JP2013244170A - 洗濯機 - Google Patents

Abstract

【課題】高ＰＷＭ出力時には下アームがオンする時間が確保できず、電流が検知できなくなり、電流を誤検知し、これを元にベクトル制御すると、モータが止まったり、過電流が流れたりして、モータ制御に不具合が生じる。
【解決手段】制御手段１０はインバータ回路７のＰＷＭ出力が第１の所定値以上になったときに、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分とに分解せずに、磁束に対応した電流成分の直前の値とトルクに対応した電流成分の直前の値を用いることでインバータ回路７を制御するようにしたので、高ＰＷＭ出力で下アームがオンする時間が確保できない場合でも、モータ制御に不具合が生じることなく制御でき、モータの急停止や過電流、過電流によるモータやインバータ回路の故障を未然に防ぐことができる。
【選択図】図２

Description

本発明は、洗濯機のモータ駆動装置に関するものである。

従来、この種の洗濯機は、ベクトル制御でモータを駆動することにより、洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス検出時に定トルク制御ができるようにし、脱水回転時の回転数変動を検出することにより衣類のアンバランスを検出し、衣類のアンバランスに応じて回転数を制御することで、アンバランスの検出精度を向上させるとともに、洗濯兼脱水槽を高速回転させて脱水率を向上させている。（例えば、参考文献１）。

特許第３９１５５５７号公報

しかし、このような構成の場合、モータの電流検出がインバータ回路の下アームがオンする時間に限られることから、高ＰＷＭ出力時には下アームがオンする時間が確保できず、電流が検知できなくなり、電流を誤検知する。この誤検知した電流を元にベクトル制御すると、誤ったモータ電圧を印可して、モータが止まったり、過電流が流れたりして、モータ制御に不具合が生じる。最悪の場合この過電流によりモータ巻き線のレアショート、モータの減磁、インバータ回路のパワースイッチング半導体の故障が生じ、モータが動作しなくなるという課題を有していた。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、高ＰＷＭ出力で下アームがオンする時間が確保できない場合でも、誤検知した電流を無効にして、直前に検知した電流値で電圧制御を行うことで、モータ制御に不具合が生じることなく制御でき、モータの急停止や過電流、過電流によるモータやインバータ回路の故障を未然に防ぐ洗濯機を提供することを目的としている。

従来の課題を解決するために、本発明の洗濯機は、洗濯物を収容して回転駆動される回転ドラムと、整流回路で整流された直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記回転ドラムを前記インバータ回路により駆動するモータと、前記モータの回転子位置を検知する位置検出手段と、前記モータの電流を検知する電流検出手段と、前記電流検出手段で検出された電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解し、前記磁束に対応した電流成分と前記トルクに対応した電流成分とをそれぞれ独立して制御する電流制御手段と、洗い・すすぎ・脱水の各行程の少なくとも１つ以上の行程において前記インバータ回路および前記電流制御手段を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は前記インバータ回路のＰＷＭ出力が第１の所定値以上になったときに、前記磁束に対応した電流成分と前記トルクに対応した電流成分とに分解せずに、前記磁束に対応した電流成分の直前の値と前記トルクに対応した電流成分の直前の値を用いることで前記インバータ回路を制御するようにした。

これによって、高ＰＷＭ出力で下アームがオンする時間が確保できない場合でも、誤検知した電流を無効にして、直前に検知した電流値で電圧制御を行うことで、モータ制御に不具合が生じることなく制御できるようになる。

また、前記整流回路で整流された直流電圧を検知する直流電圧検知手段を備え、前記制御手段は前記直流電圧検知手段が所定電圧以下の電圧を検知したときに、前記インバータ回路で出力されるＰＷＭ出力が第２の所定値より大きくならないように制限した。

これによって、直流電圧が低く、ＰＷＭ出力が高くなりやすい場合でも、電流を正しく検知できる領域でのみ、ＰＷＭ出力を制御することができるようになる。

また、前記位置検出手段からの入力信号により回転数を検知する回転数検知手段と、前記モータを設定回転数に制御する回転数制御手段を備え、前記制御手段は脱水動作中に、前記回転数検知手段で検知した検知回転数と設定回転数との差が、所定の回転数許容差を超える状態が第１の所定時間以上続いたときに、脱水終了時間を第２の所定時間延ばすようにした。

これによって、設定回転数に追従できないような場合でも、脱水性能を確保することができるようになる。

また、第２の所定時間は検知回転数に応じて変化するようにした。

これによって、最適な脱水設定時間を設定することができるようになる。

本発明の洗濯機は、高ＰＷＭ出力で下アームがオンする時間が確保できない場合でも、誤検知した電流を無効にして、直前に検知した電流値で電圧制御を行うことで、モータ制御に不具合が生じることなく制御でき、モータの急停止や過電流、過電流によるモータやインバータ回路の故障を未然に防ぐことができる。

また、直流電圧が低く、ＰＷＭ出力が高くなりやすい場合でも、電流を正しく検知できる領域でのみ、ＰＷＭ出力を制御することができ、直流電圧が通常の状態のときは、ＰＷＭ出力を制限することなく、モータを制御することができる。

また、過負荷などで設定回転数に追従できず、脱水回転数が低い状態だと脱水性能が落ちてしまう状態でも、脱水性能を確保することができる。

また、脱水性能が確保するために最適な脱水設定時間を設定することができる。

本実施の形態における洗濯機の要部断面図 同洗濯機のブロック図 同洗濯機のモータ制御のタイムチャート 同洗濯機の脱水行程のフローチャート 同洗濯機のモータ駆動サブルーチンのフローチャート （ａ）同洗濯機のキャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャート （ｂ）同、（ａ）に続くフローチャート 同洗濯機のＵ相電圧と検知されるＵ相電流のタイムチャート 同洗濯機の位置信号割込サブルーチンのフローチャート （ａ）同洗濯機の回転数制御サブルーチンのフローチャート （ｂ）同、（ａ）に続くフローチャート 同洗濯機の検知回転数と加算する脱水設定時間を示す図

第１の発明は、洗濯物を収容して回転駆動される回転ドラムと、整流回路で整流された直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記回転ドラムを前記インバータ回路により駆動するモータと、前記モータの回転子位置を検知する位置検出手段と、前記モータの電流を検知する電流検出手段と、前記電流検出手段で検出された電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解し、前記磁束に対応した電流成分と前記トルクに対応した電流成分とをそれぞれ独立して制御する電流制御手段と、洗い・すすぎ・脱水の各行程の少なくとも１つ以上の行程において前記インバータ回路および前記電流制御手段を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は前記インバータ回路のＰＷＭ出力が第１の所定値以上になったときに、前記磁束に対応した電流成分と前記トルクに対応した電流成分とに分解せずに、前記磁束に対応した電流成分の直前の値と前記トルクに対応した電流成分の直前の値を用いることで前記インバータ回路を制御するようにしたもので、これにより、高ＰＷＭ出力で下アームがオンする時間が確保できない場合でも、誤検知した電流を無効にして、直前に検知した電流値で電圧制御を行うことで、モータ制御に不具合が生じることなく制御でき、モータの急停止や過電流、過電流によるモータやインバータ回路の故障を未然に防ぐことができる。

第２の発明は、特に、第１の発明の構成において、前記整流回路で整流された直流電圧を検知する直流電圧検知手段を備え、前記制御手段は前記直流電圧検知手段が所定電圧以下の電圧を検知したときに、前記インバータ回路で出力されるＰＷＭ出力が第２の所定値より大きくならないように制限するようにしたもので、これにより、直流電圧が低く、ＰＷＭ出力が高くなりやすい場合でも、電流を正しく検知できる領域でのみ、ＰＷＭ出力を制御することができる。また、直流電圧が通常の状態のときは、ＰＷＭ出力を制限することなく、モータを制御することができる。

第３の発明は、特に、第１の発明または第２の発明の構成において、前記位置検出手段からの入力信号により回転数を検知する回転数検知手段と、前記モータを設定回転数に制御する回転数制御手段を備え、前記制御手段は脱水動作中に、前記回転数検知手段で検知した検知回転数と設定回転数との差が、所定の回転数許容差を超える状態が第１の所定時間以上続いたときに、脱水終了時間を第２の所定時間延ばすようにしたもので、これにより、過負荷などで設定回転数に追従できず、脱水回転数が低い状態だと脱水性能が落ちてしまう状態でも、脱水性能を確保することができる。

第４の発明は、特に第３の発明の構成において、第２の所定時間は検知回転数に応じて変化するようにしたもので、これにより、脱水性能が確保するために最適な脱水設定時間を設定することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は洗濯機の要部断面図であり、回転ドラム１は、有底円筒形に形成し外周部に多数の通水孔を側壁に設け、水受け槽（水槽）２内に回転自在に配設されている。回転ドラム１の回転中心に傾斜方向に設けた回転軸（回転中心軸）の一端を固定し、回転軸の他端にドラムプーリー３を固定している。なお、この回転軸は洗濯機の正面側から底部となる背面側に向けて回転軸の方向が水平方向から下向き傾斜となっている。

水受け槽２の背面に取り付けたモータ４は、ベルト５によりドラムプーリー３と連結し、モータ４により回転ドラム１が正転、または反転できるように構成され回転駆動される。回転ドラム１の内壁面に数個の突起板を設けており、この突起板により洗濯物が回転時に引っ掛けられ適度な高さから落とされることによって、いわゆる叩き洗いの効果を発揮し洗浄される。また、水受け槽２は洗濯機本体の天板によりばね体で揺動可能に吊り下げられ、回転ドラム１の正面側の開口部を蓋体（蓋）により開閉自在に覆っている。

図２に示すように、交流電源は、整流回路６に交流電力を加え、整流回路６は倍電圧整流回路を構成し、全波整流ダイオード６ａにより、交流電源が正電圧のときはコンデンサ６ｂを充電し、交流電源が負電圧のときはコンデンサ６ｃを充電し、直列接続されたコンデンサ６ｂ、６ｃの両端には倍電圧直流電圧が発生し、インバータ回路７に倍電圧直流電圧を加える。また、直流電圧検知回路７ａおよび直流電圧検知手段７ｂによりインバータ回路７に加えられる倍電圧直流電圧を検知する。

インバータ回路７は、６個のパワースイッチング半導体と逆並列ダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成し、通常、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）と逆並列ダイオードおよびその駆動回路と保護回路を内蔵したインテリジェントパワーモジュール（以下、ＩＰＭという）で構成している。インバータ回路７の出力端子にモータ４を接続し、駆動する。

モータ４は直流ブラシレスモータにより構成し、回転子を構成する永久磁石と固定子との相対位置（回転子位置）を位置検出手段８により検出する。位置検出手段８は、通常、３個のホールセンサ８ａ、８ｂ、８ｃにより構成し、電気角６０度ごとの位置信号を検出する。

電流検出手段９は、インバータ回路７の負電圧端子と整流回路６の負電圧端子間にシャント抵抗９ａ、９ｂ、９ｃを接続し、このシャント抵抗の両端電圧から算出したインバータ回路７の入力電流をもとに、モータ４の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。通常はシャント抵抗を用いるが、交流電流トランスあるいは直流電流トランスでも検出可能である。

制御手段１０は、位置検出手段８と電流検出手段９で検出されたモータの位相やモータの相電流の情報をもとに、インバータ回路７を制御してモータ４の回転数を制御するものである。マイクロコンピュータと、マイクロコンピュータに内蔵したインバータ制御タイマー（ＰＷＭタイマー）、高速Ａ／Ｄ変換回路、メモリ回路（ＲＯＭ、ＲＡＭ）等より構成し、位置検出手段８の出力信号より電気角を検知する電気角検知手段１１と、電流検出手段９の出力信号と電気角検知手段１１の信号より磁束に対応した電流成分Ｉｄとトルクに対応した電流成分Ｉｑに分解する３相／２相ｄｑ変換手段１２と、静止座標系から回転座標系に変換、あるいは逆変換するのに必要な正弦波データ（ｓｉｎ、ｃｏｓデータ）を格納する記憶手段１３と、磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する２相／３相ｄｑ逆変換手段１４と、３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じてインバータ回路７のＩＧＢＴのスイッチングを制御するＰＷＭ制御手段１５などを備えている。

さらに、行程に応じてモータ４の起動、停止、回転数、および制動等を制御する設定変更手段１６と、位置検出手段８の出力信号よりモータ回転数およびドラム回転数を検知する回転数検知手段１７と、回転数検知手段１７の出力信号に応じて回転ドラム１の回転数を制御する回転数制御手段１８と、設定変更手段１６と回転数制御手段１８からのｄ軸（ｄｉｒｅｃｔ−ａｘｉｓ）電流設定信号Ｉｄｓ、ｑ軸（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ａｘｉｓ）電流設定信号Ｉｑｓと、３相／２相ｄｑ変換手段１２より演算したＩｄとＩｑを比較しモータ電流を制御するための磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを演算する電流制御手段１９とを備えている。

トルクに対応したｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓとなるようにフィードバック制御することによりトルク制御が可能となる。しかし、ドラム回転数が上昇するとモータ誘起電圧が上昇してトルク電流Ｉｑが増加しなくなるので、ドラム回転数に応じてｄ軸電流を増加させる、いわゆる弱め磁束制御によりｑ軸電流も増加させることができ、トルクを増加させることができる。

図３は各部の波形関係を示し、ホールセンサ８ａ、８ｂ、８ｃの出力信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジ信号は６０度ごとに変化して、各部状態信号より３６０度を６分割した角度が判別できる。出力信号Ｈ１がローからハイとなるハイエッジを基準電気角０度として示し、モータ４のＵ相巻線誘起電圧Ｅｃは、基準信号Ｈ１から３０度遅れた波形となる。Ｕ相モータ電流Ｉｕとモータ誘起電圧Ｅｃの位相を同じにすると最大効率が得られる。モータ誘起電圧Ｅｃがｑ軸と同等軸となり、ｄ軸は９０度遅れている。ｑ軸電流はモータ誘起電圧位相と同相なのでトルク電流と呼ばれる。

図３において、Ｕ相モータ電流Ｉｕは、Ｕ相巻線誘起電圧Ｅｃよりわずかに進んで、モータ印加電圧ＶｕはＵ相巻線誘起電圧Ｅｃより３０度進んだ波形を示す。ＶｃはＰＷＭ制御手段１５内で生成される鋸歯状波形のキャリヤ信号で、Ｖｕは正弦波状のＵ相制御電圧でキャリヤ信号ＶｃとＵ相制御電圧Ｖｕを比較したＰＷＭ信号ｕをＰＷＭ制御手段１５内で発生させ、インバータ回路７のＵ相上アームトランジスタの制御信号として加える。ｃｋはキャリヤ信号Ｖｃの同期信号で、キャリヤカウンタがカウントアップしてオーバーフローしたときの割込信号である。

モータ４のロータ磁石軸とステータの磁束軸が一致した電気角をｄ軸として基準電気角０度として静止座標系から回転座標系への座標変換、すなわち、ｄｑ変換を行うので、電気角検知手段１１は、ホールセンサ８ａ、８ｂ、８ｃの出力信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３より３０度、９０度、１５０度等の電気角を検知し、６０度毎以外は推定により電気角θを求める。

一般的に、磁束に対応した電流成分をｄ軸電流Ｉｄと呼び、永久磁石の磁束と界磁の磁束が同軸上で永久磁石が界磁に吸引された状態なのでトルクは零となる。また、ｄ軸から電気角で９０度の角度で誘起電圧位相と同じ位相となりトルク最大となる軸をｑ軸と呼び、トルクに対応した電流成分なのでｑ軸電流Ｉｑと呼ぶ。さらに、ｄ軸電流を負の方向に増加させるとｄ軸上の界磁磁束を弱めることと等価となるので界磁弱め制御、あるいは弱め磁束制御（または磁束弱め制御）と呼ばれる。また、ｄ軸電流とｑ軸電流に分解してそれぞれ独立に制御するのでベクトル制御と呼ばれる。

３相／２相ｄｑ変換手段１２は、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを（数１）によりｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに変換するもので、電気角θに対応して検出したモータ電流瞬時値よりＩｄ、Ｉｑを演算する。

記憶手段１３には、ｓｉｎθとｃｏｓθのデータを記憶しているので、電気角データに対応したデータを呼び出して積和演算を行うことにより、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに分解できる。電気角θの検知とモータ電流瞬時値の検出はキャリヤ信号に同期して行うもので、後述するフローチャートに従い、詳細な説明を行う。

回転数検知手段１７は、ホールセンサ８ａ、８ｂ、８ｃの出力信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３いずれか１相よりモータ回転数を検知し、モータ４の極数と、ドラムプーリー３とモータプーリの比からドラム回転数に変換し、ドラム回転数信号を設定変更手段１６、回転数制御手段１８に加える。設定変更手段１６は、モータ４の起動制御とドラム回転数の設定、およびドラム回転数とｑ軸電流設定値Ｉｑｓに応じたｄ軸電流Ｉｄｓの演算を行い、回転数制御手段１８にドラム回転数設定信号Ｎｓを加え、電流制御手段１９にｄ軸設定信号Ｉｄｓを加える。

回転数制御手段１８は、ドラムの検知回転数ｎ（以下、検知回転数）とドラムの設定回転数Ｎｓ（以下、設定回転数）を比較する回転数比較手段１８ａと、検知回転数ｎと設定回転数Ｎｓとの誤差信号Δｎと、回転数の変化率（加速度）に応じてｑ軸電流設定値Ｉｑｓを制御するトルク電流設定手段１８ｂより構成される。

電流制御手段１９は、３相／２相ｄｑ変換手段１２の出力信号Ｉｑ、Ｉｄと設定信号Ｉｑｓ、Ｉｄｓをそれぞれ比較して制御電圧信号Ｖｑ、Ｖｄを出力するもので、ｑ軸電流比較手段１９ａ、ｑ軸電圧設定手段１９ｂ、ｄ軸電流比較手段１９ｃ、ｄ軸電圧設定手段１９ｄより構成し、ｑ軸電流とｄ軸電流をそれぞれ制御する電圧信号Ｖｑ、Ｖｄを生成する。

ｄ軸電流設定値Ｉｄｓは、設定変更手段１６から電流制御手段１９に信号が加えられるもので、埋め込み磁石モータの場合には回転数に応じてｄ軸電流設定値Ｉｄｓを増加させて弱め界磁制御を行う。表面磁石モータの場合には、通常、Ｉｄｓは零に設定し、高回転数駆動の場合にＩｄｓを増加させる。

２相／３相ｄｑ逆変換手段１４は、電圧信号Ｖｑ、Ｖｄより３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを（数２）より演算するもので、キャリヤ信号に同期して、電気角検知手段１１により検知した電気角θに対応した正弦波状の信号をＰＷＭ制御手段１５に加える。記憶手段１３に記憶したｓｉｎθ、ｃｏｓθの積和演算の方法は、３相／２相ｄｑ変換手段１２の演算とほぼ同じである。

上記構成において図４を参照しながら動作を説明する。図４は脱水行程のフローチャートで、ステップ１００より脱水行程を開始し、ステップ１０１で脱水行程の各種初期設定を行い、ステップ１０２で時間とともに設定回転数を高くする。ステップ１０３で図５に示すモータ駆動サブルーチンを実行する。ステップ１０４で設定回転数が最終の設定回転数Ｎｍａｘ（たとえば、９００ｒ／ｍｉｎ）に達したかどうか判定し、Ｎｍａｘに達したらステップ１０５に進み、ステップ１０３と同様にモータ駆動サブルーチンを実行する。Ｎｍａｘ以下ならばステップ１０２に戻る。ステップ１０６で脱水の設定時間Ｔ１を呼び出し、ステップ１０７で設定時間Ｔ１が経過したかどうか判定し、経過するまでステップ１０５のモータ駆動を続け、経過したらステップ１０８でブレーキ制御を行い、ステップ１０９で脱水行程を終了する。

つぎに、図５に示すモータ駆動サブルーチンのフローチャートについて説明する。ステップ２００よりモータ駆動サブルーチンが開始する。ステップ２０１でサブルーチン実行の最初に判断する初期判定で、起動あるいは制動初期を判定し、起動あるいは制動初期であればステップ２０２で各種初期設定を行い、メインルーチンからのパラメータの受け渡しと各種設定を実行する。ステップ２０３で回転起動制御あるいは制動初期制御を行う。ステップ２０２、ステップ２０３は最初に一回だけ実行する。起動制御は、回転数フィードバック制御ができない起動時に、所定のモータ印加電圧に設定して１２０度通電するものであり、低いモータ印加電圧から高い電圧まで時間経過とともに電圧を上昇させるソフトスタートを行う。制動運転の場合には負のｄ軸電流を増やして、負のｑ軸電流を減らし、急激なブレーキトルクが加わらないようなソフトブレーキを行う。

つぎに、ステップ２０４でキャリヤ信号割込の有無を判定する。キャリヤ信号割込とは、ＰＷＭ制御手段１５のキャリヤカウンタがオーバーフローすると発生する割込信号ｃｋにより実行するもので、ステップ２０５で図６に示すキャリヤ信号割込サブルーチンを実行する。

ここで図６にあるキャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャートについて説明する。なお、図６（ａ）および図６（ｂ）は紙面の都合上分割してあるだけで連続したフローチャートであり、図中のＡでつながっている。従って、単に図６というときは、図６（ａ）および図６（ｂ）を併せたものである。

ステップ３００よりキャリヤ信号割込サブルーチンを開始し、ステップ３０１で割込信号ｃｋをカウントする。ステップ３０２でロータ位置電気角θを演算する。ロータ位置信号θは、別途求めたキャリヤ信号１周期当たりの電気角Δθとキャリヤカウンタのカウント値ｋを掛けた値ｋ・Δθを、位置検出手段８より検知できる６０度ごとの電気角φを加えることで推定演算する。例えば、モータ４を４極、ドラムプーリー３とモータプーリの比を８．２５：１、キャリヤ周波数を１５．６ｋＨｚ、回転数を９００ｒ／ｍｉｎとするとモータ駆動周波数は２４０Ｈｚとなり、電気角６０度内のキャリヤカウンタカウント値ｋは約１１となる。よって、Δθは約５．５度となる。モータ回転数が低い程、電気角６０度内のカウント値ｋは高くなり、演算上の電気角検知分解能は向上するので、回転数が低く精度が要求される場合でも問題はないことがわかる。

つぎに、ステップ３０３でモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。ここで、ＰＷＭ出力が高いほど、インバータ回路７の下アームのＯＮ時間が短くなり、ＯＦＦ時間の間はシャント抵抗９ａ、９ｂ、９ｃに電流が流れない特性を用いる。ステップ３０４で１つ前のキャリヤ信号割込でメモリされたＰＷＭ出力された３相のＰＷＭ出力値ＰＷＭｕ、ＰＷＭｖ、ＰＷＭｗ、最も高いＰＷＭ出力値をＰＷＭｍａｘ、最も低いＰＷＭ出力値をＰＷＭｍｉｎ、中間のＰＷＭ出力値をＰＷＭｍｉｄとする。ステップ３０５でＰＷＭｍａｘと同相の電流をＩｍａｘ、ＰＷＭｍｉｎと同相の電流をＩｍｉｎ、ＰＷＭｍｉｄと同相の電流をＩｍｉｄとする。つぎにステップ３０６でＩｍａｘは、キルヒホッフの法則（Ｉｍａｘ＋Ｉｍｉｄ＋Ｉｍｉｎ＝０）より、Ｉｍａｘ＝−（Ｉｍｉｎ＋Ｉｍｉｄ）で演算して、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのうち電流を誤検知しやすい１相を修正する。つまり、ＰＷＭｍａｘ＝ＰＷＭｕのときは、同相のＵ相電流ＩｕをＩｕ＝−（Ｉｖ＋Ｉｗ）よりを演算して、ステップ３０３で検出したＩｕを無効にする。

ここで図７にあるＵ相電圧と検知されるＵ相電流のタイムチャートについて説明する。図３と同様にキャリヤ信号ＶｃとＵ相電圧Ｖｕから、Ｕ相上アームとＵ相下アームの信号が生成される。Ｕ相下アームのＯＮ時間のみ、シャント抵抗９ａに電流が流れるため、Ｕ相実電流Ｉｕは正弦波の場合でも、Ｕ相検知電流Ｉｕ’は電流が流れない箇所が０Ａとなってしまう部分が生じる。よって、Ｕ相電圧Ｖｕが大きく、Ｕ相下アームのＯＮ時間が短い範囲では、Ｕ相のシャント抵抗９ａに電流が流れる時間が限られ、電流検知時間（例えば１μｓ）より短くなる場合は、Ｕ相検知電流が検知できない箇所が出てくる。このように、Ｕ相電流が検知できない箇所があっても、誤ったモータ制御をせず、誤った電圧を印可させないために、以下のステップ３０７〜ステップ３１０を行う。ここでは、２相変調のときのＵ相電圧Ｖｕについて記載しているが、３相変調など他の場合も同様である。またＵ相の例について述べているが、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。

ステップ３０７でＰＷＭｍｉｄが、第１の電流検知ＰＷＭ出力の最大値ＰＷＭｍ１（例えば、８５０／１０００）以下かどうかを判定する。ＰＷＭｍ１以下なら、ステップ３０８で電気角θとモータ電流より、（数１）の演算により３相／２相ｄｑ変換を行い、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを求める。ステップ３０９でＩｄ、Ｉｑをメモリし、別途回転数制御データとして用いる。ＰＷＭｍ１より大きい場合はステップ３０８、ステップ３０９を飛ばして、ステップ３１０に進む。つまりＩｄ、Ｉｑは演算しない。

これにより、図７のような電流を誤検知する場合でも、１つ前のキャリヤ信号割込でメモリされたｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを用いて、ステップ３１０からステップ３１５のＰＷＭ出力までの実施することで、モータ制御に不具合が生じることなく制御でき、モータが止まったり、過電流が流れることを未然に防止できる。さらに、過電流を抑えられることから、モータやインバータ回路の故障を未然に防ぐことができる。

また、Ｉｑ、Ｉｄは直流的に変化するため、直前の値を用いても、回転数制御の追従性が損なわれるなどの弊害はない。

つぎに、ステップ３１０でｄ軸制御電圧Ｖｄ、ｑ軸制御電圧Ｖｑ、倍電圧直流電圧Ｖｅを呼び出し、ステップ３１１で（数２）の演算により２相／３相ｄｑ逆変換を行い、３相制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求める。この逆変換は、ステップ３０８と同じように記憶手段１３の電気角に対応したｓｉｎθ、ｃｏｓθデータを用い、積和演算を高速で行う。ステップ３１２で３相制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに対応したＰＷＭ出力値ＰＷＭｕ、ＰＷＭｖ、ＰＷＭｗに変換する。

つぎに、ステップ３１３でインバータ回路に加えられる倍電圧直流電圧Ｖｅが、所定電圧（例えば、２４０Ｖ）以下の場合は、ステップ３１４に進み、所定電圧より大きい場合はステップ３１４、ステップ３１５を飛ばして、ステップ３１６に進む。

ステップ３１４でＰＷＭｕ、ＰＷＭｖ、ＰＷＭｗのすべてが第２の電流検知ＰＷＭ出力の最大値ＰＷＭｍ２（例えば、８５０／１０００）以下かどうかを判定する。ＰＷＭｍ２以下なら、ステップ３１６でＰＷＭ出力する。ＰＷＭｍ２より大きい場合はステップ３１５でＰＷＭｍ２より大きいＰＷＭ出力値をＰＷＭｍ２に変更して、ステップ３１６でＰＷＭ出力する。

これにより、直流電圧が低く、ＰＷＭ出力が高くなりやすい場合でも、電流を正しく検知できる領域でのみ、ＰＷＭ出力を制御することができる。また、直流電圧が通常の状態のときは、ＰＷＭ出力を制限することなく、モータを制御することができる。ＰＷＭ出力の最大値ＰＷＭｍ１、ＰＷＭｍ２はそれぞれ電流が検知可能な最大値として、任意の値に設定することができる。

つぎに、ステップ３１６で３相のＰＷＭ出力値ＰＷＭｕ、ＰＷＭｖ、ＰＷＭｗをメモリし、次のキャリヤ信号割込で用いる。ステップ３１７でサブルーチンをリターンする。

ＰＷＭ制御は、図２でも説明したように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相各相に対応して、鋸歯状波（または三角波）のキャリヤ信号と制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを比較してインバータ回路７のＩＧＢＴオンオフ制御信号を発生させ、モータ４を正弦波駆動するもので、上アームトランジスタと下アームトランジスタの信号は逆転された波形で、上アームトランジスタの導通比を増加すると出力電圧は正電圧が増加し、下アームトランジスタの導通比を増加させると出力電圧は負電圧が増加する。導通比を５０％にすると出力電圧は零となる。

電気角θに対応して制御電圧を正弦波状に変化させると正弦波状の電流が流れる。正弦波駆動の場合、トランジスタの導通比を最大値１００％にしたとき、出力電圧は最大となり変調度Ａｍは１００％で、導通比の最大値を５０％にしたとき、出力電圧は最低となり変調度Ａｍは０％と呼ぶ。

モータ電流をベクトル制御するための、３相／２相ｄｑ変換と２相／３相ｄｑ逆変換をキャリヤ毎に高速で実行するので、高速の電流制御が可能となり、さらに、キャリヤ毎にトルク電流Ｉｑを検出するので負荷量が瞬時に判定できる特長がある。

キャリヤ信号割込サブルーチンを実行後は、図５に戻りステップ２０６で位置信号割込の有無を判定する。位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のいずれかの信号が変化すると割込信号が発生し、ステップ２０７で図８に示す位置信号割込サブルーチンを実行する。図２に示すように、電気角６０度ごとに割込信号が発生する。

ここで図８にある位置信号割込サブルーチンのフローチャートについて説明する。ステップ４００より位置信号割込サブルーチンを開始し、ステップ４０１で位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を入力し位置検出を行い、ステップ４０２で位置信号よりロータ電気角θｃを検出する。ステップ４０３に進み、キャリヤ信号割込サブルーチンでカウントしているカウント値ｋをｋｃにメモリし、ステップ４０４でカウント値ｋをクリヤし、ステップ４０５で電気角６０度間のキャリヤカウンタカウント値ｋｃより１キャリヤの電気角Δθを演算する。

つぎに、ステップ４０６で基準位置信号Ｈ１による割込信号かどうかを判定し、基準位置信号割込ならばステップ４０７で回転周期測定タイマーＴのカウント値Ｔを周期Ｔｏとしてメモリし、ステップ４０８でタイマーＴをクリヤし、ステップ４０９でモータ回転数ｎを演算する。つぎに、ステップ４１０で回転周期測定タイマーのカウントを開始させ、ステップ４１１でサブルーチンをリターンする。

回転周期測定タイマーの検知分解能を８ｂｉｔ精度にすると、クロックは６４μｓとなりキャリヤ信号をクロックに使用できるが、回転制御性能を向上するためには回転周期検知分解能を向上させる必要があり、クロックの周期は１〜１０μｓに設定する必要がある。この場合には、マイクロコンピュータのシステムクロックを分周してクロックに使用する。

以上に説明した回転数検知方法は、位置信号Ｈ１の周期から求める方法を示したが、位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３をすべて使用してもよい。また、キャリヤ信号を三角波にすると、キャリヤカウンタタイマーの周期は鋸歯状波の２倍となるので、三角波のオーバーフロー信号をクロックにすると分解能が向上するので三角波タイマーのオーバーフロー信号をクロックにしてもよい。

位置信号割込サブルーチンを実行後は、図５に戻りステップ２０８で回転数制御サブルーチンを実行する。ステップ２０９でサブルーチンをリターンする。

ここで図９にある回転数制御サブルーチンのフローチャートについて説明する。なお、図９（ａ）および図９（ｂ）は紙面の都合上分割してあるだけで連続したフローチャートであり、図中のＢでつながっている。従って、単に図９というときは、図９（ａ）および図９（ｂ）を併せたものである。

ステップ５００より回転数制御サブルーチンを開始し、ステップ５０１でモータ回転数ｎを呼び出し、ステップ５０２で通常駆動か、減速制動かのフラグ判定をする。

通常駆動ならばステップ５０３ですでにステップ５０６で脱水設定時間Ｔ１が変更されていないか判定する。変更されていればステップ５０７に進む。変更されていなければステップ５０４で設定回転数Ｎｓと検知回転数ｎの差と回転数許容差Ｎｒｍａｘ（例えば、１００ｒ／ｍｉｎ）から判定する。Ｎｓ−ｎ≦Ｎｄｍａｘなら、ステップ５０７に進む。Ｎｓ−ｎ＞Ｎｄｍａｘなら、ステップ５０５でＴ２（例えば、１０秒間）以上経過しているかを判定する。Ｔ２以上ならステップ５０６に進む。Ｔ２未満なら、ステップ５０７に進む。ステップ５０６で脱水の設定時間Ｔ１を図１０のように検知回転数に応じて、加算する。

これにより、過負荷などで設定回転数に追従できず、脱水回転数が低い状態だと脱水性能が落ちてしまう状態でも、脱水性能を確保することができる。ここで脱水の設定時間Ｔ１の加算時間は、低い回転数で検知したときには、加算時間をより多くし、脱水性能が確保できるように設定する。

ステップ５０７で設定回転数Ｎｓと検知回転数ｎの誤差によりｑ軸電流設定値Ｉｑｓを制御してトルク制御を行い、ステップ５０８でｑ軸電流設定値Ｉｑｓを上限値Ｉｑｍａｘと比較し、Ｉｑｓ＞Ｉｑｍａｘならばステップ５０９でＩｑｓをＩｑｍａｘとして、ｑ軸電流Ｉｑが上限値Ｉｑｍａｘ以上とならないようにし、Ｉｑｓ≦Ｉｑｍａｘならば、ステップ５０９をとばす。

また減速制動ならばステップ５１０で負のトルク制御、すなわち、ブレーキトルク制御のためにｑ軸電流設定値を−Ｉｑｓに設定する。

つぎに、ステップ５１１で設定回転数Ｎｓより位相角δを設定し、ステップ５１２でＩｑｓと位相角δよりｄ軸電流設定値Ｉｄｓを演算する。設定回転数のみでｄ軸電流を制御するとｑ軸電流Ｉｑが小さい場合、進角し過ぎてトルクが得られない場合があるので、設定回転数とｑ軸電流設定値Ｉｑｓに応じたｄ軸電流を設定する必要がある。

つぎに、ステップ５１３でｄ軸電流Ｉｄを呼び出し、ステップ５１４でＩｄとＩｄｓの大小比較判定を行い、ｄ軸電流Ｉｄが設定値Ｉｄｓよりも大きければステップ５１５でｄ軸制御電圧Ｖｄを減らし、ｄ軸電流Ｉｄが設定値Ｉｄｓよりも小さければステップ５１６でｄ軸制御電圧Ｖｄを増やす。

つぎに、ステップ５１７でｑ軸電流Ｉｑを呼び出し、ステップ５１８でＩｑとＩｑｓの大小比較判定を行い、ｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓよりも大きければステップ５１９でｑ軸制御圧Ｖｑを減らし、ｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓよりも小さければステップ５２０でｑ軸制御電圧Ｖｑを増やす。

つぎに、ステップ５２１で演算されたｄ軸制御電圧Ｖｄ、ｑ軸制御電圧Ｖｑをそれぞれメモリし、ステップ５２２でサブルーチンをリターンする。

ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑは、基本的にはキャリヤ信号ごとに変換するので、トルクリップルも含めて変動が大きい。変換したｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑと設定値Ｉｄｓ、Ｉｑｓをキャリヤごとに比較判断制御すると変動要素が大きく制御が安定しないので、平均化するなどの積分要素を加える必要がある。

よって、回転数制御サブルーチンは、図９に示すように、キャリヤ信号割込サブルーチン、あるいは、位置信号割込サブルーチンの中で実行せず、モータ駆動制御の中で独立に実行させる。ただし、回転制御の応答速度を速めるために、位置信号割込サブルーチンの中で行う方法も考えられるが、回転数が低い場合には逆に応答が遅くなる欠点がある。

上記はベルトによる回転ドラムの駆動するベルト駆動方式の洗濯機を例にとって説明しているが、回転ドラムとモータが同軸となるダイレクトドライブ方式の洗濯機においても、ドラム回転数がモータ回転数となるだけで、同様に高ＰＷＭ出力で下アームがオンする時間が確保できない場合でも、誤検知した電流を無効にして、直前に検知した電流値で電圧制御を行うことで、モータ制御に不具合が生じることなく制御でき、モータの急停止や過電流、過電流によるモータやインバータ回路の故障を未然に防ぐことができる。

また上記はドラム式洗濯機を例にとって説明しているが、モータの回転駆動軸をクラッチによって撹拌翼か、洗濯兼脱水槽に結合するパルセータ式の縦型洗濯機においても、同様に高ＰＷＭ出力で下アームがオンする時間が確保できない場合でも、誤検知した電流を無効にして、直前に検知した電流値で電圧制御を行うことで、モータ制御に不具合が生じることなく制御でき、モータの急停止や過電流、過電流によるモータやインバータ回路の故障を未然に防ぐことができる。

以上のように、本発明にかかる洗濯機は、高ＰＷＭ出力で下アームがオンする時間が確保できない場合でも、誤検知した電流を無効にして、直前に検知した電流値で電圧制御を行うことで、モータ制御に不具合が生じることなく制御でき、モータの急停止や過電流、過電流によるモータやインバータ回路の故障を未然に防ぐ洗濯機に有用である。

１ 回転ドラム
４ モータ
６ 整流回路
７ インバータ回路
７ｂ 直流電圧検知手段
８ 位置検出手段
９ 電流検出手段
１０ 制御手段
１２ ３相／２相ｄｑ変換手段
１４ ２相／３相ｄｑ逆変換手段
１５ ＰＷＭ制御手段
１７ 回転数検知手段
１８ 回転数制御手段
１９ 電流制御手段

Claims (4)

1. 洗濯物を収容して回転駆動される回転ドラムと、整流回路で整流された直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記回転ドラムを前記インバータ回路により駆動するモータと、前記モータの回転子位置を検知する位置検出手段と、前記モータの電流を検知する電流検出手段と、前記電流検出手段で検出された電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解し、前記磁束に対応した電流成分と前記トルクに対応した電流成分とをそれぞれ独立して制御する電流制御手段と、洗い・すすぎ・脱水の各行程の少なくとも１つ以上の行程において前記インバータ回路および前記電流制御手段を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は前記インバータ回路のＰＷＭ出力が第１の所定値以上になったときに、前記磁束に対応した電流成分と前記トルクに対応した電流成分とに分解せずに、前記磁束に対応した電流成分の直前の値と前記トルクに対応した電流成分の直前の値を用いることで前記インバータ回路を制御することを特徴とする洗濯機。
2. 前記整流回路で整流された直流電圧を検知する直流電圧検知手段を備え、前記制御手段は前記直流電圧検知手段が所定電圧以下の電圧を検知したときに、前記インバータ回路で出力されるＰＷＭ出力が第２の所定値より大きくならないように制限することを特徴とした請求項１記載の洗濯機。
3. 前記位置検出手段からの入力信号により回転数を検知する回転数検知手段と、前記モータを設定回転数に制御する回転数制御手段を備え、前記制御手段は脱水動作中に、前記回転数検知手段で検知した検知回転数と設定回転数との差が、所定の回転数許容差を超える状態が第１の所定時間以上続いたときに、脱水終了時間を第２の所定時間延ばすことを特徴とする請求項１または請求項２記載の洗濯機。
4. 第２の所定時間は検知回転数に応じて変化するようにした請求項３記載の洗濯機。

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