CN103039014B - 在支持多天线的无线通信系统中使用码本的信号传输方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线通信系统，并且更特别地涉及在支持多天线的无线通信系统中使用码本的传输方法和装置。根据本发明的一个实施例，用于使用多个传输天线通过基站发射下行链路信号的方法包括以下步骤：从终端接收PMI；将由码本中的PMI指示的预编译矩阵应用至多个层，并且执行预编译；以及通过多个传输天线将预编译信号发射至终端。在包括在码本中的预编译矩阵中，用于数量为偶数的传输层的预编译矩阵可以构建为包含矩阵（W1）作为四个元素的2x2矩阵，矩阵（W1）具有等于传输天线的数量的行数和等于传输天线的数量的一半的列数，其中，2x2矩阵中的第一行的第一和第二列可以乘以为1的系数，第二行的第一列可以乘以为相位的系数“a”，并且第二行的第一列可以乘以“-a”。

Description

在支持多天线的无线通信系统中使用码本的信号传输方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信系统，并且更特别地，涉及用于在支持多天线的无线通信系统中使用码本发射信号的方法和装置。

背景技术

通常，此后详细地描述多输入多输出（MIMO）技术。简而言之，MIMO是多输入多输出的缩写。MIMO技术使用多个发射（Tx）天线和多个接收（Rx）天线，以改进数据的发射/接收（Tx/Rx）的效率，然而传统技术通常使用单个发射（Tx）天线和单个接收（Rx）天线。换句话说，MIMO技术允许发射端和接收端使用多个天线以增加容量或改进性能。如果需要，MIMO技术还可以称为多天线技术。

为了支持MIMO传输，可以使用根据信道条件等适当地分配传输信息的预编译矩阵。传统3GPP系统支持用于下行链路传输的最多4个Tx天线，并且限定用于最多4个Tx天线的预编译码本。

发明内容

【技术问题】

因此，本发明涉及用于在支持多天线的无线通信系统中使用码本发射信号的方法和装置，其基本避免了由于相关技术的限制和缺陷导致的一个或多个问题。

在传统3GPP LTE系统中（例如，在3GPP LTE版本8或9的系统中），已经设计用于在下行链路上支持最多4个发射（Tx）天线的码本。从传统3GPP LTE演进的3GPP LTE-A系统被配置成使用用于改进性能（例如，改进频谱效率）的扩展天线结构，并且能够在下行链路上支持最多8个Tx天线。为了提供较高的吞吐量，可以使用用于8个Tx天线下行链路传输的闭环MIMO方案。另外，为了减少信道信息反馈开销的量，可以使用基于预定义码本的闭环MIMO方案。从而，需要设计能够基于最多8个发射（Tx）天线将优越性能提供给下行链路传输的预编译码本。

本发明的目标在于提供用于使用能够有效地支持MIMO传输的码本来发射信号的方法和装置，MIMO传输支持扩展天线配置。本发明的另一个目标在于提供用于使用码本发射信号的方法和装置，其减少反馈开销并且同时保持用于基于多个Tx天线的MIMO传输的系统性能。

本领域技术人员将理解，可以通过本发明能够实现的目标不限于以上特别描述的那些，并且本发明能够实现的以上和其他目标从结合附图的以下详细说明将被更清楚地理解。

【技术的解决方案】

本发明的目标可以通过提供用于通过基站（BS）使用2·N（N是自然数）个发射（Tx）天线发射下行链路信号的方法实现，包括以下步骤：从用户设备（UE）接收第一预编译矩阵索引（PMI）和第二预编译矩阵索引（PMI）；基于预先存储的码本确定通过第一PMI和第二PMI的组合指示的预编译矩阵；通过将所确定的预编译矩阵应用至被映射至R层（其中1≤R≤8）的下行链路信号执行预编译；以及通过2·N个Tx天线将预编译信号发射至用户设备（UE），其中，当R是偶数时，预先存储的码本包括以 $\left[\begin{array}{cc}{W}_1& W_1\\ a{W}_1& -a{W}_1\end{array}\right]$ 的形式配置的预编译矩阵，这里，W₁是N×(R/2)矩阵，并且a是相位的系数。

在本发明的另一方面，用于通过用户设备（UE）使用2·N（N是自然数）个发射（Tx）天线处理下行链路信号的方法，包括以下步骤：将指示选自预先存储的码本的预编译矩阵的第一预编译矩阵索引（PMI）和第二预编译矩阵索引（PMI）发射至基站（BS）；从基站（BS）接收下行链路信号，该下行链路信号被映射至R层（其中，1≤R≤8），通过由第一和第二PMI的组合指示的预编译矩阵进行预编译，并且然后通过2·N个Tx天线被发射；以及使用预编译矩阵处理下行链路信号，其中，当R是偶数时，预先存储的码本包括以 $\left[\begin{array}{cc}{W}_1& W_1\\ a{W}_1& -a{W}_1\end{array}\right]$ 的形式配置的预编译矩阵，这里，W₁是N×(R/2)矩阵，并且a是相位的系数。

在本发明的另一方面，用于发射下行链路信号的基站（BS）包括：2·N（N是自然数）个发射（Tx）天线；传输（Tx）模块，该传输（Tx）模块用于通过2·N个Tx天线将下行链路信号发射至用户设备（UE）；接收（Rx）模块，该接收（Rx）模块用于从用户设备（UE）接收上行链路信号；存储器，该存储器用于存储包括预编译矩阵的码本；以及处理器，该处理器用于控制基站（BS），其中，处理器使得接收（x）模块能够从用户设备（UE）接收第一预编译矩阵索引（PMI）和第二预编译矩阵索引（PMI），基于存储在存储器中的码本确定由第一PMI和第二PMI的组合指示的预编译矩阵，将下行链路信号映射至R层（这里，1≤R≤8），通过将所确定的预编译矩阵应用至被映射至R层的下行链路信号执行预编译，并且允许传输（Tx）模块通过2·N个Tx天线将预编译信号发射至用户设备（UE），并且其中，当R是偶数时，预先存储的码本包括以 $\left[\begin{array}{cc}{W}_1& W_1\\ a{W}_1& -a{W}_1\end{array}\right]$ 的形式配置的预编译矩阵，这里，W₁是N×(R/2)矩阵，并且a是相位的系数。

在本发明的另一方面，用于处理从包括2·N（N是自然数）个发射（Tx）天线的基站（BS）接收的下行链路信号的用户设备（UE）包括：接收（Rx）模块，该接收（Rx）模块用于从基站（BS）接收下行链路信号；传输（Tx）模块，该传输（Tx）模块用于将上行链路信号发射至基站（BS）；存储器，该存储器用于存储包括预编译矩阵的码本；以及处理器，该处理器用于控制用户设备（UE），其中，处理器使得传输（Tx）模块能够将指示选自预先存储在存储器中的码本的预编译矩阵的第一预编译矩阵索引（PMI）和第二预编译矩阵索引（PMI）发射至基站（BS）；使得接收（Rx）模块能够从基站（BS）接收下行链路信号，该下行链路信号被映射至R层（这里，1≤R≤8），通过由第一和第二PMI的组合指示的预编译矩阵进行预编译，并且然后通过2·N个Tx天线被发射；以及使用预编译矩阵处理下行链路信号，并且其中，当R是偶数时，预先存储的码本包括以 $\left[\begin{array}{cc}{W}_1& W_1\\ a{W}_1& -a{W}_1\end{array}\right]$ 的形式配置的预编译矩阵，这里，W₁是N×(R/2)矩阵并且a是相位的系数。

W₁可以是离散傅里叶变换（DFT）矩阵。

如果R是偶数，则W₁可以配置为[v1…v(R/2)]的矩阵，并且v1…v(R/2)中的每个可以是N×1矩阵。

v1…v(R/2)中的每个都可以配置为DFT矩阵。

如果R等于4(R=4)，则W₁可以以 $\left[\begin{array}{cccc}v1& v2& v1& v2\\ a\·v1& a\·v2& -a\·v1& -a\·v2\end{array}\right]$ 的形式配置。

如果R由3≤R≤7表示，则R层的预编译矩阵可以由(R+1)层的预编译矩阵的列子集构成。

N可以设置为4(N=4)。

将理解，本发明的以上概括说明和以下详细说明是示例性和解释性的，意在如所要求的提供本发明的进一步解释。

【有益效果】

本发明的示例性实施例具有以下效果。本发明的实施例可以提供用于使用能够有效地支持MIMO传输的码本发射信号的方法和装置，MIMO传输支持扩展天线配置。本发明的实施例还可以提供用于使用码本发射信号的方法和装置，其减少反馈开销并且同时基于多个Tx天线保持用于MIMO传输的系统性能。

本领域技术人员应理解，通过本发明能够实现的效果不限于以上已经特别描述的那些，并且本发明的其他优点从结合附图的以下详细说明将被更清楚地理解。

附图说明

被包括以提供本发明的进一步理解的附图图示本发明的实施例，并且与说明书一起用于解释本发明的原理。

图1是图示下行链路无线电帧结构的概念图。

图2是示例性地示出下行链路（DL）时隙的资源网格。

图3示例性地示出下行链路（DL）帧结构。

图4示例性地示出用于在系统中使用的上行链路（UL）子帧结构。

图5示例性地示出公共参考信号（CRS）模式。

图6示例性地示出参考信号模式变换。

图7和图8示例性地示出用作下行链路控制信道的分配单元的资源元素组（REG）。

图9是图示物理控制格式指示信道（PCFICH）传输方案的概念图。

图10示出PCFICH和物理混合ARQ指示信道（PHICH）的位置。

图11示出被映射至PHICH组的下行链路资源元素位置。

图12是示图示用于在单载波频分多址（SC-FDMA）系统中使用的发射器的框图。

图13示出经DFT处理的信号被映射至频域的信号映射方案。

图14是图示用于发射参考信号的方法的概念图。

图15示出被映射至参考信号的符号的位置。

图16至图19是示出分簇DFT-s-OFDMA方案的概念图。

图20是图示MIMO系统的框图。

图21是图示MIMO系统的功能框图。

图22是图示基于码本的预编译的概念图。

图23示例性地示出8个发射（Tx）天线。

图24至图43示出根据本发明的示例的天线响应。

图44是图示根据本发明的实施例的MIMO传输和接收方法的流程图。

图45是图示可应用至本发明的实施例的基站（BS）和用户设备（UE）的框图。

具体实施方式

【最佳模式】

以下实施例根据预定格式通过结合本发明的构成组件和特征提出。如果没有附加说明，各个构成组件或特征应该被认为是可选择的。如果需要，各个构成组件或特征可以不与其他组件或特征组合。而且，一些构成组件和/或特征可以被组合，以实现本发明的实施例。将在本发明的实施例中披露的操作顺序可以改变。任何一个实施例的一些组件或特征也可以被包括在其他实施例中，或者根据需要，可以用其他实施例的那些替换。

本发明的实施例基于基站和终端之间的数据传输关系披露。在这种情况下，基站是网络的终端节点，其中，基站可以经由网络与终端直接通信。根据需要，在本发明中将由基站进行的特定操作也可以由基站的上层节点进行。

换句话说，对于本领域技术人员来说是显而易见的是用于使得基站与在由包括基站的若干个网络节点构成的网络中的终端通信的多种操作将通过基站或者除了基站之外的网络节点进行。根据需要，术语“基站（BS）”可以用术语固定台、节点-B、演进节点-B（eNB）、或接入点代替。另外，术语“基站（BS）”可以包括小区或扇区的概念。术语“中继”可以用术语中继节点（RN）或中继站（RS）代替。根据需要，术语“终端”还可以用术语用户设备（UE）、移动台（MS）、移动订户站（MSS）或订户站（SS）代替。虽然以下说明示例性地使用UE或中继节点（RN）作为上行链路传输实体，并且示例性地使用BS（eNB）或RN作为上行链路接收实体，但是本发明的范围或精神不限于此。类似地，下行链路传输实体可以是BS或RN，并且下行链路接收实体可以是UE或RN。换句话说，上行链路传输可以指示从UE到BS的传输、从UE到RN的传输、或从RN到BS的传输。类似地，下行链路传输可以指示从BS到UE的传输、从BS到RN的传输、或从RN到UE的传输。

应该注意，为了便于说明和更好地理解本发明提出本发明中披露的特定术语，并且这些特定术语的使用可以在本发明的技术范围或精神内改变为另一种格式。

在一些情况下，省略众所周知的结构和设备，以避免模糊本发明的概念，并且以框图格式示出结构和设备的重要功能。贯穿附图使用相同参考数字指示相同或类似部件。

本发明的示例性实施例由被披露用于包括电气和电子工程师协会（IEEE）802系统、第三代合作伙伴（3GPP）系统、3GPP长期演进（LTE）系统、LTE-先进（LTE-A）系统、以及3GPP2系统的无线接入系统中的至少一个的标准文献支持。特别地，在本发明的实施例中为了清楚地揭露本发明的技术思想而未被描述的步骤或部分可以由以上文献支持。在此使用的所有术语可以通过上述文献中的至少一个支持。

本发明的以下实施例可以应用至多种无线接入技术，例如，CDMA（码分多址）、FDMA（频分多址）、TDMA（时分多址）、OFDMA（正交频分多址）、SC-FDMA（单载波频分多址）等。CDMA可以利用诸如UTRA（通用陆地无线电接入）或CDMA2000的无线（或无线电）技术具体化。TDMA可以利用诸如GSM（全球移动通信系统）/GPRS（通用无线电分组业务）/EDGE（增强型数据速率GSM演进技术）的无线（或无线电）技术具体化。OFDMA可以利用诸如电气和电子工程师协会（IEEE）802.11（Wi-Fi）、IEEE 802.16（WiMAX）、IEEE 802-20、以及E-UTRA（演进的UTRA）的无线（或无线电）技术具体化。UTRA是UMTS（通用移动电信系统）的一部分。3GPP（第三代合作伙伴计划）LTE（长期演进）是E-UMTS（演进的UMTS）的一部分，其使用E-UTRA。3GPP LTE在下行链路中采用OFDMA并且在上行链路中采用SC-FDMA。先进的LTE（LTE-A）是3GPP LTE的演进版本。WiMAX可以通过IEEE 802.16e（WirelessMAN-OFDA参考系统）和先进的IEEE802.16m（WirelessMAN-OFDMA先进系统）解释。为了清楚起见，以下说明集中在3GPP LTE和3GPP LTE-A。然而，本发明的技术特征不限于此。

图1示例性地示出用于在第三代合作伙伴计划长期演进（3GPPLTE）系统中使用的无线电帧结构。以下将参考图1描述下行链路（DL）无线电帧结构。

在蜂窝正交频分复用（OFDM）无线电分组通信系统中，以子帧为单位执行上行链路/下行链路数据分组传输。一个子帧被限定为包括多个OFDM符号的预定时间间隔。3GPP LTE支持可应用至频分双工（FDD）的类型1无线电帧结构并可应用至时分双工（TDD）的类型2无线电帧结构。

图1（a）是示出类型1无线电帧的结构的示意图。下行链路无线电帧包括10个子帧，并且一个子帧包括时域中的两个时隙。要求用于一个子帧的传输的时间以传输时间间隔（TTI）限定。例如，一个子帧可以具有1ms的长度，并且一个时隙可以具有0.5ms的长度。一个时隙可以包括时域中的多个OFDM符号，并且包括频域中的多个资源块（RB）。由于3GPP LTE在下行链路中使用OFDMA，因此OFDM符号指示一个符号持续时间。OFDM符号可以称为SC-FDMA符号或者符号持续时间。RB是资源分配单元，并且在一个时隙中包括多个相邻载波。

包括在一个时隙中的OFDM符号的数量可以根据循环前缀（CP）的配置改变。CP包括扩展CP和正常CP。例如，如果OFDM符号通过正常CP配置，包括在一个时隙中的OFDM符号的数量可以是7。如果OFDM符号通过扩展CP配置，一个OFDM符号的长度增加，包括在一个时隙中的OFDM符号的数量少于正常CP的情况的数量。在扩展CP的情况下，例如，包括在一个时隙中的OFDM符号的数量是6。如果信道状态不稳定，例如，如果用户设备（UE）以高速移动，可以使用扩展CP，以进一步减少符号间干扰。

在使用正常CP的情况下，由于一个时隙包括7个OFDM符号，所以一个子帧包括14个OFDM符号。此时，每个子帧的前两个或三个OFDM符号可以分配给物理下行链路控制信道（PDCCH），并且剩余的OFDM符号可以分配给物理下行链路共享信道（PDSCH）。

图1（b）中示出类型2无线电帧的结构。类型2无线电帧包括两个半帧，每个半帧都由5个子帧、下行链路导频时隙（DwPTS）、保护间隔（GP）、以及上行链路导频时隙（UpPTS）构成，其中，一个子帧由两个时隙构成。即，一个子帧由两个时隙构成，而不管无线电帧类型如何。DwPTS用于执行初始小区搜索、同步、或信道估计。UpPTS用于执行基站的信道估计和用户设备（UE）的上行链路传输同步。保护间隔（GP）位于上行链路和下行链路之间，以去除由于下行链路信号的多路径延迟导致的在上行链路中产生的干扰。即，一个子帧由两个时隙构成，而不管无线电帧类型如何。

无线电帧的结构仅是示例性的。从而，包括在无线电帧中的子帧的数量、包括在子帧中的时隙的数量或包括在时隙中的符号的数量可以以多种方式改变。

图2是示出一个下行链路时隙中的资源网格的示例的示意图。OFDM符号通过正常CP配置。参考图2，下行链路时隙在时域中包括多个OFDM符号，并且在频域中包括多个RB。虽然一个下行链路时隙包括7个OFDM符号，并且一个RB包括12个载波，本发明不限于此。资源网格的每个元素被称为资源元素（RE）。例如，RE a(k,1)位于第k个子载波和第1个OFDM符号处。在正常CP的情况下，一个RB包括12×7个RE（在扩展CP的情况下，一个RB包括12×6个RE）。由于载波之间的距离是15kHz，所以一个RB在频域区域中包括约180kHz。N^DL表示包括在下行链路时隙中的RB的数量。N^DL基于通过基站（BS）的调度设置的下行链路传输带宽确定。

图3是示出下行链路子帧的结构的示意图。一个子帧内的第一时隙的前面部分的三个OFDM符号中的最大值对应于控制信道被分配到的控制区。剩余OFDM符号对应于物理下行链路共享信道（PDSCH）被分配到的数据区。传输的基本单位变为一个子帧。即，PDCCH和PDSCH被分配给两个时隙。在3GPP LTE系统中使用的下行链路控制信道的示例包括例如物理控制格式指示信道（PCFICH）、物理下行链路控制信道（PDCCH）、物理混合自动重传请求指示信道（PHICH）等。PCFICH在子帧的第一OFDM符号处被发射，并且包括关于用于在子帧中发射控制信道的OFDM符号的数量的信息。PHICH包括HARQ ACK/NACK信号作为对上行链路传输的响应。通过PDCCH发射的控制信息被称为下行链路控制信息（DCI）。DCI包括上行链路或下行链路调度信息或用于特定UE组的上行链路发射功率控制命令。PDCCH可以包括下行链路共享信道（DL-SCH）的资源分配和传输格式、上行链路共享信道（UL-SCH）的资源分配信息、寻呼信道（PCH）的寻呼信息、DL-SCH上的系统信息、诸如在PDSCH上发射的随机接入响应（RAR）的高层控制消息的资源分配、用于特定UE组中的各个UE的一组发射功率控制命令、发射功率控制信息、网络电话（VoIP）的激活等。可以在控制区内发射多个PDCCH。UE可以监控多个PDCCH。在一个或若干个连续控制信道元素（CCE）的聚合上发射PDCCH。CCE是用于以基于无线电信道的状态的码率提供PDCCH的逻辑分配单元。CCE对应于多个资源元素组。PDCCH的格式和可用位的数量基于CCE的数量和由CCE提供的码率之间的相关性确定。基站根据将被发射至UE的DCI确定PDCCH格式，并且将循环冗余校验（CRC）附着到控制信息。CRC根据PDCCH的拥有者或使用，通过无线网络临时标识符（RNTI）屏蔽。如果PDCCH用于特定UE，则UE的小区-RNTI（C-RNTI）可以对CRC屏蔽。可替换地，如果PDCCH用于寻呼消息，则寻呼指示标识符（P-RNTI）可以对CRC屏蔽。如果PDCCH用于系统信息（更特别地，系统信息块（SIB）），则系统信息标识符和系统信息RNTI（SI-RNTI）可以对CRC屏蔽。为了指示随机接入响应，随机接入-RNTI（RA-RNTI）可以对CRC屏蔽，随机接入响应是对于用于UE的随机接入前导的传输的响应。

图4是示出上行链路帧的结构的示意图。上行链路子帧在频域中可以划分为控制区和数据区。包括上行链路控制信息的物理上行链路控制信道（PUCCH）被分配给控制区。包括用户数据的物理上行链路共享信道（PUSCH）被分配给数据区。为了保持单载波特征，一个UE不同时发射PUCCH和PUSCH。用于一个UE的PUCCH被分配给子帧中的RB对。属于RB对的RB相对于两个时隙占用不同子载波。从而，分配给PUCCH的RB对在时隙边缘处“跳频”。

参考信号

在MIMO系统中，每个传输天线都具有独立数据信道。接收器估计相对于每个传输天线的信道，并且接收从每个传输天线发射的数据。信道估计是指补偿由于衰落导致的信号失真以恢复所接收的信号的处理。衰落是指由于无线通信系统环境中的多路径延迟和时间延迟导致信号的强度快速改变的现象。为了信道估计，参考信号对发射器和接收器已知是必须的。参考信号可以缩写为RS，或根据所使用的标准称为导频信号。

传统3GPP LTE版本8或版本9限定了从基站（BS）发射的下行链路参考信号。下行链路参考信号是用于相干解调的导频信号，诸如，物理下行链路共享信道（PDSCH）、物理控制格式指示信道（PCFICH）、物理混合指示信道（PHICH）、以及物理下行链路控制信道（PDCCH）。下行链路参考信号包括在小区中的所有UE之间共享的公共参考信号（CRS）和用于特定UE的专用参考信号（DRS）。CRS可以称为小区特定的参考信号。DRS可以称为UE专用参考信号或解调参考信号（DMRS）。

以下详细地描述用于在传统3GPP LTE系统中使用的下行链路参考信号（DRS）分配方案。以下基于单个资源块（即，时域中的一个子帧的长度x频域中的12个子载波的长度）描述参考信号被发射的资源元素位置（即，参考信号模式）。一个子帧由14个OFDM符号构成（在正常CP的情况下），或由12个OFDM符号构成（在扩展CP的情况下）。一个OFDM符号中的子载波的数量被设置为128、256、512、1024、1536或2048中的一个。

图5示出当一个TTI（即，一个子帧）包括14个OFDM符号时的公共参考信号（CRS）模式。图5（a）示出用于在具有一个Tx（1Tx）发射天线的系统中使用的CRS模式，图5（b）示出用于在具有2个Tx天线的系统中使用的CRS模式，并且图5（c）示出用于在具有4个Tx天线的系统中使用的CRS模式。

在图5中，R0是用于天线端口索引#0的参考信号。在图5中，R1是天线端口索引#1的参考信号，R2是天线端口索引#2的参考信号，并且R3是天线端口索引#3的参考信号。没有信号被发射至发射用于每个天线端口的参考信号的RE的位置，使得防止在除了发射参考信号的特定天线端口之外的其余天线端口中发生干扰。

图6示出参考信号模式被每小区偏移，以防止多个小区的参考信号冲突。假设在图6的小区#1处使用单个天线端口的参考信号模式，以子载波或OFDM符号为单位使参考信号模式偏移，以防止邻近小区#1的小区#2和小区#3的参考信号相互冲突，使得可以保护参考信号。例如，在1个Tx天线传输的情况下，参考信号以6个子载波的间隔位于单个OFDM符号上，使得在基于频域-时域子载波将偏移应用至每个小区的情况下，至少5个相邻小区可以使它们的参考信号位于不同资源元素处。例如，参考信号的频率偏移可以通过图6的小区#2~#6表示。

另外，伪随机（PN）序列乘以每小区的下行链路参考信号，并且然后被发射，使得接收器可以减少由从相邻小区接收的参考信号导致的干扰，得到信道估计性能的增加。PN序列可以以单个子帧的OFDM符号为单位被应用。另外，不同PN序列可以应用至小区ID、子帧号、以及OFDM符号位置。

与支持4个Tx天线的传统通信系统（例如，3GPP LTE版本8或9系统）相比，在具有扩展天线结构的改进系统（例如，支持8个Tx天线的无线通信系统（例如，3GPP LTE版本10或后续版本））的情况下，考虑基于DMRS的数据解调，以不仅支持有效参考信号管理，而且支持所开发的传输方案。即，可以限定用于至少两层的DMRS，以支持通过扩展天线的数据传输。由于DMRS通过与数据的预编译器相同的预编译器被预编译，所以接收器可以容易地估计用于数据解调的信道信息，而不使用独立预编译信息。同时，下行链路接收器能够通过DMRS获得用于扩展天线结构的预编译信道信息，需要除了DMRS之外的单独参考信号，以获得非预编译信道信息。从而，LTE-A可以限定用于从接收器获得信道状态信息（CSI）的参考信号（即，CSI-RS）。CSI-RS可以通过8个天线端口被发射。为了区分发射CSI-RS的天线端口和传统3GPP LTE版本8/9的天线端口，可以使用天线端口索引#15~#22。

下行链路控制信道结构

用于每个子帧的前三个OFDM符号基本用作下行链路控制信道的传输区域，并且可以根据下行链路控制信道的开销，使用第一至第三OFDM符号。可以使用PCFIC来调节用于每子帧的下行链路控制信道的OFDM符号的数量。为了在下行链路上提供用于上行链路传输的肯定应答/否定应答（ACK/NACK）信息，可以使用物理混合自动重传请求（ARQ）指示信道（PHICH）。另外，PDCCH可以用于发射用于下行链路数据传输的控制信息或用于上行链路数据传输的控制信息。

图7和图8示例性地示出上述下行链路控制信道在用于每个子帧的控制区域中以资源元素组（REG）为单位被分配。更详细地，图7示出具有1个Tx天线或2个Tx天线的系统，并且图8示出具有4个Tx天线的系统。可以从图7和图8看出，用作控制信道被分配到的基本资源单位的REG由频域中的4个级联资源元素（RE）构成而不由参考信号被分配到的一些RE构成。可以使用预定数量的REG，以根据下行链路控制信道（DCH）开销发射下行链路控制信道。

PCFICH（物理控制格式指示信道）

为了将相应子帧的资源分配信息等提供给每个子帧，PDCCH可以在OFDM符号索引#0至#2之间被发射。根据控制信道的开销，可以使用OFDM符号索引#0，可以使用OFDM符号索引#0和#1，或者可以使用OFDM符号索引#0至#2。由控制信道使用的OFDM符号的数量可以每子帧改变，并且可以在PCFICH上提供关于OFDM符号的数量的信息。从而，PCFICH必须每子帧被发射。

可以通过PCFICH提供三种类型的信息。以下表1示出PCFICH的控制格式指示符。CFI=1表示PDCCH在OFDM符号索引#0处被发射，CFI=2表示PDCCH在OFDM符号索引#0和#1处被发射，并且CFI=3表示PDCCH在OFDM符号索引#0至#2处被发射。

[表1]

可以根据系统带宽不同地限定在PCFICH上发射的信息。例如，如果系统带宽小于特定阈值，CFI=1、CFI=2、以及CFI=3可以分别指示两个OFDM符号、三个OFDM符号、以及四个OFDM符号用于PDCCH。

图9是图示PCFICH传输方案的概念图。图9中所示的REG可以由4个子载波构成，并且可以仅由数据子载波而不由参考信号（RS）构成。通常，发射分集方案可以应用至REG。为了防止PCFICH的小区间干扰，PCFICH映射到的REG可以在频域（根据小区ID）中被每小区偏移。PCFICH始终在子帧的第一OFDM符号处被发射。从而，当接收子帧时，接收器首先确认PCFICH信息，并且识别PDCCH传输所需的OFDM符号的数量，使得其可以接收在PDCCH上发射的控制信息。

物理混合-ARQ指示信道（PHICH）

图10示出通常应用至特定带宽的PCFICH和PHICH的位置。在PHICH上发射用于上行链路数据传输的ACK/NACK信息。在单个子帧中构建多个PHICH组，并且多个PHICH可以在单个PHICH组中存在。从而，用于多个UE的PHICH信道被包含在单个PHICH组中。

参考图10，不仅使用PUSCH资源分配的最低物理资源块（PRB）索引而且使用用于在UL准予PDCCH上发射的解调RS（DMRS）的循环移位（CS）索引实现将PHICH分配给多个PHICH组中的每个UE。DMRS是上行链路参考信号，并且与UL传输一起被提供，以执行用于解调UL数据的信道估计。另外，PHICH资源作为诸如的索引对被信号传送。在索引对中，表示PHICH组号，并且表示相应PHICH组中的正交序列索引。和如以下等式1中所示限定。

[等式1]

$n_{\mathrm{PHICH}}^{\mathrm{group}}=(I_{\mathrm{PRBRA}}^{\mathrm{lowest}\_\mathrm{index}}+n_{\mathrm{DMRS}})\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{PHICH}}^{\mathrm{group}}$

在等式1中，n_DMRS表示用于与PHICH相关的上行链路传输的DMRS的循环移位，表示向PHICH请求的扩展因数的尺寸，是上行链路资源分配的最低PRB索引，并且表示PHICH组的数量。可以使用以下等式2获得。

[等式2]

在等式2中，N_g表示关于在物理广播信道（PBCH）上发射的PHICH资源的量的信息，并且N_g是2比特长，以及由N_g∈{1/6,1/2,1,2}表示。

另外，在传统3GPP LTE版本8/9中限定的正交序列的示例在以下表2中示出。

[表2]

图11示出映射至PHICH组的下行链路资源元素位置。PHICH组可以根据PHICH持续时间在单个子帧的不同时域（即，不同OFDM符号（OS））中被构建。

物理下行链路控制信道（PDCCH）

在PDCCH上发射的控制信息根据下行链路控制信息（DCI）格式可以具有控制信息的不同大小和用途，并且PDCCH大小可以根据编码率改变。例如，用于在传统3GPP LTE版本9/9中使用的DCI格式可以如以下表3所示限定。

[表3]

DCI格式	目的
		0	PUSCH的调度
1	一个PDSCH码字的调度
		1A	一个PDSCH码字的紧凑调度
1B	闭环单个秩传输
		1C	寻呼、RACH响应和动态BCCH
1D	MU-MIMO
		2	秩自适应闭环空间复用模式的调度
2A	秩自适应开环空间复用模式的调度
		3	用于具有2比特功率调节的PUCCH和PUSCH的TPC命令
3A	用于具有单个比特功率调节的PUCCH和PUSCH的TPC命令

表3的DCI格式可以独立地应用至每个UE。多个UE的PDCCH可以在一个子帧中被多路复用。每个UE的PDCCH都可以被独立地信道编码，使得CRC（循环冗余校验）可以被添加至PDCCH。CRC可以以每个UE可以接收其自己的PDCCH的方式被屏蔽作为用于每个UE的唯一ID。然而，UE不知晓其自己的PDCCH被发射的位置，使得UE对于每个子帧执行相应DCI格式的所有PDCCH的盲检测（还被称为盲解码），直到接收到具有UE ID的一个PDCCH。PDCCH的基本资源分配单位是控制信道元素（CCE），并且一个CCE由9个REG构成。一个PDCCH可以由1、2、4或8个CCE构成。根据每个UE配置的PDCCH被交织并且根据CCE-至-RE映射规则被映射至每个子帧的控制信道区域。映射至CCE的RE位置可以根据用于每个子帧的控制信道的OFDM符号的数量、PHICH组的数量、Tx天线、频率偏移等改变。

上行链路重传

上行链路重传可以通过上述PHICH和DCI格式0（用于调度PUSCH传输的DCI格式）指示。UE通过PHICH接收用于先前上行链路传输的ACK/NACK信息，使得其可以执行同步非自适应重传。可替换地，UE通过DCI格式0PDCCH从基站（BS）接收上行链路准予，使得其可以执行同步自适应重传。

术语“同步重传”意味着在一个数据分组（其中，k可以设置为4）的传输时间（例如，第n个子帧）期满之后在预定时间（例如，第(n+k)个子帧）执行重传。在由PHICH导致的重传和由UL准予PDCCH导致的重传的情况下，执行同步重传。

在通过PHICH执行重传的非自适应重传的情况下，与先前传输相同的频率资源（例如，物理资源块（PRB））和重传方法（例如，调制方法等）被应用至重传。在另一方面，在通过UL准予PDCCH执行重传的自适应重传的情况下，根据由UL准予指示的调度控制信息执行重传的频率资源和发射方法可以以与先前传输不同的方式建立。

如果UE同时接收PHICH和UL准予PDCCH，则PHICH被忽略，并且可以根据UL准予PDCCH的控制信息执行UL传输。新数据指示符（NDI）包含在UL准予PDCCH（例如，DCI格式0）中。如果NDI位被触发（toggle）多于先前NDI值，则UE决定先前传输被成功地实现，使得其可以发射新数据。另一方面，虽然UE通过PHICH接收用于先前传输的ACK，但是如果NDI值不与PHICH接收被同时触发或者如果NDI值在UL准予PDCCH处不被触发以在PHICH接收之后被接收，则UE被配置成不清除用于先前传输的缓冲器。

上行链路传输结构

图12是示出用于在单载波频分多址（SC-FDMA）系统中使用的发射器的框图。

参考图12，串并（SP）转换器1201将由输入到发射器的N个符号构成的一个块转换为并行信号。N-点DFT模块1202扩展并行信号，并且子载波映射模块1203将扩展并行信号映射至频率区域。每个子载波信号都是N个符号的线性组合。M-点逆快速傅里叶变换（IFFT）模块1204将映射至频域的信号转换为时域信号。并串转换器1205将时域信号转换为串行信号，并且将CP添加至串行信号。N-点DFT模块1202的DFT处理将M-点IFFT模块1204的IFFT处理的效果补偿至特定程度。SC-FDMA方案还可以称为DFT-s-OFDMA（DFT-扩展-OFDMA）。输入到DFT模块1202的信号具有低峰均功率比（PAPR）或立方度量（CM）。然而，信号在DFT处理之后具有高PAPR。从IFFT模块1204输出的IFFT信号可以具有低PAPR增益。即，SC-FDMA方案可以通过除了功率放大器（PA）的非线性失真间隔之外的剩余部分发射信号，使得可以减少传输的实现成本。

图13示出经DFT处理的信号被映射至频域的信号映射方案。执行图13中所示的两个方案之一，使得SC-FDMA发射器的输出信号可以满足单载波特性。图13（a）示出来自DFT模块1202的输出信号仅被映射至子载波区域的特定部分的局部化映射方案。图13（b）示出来自DFT模块1202的输出信号被分布并且被映射至整个子载波区域的分布式映射方案。限定传统3GPP LTE版本8/9系统，以使用局部化映射方案。

图14是图示用于基于SC-FDMA方案解调传输信号的参考信号（RS）的传输处理的框图。如下限定用于在传统3GPP LTE版本8/9系统中使用的数据部分。即，在时域中生成的信号被DFT处理并且转换为频域信号之后，信号被映射至子载波并且被IFFT-处理（参见图12）。如下限定用于在传统3GPP LTE版本8/9系统中使用的参考信号（RS）。即，RS在频域中被直接生成，而不进行DFT处理，被映射至子载波，并且被IFFT-处理，使得CP被附着至IFFT结果并且然后被发射。

图15示出基于SC-FDMA方案在子帧结构中被映射至参考信号（RS）的符号的位置。图15（a）示出在正常CP的情况下，参考信号（RS）位于单个子帧的两个时隙中的每个的第四SC-FDMA符号处。图15（b）在扩展CP的情况下，参考信号（RS）位于一个子帧的两个时隙中的每个的第三SC-FDMA符号处。

图16至图19是图示分簇DFT-s-OFDMA方案的概念图。参考图16至图19，分簇DFT-s-OFDMA是上述SC-FDMA的修改，其中，DFT信号被划分为多个子块，并且在频域中被映射至相互分离的位置。

图16图示在单载波系统中的分簇DFT-s-OFDMA方案。例如，DFT输出可以划分为Nsb个子块（子块#0至子块#Nsb-1）。子块，子块#0至子块#Nsb-1在单载波（例如，具有20MHz的带宽的载波）上在频域中被映射至相互分离的位置。在局部化映射方案中每个子块可以映射至频域。

图17和图18图示多载波系统中的分簇DFT-s-OFDMA方案。

图18图示当多载波被连续配置（即，多载波的各个频带是连续的）并且特定子载波间隔在邻近载波之间对准时，通过一个IFFT模块生成信号的示例。例如，DFT输出可以划分为Nsb个子块（子块#0至子块#Nsb-1），并且子块，子块#0至子块#Nsb-1可以被一一对应地映射至分量载波（CC），CC#0至CC#Nsb-1（每个CC可以具有例如20MHz的带宽）。每个子块在局部化映射方案中可以映射至频率区域。映射至各个CC的子块可以通过单个IFFT模块转换为时间信号。

图18图示当多个载波（或多个小区）被不连续配置（即，多载波的各个频带是不连续的）时，通过多个IFFT模块生成信号的示例。例如，DFT输出可以划分为Nsb个子块，子块#0至子块#Nsb-1，并且子块，子块#0至子块#Nsb-1可以一对一映射至CC CC#0至CC#Nsb-1（每个CC（或每个小区）可以具有例如20MHz的带宽）。在局部化映射方案中每个子块可以被映射至频率区域。映射至各个CC的子块可以通过各个IFFT模块转换为时域信号。

如果用于图16中所图示的单载波的分簇DFT-s-OFDMA方案是载波内（或小区内）DFT-s-OFDMA，则可以说，用于图17和图18中所图示的多载波（或多小区）的分簇DFT-s-OFDMA方案是载波间（或小区间）DFT-s-OFDMA。载波内DFT-s-OFDMA和载波间DFT-s-OFDMA可以组合使用。

图12图示基于信息块（chunk）执行DFT、频域映射、以及IFFT处理的信息块特定的DFT-s-OFDMA方案。信息块特定的DFT-s-OFDMA还可以称为Nx SC-FDMA。从代码块分段得到的代码块被划分为信息块，并且信息块分别被信道编码和调制。调制的信号经过DFT、频域映射、以及IFFT，并且IFFT信号被求和并且然后CP以与参考图12描述的相同方式被添加到其中。图19中所图示的NxSC-FDMA方案可应用至连续多载波（或相邻的多个小区）的情况和非连续多载波的情况。

MIMO系统

图20是示出包括多个Tx天线和多个Rx天线的MIMO系统的框图。图20的各个框概念地图示用于MIMO传输的发射器和接收器的功能或操作。

图20中所示的信道编码器图示冗余比特被附着至输入数据比特，使得由来自信道的噪声导致的影响可以被大大减小。映射器将数据比特信息转换为数据符号信息。S/P转换器将串行数据转换为并行数据。MIMO编码器将数据符号转换为时空信号。发射器的多个天线用于在信道上发射时空信号，并且接收器的多个天线用于通过信道接收信号。

图20中所示的MIMO解码器将所接收的时空信号转换为各个数据符号。P/S转换器将并行信号转换为串行信号。解映射器将数据符号转换为数据比特信息。信道解码器图示信道码的解码操作，并且估计解码后得到的数据。

上述MIMO Tx/Rx系统根据空间多路复用率可以具有一个或多个码字。仅在空间上使用一个码字的一种情况被称为单码字（SCW）结构，并且使用多码字（MCW）的其他情况被称为MCW结构。

图21（a）是图示包括SCW结构的MIMO系统的发射器的框图，并且图21（b）是图示包括MCW结构的MIMO系统的发射器的框图。

基于码本的预编译方案

可以使用根据信道条件等将传输信息适当地分布到各个天线以支持MIMO传输的预编译方案。基于码本的预编译方案允许发射器和接收器中的每个预先确定预编译矩阵的聚集或集合，接收器测量从发射器接收的信道信息，将最合适的预编译矩阵（即，预编译矩阵索引（PMI））反馈至发射器，并且发射器可以基于PMI结果将合适的预编译应用至信号传输。以此方式，基于码本的预编译方案可以从预定预编译矩阵集合中选择合适的预编译矩阵。结果，虽然未一直应用最佳预编译，但是反馈开销可以比当最佳预编译信息被明确地反馈至实际信道信息时获得的反馈开销能够更多的减少。

图22是图示基于码本的预编译的概念图。

根据基于码本的预编译方案，收发器可以根据传输秩、天线的数量等共享包括预定数量的预编译矩阵的码本信息。即，如果反馈信息是无限的，可以使用基于预编译的码本方案。接收器通过所接收的信号测量信道状态，使得无限数量的优选预编译矩阵信息（即，相应预编译矩阵的索引）可以基于上述码本信息被反馈至发射器。例如，接收器可以通过测量ML（最大似然）或MMSE（最小均方误差）方案选择最佳预编译矩阵。虽然图22中所示的接收器将用于每个码字的预编译矩阵信息发射至发射器，但是本发明的范围或精神不限于此。

当从接收器接收反馈信息时，发射器基于所接收的信息从码本选择特定的预编译矩阵。已经选择预编译矩阵的发射器通过将所选预编译矩阵乘以与传输秩的数量相同数量的层信号执行预编译操作，并且可以在多个天线上发射每个预编译的Tx信号。在预编译矩阵中，行数与天线的数量相同，并且列数与秩值相同。由于秩值与层数相同，所以列数与层数相同。例如，假设Tx天线的数量被设置为4并且Tx层的数量被设置为2，预编译矩阵以（4x2）矩阵的形式配置。可以将通过预编译矩阵中的各个层发射的信息映射至各层。

如果接收器从发射器接收预编译信号作为输入，则其执行在发射器中进行的预编译的逆处理，使得其可以恢复接收（Rx）信号。通常，预编译矩阵满足诸如（U*U^H=I）的酉矩阵（U），使得上述预编译的逆处理可以通过使在发射器的预编译中使用的预编译矩阵H的Hermitain矩阵（P^H）乘以接收（Rx）信号进行。

例如，表4示出用于在3GPP LTE版本8/9中使用2个Tx天线的下行链路传输中使用的码本，并且表5示出用于在3GPP LTE版本中使用4个Tx天线的下行链路传输中使用的码本。

[表4]

[表5]

在表5中，从由表示的等式构成的集合{s}获得在此，I是(4x4)酉矩阵，并且u_n由表5给出。

可以从表4看出，用于2个Tx天线的码本包括总计7个预编译矢量/矩阵。在该情况下，酉矩阵用于开环系统，并且存在总计6个预编译矢量/矩阵用于对闭环系统进行预编译。用于表5中所示的4个Tx天线的码本包括总计64个预编译矢量/矩阵。

上述码本具有公共特性，例如，恒模（CM）特性、嵌套特性、以及受约束符号集特性（constrained alphabet property）。根据CM特性，包含在码本中的所有预编译矩阵的各个元素不包括为0的值，并且被配置成具有相同大小。嵌套特性是指低秩预编译矩阵由高秩预编译矩阵的特定列的子集构成。受约束符号集特性是指包含在码本中的所有预编译矩阵的各个元素的符号集由构成。

反馈信道结构

基本上，由于用于在FDD系统中使用的基站（BS）不识别下行链路信道的信息，所以从用户设备（UE）反馈的信道信息被用于下行链路传输。在传统3GPP LTE版本8/9系统的情况下，下行链路信道信息可以通过PUCCH反馈，或者下行链路信道信息可以通过PUSCH反馈。在PUCCH的情况下，信道信息被周期性地反馈。在PUSCH的情况下，当从基站（BS）接收请求时，信道信息被非周期性地反馈。在反馈信道信息的情况下，可以反馈用于所分配的频带（即，宽带（WB））的完整性的信道信息，并且可以反馈用于预定数量的RB（即，子带（SB））的信道信息。

扩展天线配置

图23示例性地示出8个Tx天线。图23（a）示出在不对N个天线分组的情况下构建独立信道的示例性情况。通常，图23（a）中示出均匀线性阵列（ULA）。多个天线在空间上相互间隔，使得构建独立信道所需的发射器和/或接收器的间隔可能不足够。

图23（b）示出一对由两个天线构成的配对ULA。相关信道可以在相互配对的两个天线之间使用，并且还可以使用独立于其他配对天线的信道。

另一方面，传统3GPP LTE版本8/9系统在下行链路上使用4个Tx天线，3GPP LTE版本10系统在下行链路上可以使用8个Tx天线。为了应用扩展天线配置，必须在不充足的空间安装多个Tx天线，并且图23（a）和图23（b）中所示的ULA天线配置可能被认为是不合适的。从而，可以使用如图23（c）所示的用于应用双极子（或交叉极子）天线配置的方法。在构建上述Tx天线的情况下，虽然天线之间的距离（d）相对短，但是天线相关性被减小，使得高生产率数据传输是可能的。

码本结构

如上所述，发射器与接收器共享预定义码本，并且当接收器反馈将被用于来自发射器的MIMO传输的预编译信息时可以减少需要的开销的量，结果实现有效预编译。

作为用于构建预定义码本的一个示例，预编译器矩阵可以使用离散傅里叶变换（DFT）矩阵或Walsh矩阵构建。可替换地，各种类型的预编译器可以与相移矩阵或相移分集矩阵等组合。

当构建基于DFT-矩阵的码本时，(nxn)DFT矩阵可以如等式3中所示限定。

[等式3]

DFTn: $D_n(k,l)=\frac{1}{\sqrt{n}}\exp (-j2\mathrm{\πkl}/n),k,l=\mathrm{0,1},...,n-1$

等式3的DFT矩阵仅包括用于特定大小（n）的一个矩阵。从而，为了根据情况适当地利用多种预编译矩阵，可以另外配置和使用DFTn矩阵的旋转版本。以下等式4表示示例性的旋转DFTn矩阵。

[等式4]

旋转DFTn: $D_n^{(G,g)}(k,l)=\frac{1}{\sqrt{n}}\exp (-j2\mathrm{\πk}(l+g/G)/n),k,l=\mathrm{0,1},...,n-1,g=\mathrm{0,1},...,G.$

当构建如等式4中所示的DFT矩阵时，可以生成G旋转DFTn矩阵，并且所生成的矩阵可以满足DFT矩阵特性。

此后将详细地描述基于Householder的码本结构。基于Householder的码本结构指示由Householder矩阵构成的码本。在Householder变换中使用Householder矩阵。Householder变换可以是一种线性变换，并且可以用于QR分解。QR分解是指特定矩阵被分解为正交矩阵（QW）和上三角矩阵（R）。上三角矩阵（R）是指主对角分量的所有较低分量都被设置为0的正方形。（4×4）Householder矩阵的示例如等式5中所示。

[等式5]

$M_1=I_4-2u_0{u}_1^H/{\left|\right|u_0\left|\right|}^2=\frac{1}{\sqrt{4}}*\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& 1& -1& -1\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& -1& -1& 1\end{array}\right],$

$u_0^T=\left[\begin{array}{cccc}1& -1& -1& -1\end{array}\right]$

具有CM特征的（4×4）酉矩阵可以通过Householder变换生成。参考用于表5中所示的4个Tx天线的码本，(n×n)预编译矩阵通过Householder变换生成，并且可以用作用于使用所生成的预编译矩阵的列子集发射低于‘n’的秩的预编译矩阵。

用于8个Tx天线的码本

在传统3GPP LTE版本8/9系统中使用的反馈方案被扩展并且然后被应用至具有扩展天线配置（例如，8个Tx天线）的3GPP LTE版本10系统。例如，可以反馈信道状态信息（CSI）（诸如，秩指示符（RI）、预编译矩阵索引（PMI）、信道质量信息（CQI）等）。此后将详细地描述用于设计可应用至支持扩展天线配置的系统的基于双预编译器的反馈码本的方法。在基于双预编译器的反馈码本中，为了指示将用于发射器的MIMO传输的预编译器，接收器可以将PMI发射至发射器，并且预编译矩阵可以由两个不同PMI的组合指示。即，接收器将两个不同PMI（即，第一PMI和第二PMI）反馈至发射器，并且发射器决定由第一PMI和第二PMI的组合指示的预编译矩阵，并且将所决定的预编译矩阵应用至MIMO传输。

在基于双预编译器的反馈设计中，可以考虑8个Tx天线MIMO传输、SU-MIMO（单用户MIMO）和支持各种天线配置的自适应的MU-MIMO（多用户MIMO）、码本设计参考、码本大小等。

作为应用至8个Tx天线MIMO传输的码本，可以设计如下反馈码本：其在秩2或更多的情况下仅支持SU-MIMO，在小于秩2的秩的情况下，被最优化用于SU-MIMO和MU-MIMO，并且适用于各种天线配置。

在MU-MIMO中，参与MU-MIMO的UE在相关性域中可以相互独立。从而，用于MU-MIMO的码本需要在高相关性信道处被正确地操作。DFT矢量在高相关性信道上提供优越性能，使得DFT矢量可以包含在扩展至秩-2的码本集合中。另外，在能够生成大量空间信道的高散射传播环境（例如，具有大量反射波的室内环境）下，SU-MIMO操作可以更适当地用作MIMO传输方案。从而，可以设计用于高于秩2的秩的码本，以获得用于在多层之间区分的优越性能。

在用于MIMO传输的预编译器中，优选一个预编码器在各种天线配置（低相关性天线配置、高相关性天线配置、交叉极子天线配置等）中具有优越性能。在8个Tx天线的部署中，具有4λ的天线间隔的交叉极子阵列可以被配置为低相关性天线配置，具有0.5λ的天线间隔的ULA可以被配置为高相关性天线配置，并且具有0.5λ的天线间隔的交叉极子阵列可以被配置为交叉极子天线配置。基于DFT的码本结构可以为高相关性天线配置提供优越性能。同时，根据需要，块对角矩阵可以更适用于交叉极子天线配置。从而，假设对角矩阵被应用至用于8个Tx天线的码本，可以构建能够将优越性能提供给所有天线配置的码本。

码本可以被设计成满足酉码本、CM特性、有限符号集、合适码本大小、嵌套特性等。上述码本设计可以应用至3GPP LTE版本8/9码本，并且还可以应用至支持扩展天线配置的3GPP LTE版本10码本。

与码本大小相关联，必须增加码本大小以充分支持由8个Tx天线获得的优点。为了在低相关性环境下从8个Tx天线获得足够预编译增益，可能需要大尺寸码本（例如，用于秩1和秩2的至少4比特构成的码本）。为了在高相关性环境下获得预编译增益，以上4比特大小的码本可以被认为是足够的。然而，为了实现MU-MIMO多路复用增益，可以增加用于秩1或秩2的码本大小。

基于上述说明，可以如下限定用于8个Tx天线的码本结构。

为了支持多粒度反馈，8个Tx天线码本结构可以通过两个基本矩阵的Kroneker乘积限定。Kroneker乘积是每个都具有预定大小的两个矩阵的运算，使得作为Kroneker乘积的运算结果能够获得块矩阵。例如，(m×n)矩阵A和（p×q）矩阵B的Kroneker乘积可以由以下等式6表示。在等式6中，a_mn是矩阵A的元素，并且b_pq是矩阵B的元素。

[等式6]

以下等式7示出码本结构被配置为两个基本矩阵（W₁ ^(m)和W₂）的Kroneker乘积。

[等式7]

$W=W_2\⊗W_1^{\left(m\right)}$

在等式7中，第一基本矩阵W₁ ^(m)（其中，m是传输秩）可以用于连续共极化天线的波束成形。对于第一基本矩阵，可以使用几种类型的码本。例如，用于通过在3GPP LTE版本8/9中限定的4个Tx天线执行下行链路MIMO传输的码本（即，表5的码本）可以用作第一基本矩阵。可替换地，DFT矩阵可以用作第一基本矩阵。

等式7的第二基本矩阵W₂可以用于调节正交极子之间的相对相位。等式8中所示的矩阵可以用作第二基本矩阵。例如，用于通过在3GPP LTE版本8/9中限定的2个Tx天线执行下行链路MIMO传输的码本（即，表4的码本）的秩2预编译矩阵可以用作第二基本矩阵。

[等式8]

$W_2=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ e^{j\frac{\mathrm{\πn}}{N}}& -e^{j\frac{\mathrm{\πn}}{N}}\end{array}\right]$

可以如表6中所示限定根据传输秩用于8个Tx天线的反馈码本。

[表6]

在表6中，W²(;,x)是矩阵W²的第X列。即，W¹可以由矩阵W²的第一列构成或者可以由矩阵W²的第二列构成。类似地，Wⁿ(;,x:y)表示从第x列到第y列的列。例如，W³可以由从第一列到第三列的列构成。

如表6中所示，用于偶数秩（秩2、秩4、秩6、或秩8）的反馈码本可以通过两个基本矩阵的Kroneker乘积生成。例如，用于8个Tx天线的秩2码本W²（8×2矩阵）由表示。在此，W₂表示等式8中所示的用于2个Tx天线的秩2码本（参见表4）的（2×2）矩阵，并且W₁ ¹表示用于4个Tx天线的秩1码本（参见表5）的（4×1）矩阵。另外，用于8个Tx天线的秩4码本W⁴（即，(8×4)矩阵）由表示。在此，W₂表示等式8中所示的用于2个Tx天线的秩2码本（参见表4）的（2×2）矩阵，并且W₁ ²表示用于4个Tx天线的秩2码本（参见表5）的（4×2）矩阵。

如表6中所示，用于奇数秩（秩1、秩3、秩5、或秩7）的反馈码本可以由上层（upper）秩码本的子集构成。例如，用于8个Tx天线的秩-1码本可以由选自用于8个Tx天线的秩2码本的子集构成。用于8个Tx天线的秩3码本可以由选自用于8个Tx天线的秩4码本的子集构成。可替换地，用于8个Tx天线的秩5码本可以由选自用于8个Tx天线的秩6码本的子集构成。用于8个Tx天线的秩7码本可以由选自用于8个Tx天线的秩8码本的子集构成。表6中所示的上述码本配置仅被披露用于说明性目的，并且表6中所示的用于生成用于每个秩的码本的方法可以独立地应用至各个秩，或者还可以同时应用至各个秩。另外，表6中所示的各个秩的码本之间的关系（例如，由高秩码本子集构成的低秩码本和高秩码本之间的关系）可以独立地应用至各个秩，或者还可以同时应用至各个秩。

与多粒度反馈应用相关联，如上所述已经披露用于将Kroneker乘积应用至用于使用两个基本矩阵的组合构建用于8个Tx天线的码本的方法的方法。以下，将详细地描述使用内积构建两个基本矩阵的组合的方法。由等式9表示使用两个基本矩阵的内积的特定格式。

[等式9]

$W={\tilde{W}}_1{\tilde{W}}_2$

如果将用于8个Tx天线的码本表示为内积，则第一基本矩阵可以由用于共极化天线组的表10中所示的对角矩阵表示。

[等式10]

${\tilde{W}}_1=\left[\begin{array}{cc}{W}_1& 0\\ 0& W_1\end{array}\right](W_1:4\×N)$

另外，如果第二基本矩阵用于调节极子之间的相对相位，则第二基本矩阵可以由单位矩阵表示。与用于8个Tx天线的码本的较高秩相关联，第二基本矩阵可以由以下等式11表示。如可以从等式11看出的，第二基本矩阵的第一行的系数（1）和第二基本矩阵的第二行的系数（a或-a）之间的关系被用于反映上述相对相位的调节。

[等式11]

${\tilde{W}}_2=\left[\begin{array}{cc}I& I\\ \mathrm{aI}& -\mathrm{aI}\end{array}\right](I:N\×N)$

从而，用于8个Tx天线的码本可以使用第一基本矩阵和第二基本矩阵的内积由等式12表示。

[等式12]

$W=\left[\begin{array}{cc}{W}_1& 0\\ 0& W_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}I& I\\ \mathrm{aI}& -\mathrm{aI}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{W}_1& W_1\\ a{W}_1& -a{W}_1\end{array}\right]$

基于等式12的内积的码本可以使用以下等式13中所示的Kroneker乘积简单地表示。

[等式13]

$W=W_2\⊗W_1(W_1:4\×N,W_2:2\×M)$

在等式13中，包含在码本W中的预编译矩阵包括（4x2）行和（NxM）列。从而，预编译矩阵可以用作用于8个Tx天线（NxM）秩传输的码本。例如，假设配置用于8个Tx天线秩R传输的预编译码本，并且W₂由（2×M）矩阵构成，矩阵W₁的N值由R/M表示。例如，当构建用于8个Tx天线秩4传输的预编译码本时，如果W₂由（2×2）矩阵（即，M=2）构成（例如，等式8的矩阵），则W₁可以由（4×2）矩阵（即，N=4/M=4/2=2）（例如，DFT矩阵）表示。

基于多码本的预编译器的生成

在MIMO传输中使用的预编译操作可以被认为是用于通过层将Tx信号映射至天线的操作。即，Y个Tx层（或Y个Tx流）可以通过（X×Y）预编译矩阵映射至X个Tx天线。

为了构建（N_t×R）预编译矩阵，当R流（即，秩R）通过N_t个Tx天线发射时，从接收器反馈至少一个预编译矩阵索引（PMI），使得发射器可以构建预编译器矩阵。以下等式14示出由n_C个矩阵构成的示例性码本。

[等式14]

$P_{N_t\×R}\left(k\right)\∈\{P_1^{N_t\×R},P_2^{N_t\×R},P_3^{N_t\×R},...,P_{n_c}^{N_t\×R}\}$

在等式14中，k是特定资源索引（子载波索引、虚拟资源索引、或子带索引）。等式14可以如以下等式15中所示配置。

[等式15]

$P_{N_t\×R}\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{P}_{M_t\×R,1}\\ P_{M_t\×R,2}\end{array}\right],N_t=2\·M_t$

在等式15中，可以通过使偏移特定复（complex）权重w₂实现。从而，当和之间的差异由特定复权重表示时，可以获得以下等式16。

[等式16]

$P_{N_t\×R}\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{w}_1\·P_{M_t\×R,1}\\ w_2\·P_{M_t\×R,1}\end{array}\right]$

另外，等式16可以使用Kroneker乘积由以下等式17表示。

[等式17]

$P_{N_t\×R,n,m}\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{w}_1\\ w_2\end{array}\right]\⊗P_{M_t\×R,1}=W_n\⊗P_m$

在等式17中，可以从接收器独立地反馈部分预编译矩阵 $\left[\begin{array}{c}{w}_1\\ w_2\end{array}\right]$ 或发射器可以通过使用每个反馈信息配置等式16或17的预编译器实现。当使用等式16或17的格式时，W一直以（2×1）矢量的形式配置，并且可以被配置为等式18的码本。

[等式18]

$W\∈\left[\begin{array}{c}1\\ e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}i}\end{array}\right],i=0,...,N-1$

在等式18中，N是预编译矩阵的总数，并且i可以用作矢量索引。为了最小化反馈开销并且获得合适性能，i可以被设置为2、4、或8中的任一个。另外，可以由用于4个Tx天线的码本或用于2个Tx天线的码本构成。与上述说明相关联，可以使用表4或5的码本（即，用于在3GPP LTE版本8/9中限定的2或4个Tx天线的码本），并且码本还可以以旋转DFT格式配置。

另外，矩阵W可以被配置为（2×2）矩阵。2×2W矩阵的示例在以下等式19中示出。

[等式19]

$P_{N_t\×2R,n,m}\left(k\right)=\left[\begin{array}{cc}{w}_1& w_3\\ w_2& w_4\end{array}\right]\⊗P_{M_t\×R,1}=W_n\⊗P_m,N_t=2\·M_t$

在等式19中，如果码本的最大秩被设置为R，则码本设计的范围可以扩展到2R的秩。例如，如果表4的码本被用作最大秩根据等式17可以扩展至4(R=4)。另一方面，最大秩可以扩展至8(2R=8)，如可以从等式18看出。从而，可以构建能够在包括8个Tx天线的系统中执行8×8传输的预编译器。在该情况下，W可以被配置为等式20的码本。

[等式20]

$W\∈\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}i}& -e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}i}\end{array}\right],i=0,...,N-1$

等式17和等式18中所示的预编译器配置方法可以根据各个秩被不同地应用。例如，将等式17的方案应用至秩4或更少（R≤4），并且将等式18的方案应用至秩5或更高（R≥5）。可替换地，等式17的方案可以仅应用至秩1（R=1），并且等式18的方案可以应用至剩余的秩（秩2或更多（R≥2））。与等式17和等式18相关联，W和P可以被反馈以具有以下表7中所示的特性。

[表7]

可以使用等式17和等式18构建码本。然而，在根据情况不使用两种的组合的情况下构建预编译器是不可能的。为了解决上述问题，预编译器可以如以下等式21中所示构建。

[等式21]

$P_{N_t\×N_t,n,m}=\left[\begin{array}{cc}{w}_1& w_3\\ w_2& w_4\end{array}\right]\⊗P_{M_t\×M_t}=W_n\⊗P_m,N_t=2\·M_t$

用于示例性情况（R=N_t）的预编译器使用从等式21获得的配置。在此，情况（R=N_t）指示秩值与Tx天线的数量相同，并且所配置的预编译器的列子集可以用于较低秩。当构建上述预编译器时，满足嵌套特性，以使得可以简化CQI计算。在等式21中，在R=N_t的情况下，是预编译器。例如，预编译器的第0列和第2列构成的子集可以用作R=2的预编译器，并且可以由(0,2)表示。在此，可以由旋转DFT矩阵或其他类型的码本构成。

另一方面，为了增加开环环境下的分集增益，基于上述预编译器可以通过根据特定资源利用另一个预编译器代替预编译器最大化波束分集增益。例如，如果使用等式17的预编译器，则根据特定资源应用预编译器的方案可以由以下等式22表示。

[等式22]

$P_{N_t\×R,n,m}\left(k\right)=W_{k\mathrm{mod}{n}_c}\⊗P_{k\mathrm{mod}{m}_c}$

在等式22中，k是特定资源区域。用于特定资源区域k的预编译矩阵通过等式22中所示的模运算确定。在等式22中，n_c是用于矩阵W的码本的大小，并且m_c是用于矩阵P的码本的大小。n_c和m_c中的每个可以对应于每个子集。

当应用如等式22中所示的两个矩阵的循环时，分集增益可以被最大化并且可能增加复杂性。从而，可以将长期循环应用至特定矩阵，并且可以将短期循环应用至剩余矩阵。

例如，可以根据PRB索引将模运算应用至矩阵W，并且可以根据子帧索引将模运算应用至矩阵P。可替换地，可以根据子帧索引将模运算应用至矩阵W，并且可以根据PRB索引将模运算应用至矩阵P。

在另一个示例中，可以根据PRB索引将模运算应用至矩阵W，并且可以根据子带索引将模运算应用至矩阵P。可替换地，可以根据子帧索引将模运算应用至矩阵W，并且可以根据PRB索引将模运算应用至矩阵P。

另外，可以将基于模运算的预编译器循环仅应用至两个矩阵中的一个，并且另一个矩阵可以是固定的。

当使用两个矩阵构建预编译器时，码本结构可以通过如等式9至等式12中所示的内积表示，或者码本结构还可以通过如等式13中所示的Kroneker乘积表示。

用于8个Tx天线的码本结构的详细信息

基于可应用至包括最多8个Tx天线的系统的预编译器结构，以下将描述用于通过其预编译可应用至MIMO系统的详细信息（预编译器大小、因数分量等）的本发明的实施例。另外，以下将描述能够支持各种天线配置的示例性预编译结构。

码本结构

用于8个Tx天线的码本可以通过两个基本矩阵的组合配置。与上述说明相关联，可以使用两种组合方法。两种组合方法之一通过内积实现，并且其他组合方法通过Kroneker乘积实现。

首先，通过两个基本矩阵的内积表示的码本如以下等式23中所示。

[等式23]

$W={\tilde{W}}_1{\tilde{W}}_2$

如果用于8个Tx天线的码本以内积的形式表示，则用于共极化天线组的第一基本矩阵可以通过等式24中所示的对角矩阵表示。

[等式24]

${\tilde{W}}_1=\left[\begin{array}{cc}{W}_1& 0\\ 0& W_1\end{array}\right](W_1:4\×N)$

另外，如果第二基本矩阵被用于调节极子之间的相对相位，则第二基本矩阵可以由单位矩阵表示。另外，对于用于8个Tx天线的码本的高秩，第二基本矩阵可以如等式25中所示表示。在等式25中，第二基本矩阵的第一行的系数‘1’和第二基本矩阵的第二行的系数（a）之间的关系被用于调节上述相对相位。

[等式25]

${\tilde{W}}_2=\begin{array}{}\left[\begin{array}{c}I\\ \mathrm{aI}\end{array}\right]\end{array}(I:N\×N)$

从而，可以使用第一基本矩阵和第二基本矩阵的内积由以下等式26表示用于8个Tx天线的码本。

[等式26]

$W=\left[\begin{array}{cc}{W}_1& 0\\ 0& W_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}I\\ \mathrm{aI}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{W}_1\\ a{W}_1\end{array}\right]$

由等式26中所示的内积表示的码本可以使用以下等式27中所示的Kroneker乘积表示。

[等式27]

$W=W_2\⊗W_1(W_1:4\×N,W_2:2\×M)$

基于DFT的码本

（n×n）DFT矩阵可以如以下等式28中所示限定。

[等式28]

DFT_N: $D_N(k,n)=\frac{1}{\sqrt{N}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/N),k,n=\mathrm{0,1},...,N-1$

例如，当生成用于8个Tx天线MIMO传输的码本时，最简单的码本可以由以下等式29表示。

[等式29]

DFT_8: $D_8(k,n)=\frac{1}{\sqrt{8}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/8),k,n=\mathrm{0,1},...,7$

在等式29中所示的DFT_8码本中，8个列可以被限定为具有不同响应的预编译权重。

当构建空间信道时，在ULA环境下的Tx天线的响应可以由以下等式30表示。

[等式30]

$a_t\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{1}{\sqrt{8}}\left[\begin{array}{cccccccc}1& e^{-j2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}& e^{-j2\mathrm{\π}\frac{2d}{\mathrm{\λ}}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}& e^{-j2\mathrm{\π}\frac{3d}{\mathrm{\λ}}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}& e^{-j2\mathrm{\π}\frac{4d}{\mathrm{\λ}}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}& e^{-j2\mathrm{\π}\frac{5d}{\mathrm{\λ}}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}& e^{-j2\mathrm{\π}\frac{6d}{\mathrm{\λ}}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}& e^{-j2\mathrm{\π}\frac{7d}{\mathrm{\λ}}}\end{array}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\right]$

在等式30中，d是天线之间的间隔或距离，并且λ是中间频率的波长。相位θ是平面波和天线阵列之间的角度，并且可以由DoA（波达方向）或AoA（波达角度）表示。在高相关性（或高度相关的）信道中，基于由等式29获得的码本的Tx天线响应可以通过与等式30相关的内积获得。对于上述原因，等式30的矢量根据天线阵列还可以称为用于传输（Tx）方向或接收（Rx）方向的导向矢量。

图24示出等式29中所示的DFT_8码本的天线响应。在图24中，垂直轴表示天线频率响应的幅度，并且水平轴表示由弧度值表示的θ的值。在图24中示出每个都具有最大频率响应的8个抛物线部分。每个抛物线部分都可以指示由DFT_8码本的列矢量构建的天线响应。DFT_8码本的第一列矢量在θ=0°（0rad）处具有最大天线响应，第二列矢量在θ=14°（约0.24rad）处具有最大天线响应，第三列矢量在θ=30°（约0.52rad）处具有最大天线响应，第四列矢量在θ=49°（约0.85rad）处具有最大天线响应，第五列矢量在θ=90°（约1.57rad）处具有最大天线响应，第六列矢量在θ=-49°（约-0.85rad）处具有最大天线响应，第七列矢量在θ=-30°（约-0.52rad）处具有最大天线响应，并且第八列矢量在θ=-14°（约0.24rad）处具有最大天线响应。根据本发明，为了便于说明和更好地理解本发明，天线响应可以称为波束。即，DFT_8可以生成为0°、14°、30°、49°、90°、-49°、-30°、或-14°的波束。

为了形成更密集的波束，DFT矩阵可以被配置成具有小参考相位。例如，根据需要，可以使用等式31中所示的过采样DFT矩阵。

[等式31]

DFT_N*a: $D_{N*a}(k,n)=\frac{1}{\sqrt{N}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/(N*a)),k=\mathrm{0,1},...,N-1n=\mathrm{0,1},...,(N*a)-1$

在等式31中，N是Tx天线的数量，a是过采样系数，k是天线索引，并且n是码本索引。基于等式31的码本可以使用N个Tx天线形成具有不同相位的（Nxa）波束。例如，假设当构建用于8个Tx天线的DFT码本时应用两次过采样，则可以使用以下等式32。

[等式32]

DFT_16: $D_{16}(k,n)=\frac{1}{\sqrt{8}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/(8*2)),k=\mathrm{0,1},...,8n=\mathrm{0,1},...,15$

用于8个Tx天线的16个矢量可以使用上述等式32构建，并且可以如图25中所示表示相关联的天线响应。

等式31和等式32中所示的码本适用于ULA天线配置。

另一方面，作为用于有效地支持双极化天线配置的码本结构，根据需要，可以优选使用等式22、等式23至等式27中所示的块-对角-形状的码本结构。在使用块-对角-形状的矩阵的情况下，布置在对角位置的元素可以由支持4个Tx天线的码本构成。另外，支持2个Tx天线的码本可以用于组合两个共极化天线。在该情况下，作为用于4个Tx天线的码本和用于2个Tx天线的码本，可以使用DFT-形状的码本。可替换地，在3GPP LTE版本8/9中限定的码本可以如表4和表5中所示使用。特别地，当使用DFT-形状的码本时，可以使用以下等式33中所示的码本。

[等式33]

DFT_2: $D_2(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/2),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1}$

DFT_4: $D_4(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/4),k=\mathrm{0,12,3}n=\mathrm{0,1,2,3}$

在等式33中，DFT_2可以生成（2x2）矩阵，并且DFT_4可以生成（4x4）矩阵，如以下等式34中所示。

[等式34]

DFT_2: $W_2=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right]$

DFT_4: $W_1=\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& -j& -1& j\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& j& -1& -j\end{array}\right]$

在等式34中，W₂可以由具有两个矢量的矩阵构成，并且W₁可以由具有四个矢量的矩阵构成。当使用等式34中所示的W₁和W₂构建等式17中所示的8个Tx天线码本作为基本码本时，可以获得以下等式35。

[等式35]

$W=W_2\⊗W_1=\left[\begin{array}{cccccccc}1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1\\ 1& -j& -1& j& 1& -j& -1& j\\ 1& -1& 1& -1& 1& -1& 1& -1\\ 1& j& -1& -j& 1& j& -1& -j\\ 1& 1& 1& 1& -1& -1& -1& -1\\ 1& -j& -1& j& -1& j& 1& -j\\ 1& -1& 1& -1& -1& 1& -1& 1\\ 1& j& -1& -j& -1& -j& 1& j\end{array}\right]$

等式35中所示的码本用作用于8个Tx天线的码本，并且可以由包括8个矢量的矩阵构成。用于由上述码本的8个Tx天线构成的ULA天线配置的天线响应可以如图26所示表示。

参考图26，通过DFT_4和DFT_2的组合获得的码本仅具有四个天线响应，反之其具有8个元素，因为由两个码本构成的码本元素相互之间的相位为90度。能够由两个基本矩阵的任一个矩阵元素表示的最小相位值可以被确定为能够由码本表示的天线响应的最小间隔。DFT_4可以表示90°的相位，并且DFT_2可以扩展至180°的相位。从而，假设使用具有用于4个Tx天线码本的更密间隔的DFT_8，能够被表示的频率响应的间隔增加。可以如以下等式36所示生成具有根据等式31的已经两次过采样的4个Tx天线码本。

[等式36]

DFT_8: $D_8(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/8),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},...,7$

在等式36中，DFT_8可以生成（4×8）矩阵，如以下等式37中所示。

[等式37]

$W_1=\frac{1}{\sqrt{4}}\left[\begin{array}{cccccccc}{e}^{j0\·0/8}& e^{j0\·1/8}& e^{j0\·2/8}& e^{j0\·3/8}& e^{j0\·4/8}& e^{j0\·5/8}& e^{j0\·6/8}& e^{j0\·7/8}\\ e^{j1\·0/8}& e^{j1\·1/8}& e^{j1\·2/8}& e^{j1\·3/8}& e^{j1\·4/8}& e^{1\·5/8}& e^{j1\·6/8}& e^{j1\·7/8}\\ e^{2\·0/8}& e^{j2\·1/8}& e^{j2\·2/8}& e^{j2\·3/8}& e^{j2\·4/8}& e^{j2\·5/8}& e^{2\·6/8}& e^{j2\·7/8}\\ e^{j3\·0/8}& e^{j3\·1/8}& e^{j3\·2/8}& e^{j3\·3/8}& e^{j3\·4/8}& e^{j3\·5/8}& e^{j3\·6/8}& e^{j3\·7/8}\end{array}\right]$

每个都由4个元素构成的8个矢量由等式37表示。等式37中所示的矩阵还可以具有相移的对角矩阵组合，如以下等式38中所示。

[等式38]

$W_1=\frac{1}{\sqrt{4}}\left[\begin{array}{cccc}{e}^{j0\·4\·m/8}& 0& 0& 0\\ 0& e^{j1\·4\·m/8}& 0& 0\\ 0& 0& e^{j2\·4\·m/8}& 0\\ 0& 0& 0& e^{j3\·4\·m/8}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{e}^{j0\·0/8}& e^{j0\·1/8}& e^{j0\·2/8}& e^{j0\·3/8}\\ e^{j1\·0/8}& e^{j1\·1/8}& e^{j1\·2/8}& e^{j1\·3/8}\\ e^{j2\·0/8}& e^{j2\·1/8}& e^{j2\·2/8}& e^{j2\·3/8}\\ e^{j3\·0/8}& e^{j3\·1/8}& e^{j3\·2/8}& e^{j3\·3/8}\end{array}\right],m=\mathrm{0,1}$

已经过采样两次的4个Tx天线码本（即，等式36的DFT_8）被用作单个基本矩阵（W₁），并且被配置成使用DFT_2的2个Tx天线码本（即，等式33的DFT_2）被用作另一个基本矩阵（W₂）。使用等式17生成的8个Tx天线码本可以由以下等式39表示。

[等式39]

DFT_2: $W_2=D_2(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/2),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1}$

DFT_8: $W_1=D_8(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/8),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},...,7$

$W=W_2\⊗W_1$

可以如图27中所示表示用于由等式39获得的8个Tx天线码本的天线响应。

图27中所示的天线响应与图24中所示的天线响应（示出等式29的8个Tx天线码本的天线响应）相同。通过等式39获得的8个Tx天线码本由16个矢量构成，并且通过等式29获得的其他8个Tx天线码本由8个矢量获得。等式39的码本中的8个矢量可以与等式29的码本中的8个矢量完全相同，或者等式39的码本的所有元素（即，8个矢量）的符号被反转（即，‘+’被反转为‘-’，并且‘-’被反转为‘+’），使得等式39的码本的反转结果对应于等式29的码本。从而，根据需要，等式39的码本的天线响应可以与等式29的码本的天线响应相同。另外，8个附加矢量在等式39中示出，并且由8个附加矢量形成的波束具有两个小尺寸的天线响应。

在以下等式40至等式53中所示的基本码本可以根据过采样因素限定。

[等式40]

DFT_2: $W_2=D_2(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/2),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1}$

DFT_12: $W_1=D_{12}(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/12),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},...,11$

[等式41]

DFT_2: $W_2=D_2(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/2),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1}$

DFT_16: $W_1=D_{16}(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/16),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},...,15$

[等式42]

DFT_4: $W_2=D_4(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/4),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1},\mathrm{2,3}$

DFT_4: $D_4(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/4),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},\mathrm{2,3}$

[等式43]

DFT_4: $W_2=D_4(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/4),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1},\mathrm{2,3}$

DFT_8: $W_1=D_8(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/8),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},...,7$

[等式44]

DFT_4: $W_2{=D}_4(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/4),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1,2,3}$

DFT_12: $W_1=D_{12}(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/12),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},...,11$

[等式45]

DFT_4: $W_2{=D}_4(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/4),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1,2,3}$

DFT_16: $W_1=D_{16}(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/16),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},...,15$

[等式46]

DFT_8: $W_2=D_8(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/8),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1},...,7$

DFT_4: $D_4(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/4),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},\mathrm{2,3}$

[等式47]

DFT_8: $W_2=D_8(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/8),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1},...,7$

DFT_8: $W_1=D_8(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/8),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},...,7$

[等式48]

DFT_8: $W_2=D_8(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/8),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1},...,7$

DFT_12: $W_1=D_{12}(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/12),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},...,11$

[等式49]

DFT_8: $W_2=D_8(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/8),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1},...,7$

DFT_16: $W_1=D_{16}(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/16),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},...,15$

[等式50]

DFT_16: $W_2=D_8(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/16),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1},...,15$

DFT_4: $D_4(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/4),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},\mathrm{2,3}$

[等式51]

DFT_16: $W_2=D_8(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/16),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1},...,15$

DFT_8: $W_1=D_8(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/8),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},...,7$

[等式52]

DFT_16: $W_2=D_8(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/16),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1},...,15$

DFT_12: $W_1=D_{12}(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{kn}/12),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},...11$

[等式53]

DFT_16: $W_2=D_8(k,n)=\frac{1}{\sqrt{2}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/16),k=\mathrm{0,1}n=\mathrm{0,1},...,15$

DFT_16: $W_1=D_{16}(k,n)=\frac{1}{\sqrt{4}}\exp (-j2\mathrm{\πkn}/16),k=\mathrm{0,1,2,3}n=\mathrm{0,1},...15$

等式40至等式53示出当过采样被应用至基本码本时生成的码本格式。等式40至等式53可以以矩阵格式表示。另外，根据需要，等式40至等式53还可以与相位对角矩阵组合。

由过采样后的基本矩阵的组合生成的码本可以由高分辨率码本构成。上述码本可以由形成更密波束的码本构成。与以上说明相关联，虽然反馈开销减少，但波束分辨率未大幅劣化。从基本矩阵或通过两个基本矩阵（即，应用用于基本矩阵或码本索引的子采样）的组合形成的码本排除一些索引，使得对除了一些索引之外的剩余索引执行反馈，并且可以根据反馈结果确定预编译器。

假设从两个基本矩阵中的特定矩阵选择预编译器，则从其他基本矩阵中选择预编译器可以取决于先前选择的预编译器。

图28至图43图示利用用于两个基本矩阵中的每个的过采样因素改变的天线响应。假设用于第一基本矩阵的过采样因素由OS1（OS1＝1、2、3、或4）表示，并且第二基本矩阵的过采样因素由OS2（OS2=1、2、3或4）表示，各个组合的天线响应（在图28至图43中所示的）可以由以下表8表示。例如，假设用于第一基本矩阵的过采样因素由OS1=3表示，并且用于第二基本矩阵的过采样因素由OS2=2表示，可以获得图37中所示的天线响应。

[表8]

根据本发明的上述实施例，当使用两个基本矩阵构建应用至最多8个Tx天线传输的预编译器码本时，可以减少反馈开销，并且可以获得高性能码本。另外，可以提供能够以各种天线配置保证优越性能的码本。

图44是根据本发明的实施例的示出MIMO传输和接收方法的流程图。以下将参考图44描述根据本发明的实施例的UL MIMO传输和接收方法。

参考图44，在步骤S4410中，用户设备（UE）可以将第一PMI和第二PMI发射到基站（BS），并且BS可以接收第一和第二PMI。在步骤S4410之前，UE可以通过测量来自BS的DL信道生成信道状态信息（CSI）（例如，RI/PMI/CQI）。在步骤S4410中，UE可以将PMI发射至BS作为CSI反馈。为了防止通过增加的Tx天线（最多8个Tx天线）导致的反馈信息的开销增加，来自BS的DL MIMO传输可以使用两个不同PMI（第一和第二PMI）的组合指示将用于DL传输的预编译矩阵。

在步骤S4420中，BS可以使用码本确定通过第一PMI和第二PMI的组合指示的预编译矩阵。这样的码本可以根据本发明的各种示例构建。在步骤S4430中，BS可以将DL信号映射至R层（其中，1≤R≤8）。层的数量R是秩值。在步骤S4440中，BS能够执行预编译。预编译可以对应于用于将Tx层映射至天线的操作。在步骤S4420中，BS可以使用所决定的预编译矩阵，将通过R层发射的DL信号映射至Tx天线。

在步骤S4450中，BS可以将预编译的DL信号（即，映射至Tx天线的信号）发射至UE，并且UE可以从BS接收预编译的DL信号。在执行步骤S4460之后，UE使用与应用至BS的预编译矩阵相同的预编译矩阵执行所接收的DL信号的处理，使得其可以恢复下行链路信号。例如，UE执行将预编译矩阵的厄米共轭（Hermitian）矩阵乘以所接收的DL信号执行逆预编译，使得其可以恢复下行链路信号。

将参考步骤S4420描述由BS使用（或在BS中预先存储）的码本的示例。例如，假设BS包括2·N个发射（Tx）天线（其中，N是自然数）。例如，BS可以包括8个Tx天线。

在该情况下，用于通过2·N个发射（Tx）天线的MIMO传输的码本可以包括用于偶数R的等式54中所示的矩阵。

[等式54]

$\left[\begin{array}{cc}{W}_1& W_1\\ a{W}_1& -a{W}_1\end{array}\right]$

等式54的矩阵具有与等式12相关的特征。例如，a是用于调节相对相位的特定值。另外，由于W₂具有如等式12中所示的2×2的大小，所以W₁可以由对应于Tx天线的数量的一半的N行构成，或者可以由对应于Tx天线的数量（秩）的一半的R/2列构成。换句话说，W₁可以由N×(R/2)大小的矩阵构成。另外，W₁可以由DFT矩阵构成。例如，W₁可以由用于表4中所示的4个Tx天线的码本的矩阵构成。

如果R是偶数，则W₁可以由矩阵[v1…v(R/2)]构成。即，W₁可以由R/2列矢量构成。例如，W₁可以由两个列矢量[v1v2]构成。在该情况下，W₁是N×(R/2)矩阵，并且v1…v(R/2)中的每个都可以由(N×1)矩阵构成。另外，v1…v(R/2)中的每个可以由DFT矩阵构成。

从而，假设Tx层的数量是4（即，R=4），W₁可以由以下等式55表示。W₁可以具有与表6中所示的秩4的码本相同的格式。

[等式55]

$\left[\begin{array}{cccc}v1& v2& v1& v2\\ a\·v1& a\·v2& -a\·v1& -a\·v2\end{array}\right]$

另外，根据本发明的示例的码本可以具有嵌套特性。例如，假设Tx层的数量由3≤R≤7表示，则用于R层的预编译矩阵可以由(R+1)层的预编译矩阵的列子集构成。例如，如表6中所示，秩7的码本可以被配置成从秩8的码本排除一列，并且秩5的码本可以被配置成从秩6的码本排除一列。可替换地，秩3的码本可以被配置成从秩4的码本排除一列。

与用于发射/接收如图44中所示的基于码本的信号的方法相关联，在上述实施例中描述的内容可以被相互独立地使用或者两个或更多实施例可以被同时应用，并且为了说明的方便和清楚起见，可以省略相同的部分。

另外，本发明的原理还可以应用至根据本发明的UL MIMO传输和接收，不仅与基站（BS）和中继节点（RN）（用于在回程上行链路和回程下行链路中使用）之间的MIMO传输，而且与RN和UE（用于在接入上行链路和接入下行链路中使用）之间的MIMO传输相关联。

图45是根据本发明的实施例的BS装置和UE装置的框图。

参考图11，BS（或eNB）装置4510可以包括接收（Rx）模块4511、传输（Tx）模块4512、处理器4513、存储器4514、以及多个天线4515。多个天线4515可以包含在支持MIMO传输和接收的BS装置中。接收（Rx）模块1111可以在从UE开始的上行链路上接收各种信号、数据和信息。传输（Tx）模块4512可以在用于UE的下行链路上发射各种信号、数据和信息。处理器4513可以为BS装置1110提供整体控制。

可以构建成根据本发明的一个实施例的BS装置4510以通过2·N（N为自然数）个Tx天线发射下行链路信号。BS装置的存储器4514可以存储包括预编译矩阵的码本。BS装置的处理器4513可以被配置成通过Rx模块4511从UE接收第一和第二PMI。处理器4513可以被配置成从存储在存储器4514中的码本决定由第一和第二PMI的组合指示的预编译矩阵。处理器4513可以被配置成将DL信号映射至R层（其中，1≤R≤8）。处理器4513可以被配置成使用预编译矩阵预编译映射至R层的DL信号。通过Tx模块4512，处理器4513可以被配置成在2·N个Tx天线上将预编译信号发射至UE。在该情况下，当R是偶数时，预存储的码本可以包括等式54的预编译矩阵。如等式54中所示，W₁是N×(R/2)矩阵，并且a是关于相位的系数。

BS装置4510的处理器4513处理在BS装置4510处接收的信息和传输信息。存储器4514可以存储处理的信息预定时间。存储器4514可以用诸如缓冲器（未示出）的组件代替。

参考图45，UE装置4520可以包括接收（RX）模块4521、传输（Tx）模块4522、处理器4523、存储器4524、以及多个天线4525。多个天线4525可以包含在支持MIMO传输和接收的UE装置中。接收（Rx）模块4521可以在从eNB开始的下行链路上接收各种信号、数据和信息。传输（Tx）模块4522可以在用于eNB的上行链路上发射多种信号、数据和信息。处理器4523可以给UE装置4520提供整体控制。

根据本发明的一个实施例的UE装置4520可以被构建为处理从包括2·N（N是自然数）个Tx天线的BS装置4510发射的下行链路信号。UE装置的存储器4524可以存储包括预编译矩阵的码本。UE装置的处理器4523可以被配置成通过Rx模块4511将指示选自存储在存储器4524中的码本的预编译矩阵的第一和第二PMI发射至BS装置4510。处理器4523可以被配置成通过Rx模块4521接收在2·N个Tx天线上发射的DL信号。更详细地，DL信号通过BS装置4510映射至R层（其中，1≤R≤8），并且然后通过由第一PMI和第二PMI的组合指示的预编译矩阵进行预编译。处理器4523可以被配置成使用预编译矩阵处理DL信号。在该情况下，当R是偶数时，预先存储的码本可以包括等式54的预编译矩阵。如等式54中所示，W₁是N×(R/2)矩阵，并且a是关于相位的系数。

UE装置4520的处理器4523处理在UE装置4520处接收的信息和传输信息。存储器4524可以存储处理的信息预定时间。存储器4524可以用诸如缓冲器（未示出）的组件代替。

可以实现以上eNB和UE装置的特定配置，使得可以独立地执行本发明的各种实施例，或者同时执行本发明的两个或更多实施例。为了清楚起见，在此不描述冗余问题。

图45中所示的BS装置4510还可以应用至用作DL传输实体或UL接收实体的中继节点（RN），并且图45中所示的UE装置4520还可以应用至用作DL接收实体或UL传输实体的中继节点（RN）。

本发明的上述实施例可以通过多种装置实现，例如，硬件、固件、软件或它们的组合。

在通过硬件实现本发明的情况下，本发明可以利用专用集成电路（ASIC）、数字信号处理器（DSP）、数字信号处理设备（DSPD）、可编程逻辑器件（PLD）、场可编程门阵列（FPGA）、处理器、控制器、微控制器、微处理器等实现。

如果本发明的操作或功能通过固件或软件实现，则本发明可以以各种格式的形式实现，例如，模块、过程、功能等。软件代码可以存储在存储单元中，使得其可以由处理器驱动。存储器单元位于处理器的内部或外部，使得其可以经由各种众所周知的部件与前述处理器通信。

给出本发明的示例性实施例的详细说明以使本领域技术人员实现和实践本发明。虽然已经参考示例性实施例描述了本发明，但是本领域技术人员将想到，可以在不脱离在所附权利要求中描述的本发明的精神和范围的情况下，在本发明中做出多种修改和改变。例如，本领域技术人员可以相互结合地使用在以上实施例中描述的每种结构。从而，本发明不应该限于在此描述的特定实施例，而是应该符合与在此披露的原理和新特征一致的最广泛范围。

本领域技术人员将想到，本发明可以以除了在此阐述的那些之外的其他特定方式实现，而不脱离本发明的精神和实质特征。从而，以上示例性实施例将在所有方面被解释为示例性的并且不是限制性的。本发明的范围应该由所附权利要求和它们的合法等价物确定，而不通过以上说明确定，并且落入所附权利要求的意义和等价范围内的所有改变都旨在包括于此。而且，在所附权利要求中未明确地阐述的权利要求可以被组合作为本发明的示例性实施例或者被包括作为在提交申请之后的随后修改的新权利要求，这对于本领域技术人员来说是显而易见的。

【工业适用性】

本发明的实施例可应用至各种移动通信系统。

Claims (8)

1.一种通过基站(BS)使用2·N个发射(Tx)天线发射下行链路信号的方法，所述方法包括：

从用户设备(UE)接收第一预编译矩阵索引(PMI)和第二预编译矩阵索引(PMI)；

基于在预先存储的码本中的所述第一PMI和所述第二PMI的组合确定预编译矩阵；

将所述下行链路信号映射到R层；

通过将所确定的预编译矩阵应用至被映射的下行链路信号执行预编译；以及

通过2·N个Tx天线将预编译信号发射至所述用户设备(UE)，

其中，当R是偶数时，所述预先存储的码本包括以 $\left[\begin{array}{cc}{W}_1& W_1\\ a{W}_1& {-\mathrm{aW}}_1\end{array}\right]$ 形式配置的预编译矩阵，这里，W₁是N×(R/2)矩阵，并且a是相位的系数，

其中，N是自然数，并且1≤R≤8。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述W₁是离散傅里叶变换(DFT)矩阵。

3.根据权利要求1所述的方法，其中：

如果R等于4(R＝4)，则所述预存储的码本包括以 $\left[\begin{array}{cccc}v1& v2& v1& v2\\ a\·v1& a\·v2& -a\·v1& -a\·v2\end{array}\right]$ 形式配置的预编码矩阵，

其中，以[v1v2]形式配置W₁，v1是具有N×1大小的第一类型的矢量，v2是具有N×1大小的第二类型的列矢量。

4.根据权利要求1所述的方法，其中：

如果R由3≤R≤7表示，则R层的预编译矩阵由R+1层的预编译矩阵的列子集构成。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，N被设置为4(N＝4)。

6.一种通过用户设备(UE)使用2·N个发射(Tx)天线处理下行链路信号的方法，所述方法包括：

将指示选自预先存储的码本的预编译矩阵的第一预编译矩阵索引(PMI)和第二预编译矩阵索引(PMI)发射至基站(BS)；

从基站(BS)接收所述下行链路信号，所述下行链路信号被映射至R层，通过基于所述第一PMI和所述第二PMI的组合确定的预编译矩阵进行预编译，并且然后通过2·N个Tx天线发射；以及

使用所述预编译矩阵处理所述下行链路信号，

其中，当R是偶数时，所述预先存储的码本包括以 $\left[\begin{array}{cc}{W}_1& W_1\\ a{W}_1& {-\mathrm{aW}}_1\end{array}\right]$ 形式配置的预编译矩阵，这里，W₁是N×(R/2)矩阵，以及a是相位的系数，

其中，N是自然数，并且1≤R≤8。

7.一种用于发射下行链路信号的基站(BS)，包括：

2·N个发射(Tx)天线；

传输(Tx)模块，所述传输(Tx)模块用于通过所述2·N个Tx天线将所述下行链路信号发射至用户设备(UE)；

接收(Rx)模块，所述接收(Rx)模块用于从所述用户设备(UE)接收上行链路信号；

存储器，所述存储器用于存储包括预编译矩阵的码本；以及

处理器，所述处理器用于控制所述基站(BS)，

其中，所述处理器使所述接收(Rx)模块从用户设备(UE)接收第一预编译矩阵索引(PMI)和第二预编译矩阵索引(PMI)，基于存储在所述存储器中的所述码本中的所述第一PMI和所述第二PMI的组合确定预编译矩阵，将所述下行链路信号映射至R层，通过将所确定的预编译矩阵应用至被映射的下行链路信号来执行预编译，并且允许所述传输(Tx)模块通过2·N个Tx天线将所述预编译信号发射至所述用户设备(UE)，以及

其中，当R为偶数时，所述预先存储的码本包括以 $\left[\begin{array}{cc}{W}_1& W_1\\ a{W}_1& {-\mathrm{aW}}_1\end{array}\right]$ 形式配置的预编译矩阵，这里，W₁是N×(R/2)矩阵，并且a是相位的系数，

其中，N是自然数，并且1≤R≤8。

8.一种用于处理从包括2·N个发射(Tx)天线的基站接收的下行链路信号的用户设备(UE)，包括：

接收(Rx)模块，所述接收(Rx)模块用于从基站(BS)接收所述下行链路信号；

传输(Tx)模块，所述传输(Tx)模块用于将上行链路信号发射至所述基站(BS)；

存储器，所述存储器用于存储包括预编译矩阵的码本；以及

处理器，所述处理器用于控制所述用户设备(UE)，

其中，所述处理器使得所述传输(Tx)模块能够将指示从预先存储在所述存储器中的码本选择的预编译矩阵的第一预编译矩阵索引(PMI)和第二预编译矩阵索引(PMI)发射至基站(BS)；使得所述接收(Rx)模块能够从所述基站(BS)接收所述下行链路信号，所述下行链路信号被映射至R层，通过基于所述第一和第二PMI的组合确定的预编译矩阵进行预编译，并且然后通过所述2·N个Tx天线发射；并且使用所述预编译矩阵处理所述下行链路信号，以及

其中，当R是偶数时，所述预先存储的码本包括以 $\left[\begin{array}{cc}{W}_1& W_1\\ a{W}_1& {-\mathrm{aW}}_1\end{array}\right]$ 形式配置的预编译矩阵，这里，W1是N×(R/2)矩阵，并且a是相位的系数，

其中，N是自然数，并且1≤R≤8。