 행렬들의 결합으로 생성된 코드북에서 일부 인덱스는 제외하고 (즉， 기저 행렬 또는 코드북의 인덱스에 대한 서브샘플링 (sub-sampling)을 적용하여); 나머지 인덱스들로 피드백이 수행되고 프리코더가 결정될 수 있다.
두 개의 기저 행렬들 중 어떤 하나의 행렬에서 프리코더가 선택되었다면， 다른 기저 행렬에서 프리코더를 선택할 때에는 앞서 선택된 프리코더에 종속하여 (dependent ly) 선택할 수 있다.
도 28 내지 도 43 은 2 개의 기저 행렬 각각에 대한 오버샘플링 인자 (over samp ling factor)에 따른 안테나 응답을 나타내는 도면이다. 제 1 기저 행렬에 대한 오버샘플링 인자를 0S1 (0S1=1, 2， 3또는 4) 으로 나타내고， 제 2기저 행렬에 대한 오버샘플링 인자를 0S2 (0S2=1, 2， 3 또는 4) 로 나타낼 때, 각각의 조합에 대한 안테나 웅답 (도 28 내지 도 43)은 아래의 표 8 과 같이 정리할 수 있다. 예를 들어, 제 1 기저 행렬에 대한 오버샘플링 인자 0S1=3 이고, 제 2 기저 행렬에 대한 오버샘플링 인자 0S2=2 인 경우에 대한 안테나 웅답은 도 37 과 같다.
【표 8】
Figure imgf000049_0001
전술한 본 발명의 다양한 실시예들에 따라서， 2 개의 기저 행렬을 이용하여 최대 8 전송 안테나 전송에 적용되는 프리코더 코드북을 구성함에 있어서， 피드백 오버헤드를 감소하면서도 양호한 성능의 코드북을 제공할 수 있고， 또한 다양한 안테나 구성에서 양호한 성능을 보장하는 코드북이 제공될 수 있다. 도 44 을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 상향링크 MIM0 전송 및 수신 방법에 대하여 설명한다.
단계 S4410 에서 단말은 제 1 및 제 2 PMI 를 기지국으로 전송할 수 있고， 기지국은 이를 수신할 수 있다. 단계 S4410 이전에 단말은 기지국으로부터의 하향링크 채널을 측정하여 채널상태정보 (RI/PMI/CQI) 를 생성할 수 있고， 단계 S4410 에서 채널상태정보 피드백으로서 PMI 를 기지국으로 전송할 수 있다. 또한, 기지국으로부터의 하향링크 MIM0 전송은 증가된 전송 안테나 (최대 8 전송 안테나)로 인한 피드백 정보의 오버해드의 증가를 방지하기 위하여, 서로 다른 2 개의 PMI (제 1 및 제 2 PMI)의 조합으로 하향링크 전송에 사용될 프리코딩 행렬을 지시하는 방식을 적용할 수 있다.
단계 S4420 에서 기지국은 수신된 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의해 지시되는 프리코딩 행렬올 코드북에서 결정할 수 있다. 이러한 코드북은 전술한 본 발명의 다양한 예시들에 따라서 구성될 수 있다.
단계 S4430에서 기지국은 하향링크 신호를 R (1≤R≤8)개의 레이어에 매핑시킬 수 있다. 여기서 레이어의 개수 R은 곧 랭크 값을 의미한다.
단계 S4440 에서 기지국은 프리코딩을 수행할 수 있다. 프리코딩은 전송 레이어를 안테나에 매핑시키는 동작에 해당한다. 기지국은 단계 S4420 에서 결정된 프리코딩 행렬을 이용하여 R 개의 레이어를 통하여 전송되는 하향링크 신호를 전송 안테나에 매핑시킬 수 있다.
단계 S4450 에서 기지국은 프리코딩된 (즉, 전송 안테나에 매핑된) 하향링크 신호를 단말에게 전송할 수 있고, 단말은 이를 수신할 수 있다. 단계 S4460 이후에 단말은 수신된 하향링크 신호에 대해서 , 기지국이 적용한 프리코딩행렬과 동일한 프리코딩 행렬을 기반으로 처리하여 (예를 들어, 수신된 하향링크 신호에 프리코딩 행렬의 에르미트 행렬을 곱하는 방식의 프리코딩 역처리를 수행함으로써) 하향링크 신호를 복원할 수 있다.
상기 단계 S4420 에서 기지국이 사용하는 (미리 저장된) 코드북의 구성의 예시에 대하여 설명한다. 예를 들어, 기지국에서 2·Ν (Ν은 자연수) 개의 전송 안테나를 구비하는 경우를 가정한다. 예를 들어， 기지국은 8 개의 전송 안테나를 구비할 수도 있다.
이러한 경우, 2.Ν전송 안테나를 통한 ΜΙΜ0전송에 이용되는 코드북은， 짝수인 R 에 대해서 아래의 수학식 54와 같은 형태의 행렬들을 포함할 수 있다.
【수학식 54】
Figure imgf000050_0001
상기 수학식 54 의 행렬은 상기 수학식 12 등과 관련하여 설명한 특성을 가진다. 예를 들어， a는 상대적인 위상을 조절하는 값이다. 또한， 상기 수학식 12에서 W2가 2X2 의 크기를 가지는 경우에 해당하므로 Wi 은 전송 안테나의 개수의 1/2 에 해당하는 N개의 행으로 구성될 수 있고， 전송 레이어 개수 (랭크)의 1/2에 해당하는 R/2 개의 열로 구성될 수 있다. 즉， 은 NX(R/2) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 또한， ^ 은 DFT 행렬로 구성될 수 있다. 예를 들어， 은 상기 표 4 의 4 전송 안테나를 위한코드북의 행렬로 구성될 수도 있다.
또한， R이 짝수인 경우에, 은 [vl… v(R/2)] 의 행렬로 구성될 수 있다. 즉, ¾^은 R/2개의 열 백터 (column vector)들로 구성될 수 있다.예를 들어 , \^은 [vlv2] 의 2개의 열 백터로 구성될 수 있다. 여기서 , ^은 NX(R/2)크기의 행렬이므로， vl … v(R/2) 의 각각은 NX1 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 또한, vl ··· v(R/2) 의 각각은 DFT 행렬로 구성될 수 있다.
이에 따라서， 전송 레이어의 개수 R=4 인 경우에, Wi 은 아래의 수학식 55 와 같이 구성될 수 있다. 이는 상기 표 6 의 탱크 4 에 대한.코드북 구성과 동일한 형태를 가진다.
【수학식 55】
Γ vl v2 vl v2 1
L a-vl a-v2 — a- vl — a-v2 1
또한, 본 발명의 예시에 따른 코드북은 네스티드 특성올 가질 수 있다. 예를 들어, 전송 레이어의 개수가 3≤R≤7 인 경우에， R 개의 레이어에 대한 프리코딩 행렬은， R+1 개의 레이어에 대한 프리코딩 행렬의 열 서브셋 (column subset)으로 구성될 수 있다. 예를 들어， 상기 표 6 에서 설명한 바와 같이, 탱크 8 에 대한 코드북에서 하나의 열을 제외한 형태로 탱크 7의 코드북이 구성될 수 있고, 행크 6 에 대한 코드북에서 하나의 열을 제외한 형태로 탱크 5의 코드북이 구성될 수 있다. 또는， 랭크 4 에 대한 코드북에서 하나의 열을 제외한 형태로 탱크 3 의 코드북이 구성될 수 있다.
도 44 와 같은 본 발명의 코드북 기반 신호 송수신 방법에 있어서, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용될 수 있으며， 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다. 또한， 기지국과 중계기간의 (백홀 상향링크 및 백홀 하향링크에서의) MIM0 전송 및 중계기와 단말간의 (액세스 상향링크 및 액세스 하향링크에서의) MIM0 전송에 대한 상향링크 MIM0 전송 및 수신에 대해서도 본 발명에서 제안하는 동일한 원리가 적용될 수 있다.
도 45은 본 발명에 따른 기지국 장치 및 단말 장치와구성을 도시한 도면이다. 도 45를 참조하여 본 발명에 따른 기지국 장치 (4510)는， 수신모들 (4511)， 전송모들 (4512)， 프로세서 (4513)， 메모리 (4514) 및 복수개의 안테나 (4515)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (4515)는 MIM0송수신을 지원하는 기지국 장치를 의미한다. 수신모들 (4511)은 단말로부터의 상향링크 상의 각종 신호， 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모들 (4512)은 단말로의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 (4513)는 기지국 장치 (4510) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 장치 (4510)는 2· N (N은 자연수) 개의 전송 안테나를 통하여 하향링크 전송을 수행하도록 구성될 수 있다. 또한， 기지국 장치의 메모리 (4514)는 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 저장할 수 있다. 기지국 장치의 프로세서 (4513)는， 수신 모들 (4511)을 통하여， 단말로부터 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI)를 수신하도록 구성될 수 있다. 또한， 프로세서 (4513)는， 메모리 (4514)에 저장된 코드북으로부터 제 1및 제 2PMI의 조합에 의하여 지시되는 프리코딩 행렬을 결정하도록 구성될 수 있다. 또한， 프로세서 (4513)는， 하향링크 신호를 R (1<R<8) 개의 레이어 매핑시키도록 구성될 수 있다. 또한， 프로세서 (4513)는, R 개의 레이어에 매핑된 하향링크 신호에 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 수행하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서 (4513)는， 전송 모들 (4512)올 통하여， 프리코딩된 신호를 2· N 개의 전송 안테나를 통하여 단말로 전송하도록 구성될 수 있다. 여기서， 미리 저장된 코드북은， R 이 짝수인 경우에 상기 수학식 54 와 같이 구성된 프리코딩 행렬들을 포함할 수 있다. 상기 수학식 54 에서 설명한 바와 같이, 상기 수학식 54 의 은 Nx(R/2) 크기의 행렬이고 a 는 위상에 대한 계수이다.
기지국 장치 (4510)의 프로세서 (4513)는 그 외에도 기지국 장치 (4510)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며， 메모리 (4514)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
도 45를 참조하여 본 발명에 따른 단말 장치 (4520)는， 수신모들 (4521)， 전송모들 (4522)， 프로세서 (4523), 메모리 (4524) 및 복수개의 안테나 (4525)를 포함할 수 있다ᅳ 복수개의 안테나 (4525)는 MIM0 송수신을 지원하는 단말 장치를 의미한다. 수신모들 (4521)은 기지국으로부터의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모듈 (4522)은 기지국으로의 상향링크 상의 각종 신호， 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 (4523)는 단말 장치 (4520) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 단말 장치 (4520)는， 2· N (N은 자연수) 개의 전송 안테나를 가지는 기지국 장치 (4510)으로부터 전송되는 하향링크 신호를 처리하도록 구성될 수 있다. 또한， 단말 장치의 메모리 (4514)는， 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 저장할 수 있다. 단말 장치의 프로세서 (4523)는， 메모리 (4524)에 저장된 코드북으로부터 선택된 프리코딩 행렬을 지시하는 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI)를, 전송 모들 (4522)을 통하여， 기지국 장치 (4510)로 전송하도록 구성될 수 있다.또한，프로세서 (4523)는， 기지국 장치 (4510)에 의하여 R (1<R<8) 개의 레이어 매핑되고 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의하여 지시된 프리코딩 행렬에 의하여 프리코딩되어 2-N 개의 전송 안테나를 통해 전송된 하향링크 신호를, 수신 모듈 (4521)을 통하여， 수신하도록 구성될 수 있다. 또한， 프로세서 (4523)는， 프리코딩 행렬을 이용하여 하향링크 신호를 처리하도록 구성될 수 있다. 여기서，미리 저장된 코드북은, R이 짝수인 경우에 상기 수학식 54와 같이 구성된 프리코딩 행렬들을 포함할 수 있다. 상기 수학식 54 에서 설명한 바와 같이， 상기 수학식 54 의 은 Nx(R/2) 크기의 행렬이고 a 는 위상에 대한 계수이다. 단말 장치 (4520)의 프로세서 (4523)는 그 외에도 단말 장치 (4520)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리 (4524)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며 , 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
위와 같은 기지국 장치 및 단말 장치의 구체적인 구성은, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다. 또한， 도 45에 대한 설명에 있어서 기지국 장치 (4510)에 대한 설명은 하향링크 전송 주체 또는 상향링크 수신 주체로서의 증계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있고, 단말 장치 (4520)에 대한 설명은 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어， 본 발명의 실시예들은 하드웨어， 펌웨어 (finnware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
하드웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs (App 1 i cat ion Specific Integrated Circuits) , DSPs(Digital Signal Processors) , DSPDs(Digital Signal Processing Devices), PLDs (Programmable Logic Devices), FPGAsCField Programmable Gate Arrays), 프로세서， 컨트를러, 마이크로 컨트를러， 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 .구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다. 상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어， 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서， 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
【산업상 이용가능성】
상술한 바와 같은 본 발명의 실시형태들은 다양한 이동통신 시스템에 적용될 수 있다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
기지국에서 2·Ν (Ν은 자연수) 개의 전송 안테나를 이용하여 하향링크 신호를 전송하는 방법으로서，
단말로부터 제 1 및 제 2프리코딩행렬지시자 (ΡΜΙ)를 수신하는 단계 ;
미리 저장된 코드북으로부터 상기 제 1 및 제 2 ΡΜΙ 의 조합에 의하여 지시되는 프리코딩 행렬을 결정하는 단계;
R (1<R<8) 개의 레이어 매핑되는 상기 하향링크 신호에 상기 결정된 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 수행하는 단계 ;
상기 프리코딩된 신호를 상기 2·Ν 개의 전송 안테나를 통하여 상기 단말로 전송하는 단계를 포함하고,
미리 저장된 코드북은, R 이 짝수인 경우에
Figure imgf000056_0001
의 형태로 구성된 프리코딩 행렬들을 포함하고， 여기서 은 Nx(R/2) 크기의 행렬이고 a 는 위상 (phase)에 대한 계수인， 하향링크 신호 전송 방법.
【청구항 2】
제 1 항에 있어서,
상기 은 DFKDiscrete Fourier Transform) 행렬로 구성되는， 하향링크 신호 전송 방법..
【청구항 3】
제 1 항에 있어서,
이 짝수인 경우에， 상기 은 [vl… v(R/2)] 의 행렬로 구성되고, 상기 vl… v(R/2) 의 각각은 NX1크기의 행렬로 구성되는, 하향링크 신호 전송 방법.
【청구항 4】
제 3 항에 있어서，
상기 vl … v(R/2) 의 각각은 DFT 행렬로 구성되는， 하향링크 신호 전송 방법 .
【청구항 5]
제 3 항에 있어서， R=4 인 경우에 , 상기 _은，
Γ vl v2 vl v2 Ί|
L a-vl a-v2 — a- vl — a-v2 J
의 형태로 구성되는, 하향링크 신호 전송 방법.
【청구항 6】
제 1 항에 있어서，
3<R<7 인 경우에， 상기 R 개의 레이어에 대한 프리코딩 행렬은，
R+1 개의 레이어에 대한 프리코딩 행렬의 열 서브셋 (column subset)으로 구성되는， 하향링크 신호 전송 방법.
【청구항 7]
제 1 항에 있어서，
N=4 인, 하향링크 신호 전송 방법 .
【청구항 8】
단말에서 2·Ν (Ν은 자연수) 개의 전송 안테나를 이용하여 전송되는 하향링크 신호를 처리하는 방법에 있어서，
미리 저장된 코드북으로부터 선택된 프리코딩 행렬을 지시하는 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자 (ΡΜΙ)를 기지국으로 전송하는 단계 ;
R (1<R<8) 개의 레이어 매핑되고， 상기 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의하여 지시된 프리코딩 행렬에 의하여 '프리코딩되어 상기 2·Ν 개의 전송 안테나를 통해 전송된 상기 하향링크 신호를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계; 및
상기 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 하향링크 신호를 처리하는 단계를 포함하고,
상기 미리 저장된 코드북은， R 이 짝수인 경우에
Figure imgf000057_0001
의 형태로 구성된 프리코딩 행렬들을 포함하고, 여기서 ^ 은 NX(R/2) 크기의 행렬이고' a는 위상 (phase)에 대한 계수인， 하향링크 신호 처리 방법.
【청구항 9】
제 8 항에 있어서， 상기 ^ 은 DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬로 구성되는, 하향링크 신호 처리 방법.
'
【청구항 10]
제 8 항에 있어서，
이 짝수인 경우에， 상기 은 [vl… v(R/2)] 의 행렬로 구성되고， 상기 vl… v(R/2) 의 각각은 NX1 크기의 행렬로 구성되는， 하향링크 신호 처리 방법 .
【청구항 111
제 10 항에 있어서，
상기 vl … v(R/2) 의 각각은 DFT 행렬로 구성되는 하향링크 신호 처리 방법.
【청구항 12】
제 10 항에 있어서，
R=4 인 경우에 상기 은
vl v2 vl ν2 Ί
a- vl a · v2 — a- vl — a-v2 J
의 형태로 구성되는， 하향링크 신호 처리 방법.
【청구항 13】
제 8 항에 있어서，
3<R<7 인 경우에, 상기 R 개의 레이어에 대한 프리코딩 행렬은，
R+1 개의 레이어에 대한 프리코딩 행렬의 열 서브셋 (column subset)으로 구성되는， 하향링크 신호 처리 방법.
【청구항 14】
제 8 항에 있어서 ,
N=4 인, 하향링크 신호 처리 방법 .
【청구항 15】
하향링크 신호를 전송하는 기지국으로서，
2· N (N은 자연수) 개의 전송 안테나;
상기 전송 안테나를 통하여 단말로 상기 하향링크 신호를 전송하는 전송 모듈; 상기 단말로부터 상향링크 신호를 수신하는 수신 모들;
프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 저장하는 메모리 ; 및 상기 기지국을 제어하는 프로세서를 포함하고，
상기 프로세서는，
상기 수신 모들을 통하여， 단말로부터 제 1 및 제 2프리코딩행렬지시자 (PMI)를 수신하고,
상기 메모리에 저장된 코드북으로부터 상기 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의하여 지시되는 프리코딩 행렬을 결정하고，
상기 하향링크 신호를 R (1<R<8) 개의 레이어 매핑시키고，
상기 R 개의 레이어에 매핑된 상기 하향링크 신호에 상기 결정된 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 수행하고，
상기 전송 모들을 통하여， 상기 프리코딩된 신호를 상기 2· N 개의 전송 안테나를 통하여 상기 단말로 전송하도록 구성되며，
상기 미리 저장된 코드북은， R 이 짝수인 경우에
의 형태로 구성된 프리코딩 행렬들을 포함하고， 여기서 은 . Nx(R/2) 크기의 행렬이고 a 는 위상 (phase)에 대한 계수인, 하향링크 신호 전송 기지국.
【청구항 16]
2· N (N은 자연수) 개의 전송 안테나를 가지는 기지국으로부터 전송되는 하향링크 신호를 처리하는 단말로서 ,
상기 기지국으로부터 상기 하향링크 신호를 수신하는 수신 모들;
상기 기지국으로 상향링크 신호를 전송하는 전송 모들;
프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 저장하는 메모리; 및
상기 단말을 제어하는 프로세서를 포함하고，
상기 프로세서는，
상기 메모리에 저장된 코드북으로부터 선택된 프리코딩 행렬을 지시하는 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI)를, 상기 전송 모들을 통하여， 상기 기지국으로 전송하고，
R (1<R<8) 개의 레이어 매핑되고, 상기 거 1 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의하여 지시된 프리코딩 행렬에 의하여 프리코딩되어 상기 2·Ν 개의 전송 안테나를 통해 전송된 상기 하향링크 신호를， 상기 수신 모들을 통하여, 상기 기지국으로부터 수신하고,
상기 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 하향링크 신호를 처리하도록 구성되며， 상기 미리 저장된 코드북은, R 이 짝수인 경우에
Figure imgf000060_0001
의 형태로 구성된 프리코딩 행렬들을 포함하고， 여기서 ^ 은 Nx(R/2) 크기의 행렬이고 a 는 위상 (phase)에 대한 계수인， 하향링크 신호 처리 단말. .
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