JP2013243895A - 電源供給回路、電子機器 - Google Patents
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Abstract
【課題】トランスの巻き線比がバラツク場合でも、電源供給回路の駆動を安定化させる。
【解決手段】トランスを介して電源を供給する電源供給回路において、発振により前記トランスに生じる電源を生成するスイッチ回路と、前記トランスの制御巻線から供給される第1電圧をもとに駆動し、前記スイッチ回路の発振を制御する発振制御部と、前記制御巻線と前記発振制御部との間に接続され、前記第1電圧に応じて設定された逆回復時間を有するダイオードと、各端子が前記スイッチ回路のゲートに接続され、前記第1電圧に応じて設定された容量を備えるコンデンサと、を有する。
【選択図】図2
【解決手段】トランスを介して電源を供給する電源供給回路において、発振により前記トランスに生じる電源を生成するスイッチ回路と、前記トランスの制御巻線から供給される第1電圧をもとに駆動し、前記スイッチ回路の発振を制御する発振制御部と、前記制御巻線と前記発振制御部との間に接続され、前記第1電圧に応じて設定された逆回復時間を有するダイオードと、各端子が前記スイッチ回路のゲートに接続され、前記第1電圧に応じて設定された容量を備えるコンデンサと、を有する。
【選択図】図2
Description
本発明は、電源供給回路に関し、特に、トランスを備える電源供給回路、及びこの電源供給回路を備える電子機器に関する。
従来、電源供給回路はトランスを介して2次側回路と接続されている。例えば、電源供給回路は、トランスの1次巻線側に備えられたスイッチング素子を発振させて1次巻線に所定の電源を発生させる。そして、トランスは巻き線比に応じた電源を2次巻線に発生させ、2次側回路へ供給する(例えば、特許文献1−3参照)。
また、トランスが制御巻線を備え、この制御巻線から供給される電源により駆動を行うプライマリー・コントロール方式の電源供給回路が知られている(例えば、特許文献4参照。)。
プライマリー・コントロール方式の電源供給回路では、トランスの巻き線比にバラツキが生じると、制御巻線から供給される電源が変動する。例えば、この電源の変動により発振制御部に供給される電圧が高い値となると、電源供給回路が過電圧状態となり好ましくない。
本発明は、上記課題にかんがみてなされたもので、トランスの巻き線比がバラツク場合でも、電源供給回路の駆動を安定化させることを目的とする。
上記課題を解決するために、本発明では、トランスを介して電源を供給する電源供給回路において、発振により前記トランスに生じる電源を生成するスイッチ回路と、前記トランスの制御巻線から供給される第1電圧をもとに駆動し、前記スイッチ回路の発振を制御する発振制御部と、前記制御巻線と前記発振制御部との間に接続され、前記第1電圧に応じて設定された逆回復時間を有するダイオードと、前記スイッチ回路のゲートに接続され、前記第1電圧に応じて設定された容量を備えるコンデンサと、を有する。
本発明では、第1電圧に応じて設定された逆回復時間を有するダイオードにより、このダイオードの順方向の抵抗を増やし、制御巻線の電圧上昇を抑える。ここで、逆回復時間とは、ダイオードに対して順バイアスが与えられているオン状態から,バイアス方向(極性)が変化してこのダイオードに対して逆バイアスが与えられても蓄積されたキャリアによって通電が可能な時間をいう。また、第1電圧に応じて設定された容量を有するコンデンサにより、スイッチ回路の発振周期を遅くする。
そのため、この二つの構成を組み合わせることで、トランスの巻き線比のバラツキに起因する第1電圧の上昇を抑制し、電源供給回路の駆動を安定化させることができる。
そのため、この二つの構成を組み合わせることで、トランスの巻き線比のバラツキに起因する第1電圧の上昇を抑制し、電源供給回路の駆動を安定化させることができる。
また、前記第1電圧が所定値以上である場合、前記発振制御部への前記第1電圧の供給を停止する過電圧検出回路を有する構成としてもよい。
上記のように構成された発明では、トランスのバラツキに起因する過電圧状態を過電圧検出回路に検出させないようにすることができる。
そして、前記ダイオードと前記発振制御部との間に接続され、当該電源供給回路の消費電力を設定する設定抵抗を備える構成としてもよい。
上記のように構成された発明では、電源供給回路の消費電力を低減することができる。
また、本発明は、電源供給回路のみならず、この電源供給回路を備える電子機器にも適用することができる。
以上説明したように、本発明では、トランスの巻き線比がバラツク場合でも、電源供給回路の駆動を安定化させることができる。
以下、下記の順序に従って本発明の実施形態を説明する。
1.実施形態:
2.実施例:
3.その他の実施形態:
1.実施形態:
2.実施例:
3.その他の実施形態:
1.実施形態:
以下、この発明に係る電子機器を具体化した第1の実施の形態について説明する。図1は、電子機器1の構成を説明するブロック構成図である。また、図2は、電源供給回路20の構成を説明する図である。
以下、この発明に係る電子機器を具体化した第1の実施の形態について説明する。図1は、電子機器1の構成を説明するブロック構成図である。また、図2は、電源供給回路20の構成を説明する図である。
本実施形態では、電子機器1は、光ディスクを再生するメディア・プレイヤーとして説明を行う。電子機器1は、メディアドライブ11と、メインコントローラー12と、入出力I/F13と、電源供給回路20と、を備えている。
メディアドライブ11は、例えば、ブルーレイ・ディスク等の光ディスクに対して読取りや書き込みを行う。メディアドライブ11は、光ディスクに対してレーザー光を照射する光ピックアップ部や、光ディスクからの戻り光に基づいたデータの再生や、光ピックアップ部に対して光ディスクにデータの書き込みを行わせる光ピックアップ・コントローラーを備える。
メインコントローラー12は、CPUや、ROM、RAMを備え、電子機器1の駆動を統合的に制御する。メインコントローラー12は、メディアドライブ11と、入出力I/F13とに接続されている。そのため、メインコントローラー12は、入出力I/F13で取得されたデータをメディアドライブ11に出力することができる。また、メインコントローラー12は、メディアドライブ11により光ディスクから読み出されたデータを入出力I/F13に出力することができる。
電源供給回路20は、メディアドライブ11、メインコントローラー12、入出力I/F13の各部と電源ライン14を通じて接続され、各部に電源を供給する。また、電源供給回路20は、プライマリー・コントロール方式の駆動を行う。
図2に示すように、電源供給回路20は、コイル21、ダイオードブリッジ回路22、発振制御IC(発振制御部)23、FET(Field-Effect Transistor)24、トランス25、過電圧検出回路26、を備える。本実施形態では、FET24によりスイッチ回路が実現されるが、スイッチ回路はFETに限定されない。
コイル21は主電源から供給される電源をダイオードブリッジ回路22に供給する。ダイオードブリッジ回路22は、一端がトランス25の1次巻線25aに接続されている。また、コイル21とダイオードブリッジ回路22との間には、入力ライン27が接続されている。この入力ライン27は、発振制御IC23に起動信号を供給するものである。また、入力ライン27は電源供給回路20の起動時間を速くするため、ダイオードブリッジ回路22の後段に接続されている。
トランス25は、巻き線比が異なる1次巻線25a、2次巻線25b、制御巻線25cを備える。トランス25は、1次巻線25aがFET24のドレイン、及びダイオードブリッジ回路22の出力側に接続され、2次巻き線25bが、電子機器1を構成する各部に接続されている。また、制御巻線25cが、ダイオードD1のアノードに接続されている。
ダイオードD1のカソードには、消費電力を設定するための設定抵抗R1が接続されている。そのため、この設定抵抗R1の値を調整することで、電源供給回路20の消費電力を低減することができる。また、設定抵抗R1のダイオードD1に接続されない端は、発振制御IC23に接続されている。
FET24は、発振によりトランス25に電源を発生させる。また、FET24は、ゲートが発振制御IC23に接続され、ソースがグランドラインに接続されている。また、ゲートと発振制御IC23とを接続する配線上には、コンデンサC1が接続されている。本実施形態では、FET24は、MOS型FETを採用する。無論、n型チャンネルFETであってもよい。
発振制御IC23は、FET24の発振制御を行う。発振制御IC23は、ドライブ端子23aがFET24のゲートに接続され、VCC端子23bが設定抵抗R1に接続されている。即ち、VCC端子23bは、設定抵抗R1及びダイオードD1を介してトランス25の制御巻線25cに接続されている。また、VH端子23cは、入力ライン27に接続され、この入力ライン27から起動信号の供給を受ける。さらに、FB端子23dがフォトカプラー28を介して2次側回路に接続されている。
図3は、発振制御IC23の構成を説明するブロック図である。
一例に示す発振制御IC23は、その内部に、起動電流供給部23e、駆動電圧生成部23f、ドライブ信号出力部23g、フィードバック部23h、の各機能を備える。
一例に示す発振制御IC23は、その内部に、起動電流供給部23e、駆動電圧生成部23f、ドライブ信号出力部23g、フィードバック部23h、の各機能を備える。
起動電流供給部23eは、駆動電圧生成部23fに接続されている。また、起動電流供給部23eは、VH端子23cから供給される起動信号に基づいて生成される起動電流を駆動電圧生成部23fに供給する。
駆動電圧生成部23fは、発振制御IC23の各部に接続されている。また、駆動電圧生成部23fは、起動電流の供給を受けると、各部に駆動電圧の供給を開始する。また、駆動電圧生成部23fは、VCC端子23bから供給されるVCC電圧(第1電圧)により駆動を維持する。さらに、駆動電圧生成部23fは、VCC電圧が所定値以下となる場合、各部の駆動を停止させる低電圧保護機能を備える。
ドライブ信号出力部23gは、駆動電圧により駆動し、ドライブ端子23aから所定周期のドライブ信号を出力する。そのため、このドライブ信号のデューティにより、FET24のオン・オフが制御され発振が行われる。
また、フィードバック部23hは、ドライブ信号出力部23gと接続されており、FB端子23dに生じる電圧に応じて、ドライブ信号出力部23gの駆動を制御する。例えば、2次側回路の負荷が下がり、FB端子23dに生じる電圧が低くなると、フィードバック部23hは、ドライブ信号出力部23gの駆動を停止させる。
また、フィードバック部23hは、ドライブ信号出力部23gと接続されており、FB端子23dに生じる電圧に応じて、ドライブ信号出力部23gの駆動を制御する。例えば、2次側回路の負荷が下がり、FB端子23dに生じる電圧が低くなると、フィードバック部23hは、ドライブ信号出力部23gの駆動を停止させる。
過電圧検出回路26は、VCC端子23bと設定抵抗R1とを繋ぐ配線上に接続され、VCC電圧の電圧状態を監視している。一例として、過電圧検出回路26は、VCC端子23bと設定抵抗R1との間の導通を切替えるトランジスターを備える。そのため、VCC電圧が所定値を超える場合は、トランジスターを切替え、発振制御IC23へのVCC電圧の供給を停止させる。この場合、VCC端子に供給されるVCC電圧が低下し、発振制御IC23の内部では、駆動電圧生成部23fの低電圧保護機能が働く。なお、過電圧検出回路26は、発振制御ICの内部機能として実現される構成であってもよい。
以下、電源供給回路20の機能を説明する。
入力ライン27を通じて起動信号が発振制御IC23に供給されると、発振制御IC23はFET24の駆動を開始させる。そして、トランス25が駆動し、トランス25の制御巻線25cにVCC電圧が発生する。このVCC電圧はダイオードD1を通じて、発振制御IC23に供給される。そのため、発振制御IC23は、VCC電圧によりFET24の発振制御を維持する。その結果、電源供給回路20は、トランス25の2次巻線25bを通じて電源を各部に供給する。
入力ライン27を通じて起動信号が発振制御IC23に供給されると、発振制御IC23はFET24の駆動を開始させる。そして、トランス25が駆動し、トランス25の制御巻線25cにVCC電圧が発生する。このVCC電圧はダイオードD1を通じて、発振制御IC23に供給される。そのため、発振制御IC23は、VCC電圧によりFET24の発振制御を維持する。その結果、電源供給回路20は、トランス25の2次巻線25bを通じて電源を各部に供給する。
図4は、トランス25に生じる電圧を示す波形図である。
上記構成の電源供給回路20において、トランス25の巻き線比のばらつきにより、トランスの結合が悪くなり、サージ電圧を生じさせる場合がある。また、図4(a)に示すように、このサージ電圧は制御巻線25cにも発生し、VCC電圧の電圧値を高くする原因となる。VCC電圧が高くなると、過電圧検出回路26が機能し、VCC電圧の供給を停止させてしまう場合がある。
トランス25の巻き線比のバラツキは、トランス25の納入段階において未然に防止できることが望ましいが、歩留まりは一定の割合で発生する。また、トランス25を個々に検査することはコストが高くなる。
上記構成の電源供給回路20において、トランス25の巻き線比のばらつきにより、トランスの結合が悪くなり、サージ電圧を生じさせる場合がある。また、図4(a)に示すように、このサージ電圧は制御巻線25cにも発生し、VCC電圧の電圧値を高くする原因となる。VCC電圧が高くなると、過電圧検出回路26が機能し、VCC電圧の供給を停止させてしまう場合がある。
トランス25の巻き線比のバラツキは、トランス25の納入段階において未然に防止できることが望ましいが、歩留まりは一定の割合で発生する。また、トランス25を個々に検査することはコストが高くなる。
そのため、本発明では、ダイオードD1と、コンデンサC1とをもとに、トランス25の巻き線比のバラツキにより生じるVCC電圧の変動を吸収する構成としている。
具体的には、ダイオードD1に逆回復時間(Trr:Reverse Recovery Time)の大きいものを使用する。ダイオードD1の逆回復時間は、VCC電圧に応じて設定される。ここで、逆回復時間とは、ダイオードD1に対して順バイアスが与えられているオン状態から,バイアス方向(極性)が変化してこのダイオードD1に対して逆バイアスが与えられても蓄積されたキャリアによって通電が可能な時間をいう。逆回復時間の大きなダイオードD1を使用することで、ダイオードD1の順方向の抵抗を増やし、制御巻線25cの電圧上昇を抑えることができる。
また、FET24のゲートにコンデンサC1を接続することで、ゲートを繋ぐ配線上の容量を増やし、FET24のオフ時における立下りを遅くすることができる。その結果、FET24の発振周期を遅くし、サージ電圧を抑えることができる。コンデンサC1の容量は、VCC電圧に応じて設定される。
上記2つの構成を採用することで、図4(b)に示すように、VCC電圧にサージ電圧が生じる場合でも、電圧値を下げることが可能となり、過電圧保護が働くのを回避することができる。
また、FET24のゲートにコンデンサC1を接続することで、ゲートを繋ぐ配線上の容量を増やし、FET24のオフ時における立下りを遅くすることができる。その結果、FET24の発振周期を遅くし、サージ電圧を抑えることができる。コンデンサC1の容量は、VCC電圧に応じて設定される。
上記2つの構成を採用することで、図4(b)に示すように、VCC電圧にサージ電圧が生じる場合でも、電圧値を下げることが可能となり、過電圧保護が働くのを回避することができる。
2.実施例:
以下に電源供給回路の実施例を説明する。
図5は、各条件でのVCC電圧の値を示す表である。
本実施例では、発振制御ICとして、富士電機社製FA5640を使用した。トランス25の制御巻線25cの巻き線比を0.206とした。そして、トランス25の2次巻線25bに接続される回路に12Vの電圧が発生するよう発振周期を設定し、電源供給回路20を駆動させた。
以下に電源供給回路の実施例を説明する。
図5は、各条件でのVCC電圧の値を示す表である。
本実施例では、発振制御ICとして、富士電機社製FA5640を使用した。トランス25の制御巻線25cの巻き線比を0.206とした。そして、トランス25の2次巻線25bに接続される回路に12Vの電圧が発生するよう発振周期を設定し、電源供給回路20を駆動させた。
図5に示すように、条件1では、ダイオードD1の逆回復時間を150ns、コンデンサC1の容量をオープンとし、設定抵抗R1を18Ωとした。また、条件2では、ダイオードD1の逆回復時間を150ns、コンデンサC1の容量を1000PFとし、設定抵抗R1を18Ωとした。そして、条件3では、ダイオードD1の逆回復時間を300ns、コンデンサC1の容量を1000PFとし、設定抵抗R1を18Ωとした。さらに、条件4では、ダイオードD1の逆回復時間を300ns、コンデンサC1の容量を1000PFとし、設定抵抗R1を56Ωとした。
上記各条件において、ダイオードD1の逆回復時間が大きく、コンデンサC1の容量が多い条件3、4において、条件1、2と比べて、VCC電圧の値の低下が見られた。
また、条件3と条件4とを比べた場合、設定抵抗R1の抵抗値が低い条件3の消費電力が低い値となった。
以上により、VCC電圧に応じて設定された逆回復時間を有するダイオードD1と、VCC電圧に応じて設定された容量を有するコンデンサC1とを備えることで、VCC電圧を下げることが可能である。即ち、トランスの巻き線比がバラツク場合でも、電源供給回路の駆動を安定化させることが可能である。
また、条件3と条件4とを比べた場合、設定抵抗R1の抵抗値が低い条件3の消費電力が低い値となった。
以上により、VCC電圧に応じて設定された逆回復時間を有するダイオードD1と、VCC電圧に応じて設定された容量を有するコンデンサC1とを備えることで、VCC電圧を下げることが可能である。即ち、トランスの巻き線比がバラツク場合でも、電源供給回路の駆動を安定化させることが可能である。
3.その他の実施形態:
本発明は様々な実施形態が存在する。
過電圧検出回路26を、図6に示す構成としてもよい。
図6は、一例としての過電圧検出回路を説明する図である。過電圧検出回路26は、トランジスター31と、ツェナーダイオードD2と、コンデンサC2とを備える。
本発明は様々な実施形態が存在する。
過電圧検出回路26を、図6に示す構成としてもよい。
図6は、一例としての過電圧検出回路を説明する図である。過電圧検出回路26は、トランジスター31と、ツェナーダイオードD2と、コンデンサC2とを備える。
上記構成の過電圧検出回路26において、トランジスター31は、コレクターが設定抵抗R1に接続され、エミッターが発振制御IC23のVCC端子23bに接続されている。また、トランジスター31のベースは、抵抗R2を介してコレクターに接続され、又、ツェナーダイオードD2のカソードに接続されている。また、ツェナーダイオードD2のアノードはグランドラインに接続されている。そして、コンデンサC2の一端がツェナーダイオードD2のカソードに接続され、アノードがグランドラインに接続されている。
上記構成の過電圧検出回路26は、以下の動作を行う。即ち、制御巻線25cから供給されるVCC電圧がツェナーダイオードD2の降伏電圧を超えない場合は、トランジスター31はオン状態を維持する。そのため、VCC端子23bにはVCC電圧が供給される。一方、VCC電圧がツェナーダイオードD2の降伏電圧を超えると、トランジスター31がオフする。そのため、VCC端子23bにはVCC電圧が供給されず、発振制御IC23の低電圧保護機能により、発振制御IC23の駆動を停止する。
また、電子機器1としてメディア・プレイヤーを例に説明することは一例である。本発明のようなプライマリー・コントロール方式の電源供給回路を備える電子機器であればどのような装置にも本発明は適用することができる。
なお、本発明は上記実施例に限られるものでないことは言うまでもない。
即ち、上記実施例の中で開示した相互に置換可能な部材および構成等を適宜その組み合わせを変更して適用してもよい。
また、公知技術であって上記実施例の中で開示した部材および構成等と相互に置換可能な部材および構成等を適宜置換し、またその組み合わせを変更して適用してもよい。
そして、公知技術等に基づいて当業者が上記実施例の中で開示した部材および構成等の代用として想定し得る部材および構成等と適宜置換し、またその組み合わせを変更して適用してもよい。
即ち、上記実施例の中で開示した相互に置換可能な部材および構成等を適宜その組み合わせを変更して適用してもよい。
また、公知技術であって上記実施例の中で開示した部材および構成等と相互に置換可能な部材および構成等を適宜置換し、またその組み合わせを変更して適用してもよい。
そして、公知技術等に基づいて当業者が上記実施例の中で開示した部材および構成等の代用として想定し得る部材および構成等と適宜置換し、またその組み合わせを変更して適用してもよい。
1…電子機器、11…メディアドライブ、12…メインコントローラー、13…入出力I/F、14…電源ライン、20…電源供給回路、21…コイル、22…ダイオードブリッジ回路、23…発振制御IC、23a…ドライブ端子、23b…VCC端子、23c…VH端子、23d…FB端子、23e…起動電流供給部、23f…駆動電圧生成部、23g…ドライブ信号出力部、23h…フィードバック部、24…FET、25…トランス、25a…1次巻線、25b…2次巻線、25c…制御巻線、26…過電圧検出回路、27…入力ライン、28…フォトカプラー、C1…コンデンサ、D1…ダイオード、R1…設定抵抗
Claims (4)
- トランスを介して電源を供給する電源供給回路において、
発振により前記トランスに生じる電源を生成するスイッチ回路と、
前記トランスの制御巻線から供給される第1電圧をもとに駆動し、前記スイッチ回路の発振を制御する発振制御部と、
前記制御巻線と前記発振制御部との間に接続され、前記第1電圧に応じて設定された逆回復時間を有するダイオードと、
前記スイッチ回路のゲートに接続され、前記第1電圧に応じて設定された容量を備えるコンデンサと、を有することを特徴とする電源供給回路。 - 前記第1電圧が所定値以上である場合、前記発振制御部への前記第1電圧の供給を停止する過電圧検出回路を有する、ことを特徴とする請求項1に記載の電源供給回路。
- 前記ダイオードと前記発振制御部との間に接続され、当該電源供給回路の消費電力を設定する設定抵抗を備える、ことを特徴とする請求項1又は請求項2のいずれかに記載の電源供給回路。
- 電源供給回路からトランスを介して供給された電源をもとに駆動する電子機器において、
発振により前記トランスに生じる電源を生成するスイッチ回路と、
前記トランスの制御巻線から供給される第1電圧をもとに駆動し、前記スイッチ回路の発振を制御する発振制御部と、
前記制御巻線と前記発振制御部との間に接続され、前記第1電圧に応じて設定された逆回復時間を有するダイオードと、
前記スイッチ回路のゲートに接続され、前記第1電圧に応じて設定された容量を備えるコンデンサと、を有することを特徴とする電子機器。
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