JP2013258809A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの磁石の温度又は磁束の推定精度を高めたモータ制御装置を提供する。
【解決手段】電源から入力される電力を変換し、モータ１０に供給するインバータ７と、モータ１０の状態を検出するセンサと、センサの検出値に基づいて、インバータ７からモータ１０に出力される交流電流を制御する制御手段とを備え、制御手段は、インバータ７を制御する指令値の特性、又は、当該指令値に対するモータ１０の出力もしくはインバータ７の出力の理想応答特性を示す第１特性、及び、指令値に対してセンサで検出された検出値の特性を示す第２特性から、モータ１０に設けられた磁石の温度又は磁束の推定値を推定する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、モータ制御装置に関するものである。

ステータの外周を冷却するモータ冷却油の温度及びステータコイルの温度を入力して、モータ冷却油と、ステータコイルとロータ磁石の熱モデル（温度、発熱量、熱抵抗との関係）と、に基づいてロータ磁石温度を推定し、推定された磁石温度に基づいてモータを制御するモータ制御装置が知られている（特許文献１）。

特開２００８−２４５４８６号公報

しかしながら、熱の伝達経路が複雑な熱モデルをもつ装置において、上記の方法では、磁石の温度の推定精度が低いという問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、モータの磁石の温度又は磁束の推定精度を高めたモータ制御装置を提供することである。

本発明は、モータを制御する指令値の特性、あるいは、当該指令値に対するモータの出力又はインバータの出力の理想応答特性を示す第１特性、及び、指令値に対してセンサで検出された検出値の特性を示す第２特性から、モータに設けられた磁石の温度又は磁束の推定値を推定することによって上記課題を解決する。

本発明は、第２特性がモータの磁石温度又は磁束に対して依存性をもっているため、第１特性に対する第２特性に基づいて磁石の温度又は磁束を推定することで、磁石の温度又は磁束の推定精度を高めることができる。

本発明の実施形態に係るインバータ制御装置（モータ制御装置）のブロック図である。 図１のモータにおいて、磁石温度に対する磁束の特性を示すグラフである。 図１のインバータ制御装置において、時間に対する、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）の特性、ｄｑ軸電流の理想応答特性及びｄｑ軸電流の検出値の特性を示すグラフである。 図１のインバータ制御装置において、時間に対する、ｄ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊）の特性、ｄ軸電流の理想応答特性及びｄ軸電流の検出値の特性を示すグラフである。 図１のインバータ制御装置において、時間に対する、ｑ軸電流指令値（ｉ_ｑ ^＊）の特性、ｑ軸電流の理想応答特性及びｑ軸電流の検出値の特性を示すグラフである。 図１のインバータ制御装置において、制御パラメータと誤差関数の演算値との関係を示すグラフである。 図３に示した理想応答特性と検出値の特性を、それぞれ一般化した場合の特性を示すグラフである。 本発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。 図７のインバータ制御装置において、時間に対する、ｄ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊）の特性、ｄ軸電流の理想応答特性及びｄ軸電流の検出値の特性を示すグラフである。 図７のインバータ制御装置において、時間に対する、ｑ軸電流指令値（ｉ_ｑ ^＊）の特性、ｑ軸電流の理想応答特性及びｑ軸電流の検出値の特性を示すグラフである。 本発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。 本発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。 本発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置において、制御手順を示すフローチャートである。 本発明の変形例に係るインバータ制御装置において、制御手順を示すフローチャートである。 本発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置のＰＩ−ｄｑ電流制御部に含まれるフィルタのブロック図である。 本発明の変形例に係るインバータ制御装置のブロック図である。 本発明の変形例に係るインバータ制御装置のブロック図である。 本発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置において、モータ１０の磁石の磁束に対するインダクタンスの特性を示すグラフである。 本発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。 図１７のインバータ制御装置において、時間に対する、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊）の特性、ｄｑ軸電圧の理想応答特性及びｄｑ軸電圧の検出値の特性を示すグラフである。 本発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。 図１９のインバータ制御装置において、時間に対する、トルクの理想応答特性及びトルクの検出値の特性を示すグラフである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

《第１実施形態》
図１は、発明の実施形態に係るモータ制御装置のブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例のモータ制御装置を電気自動車に設ける場合に、三相交流誘導モータ１０（以下単にモータ１０）は、走行駆動源として駆動し、電気自動車の車軸に結合されている。なお本例のモータ制御装置はインバータを制御することによってモータを制御するものを例に挙げて説明し、以下ではインバータ制御装置と記載する。また、本例のモータ制御装置は、例えばハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電気自動車以外の車両にも適用可能である。なお、本例におけるモータ１０は、ロータに永久磁石を備えると共にステータに多相巻線を有した一般的なＩＰＭモータであり、説明は省略する。

本例のインバータ制御装置は、モータ１０の各相の巻線に流れる電流（交流電流）を制御することによってモータ１０の動作を制御するモータ制御装置であって、電流指令値演算部１と、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２と、非干渉制御部３と、ｄｑ−３相変換部４と、変調率演算部５と、三角波比較部６と、インバータ７（回路手段）と、直流電源８と、電流センサ９と、モータ１０と、位置センサ（ＰＳ）１１と、角速度演算部１２と、ｄｑ−３相変換部１３と、推定部２０を備えている。

電流指令値演算部１は、モータ１０の出力トルクの目標値として外部より入力されるトルク指令値（Ｔ）、角速度演算部１２の出力であり、モータ１０の回転速度に相当する角速度（ω）及び直流電源８の検出電圧である電圧（Ｖ_ｄｃ）を入力とし、インバータ７を制御するための電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）を演算し、出力する。ここで、ｄｑ軸は、回転座標系の成分を表している。

ＰＩ−ｄｑ電流制御部２は、電流センサ９の検出値に基づき計測されたｄ軸電流（ｉ_ｄ）及びｑ軸電流（ｉ_ｑ）をｄ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊）及びｑ軸電流指令値（ｉ_ｑ ^＊）にそれぞれ一致させるようにフィードバック制御するＰＩフィードバック制御器である。ＰＩ−ｄｑ電流制御部２の入力側には、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）とｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）との偏差をとる減算器が設けられ、減算器の出力がＰＩ−ｄｑ電流制御部２に入力される。そして、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）に対してｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を、定常的な偏差なく所定の応答性で追随させるよう制御演算を行い、ｄｑ軸の電圧指令値（ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊）を出力する。

非干渉制御部３は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）及び角速度（ω）を入力として、ｄｑ軸非干渉電圧（ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊、ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊）を演算する制御器である。非干渉制御部３には、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２の干渉成分（干渉電圧）を打ち消すための非干渉電圧のマップが予め記憶されており、入力値に対して当該マップを参照することで、ｄｑ軸非干渉電圧（ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊、ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊）を演算する。

ＰＩ−ｄｑ電流制御部２及び非干渉制御部３の出力側には加算器が設けられている。当該加算器において、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２及び非干渉制御部３から出力される電圧指令値を加算することで非干渉電圧が補正され、加算器からｄｑ−３相変換部４への出力値が、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_ｄ、ｖ_ｑ）となる。

ｄｑ−３相変換部４は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_ｄ、ｖ_ｑ）及び角速度演算部１２で演算される電気角（θ）を入力として、下記の式１を用いて、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_ｄ、ｖ_ｑ）を固定座標系のｕ、ｖ、ｗ軸の電圧指令値（ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）に座標変換し、変調率演算部５に出力する。

変調率演算部５は、直流電源８の電圧（Ｖ_ｄｃ）に基づいて、所定の演算式により
直流電源８の直流電圧に対するモータ１０への供給電圧の割合で示される変調率を演算する。変調率が高い場合には、モータ１０への供給電圧の波形が正弦波ではなく歪んだ波形になる。変調率演算部５は、予め設定された変調率閾値と演算された変調率とをを比較し、変調率が高い場合には、モータ１０への供給電圧波形を正弦波に近づけるよう、ｄｑ−３相変換部４から出力される電圧指令値（ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）を変調し、三角波比較部６に出力する（ｍ_ｕ、ｍ_ｖ、ｍ_ｗ）。

三角波比較部６は、キャリアである三角波と、変調率演算部５から入力される指令値とを比較することで、ＰＷＭ信号を生成して、インバータ７に出力する。インバータ７に含まれる複数のスイッチング素子は、当該ＰＷＭ信号に基づいて、オン及びオフを切り替える。

直流電源８は、二次電池を含むバッテリであり、本例の車両の動力源となる。インバータ７は、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のスイッチング素子（図示しない）を対に接続した回路を複数接続した三相インバータ回路により構成されている。各スイッチング素子には、ＰＷＭ信号が入力される。そして、当該スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源８の直流電圧が交流電圧に変換され、モータ１０に入力される。またモータ１０が発電機として動作する場合には、インバータ７はモータ１０から出力される交流電圧を直流電圧に変換し直流電源８に出力する。これにより直流電源８が充電される。

電流センサ９は、Ｕ相及びＷ相にそれぞれ設けられ、相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｗ）を検出し、ｄｑ−３相変換部１３に出力する。ｖ相の電流は、電流センサ９により検出されず、代わりに、ｄｑ−３相変換部１３は入力された相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｗ）からｖ相の相電流（ｉ_ｖ）を演算する。なお、ｖ相の相電流について、ｖ相に電流センサ９を設け、当該電流センサ９により検出してもよい。

モータ１０は、多相モータであり、インバータ７に接続されている。またモータ１０は発電機としても動作する。位置センサ１１は、レゾルバまたはエンコーダなどのセンサにより、モータ１０の磁極の位置を検出するセンサである。位置センサ１１の検出値は角速度演算部１２に出力される。角速度演算部１２は、位置センサ１１からの出力値をカウントすることで、モータ１０の回転子の電気角（θ）を演算し、ｄｑ−３相変換部４、１３に出力する。また角速度演算部１２は、電気角（θ）の時間変化率により角速度（ω）を演算して、電流指令値演算部１及び非干渉制御部３に出力する。

ｄｑ−３相変換部１３は、入力される相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｗ）をｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）に変換して、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２の入力側の減算器に出力する。これにより、ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）がＰＩ−ｄｑ電流制御部２に入力されることになり、本例のインバータ制御装置は電流制御ループによるフィードバック制御を行っている。

推定部２０は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）及び電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）に基づいて、モータ１０の磁石温度を推定する。なお、磁石の温度の推定制御については後述する。

ここで、モータ１０の磁石の温度依存性について、図２を用いて説明する。図２は、モータ１０の磁石において、磁石温度に対する磁束（磁束の量であり、以下単に磁束と記載）の特性を示すグラフ（概略図）である。

図２のグラフａに示すように、低温時（温度Ｔ１）での磁束がＡ_１であったとすると、高温時（温度Ｔ２）の際の磁束はＡ_２に遷移する。そして、温度がＴ２からＴ１に戻った場合には、磁束の状態がＡ_２から元の状態であるＡ_１に戻る。

すなわち、磁石のＢＨカーブは温度依存性をもっており、そのため、磁石の温度が高い場合には、モータ１０の巻線に流れる電流値が同一であっても出力トルクに差異が生じ、トルクの出力制御が悪化する。その結果として、モータ１０の出力効率が落ち、電流応答性も悪化する。ゆえに、本例のようなインバータ制御装置において、モータ１０の磁石の温度を管理することは、モータ１０の制御の応答精度を高めることになる。また、磁石の温度が更に高温となった場合には、磁石の温度が元に戻っても（温度が低下しても）、温度低下に応じて磁束が戻らない所謂不可逆減磁が発生する可能性が有る。このような不可逆減磁を防止する制御を行なう場合においても、モータ１０の磁石の温度を精度良く推定することが必要となる。

次に、本例のインバータ制御装置における、モータ１０の磁石温度に対するｄｑ軸電流の応答性について、図３を用いて説明する。図３は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）に対するｄｑ軸電流の理想応答特性及びｄｑ軸電流の検出値の特性を示すグラフである。グラフａ_１、ｂ_１は電流指令値演算部１から出力されるｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を示し、グラフａ_２、ｂ_２は、磁石温度が所定温度である場合に、インバータ７から出力されるｄ、ｑ軸電流の理想値の応答特性を示し、グラフａ_３、ｂ_３は、磁石温度が当該所定温度と異なる温度である場合に、電流センサ９で検出される検出値（ｄ、ｑ軸電流）の特性を示す。なお、各特性において、駆動周波数は同じ周波数とする。

グラフａ_１、ｂ_１に示すように、ステップ値で示されるｄｑ軸電流指令値が時間（ｔ_１）で入力されると、インバータ７からモータ１０に出力される電流はＰＩ−ｄｑ電流制御部２による応答性により時間遅れをもった特性で出力される。そのため、グラフａ_１、ｂ_１のｄｑ軸電流指令値に対して、電流センサ９の検出値に相当するｄｑ電流は、グラフａ_２、ｂ_２の特性を示す。

この時、グラフａ_２、ｂ_２の特性では、モータ１０の磁石温度を所定温度（例えば３０℃）としており、この所定温度の時のｄｑ軸電流の特性を理想応答特性としている。

そして、理想応答特性の磁石温度に対して、磁石温度が変化すると、ｄｑ軸電流は、グラフａ_３、ｂ_３のように、応答波形が変化する。すなわち、磁石温度が変化すると、ｄｑ軸電流の特性は理想特性に対して振動するような特性を示し、グラフａ_２、ｂ_２の特性とグラフａ_３、ｂ_３の特性との間で誤差が生じる。この誤差は、インバータ７を制御するパラメータが温度依存性をもっていることにより、発生する。そのため、磁石温度の変化はｄｑ軸電流の特性を評価することで推定することができる。本例は、以下に説明するように、ｄｑ軸電流指令値に対して理想応答特性であるｄｑ軸電流特性、及び、ｄｑ軸電流指令値に対して電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流特性から、モータ１０に設けられた磁石の温度を推定する。

まず、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）が任意のタイミングに、ステップ値で入力される。電流センサ９は、当該ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）により動作するインバータ７の相電流を検出する。電流センサ９の検出値は、ｄｑ−３相変換部で変換されて、ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）として減算器に入力される。

推定部２０は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）が入力されるタイミングから所定の期間（Ｔｓ）、ｄｑ−３相変換部１３の出力値をサンプリングすることで、当該期間（Ｔｓ）におけるｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の特性を演算する。所定の期間（ｔｓ）は、図３に示すように、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）に対する応答特性の遅れ時間に応じて設定され、例えば、応答特性が指令値の特性上で安定したと判断できる時間に設定される。

推定部２０には、モータ１０の磁石の温度とインダクタンス（Ｌｄ、Ｌｑ）との対応関係を示すマップが予め格納されている。モータ１０の磁石の温度とインダクタンス（Ｌｄ、Ｌｑ）との間には相関性があり、磁石の温度が高くなると、磁束が下がり、ｄｑ軸のインダクタンス（Ｌｄ、Ｌｑ）は上がる。マップは当該相関性に基づき、磁石の温度とインダクタンス（Ｌｄ、Ｌｑ）との対応関係を示す。

また推定部２０は、磁石温度を上記の所定温度（基準温度）とした場合における、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）に対するｄｑ軸電流の応答特性を理想応答特性として予め設定している。インバータ７、電流センサ９及びモータ１０を含む制御対象の特性は設計段階で決まるため、当該理想応答特性も設計段階で予め決まっている。

推定部２０は、所定期間（Ｔｓ）内に検出されるｄｑ軸電流と理想応答特性で示されるｄｑ軸電流の理想値との差異を、以下の式２で示される誤差関数（ｅ）を用いて誤差を演算することで、評価する。

式２において、ｓｔはｄｑ軸電流指令値の入力開始時間（図３のｔ_１に相当）、Ｘは入力開始時間（ｓｔ）を始点とした誤差関数による評価時間（図３の時間（Ｔｓ）に相当）、ｉ_{ｄ＿ｉｄｅａｌ}、ｉ_{ｑ＿ｉｄｅａｌ}は理想応答特性の理想値、Ｗｄ、Ｗｑはモータ１０の設計に応じた重み係数を示す。また式２は、過渡状態の電流を表す誤差関数である。

これにより、理想温度特性に対応する温度（基準温度）と実際の磁石温度との差異は、上記の誤差関数から演算された数値で表れる。

推定部２０は、誤差関数で演算された演算値に基づきＰＩ−ｄｑ電流制御部２の制御パラメータ（Ｌｄ、Ｌｑ）を設定することで、誤差関数の演算値を小さくするようにＰＩ−ｄｑ電流制御部２を制御する。

磁石温度を一定の温度条件とし、制御パラメータとしてＬｄを変えた場合のｄｑ軸電流の特性を図４ａ、ｂに示す。図４ａは時間に対するｄ軸電流の特性を示し、図４ｂは時間に対するｑ軸電流の特性を示す。図４ａ、ｂにおいて、グラフａ_１、ｂ_１はｄｑ軸電流指令値の特性を、グラフａ_２、ｂ_２は理想応答特性を、グラフａ_３、ｂ_３はｄ軸インダクタンスをＬｄ_３とした場合の電流センサ９の検出値のｄｑ軸電流特性を、グラフａ_４、ｂ_４はｄ軸インダクタンスをＬｄ_４とした場合の電流センサ９の検出値のｄｑ軸電流特性を示す。なお、ｑ軸インダクタンス（Ｌｄ）のパラメータは変えておらず、Ｌｄ_３はＬｄ_４より大きい値とする。

ｄ軸インダクタンスをＬｄ_３とした場合の誤差関数の値（ｅ_３）は、ｄ軸インダクタンスをＬｄ_４とした場合の誤差関数の値より小さくなっており、ｄ軸インダクタンスＬｄ_３の特性は、ｄ軸インダクタンスＬｄ_４の特性と比較して理想応答特性に近づいている。そして、推定部２０のマップ上で、ｄ軸インダクタンス（Ｌｄ_３）に対応する温度をＴ_３とし、ｄ軸インダクタンス（Ｌｄ_４）に対応する温度をＴ_４（＞Ｔ_３）した場合には、図４の温度条件において、ｄ軸インダクタンスのパラメータをＬｄ_４にすると、誤差関数の値（ｅ）がより小さくなり、ｄｑ軸電流特性が理想応答特性により近づいているため、磁石の実際の温度はＴ_４に近い温度になっている。

図５に、磁石温度を一定にした場合の、パラメータ（Ｌｄ）と誤差関数との関係を示す。図５に示すように、誤差関数の演算値（ｅ）は、パラメータに応じた異なる値となるが、演算値には収束点（ｅ_ｍ）がある。そのため、推定部２０は、当該収束点をみつけるように、複数のパラメータを用いて誤差関数による誤差値を演算する。すなわち、推定部２０は、誤差関数の演算値が小さくなるように、ｄ軸インダクタンスのパラメータを変えつつ、上記の誤差関数による評価を行い、演算値（ｅ）を収束させる。そして、推定部２０は、マップを参照し、収束した演算値（ｅ_ｍ）の誤差演算の際に用いたパラメータ（Ｌｄ_ｍ）に対応する温度を抽出し、抽出した温度を、磁石の温度として推定する。

これにより、推定部２０は、ＰＩ−ｄｑ軸電流制御部２に含まれるパラメータのうち、磁石温度に対して依存性をもつパラメータによって生じている、ｄｑ軸電流の理想応答特性とｄｑ軸電流の電流センサ９の検出値特性との差異を評価することで、モータ１０の磁石の温度を推定する。

上記のように、本例は、インバータ７を制御する指令値（ｄｑ軸電流指令値）の理想応答特性及び当該指令値に対して電流センサ９で検出された検出値の特性から、モータ１０の磁石の温度を推定する。これにより、磁石の温度の推定精度を高めることができる。

ところで、モータ１０の磁石温度の推定について、モータ１０の磁石温度は外部の環境温度やエンジンの発熱などの複数の外部要因でも変化するため、従来のような熱モデルを用いた温度推定方法では、高い推定精度を実現しようとした場合には、上記のような複数の外部要因を考慮して複雑な熱モデルを用いて推定しなければならず、例えば車両の駆動源としてのモータの磁石温度を推定しようとした場合には演算装置が大型化し、車載することが困難となる。また、従来のような熱モデルは一般に、前演算周期における推定結果に基づいて次演算周期の推定を行なうため、推定誤差が蓄積されていく。一方、例えば特開2004-201425号のように、公知の回路方程式（電流、電圧、抵抗、インダクタンスをパラメータとしたモデル式）による磁石温度の推定方法を用いることが考えられるが、回路方程式に微分項を持つことから推定が困難となる。このため、特開2004-201425号においては微分項を０とおいて、定常状態におけるモータの磁石温度を推定しているが、車両のモータのように過渡状態で動作することが多いモータの磁石温度を精度良く推定することが困難である。しかしながら本例では、モータ１０の応答性を利用して磁石温度を推定しているため、比較的簡易な演算で、モータの過渡状態を含めて精度よく磁石温度を推定することができる。

また本例において、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２に含まれているパラメータは磁石の温度に対して依存性をもっているため、磁石の温度変化が、ｄｑ軸電流指令値に対する理想応答特性と当該指令値に対する電流センサ９の検出値の特性との誤差に表れる。そのため、本例は、当該誤差からモータ１０の磁石温度を推定する。これにより、過渡状態でも精度よく磁石温度を推定することができる。

また本例は、ｄｑ軸電流指令値の理想応答特性と、磁石の温度に依存している、電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流値の特性との誤差を、誤差関数を用いて演算し、当該誤差を収束させる、ＰＩ−ｄｑ軸電流制御部２のパラメータを設定する。そして、本例は、パラメータと磁石温度との対応関係を示すマップを参照して、誤差を収束させたパラメータに対応する温度を、磁石温度として推定する。これにより、過渡状態でも精度よく磁石温度を推定することができる。

また本例は、モータ１０が過渡状態である場合にｄｑ軸電流の理想応答特性及び電流センサ９の検出値に基づく特性から磁石温度を推定する。これにより、過渡状態でも精度よく磁石温度を推定することができる。

なお、本例は、理想応答特性のｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）とｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）との誤差を評価し、磁石の温度を推定したが、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）（図３のグラフａ_１に相当）とｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）との誤差を評価し、磁石の温度を推定してもよい。電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流は、磁石温度に対して温度依存性をもっているが、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）は、理想応答特性と同様に、磁石温度に対して変化しない特性である。そのため、本例は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）を基準として、電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流の誤差を、誤差関数等で評価することで、磁石温度を推定することができる。

また、本例は、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２のパラメータを設定し、誤差関数による演算を複数回行い、誤差関数の演算値を収束させて、磁石温度を推定したが、誤差関数の演算値を必ずしも収束させる必要はなく、例えば、理想応答特性と電流センサ９の検出値に基づく特性との誤差から磁石温度を推定してもよい。上記のように、理想応答特性と電流センサ９の検出値に基づく特性との誤差は、磁石温度に対して温度依存性をもっているため、誤差の大きさと、基準となる温度（参照となる温度）に対する実際の温度との温度差には相関性をもつことになる。そのため、本例は、特性の誤差と磁石温度の推定温度との関係を予めマップとして、推定部２０に格納し、当該マップを参照して、演算された誤差に対応する温度を、磁石の温度として推定してもよい。

また、本例は、磁石の温度を推定したが、モータ１０の磁束を推定してもよい。上記のとおり、磁石温度と磁石磁束との間には、相関性があるため、例えば当該相関性を示すマップを格納し、マップを参照し、磁束を推定してもよい。

なお本例では、式２に示す誤差関数を用いて、ｄｑ軸電流指令値の特性とｄｑ軸電流値との誤差を演算したが、例えば下記の式４、８で表される誤差関数用いてもよい。

過渡状態を一般的に表した誤差関数は、式３により表される。また図３に示す特性は、図６に示す特性で表される。図６は、ｄｑ軸電流の特性を一般化した際の特性を示すグラフであり、ａ_１が理想応答特性を、ａ_２が検出値に基づく特性を示す。

そして、式３に対して、誤差関数の演算式の変形例は、以下の式で表される。

ここで、ΔＡ_{ｉ＿ｄｅａｌ}、ΔＡは、式５、６で表される。

Ａ_ｓｔはＡの初期値であり、Ａ_ｒｅｆはＡの目標値であり、電流特性ではｄｑ軸電流の指令値に相当する値である。そしてＡ_{ｉｄｅａｌ}は以下の式７から演算される理想値である。

だだし、ω_ｃは制御の応答速度を示している。すなわち、理想応答値＝（目標値（指令値）−初期値）（１−ｅｘｐ^−ωｔ）＋初期値の関係となる。

また、式４の他に、誤差関数の変形例として、式８で表される。

なお、誤差関数の変形例は、式４、８以外の他の式であってもよい。

なお本例は、ｄ軸電流及びｑ軸電流の両方の電流について誤差を評価することで、磁石温度を推定したが、ｄ軸電流またはｑ軸電流のいずれか一方の電流に関する特性に基づいて、磁石温度を推定してもよい。

上記の電流指令値演算部１が本発明の「指令値演算部」に相当し、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２が本発明の「フィードバック制御手段」に、非干渉制御部３が本発明の「非干渉制御手段」に、ｄｑ−３相変換部４、変調率演算部５及び三角波比較部６が本発明の「インバータ制御手段」に相当し、これら制御部及び推定部２０が本発明の「制御手段」に相当する。

《第２実施形態》
図７は発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、非干渉制御部３に含まれるパラメータを設定し、磁石温度を推定している点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を適宜、援用する。

推定部２０は、非干渉制御部３の制御パラメータを設定し、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）及び電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）に基づいて、モータ１０の磁石温度を推定する。

本例のインバータ制御装置における、ｄｑ軸電流特性について説明する。図８ａは時間に対するｄ軸電流の特性を示し、図８ｂは時間に対するｑ軸電流の特性を示す。図８ａ、ｂにおいて、グラフａ_１、ｂ_１はｄｑ軸電流指令値の特性を、グラフａ_２、ｂ_２は理想応答特性を、グラフａ_３、ｂ_３は非干渉制御を行っていない場合の、電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の特性を、グラフａ_４、ｂ_４は非干渉制御を行った場合の、電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の特性を示す。

本例のインバータ制御装置において、モータ１０の一般的な電流方程式は、以下の式９、１０で表される。

ただし、ωはモータ角速度、φａは公差磁束、Ｒａはモータ１０のコイル抵抗を示す。

式９、１０に示すパラメータ（Ｌｄ、Ｌｑ、Ｒａ、ω）は運転条件によって変動するため、モータ１０の電流応答は非線形を有する。そのため、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２によりＰＩＤ制御だけでは、非線形性の影響を受けて応答特性が安定しない。

図８ａ、８ｂに示すように、非線形制御を行わないグラフａ_３、ｂ_３の特性は、グラフａ_２、ｂ_２の理想応答特性に対して誤差が大きくなっている。一方、非線形制御を行ったグラフａ_４、ｂ_４の特性は、グラフａ_３、ｂ_３の特性と比較して、理想応答特性に対して誤差が小さくなっている。すなわち、非干渉制御部３は、式９、１０の非干渉項である第２項の成分を打ち消すことで、制御の安定性を図っている。

式９、１０の非干渉項である第２項のパラメータのうち、ｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）及びｑ軸インダクタンス（Ｌｑ）は、磁石の温度に対して依存性を持っている。そのため、本例は、非干渉制御部３に含まれる、ｄ軸インダクタンス又はｑ軸インダクタンスのパラメータを設定し、ｄｑ軸電流の理想応答特性と電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流特性との誤差を、誤差関数を用いて演算する。

推定部２０は、誤差関数の演算値を小さくするように、非干渉制御部３のパラメータを設定しつつ、上記の誤差関数を用いた演算による評価を行い、誤差関数の演算値を収束させる。そして、推定部２０は、マップを参照して、収束した演算値のパラメータに対応する温度を、磁石温度として推定する。これにより、本例は、非干渉制御部３のパラメータを制御し、ｄｑ軸電流指令値に対する理想応答特性と当該ｄｑ軸電流指令値に対する電流センサ９の検出値の電流特性との誤差から、磁石温度を推定する。

上記のように非干渉制御部３に含まれているパラメータは磁石の温度に対して依存性をもっているため、磁石の温度変化が、ｄｑ軸電流指令値に対する理想応答特性と当該指令値に対する電流センサ９の検出値の特性との誤差に表れる。そのため、本例は、当該誤差からモータ１０の磁石温度を推定する。これにより、過渡状態でも精度よく磁石温度を推定することができる。

なお、本例は制御パラメータとして、非干渉制御部３に含まれる、磁束のパラメータ（Φｄ、Φｑ）を設定することで、磁石の温度を推定してもよい。

上記の非干渉制御部３が本発明の「非干渉制御手段」に相当する。

《第３実施形態》
図９は発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、高調波成分の電流特性を用いて、磁石温度を推定する点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、第１、第２実施形態の記載を適宜、援用する。

図９に示すように、本例のインバータ制御装置は、ＰＩ−ｄｑ＿ｎ電流制御部１４と、ｄｑ−３相変換部１５、１６を備えている。電流指令値演算部１は、トルク指令値（Ｔ）、モータ１０の角速度（ω）及び直流電源８の電圧（Ｖ_ｄｃ）から電流指令値を演算し、演算された演算値のうち、モータ１０の駆動周波数の高調波成分の電流指令値（ｉ_ｄ＿ｎ ^＊、ｉ_ｑ＿ｎ ^＊）を推定部２０及びＰＩ−ｄｑ＿ｎ電流制御部１４に出力する。また、電流指令値演算部１は、駆動周波数の基本波成分の指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）を、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２及び非干渉制御部３に出力する。

高調波成分の電流指令値は、駆動周波数の基本波の周波数に対して高次の成分の指令値である。本例では、ｎ次の高調波成分の電流指令値を用いている。ＰＩ−ｄｑ＿ｎ電流制御部１４は、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２と同様に、電流センサ９の検出値に基づくｄ軸電流（ｉ_ｄ＿ｎ）及びｑ軸電流（ｉ_ｑ＿ｎ）をｄ軸電流指令値（ｉ_ｄ＿ｎ ^＊）及びｑ軸電流指令値（ｉ_ｑ＿ｎ ^＊）にそれぞれ一致させるようにフィードバック制御し、ｄｑ−３相変換部１５に出力する。

ｄｑ−３相変換部１５は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ＿ｎ ^＊、ｉ_ｑ＿ｎ ^＊）を座標変換し電圧指令値（ｖ_ｕ＿ｎ、ｖ_ｖ＿ｎ、ｖ_ｗ＿ｎ）を、ｄｑ−３相変換部４とインバータ７との間の加算器に出力する。ｄｑ−３相変換部１６は、入力される相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｗ）をｄｑ軸電流（ｉ_ｄ＿ｎ、ｉ_ｑ＿ｎ）に変換して、ＰＩ−ｄｑ＿ｎ電流制御部１４及び推定部２０に送信する。

推定部２０は、ＰＩ−ｄｑ＿ｎ電流制御部１４の制御パラメータを設定し、ｎ次の高調波成分のｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ＿ｎ ^＊、ｉ_ｑ＿ｎ ^＊）及び電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流（ｉ_ｄ＿ｎ、ｉ_ｑ＿ｎ）に基づいて、モータ１０の磁石温度（Ｔｍ＿ｎ）を推定する。推定部２０における磁石温度の推定制御は、第１実施形態に係る推定部２０の制御と同様であるため、説明を省略する。

上記のように、本例は、モータ１０の駆動周波数の高調波成分における、電流指令値に対するｄｑ軸電流の理想応答特性及び電流指令値に対する電流センサ９の検出値に基づいたｄｑ軸電流特性から磁石温度を推定する。本例のインバータ制御において、高調波の成分はトルク発生に関与しない成分である。そのため、モータ１０が過渡状態である場合に限らず、定常状態である場合においても、磁石温度を推定するために、高調波の成分のｄｑ軸電流特性を抽出して、理想応答特性と電流センサ９の実際の電流特性との差異を評価することで、モータ１０の磁石温度を推定することができる。その結果として、本例は、過渡状態に限らず、定常状態でも精度よく磁石温度を推定することができる。

なお、本例では、トルク発生に影響ない周波数成分として、モータ１０の駆動周波数の高調波成分の応答特性を用いたが、モータ１０の駆動周波数に重畳されている高周波の応答特性を用いて、磁石温度を推定してもよい。すなわち、本例は、モータ１０の駆動周波数の基本波の周波数より高い周波数成分における、ｄｑ軸電流の理想応答特性及び電流センサ９の検出値に基づいたｄｑ軸電流特性から磁石温度を推定する。

なお、本例では、ＰＩ−ｄｑ＿ｎ電流制御部１４の制御パラメータを設定し、モータ１０の磁石温度を推定したが、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２又は非干渉制御部３の制御パラメータを設定し、モータ１０の磁石温度を推定してもよい。非干渉制御部３の制御パラメータを設定した上での、推定部２０における磁石温度の推定制御は、第２実施形態に係る推定部２０の制御と同様であるため、説明を省略する。

《第４実施形態》
図１０は発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、複数の周波数成分の電流特性を用いて、磁石温度を推定する点が異なる。これ以外の構成は上述した第３実施形態と同じであり、第１〜第３実施形態の記載を適宜、援用する。

図１０に示すように、本例のインバータ制御装置は、推定部２１、２２を備えている。電流指令値演算部１は、トルク指令値（Ｔ）、モータ１０の角速度（ω）及び直流電源８の電圧（Ｖ_ｄｃ）から電流指令値を演算し、演算された演算値のうち、モータ１０の駆動周波数の基本波成分の電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）をＰＩ−ｄｑ電流制御部２、非干渉制御部３及び推定部２１に出力し、高調波成分の電流指令値（ｉ_ｄ＿ｎ ^＊、ｉ_ｑ＿ｎ ^＊）を推定部２２及びＰＩ−ｄｑ＿ｎ電流制御部１４に出力する。

推定部２１は、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２の制御パラメータを設定し、基本波成分のｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）及び電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）に基づいて、モータ１０の磁石温度（Ｔｍ）を推定する。推定部２１における磁石温度の推定制御は、第１実施形態に係る推定部２０の制御と同様であるため、説明を省略する。

推定部２２は、ＰＩ−ｄｑ＿ｎ電流制御部１４の制御パラメータを設定し、ｎ次の高調波成分のｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ＿ｎ ^＊、ｉ_ｑ＿ｎ ^＊）及び電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流（ｉ_ｄ＿ｎ、ｉ_ｑ＿ｎ）に基づいて、モータ１０の磁石温度（Ｔｍ＿ｎ）を推定する。推定部２２における磁石温度の推定制御は、第１実施形態に係る推定部２０の制御と同様であるため、説明を省略する。

推定部２１、２２で推定された磁石温度（Ｔｍ、Ｔｍ＿ｎ）が異なる推定値である場合には、推定部２１、２２は、ｄｑ軸電流の理想応答特性と電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流特性との誤差が小さい方の推定値を、磁石温度の推定値として推定する。誤差の大きさは、推定部２１、２２でそれぞれ演算された誤差関数の演算値を比較することで導出される。

上記のように、本例は、モータ１０の駆動周波数の複数の周波数成分において、電流指令値に対するｄｑ軸電流の理想応答特性と電流指令値に対する電流センサ９の検出値に基づいたｄｑ軸電流特性とをそれぞれ比較することで、磁石温度を推定する。これにより、磁石温度の推定精度を高めることができる。

なお、本例は、推定部２１及び推定部２２において、誤差関数を用いて演算した演算値のうち、早く収束した方の演算値に対応する温度を磁石温度の推定値としてもよい。これにより、本例は誤差関数を用いた異なる演算制御を複数で行うことができるため、演算値を収束するまでの演算速度を早くすることができる。

《第５実施形態》
第５実施形態に係るインバータ制御装置を説明する。本例では上述した第４実施形態に対して、インバータ制御装置の制御の一部が異なる。これ以外の構成は上述した第４実施形態と同じであり、第４実施形態の記載を適宜、援用する。

図１０に示すように、推定部２１は、モータ１０の駆動周波数のうち基本波の電流特性を用いて磁石温度を推定し、推定部２２は、モータ１０の駆動周波数のうち高調波の電流特性を用いて磁石温度を推定する。また本例では、モータ１０の状態を、位置センサ１１、電流センサ９又は図示しないトルクセンサ等で管理している。そして、モータ１０の状態が定常状態である場合には、推定部２２において、高調波成分による推定制御で磁石温度を推定し、モータ１０の状態が過渡状態である場合には、推定部２１において、基本波成分による推定制御で磁石温度を推定する。

モータ１０の状態が過渡状態である場合には、トルク変動が激しいため、推定部２１は、トルク発生に影響する基本波成分を用いて、磁石温度を推定する。一方、モータ１０の状態が定常状態である場合には、トルク変動が激しくないため、基本波成分を用いて磁石温度を推定した場合には、トルクの発生に影響を及ぼす可能性がある。そのため、本例は、定常状態では、推定部２２により、高調波成分を用いて磁石温度を推定する。これにより、本例は、モータの状態に応じて、磁石温度を推定する推定制御を推定部２１、２２で切り替えている。

図１１を用いて、本例のインバータ制御装置の制御手順を説明する。図１１は本例の制御手順を示すフローチャートである。本例のインバータ制御装置の全体を制御するコントローラ（図示しない）は、センサによりモータ１０の状態を検出する。そして、コントローラは、モータ１０の状態が過渡状態であるか否かを判定する（ステップ１）。

モータ１０の状態が過渡状態である場合には、ステップ２にて、コントローラは、推定部２１を用いて、基本波成分による温度推定制御を行い、磁石温度を推定する。一方、モータ１０の状態が定常状態である場合には、ステップ３にて、コントローラは、推定部２２を用いて、高調波成分による温度推定制御を行い、磁石温度を推定する。なお、推定部２１による温度推定制御及び推定部２２による温度推定制御は、第４実施形態に係る推定部２１、２２の制御と同様であるため、説明を省略する。

上記のように、本例は、モータ１０の状態に応じて、磁石温度を推定する推定制御を切り替える。そして、モータ１０が過渡状態である場合には、基本波成分における、理想応答特性及び電流センサ８の検出値に基づく電流特性から磁石温度を推定し、モータ１０が定常状態である場合には、高調波成分における、理想応答特性及び電流センサ８の検出値に基づく電流特性から磁石温度を推定する。これにより、本例は、モータ１０の状態に応じて、磁石温度を精度よく推定することができる。

なお、本例では、モータ１０が定常状態である場合には、高調波成分の特性から磁石温度を推定したが、定常状態である場合には、例えば従来の熱モデルで示す関係を用いて、磁石温度を推定し、過渡状態である場合に、本例の温度推定制御を行ってもよい。すなわち、本例は、モータ１０の状態に応じて、磁石温度を推定する推定制御を切り替え、モータ１０が過渡状態である場合には、高調波成分における、理想応答特性及び電流センサ８の検出値に基づく電流特性から磁石温度を推定する。

図１２を用いて、本例の変形例に係るインバータ制御装置の制御手順を説明する。ステップ１１にて、コントローラ（図示しない）は、センサによりモータ１０の状態を検出し、モータ１０の状態が過渡状態であるか否かを判定する。ステップＳ１２にて、コントローラは、推定部２１又は推定部２２を用いて、温度推定制御を行い、磁石温度を推定する。一方、モータ１０の状態が定常状態である場合には、ステップ３にて、コントローラは、熱モデルで示す関係を用いて、磁石温度を推定する。これにより、本例は、モータ１０の状態に応じて、磁石温度を精度よく推定することができる。

なお、本例において、推定部２２は、モータ１０の駆動周波数の周波数成分のうち、高調波成分の特性に基づいて磁石温度を推定したが、基本波成分の周波数より高い周波数成分に基づいて磁石温度を推定してもよい。

《第６実施形態》
図１３は発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置のＰＩ−ｄｑ電流制御部に含まれるフィルタのブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、磁石温度の推定精度が高まるように、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２にフィルタを設けている点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、第１〜第４実施形態の記載を適宜、援用する。

ＰＩ−ｄｑ電流制御部２は、図１３に示すフィルタを有している。ＰＩ−ｄｑ電流制御部２は、入力側に設けられた減算器の出力である、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）とｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ^＊）との偏差（ｉ_{ｄ＿ｅｒｒ}、ｉ_{ｑ＿ｅｒｒ}）を入力として、当該フィルタを通し、電圧指令値（ｖ_ｄ、ｖ_ｑ）を出力する。

ＰＩ−ｄｑ電流制御部２のフィルタは、ＰＩ制御フィルタ２０１と、高調波成分を除去するためのフィルタ２０２を有している。Ｋ_ＰはＰＩ制御フィルタの比例係数を、Ｋ_Ｉは積分係数を示している。

フィルタ２０２の伝達関数は、フィルタ係数Ｋｎ及びラプラス変換を用いて、図１３のように表される。ｓはラプラス変換の変数であり、ｎはフィルタの時定数である。ある電流指令値に対して、モータ１０の駆動周波数の基本波成分の電流特性と、駆動周波数に重畳される高調波成分は予め決まっている。フィルタ２０２のパラメータは、この高調波成分を除去するように設定されている。これにより、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２において、電流の振動成分が抑制されている。

推定部２０は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）に対する理想応答特性及び電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の特性から、誤差関数を用いて、各特性の誤差を演算し、誤差を収束させるように、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２のパラメータを設定する。この時、推定部２０は、理想応答特性及び検出値に基づくｄｑ軸電流特性は、モータ１０の駆動周波数の周波数成分のうち、基本波成分の特性を用いて、磁石温度を推定する。そして、本例では、フィルタ２０２のフィルタリング機能により、温度推定の妨げとなる、高調波成分が除去されているため、推定部２０において、推定精度が高まる。

上記のように、本例は、モータ１０の駆動周波数の周波数成分のうち、磁石温度の推定に用いた周波数成分ではない周波数成分を除去するフィルタ２０２をＰＩ−ｄｑ電流制御部２に設ける。これにより、磁石温度の推定の妨げとなる高調波成分の特性を除去することができるため、磁石温度の推定精度を高めることができる。

なお、本例では、磁石温度の推定に用いた周波数成分ではない周波数成分を除去するためのフィルタ２０２をＰＩ−ｄｑ電流制御部２に設けたが、図１４及び図１５に示すように、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２の外部に設けてもよい。図１４及び図１５は、本発明の変形例に係るインバータ制御装置のブロック図である。

図１４に示すように、変形例に係るインバータ制御装置は、高調波制御部１７を備えている。高調波制御部１７は、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２から出力される電圧指令値のうち、モータ１０の駆動周波数の高調波成分を除去するための制御部である。高調波制御部１７は、角速度演算部１２で演算される角速度（ω）及びモータ１０のｄｑ軸の磁束（φ_ｄ、φ_ｑ）に基づいて、高調波成分を除去する電圧指令値を演算し、電流制御部２の出力側に設けられて加算器に出力する。

これにより、高調波制御部１７のフィルタ機能により、温度推定の妨げとなる、高調波成分が除去されているため、推定部２０において、推定精度が高まる。

また、本例では、図１５に示すようなブロック図によりフィルタ機能を持たせて、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２のパラメータを設定することで、磁石温度を推定してもよい。図１５は、本発明の変形例に係るインバータ制御装置のブロック図である。図１５に示す変形例では、第３実施形態に係るインバータ制御装置に対して、ｄｑ−３相変換部１３から出力されたｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を推定部２０に入力する点、ｄｑ−３相変換部１６から出力されたｄｑ軸電流（ｉ_ｄ＿ｎ、ｉ_ｑ＿ｎ）をＰＩ−ｄｑ＿ｎ電流制御部１４に入力し、磁石温度推定部２０に入力しない点、ＰＩ−ｄｑ＿ｎ電流制御部１４には、電流指令値演算部１からの電流指令値（ｉ_ｄ＿ｎ ^＊、ｉ_ｑ＿ｎ ^＊）を入力しない点が異なる。

図１５に示すインバータ制御装置は、ＰＩ−ｄｑ＿ｎ電流制御部１４及びｄｑ−３相変換部１５、１６によりフィルタが形成されている。当該フィルタは、上記と同様に、モータ１０の駆動周波数の高調波成分を除去するためのフィルタである。これにより、ＰＩ−ｄｑ＿ｎ電流制御部１４及びｄｑ−３相変換部１５、１６のフィルタ機能により、温度推定の妨げとなる、高調波成分が除去されているため、推定部２０において、推定精度が高まる。

なお、上記の図１３のフィルタ２０２、図１４の高調波制御部１７、または、図１５のＰＩ−ｄｑ＿ｎ電流制御部１４及びｄｑ−３相変換部１５、１６が本発明の「フィルタ」に相当する。

《第７実施形態》
第７実施形態に係るインバータ制御装置を説明する。本例では上述した第３実施形態に対して、インバータ制御装置の制御の一部が異なる。これ以外の構成は上述した第３実施形態と同じであり、第１〜第６実施形態の記載を適宜、援用する。

まず本例は、位置センサ１１の検出値からモータ１０が停止状態であるか否かを判定し、モータ１０が停止状態である場合に、電流指令値演算部１を制御して、ｑ軸電流指令値をゼロにして、ｄ軸電流指令値のみをゼロではない指令値に設定する。この時、モータ１０は停止状態であるため、ｄ軸電流指令値のみを入力した場合には、トルクには影響を及ぼさない。そして、かかる状態で、図９に示す推定部２０は、ｄ軸成分のインダクタンスを演算する。インダクタンスの演算は、第１実施形態に示すとおり、ｄｑ軸電流の理想応答特性と電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流特性との誤差を、誤差関数を用いて演算し、パラメータ（インダクタンス）を設定しつつ誤差関数を収束させることで、インダクタンス（Ｌｄ_１）を演算すればよい。

演算されたインダクタンスは、モータ１０の停止状態の下で演算された値であるため、演算精度が高い。そのため、上記により演算されたインダクタンスを初期値として設定する。

モータ１０が動作状態になると、推定部２０は、第３実施形態に係る推定部２０と同様に、モータ１０の駆動周波数の成分のうち、高調波成分における、ｄｑ軸電流の理想応答特性と電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流特性との誤差から、誤差関数を用いて、ｄ軸のインダクタンス（Ｌｄ_２）を演算する。そして、本例のインバータ制御装置のコントローラ（図示しない）は、演算されたインダクタンス（Ｌｄ_１）とインダクタンス（Ｌｄ_２）とを比較して、その比較結果から、磁石温度を推定する。

図１６にモータ１０の磁石の磁束（φｄ）に対するｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）の特性を示す。なお、図１６の特性において、ｄ軸電流（Ｉｄ）は一定とする。図１６に示すように、モータ１０の停止状態で演算されたインダクタンス（Ｌｄ_１）に対して、磁石温度が高温になった場合には、インダクタンス（Ｌｄ）は大きくなり、磁石温度が低温になった場合には、インダクタンス（Ｌｄ）は小さくなる。そして、磁石温度の変化量がインダクタンス（Ｌｄ_１）に対するインダクタンス（Ｌｄ）の変化量となる。

コントローラは、図１６に示す、磁石温度とインダクタンス（Ｌｄ）との関係を示すマップを予め格納しておき、初期値であるインダクタンス（Ｌｄ_１）に対するインダクタンス（Ｌｄ_２）の変化量から、当該マップを参照することで、磁石温度を推定することができる。

上記のように、本例は、モータの停止状態で、ｄ軸のみの電流指令値に基づいて、モータ１０のｄ軸のインダクタンス（Ｌｄ_１）を演算し、モータ１０の過渡状態における、理想応答特性と電流センサ９の検出値に基づくｄｑ軸電流特性から、モータ１０のインダクタンス（Ｌｄ_２）を推定し、インダクタンス（Ｌｄ_１）及びインダクタンス（Ｌｄ_２）から磁石温度を推定する。これにより、過渡状態でも精度よく磁石温度を推定することができる。

《第８実施形態》
図１７は発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、インバータ制御装置の制御の一部が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、第１〜第７実施形態の記載を適宜、援用する。

推定部２０は、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２及び非干渉制御部３の出力側に設けられた加算器の出力である電圧指令値（ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊）、及び、インバータ７からモータ１０へ出力される電圧（ｖ_ｄ、ｖ_ｑ）に基づいて、磁石温度を推定する。電圧（ｖ_ｄ、ｖ_ｑ）は、モータ１０のｄ軸の電圧及びｑ軸の電圧であり、モータ１０に設けられた電圧センサ１８により検出される検出値である。なお、電圧センサ１８により検出される検出電圧が相間電圧である場合には、ｄｑ−３相変換部１３と同様に、座標変換すればよい。

第１実施形態では、磁石温度の変化に対して、電流センサ９により検出される、ｄｑ軸電流特性が変化することについて説明したが、ｄｑ軸電圧特性も、磁石温度に対して変化する。推定部２０には、基準となる所定の温度の下で、ｄｑ軸電圧指令値に対する電圧応答の理想特性が、理想応答特性として、予め設定されている。そして、推定部２０は、当該理想応答特性と、電圧センサ１８の検出値に基づくｄｑ軸電圧とを比較する。

図１８に、ｄｑ軸電圧指令値に対するｄｑ軸電圧の応答特性について、説明する。図１８は、ｑ軸電圧指令値（ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊）に対するｄｑ軸電圧の理想応答特性及びｄｑ軸電圧の検出値の特性を示すグラフである。グラフａ_１、ｂ_１は電流指令値演算部１から出力されるｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を示す。グラフａ_２、ｂ_２は、磁石温度が所定温度（基準温度）である場合に、インバータ７から出力されるｄ、ｑ軸電圧の理想値の応答特性を示し、グラフａ_３、ｂ_３は、磁石温度が当該所定温度と異なる温度である場合に、電圧センサ１８で検出される検出値（ｄ、ｑ軸電圧）の特性を示す。なお、各特性において、駆動周波数は同じ周波数とする。

図１８に示すように、磁石温度が当該所定温度と異なる温度である場合には、電圧センサ１８の検出値に基づくｄｑ軸電圧特性は、ｄｑ軸電圧の理想応答特性に対して、誤差をもって推移する。そのため、推定部２０は、ｄｑ軸電圧の理想応答特性と電圧センサ１８の検出値に基づくｄｑ軸電圧の特性との誤差を、誤差関数を用いて演算する。そして、推定部２０は、特性の誤差を収束させるよう、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２のパラメータを設定する。推定部２０は、誤差を収束された差異のパラメーラに対応する磁石温度を、磁石温度の推定温度として推定する。これにより、本例は、電圧指令値に対する理想応答特性及びセンサの検出値に基づく実際の電圧特性から、磁石温度を推定する。

上記のように、本例は、インバータ７を制御する指令値（ｄｑ軸電圧指令値）の理想応答特性及び当該指令値に対してセンサ１８で検出された検出値の特性から、モータ１０の磁石の温度を推定する。これにより、磁石の温度の推定精度を高めることができる。

《第９実施形態》
図１９は発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、インバータ制御装置の制御の一部が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、第１〜第８実施形態の記載を適宜、援用する。

推定部２０は、電流指令値演算部１に入力されるトルク指令値（Ｔ）、及び、トルクセンサ１９の検出値（Ｔ_ｄ）に基づいて、磁石温度を推定する。トルクセンサ１９はモータ１０に設けられ、モータ１０の出力トルクを検出するセンサである。

第１実施形態では、磁石温度の変化に対して、電流センサ９により検出される、ｄｑ軸電流特性が変化することについて説明したが、出力トルクの特性も、磁石温度に対して変化する。推定部２０には、基準となる所定の温度の下で、トルク指令値に対する出力トルクの理想の応答特性が、理想応答特性として、予め設定されている。そして、推定部２０は、当該理想応答特性と、トルクセンサ１９の検出値に基づくトルク特性とを比較する。

図２０に、トルク指令値に対する出力トルクの応答特性について、説明する。図２０は、トルク指令値（Ｔ）に対する出力トルクの理想応答特性（Ｔ_{_ｉｄｅａｌ}）及び出力トルクの検出値（Ｔ_ｄ）の特性を示すグラフである。グラフａ_１は、磁石温度が所定温度（基準温度）である場合の、出力トルクの理想応答特性（Ｔ_{_ｉｄｅａｌ}）を示し、グラフａ_２は、磁石温度が当該所定温度と異なる温度である場合の、トルクセンサ２０で検出される検出値（Ｔ_ｄ）の特性を示す。なお、各特性において、駆動周波数は同じ周波数とする。

図２０に示すように、磁石温度が当該所定温度と異なる温度である場合にはトルクセンサ１９の検出値に基づくトルク特性は、トルクの理想応答特性に対して、誤差をもって推移する。そのため、推定部２０は、トルクの理想応答特性とトルクセンサ１９の検出値に基づくトルク特性との誤差を、誤差関数を用いて演算する。そして、推定部２０は、特性の誤差を収束させるよう、ＰＩ−ｄｑ電流制御部２のパラメータを設定する。推定部２０は、誤差を収束された差異のパラメーラに対応する磁石温度を、磁石温度の推定温度として推定する。これにより、本例は、トルク指令値に対するトルクの理想応答特性及びトルクセンサ１９の検出値に基づく実際のトルク特性から、磁石温度を推定する。

上記のように、本例は、インバータ７を制御する指令値（トルク指令値）の理想応答特性及び当該指令値に対してセンサ１９で検出された検出値の特性から、モータ１０の磁石の温度を推定する。これにより、磁石の温度の推定精度を高めることができる。
なお、上記のいずれの実施形態においても、モータ１０の各相巻線の電流を制御する回路手段として、各スイッチング素子の動作を制御することによって各相巻線の電流を制御するインバータ７を用いているが、これに限定されず、インバータ７に換えて例えばマトリクスコンバータやパワーアンプ等の回路手段を用いても良い。すなわち、モータ１０の各相巻線の電流を制御する回路手段はインバータ７に限定されず、他の回路装置であってもよい。

１…電流指令値演算部
２…ＰＩ−ｄｑ電流制御部
３…非干渉制御部
４…ｄｑ−３相変換部
５…変調率演算部
６…三角波比較部
７…インバータ（回路手段）
８…直流電源
９…電流センサ
１０…モータ
１１…位置センサ（ＰＳ）
１２…角速度演算部
１３…ｄｑ−３相変換部
１４…ＰＩ−ｄｑ＿ｎ電流制御部
１５、１６…ｄｑ−３相変換部
１７…高調波制御部
１８…電圧センサ
１９…トルクセンサ
２０〜２２…推定部
２０１…ＰＩ制御フィルタ
２０２…フィルタ

Claims (14)

1. 電源から入力される電力を変換し、モータに供給する回路手段と、
   前記モータの状態を検出するセンサと、
   前記センサの検出値に基づいて、前記回路手段から前記モータに出力される交流電流を制御する制御手段とを備え、
   前記制御手段は、
   前記回路手段を制御する指令値の特性、又は、当該指令値に対する前記モータの出力もしくは前記回路手段の出力の理想応答特性を示す第１特性、及び、前記指令値に対して前記センサで検出された検出値の特性を示す第２特性から、前記モータに設けられた磁石の温度又は磁束の推定値を推定する
   モータ制御装置。
2. 前記制御手段は、
   外部から入力されるトルク指令値に基づいて、前記回路手段から前記モータに出力される交流電流の電流指令値を演算する指令値演算手段と、
   前記指令値演算手段により演算された電流指令値と前記センサにより検出される前記交流電流の検出電流との差を制御するフィードバック制御手段と、
   前記フィードバック制御手段の出力値に基づき、前記回路手段を制御する回路制御手段とを有し、
   前記フィードバック制御手段に含まれ、かつ、前記磁石の温度に対して依存性をもつパラメータにより生じる、前記第１特性と前記第２特性との差異から前記推定値を推定する
   ことを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記回路手段は、電源から入力される電力を変換してモータに供給するインバータであって、
   前記制御手段は、
   外部から入力されるトルク指令値に基づいて、前記インバータから前記モータに出力される交流電流の電流指令値を演算する指令値演算手段と、
   前記指令値演算手段により演算された電流指令値と前記センサにより検出される前記交流電流の検出電流との差を制御するフィードバック制御手段と、
   前記フィードバック制御手段の出力値に基づき、前記インバータに含まれるスイッチング素子の制御信号を生成し、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、
   前記フィードバック制御手段に含まれる干渉成分を打ち消すための非干渉制御手段とを有し、
   前記非干渉制御手段に含まれ、かつ、前記磁石の温度に対して依存性をもつパラメータにより生じる、前記第１特性と前記第２特性との差異から前記推定値を推定する
   ことを特徴とする請求項１又は２記載のモータ制御装置。
4. 前記制御手段は、
   前記パラメータと前記推定値との対応関係を示すマップを有し、
   誤差関数を用いて前記第１特性及び前記第２特性の誤差を演算し、
   前記誤差を収束させる前記パラメータを設定し、
   前記マップを参照し、設定された前記パラメータに対応する値を前記推定値として推定する
   ことを特徴とする請求項２又は３記載のモータ制御装置。
5. 前記制御手段は、
   前記モータの駆動周波数の周波数成分のうち、前記推定値を推定するために用いた周波数成分ではない周波数成分を除去するフィルタを有する
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
6. 前記制御手段は、
   前記モータの過渡状態の前記第１特性、及び、前記過渡状態の前記第２特性から前記推定値を推定する
   ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
7. 前記制御手段は、
   前記モータの駆動周波数の基本波の周波数より高い周波数成分における、前記第１特性及び前記第２特性から前記推定値を推定する
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
8. 前記制御手段は、
   前記モータの駆動周波数の複数の周波数成分における、前記第１特性及び前記第２特性から前記推定値を推定する
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
9. 前記制御手段は、
   前記モータの状態に応じて、前記推定値の推定するための推定制御を切り替え、
   前記モータの状態が過渡状態である場合には、前記第１特性及び前記第２特性から前記推定値を推定する制御に切り替える
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
10. 前記制御手段は、
    前記モータが過渡状態である場合には、前記モータの駆動周波数の基本波成分における、前記第１特性及び前記第２特性から前記推定値を推定し、
    前記モータが定常状態である場合には、前記モータの駆動周波数の基本波の周波数より高い周波数成分における、前記第１特性及び前記第２特性から前記推定値を推定する
    ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
11. 前記制御手段は、
    前記モータの停止状態で、ｄ軸のみの電流指令値に基づいて、前記モータの前記ｄ軸の第１インダクタンスを演算し、
    前記モータの過渡状態の前記第１特性、及び、前記過渡状態の前記第２特性から、前記モータの前記ｄ軸の第２インダクタンスを推定し、
    前記第１インダクタンス及び前記第２インダクタンスから、前記磁石の温度を推定する
    ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
12. 前記センサは前記モータの電流を検出し、
    前記制御手段は、
    前記モータの電流応答特性を前記第２特性として、前記推定値を推定する
    ことを特徴とする請求項１〜１１のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
13. 前記センサは前記モータの電圧を検出し、
    前記制御手段は、
    前記モータの電圧応答特性を前記第２特性として、前記推定値を推定する
    ことを特徴とする請求項１〜１１のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
14. 前記センサは前記モータのトルクを検出し、
    前記制御手段は、
    前記モータのトルク応答特性を前記第２特性として、前記推定値を推定する
    ことを特徴とする請求項１〜１１のいずれか一項に記載のモータ制御装置。

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