JP2013236221A

JP2013236221A - オーディオ信号処理回路

Info

Publication number: JP2013236221A
Application number: JP2012106774A
Authority: JP
Inventors: Shuji Kimura; 修治木村; Hidesuke Ozawa; 英輔小澤
Original assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Current assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Priority date: 2012-05-08
Filing date: 2012-05-08
Publication date: 2013-11-21

Abstract

【課題】ポップ音を低減すると共に、回路規模が小さいオーディオ信号処理回路を提供する。
【解決手段】このオーディオ信号処理回路は、ＤＡ変換回路１、電子ボリューム回路２及びＬＰＦ３から構成される。ＤＡ変換回路１は、一定周期で発生するタイミング信号ＴＳに応じて、デジタル・オーディオ信号ＤＳを取り込み、アナログ・オーディオ信号ＡＳに変換して出力する。電子ボリューム回路２はタイミング信号ＴＳに応じて、ＤＡ変換回路１から出力されたアナログ・オーディオ信号の振幅調整を行う。すなわち、電子ボリューム回路２はＤＡ変換回路１からアナログ・オーディオ信号ＡＳが出力されるタイミングで振幅調整を行う。ＬＰＦ３は電子ボリューム回路２により振幅調整されたアナログ・オーディオ信号ＡＳを平滑化する。
【選択図】図１

Description

本発明は、オーディオ信号処理回路に関し、特に、ＤＡ変換回路と電子ボリューム回路を備えたオーディオ信号処理回路に関する。

近年、ＤＡ変換回路と電子ボリューム回路を１チップに搭載したオーディオ信号処理回路が開発されている。図９は、従来のオーディオ信号処理回路の構成を示す図である。図１０は従来のオーディオ信号処理回路の動作を説明する波形図である。このオーディオ信号処理回路は、ＤＡ変換回路（ＤＡＣ）１０、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１１及び電子ボリューム回路（ＥＶＲ）１２で構成される。

ＤＡ変換回路１０は、一定周期で発生するタイミング信号ＴＳに応じて、デジタル・オーディオ信号ＤＳを取り込み、アナログ・オーディオ信号ＡＳに変換する。ＤＡ変換回路１０に入力されるデジタル・オーディオ信号ＤＳはタイミング信号ＴＳに応じて変更されるので、ＤＡ変換回路１０から出力されるアナログ・オーディオ信号は図１０に示すように階段波である。なお、図１０において、横軸は時間、縦軸は信号の相対的な大きさを示す。破線はＤＡ変換回路１０の出力波形、実線はＬＰＦ１１の出力波形、一点鎖線は電子ボリューム回路１２の出力波形を表わしている。図１２においても同様である。

ＤＡ変換回路１０から出力されたアナログ・オーディオ信号ＡＳは、図１０に示すようにＬＰＦ１１により平滑化されて正弦波状になる。ＬＰＦ１１を通されたアナログ・オーディオ信号ＡＳは電子ボリューム回路１２に入力される。電子ボリューム回路１２は、ボリューム制御データに応じて、アナログ・オーディオ信号ＡＳの振幅調整（音量調整）を行う回路である。

しかしながら、アナログ・オーディオ信号ＡＳのゼロクロス点（アナログ・オーディオ信号ＡＳの値がゼロになる時点）以外の所で電子ボリューム回路１２による振幅切り替えが行われると、ポップ音と呼ばれるノイズが発生してしまう。

図１１に示すオーディオ信号処理回路は、ゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路１３を有し、ゼロクロス検出回路１３から出力されるゼロクロス検出信号ＺＳに応じて、電子ボリューム回路１２による振幅切り替えを行うものである。また、この回路では、ゼロクロス検出回路の遅延を補償し、アナログ・オーディオ信号ＡＳとのタイミング調整をするために、アナログ・オーディオ信号ＡＳを遅延する遅延回路１４が併せて設けられている。

これにより、電子ボリューム回路１２による振幅切り替えは常にゼロクロス点で行われるようになるので、図１２に示すように、ポップ音を低減することができる。

特開２００９−５１２８号公報

しかしながら、図１１に示した従来のオーディオ信号処理回路では、ポップ音を低減するためにゼロクロス検出回路１３や遅延回路１４を設ける必要があり、回路規模が大きくなるという問題があった。

また、図１１に示した従来のオーディオ信号処理回路のゼロクロス検出回路１３は、アナログ・オーディオ信号ＡＳを用いてゼロクロス点を検出しているので、アナログ処理回路で構成する必要があることから回路規模が大きいという問題があった。

本発明のオーディオ信号処理回路は、一定周期で発生するタイミング信号に応じて、デジタル・オーディオ信号をアナログ・オーディオ信号に変換するＤＡ変換回路と、前記タイミング信号に応じて、前記ＤＡ変換回路から出力されたアナログ・オーディオ信号の振幅調整を行う電子ボリューム回路と、前記電子ボリューム回路により振幅調整されたアナログ・オーディオ信号を平滑化するローパスフィルタと、を備えることを特徴とする。

また、本発明のオーディオ信号処理回路は、一定周期で到来するデジタル・オーディオ信号をアナログ・オーディオ信号に変換するＤＡ変換回路と、前記デジタル・オーディオ信号を用いて線形補間によりゼロクロス点を求め、ゼロクロス検出信号を出力するゼロクロス検出回路と、前記ＤＡ変換回路から出力されたアナログ・オーディオ信号を平滑化するローパスフィルタと、前記ゼロクロス検出信号に応じて、前記ローパスフィルタを通されたアナログ・オーディオ信号の振幅調整を行う電子ボリューム回路と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、ポップ音を低減すると共に、回路規模が小さいオーディオ信号処理回路を提供することができる。

本発明の第１の実施形態におけるオーディオ信号処理回路の構成を示す図である。ＤＡ変換回路の回路図である。本発明の第１の実施形態におけるオーディオ信号処理回路の動作を説明する波形図である。本発明の第２の実施形態におけるオーディオ信号処理回路の構成を示す図である。ゼロクロス検出回路の構成を示す図である。デジタル・オーディオ信号変化の様子を示す図である。線形補間部によるゼロクロス点の検出を示す図である。線形補間部によるゼロクロス点の検出（デジタル処理）を示す図である。第１の従来例のオーディオ信号処理回路の構成を示す図である。第１の従来例のオーディオ信号処理回路の動作を説明する波形図である。第２の従来例のオーディオ信号処理回路の構成を示す図である。第２の従来例のオーディオ信号処理回路の動作を説明する波形図である。

［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施形態におけるオーディオ信号処理回路の構成を示す図である。このオーディオ信号処理回路は、ＤＡ変換回路１、電子ボリューム回路２及びＬＰＦ（ローパスフィルタ）３から構成され、図９の回路におけるＬＰＦ１１と電子ボリューム回路１２の順序を入れ替え、ＤＡ変換回路１からのアナログ・オーディオ信号ＡＳの出力タイミングで電子ボリューム回路１２の振幅切り替えを行うようにしたものである。これは、ＤＡ変換回路１の出力は階段波であり、階段波の振幅がどのように変化してもポップ音が発生しないように後段にＬＰＦ３を設けているためである。

これにより、図１１の回路におけるゼロクロス検出回路１３や遅延回路１４を用いることなく、ポップ音の発生を抑制することができる。

以下、本実施形態のオーディオ信号処理回路の詳細な構成を説明する。ＤＡ変換回路１は、一定周期で発生するタイミング信号ＴＳに応じて、デジタル・オーディオ信号ＤＳを取り込み、アナログ・オーディオ信号ＡＳに変換して出力する。ＤＡ変換回路１に入力されるデジタル・オーディオ信号ＤＳはタイミング信号ＴＳに応じて変更されるので、ＤＡ変換回路１からアナログ・オーディオ信号は階段状に変化する。

図２は、ＤＡ変換回路１の回路図である。ＤＡ変換回路１は、Ｒ−２Ｒ型ＤＡ変換回路であり、スイッチ制御回路６、スイッチＳＷ１〜ＳＷｎ、抵抗ＲＸ１〜ＲＸｎ、ＲＹ１〜ＲＹｎ、差動アンプ７を含んで構成される。スイッチ制御回路６は、一定周期で発生するタイミング信号ＴＳに応じて、最下位ビットＬＳＢから最上位ビットＭＳＢまでのｎビットのデジタル・オーディオ信号を取り込み、且つ保持する。抵抗ＲＸ１〜ＲＸｎは、基準電圧Ｖｒｅｆと接地の間に直列接続される。抵抗ＲＹ１〜ＲＹｎは、それぞれスイッチＳＷ１〜ＳＷｎと、抵抗ＲＸ１〜ＲＸｎの接続点の間に接続される。

スイッチＳＷ１〜ＳＷｎは、スイッチ制御回路１０で保持されたｎビットのデジタル・オーディオ信号の対応するビットデータに応じてスイッチングし、対応する抵抗ＲＹ１〜ＲＹｎを差動アンプ７の反転入力端子（−）又は反転入力端子（＋）に接続する。これにより、ＤＡ変換回路１は、タイミング信号ＴＳに応じて、デジタル・オーディオ信号ＤＳを取り込み、アナログ・オーディオ信号ＡＳに変換して出力するようになっている。この場合、デジタル・オーディオ信号ＤＳは、タイミング信号ＴＳに同期して到来する。

なお、ＤＡ変換回路１は、Ｒ−２Ｒ型ＤＡ変換回路に限らず、タイミング信号ＴＳに応じて、デジタル・オーディオ信号ＤＳを取り込み、アナログ・オーディオ信号ＡＳに変換して出力するものであれば、デルタシグマ型ＤＡ変換回路などの他のタイプのＤＡ変換回路であってもよい。

電子ボリューム回路２はタイミング信号ＴＳに応じて、ＤＡ変換回路１から出力されたアナログ・オーディオ信号の振幅調整を行う。すなわち、電子ボリューム回路２はＤＡ変換回路１からアナログ・オーディオ信号ＡＳが出力されるタイミングで振幅調整を行う。ＬＰＦ３は電子ボリューム回路２により振幅調整されたアナログ・オーディオ信号ＡＳを平滑化する。

したがって、本実施形態のオーディオ信号処理回路によれば、図３に示すように、ゼロクロス点以外の所で電子ボリューム回路２による振幅切り替えを行ってもポップ音の発生を抑制することができる。なお、図３において、横軸は時間、縦軸は信号の相対的な大きさを示す。破線はＤＡ変換回路１の出力波形、実線は電子ボリューム回路２の出力波形、一点鎖線はＬＰＦ３の出力波形を表わしている。

［第２の実施形態］
図４は、本発明の第２の実施形態におけるオーディオ信号処理回路の構成を示す図である。このオーディオ信号処理回路は、ＤＡ変換回路１、電子ボリューム回路２、ＬＰＦ３、ゼロクロス検出回路４、及び遅延回路５で構成される。

図示のように、ＤＡ変換回路１は、デジタル・オーディオ信号ＤＳをアナログ・オーディオ信号ＡＳに変換する。ゼロクロス検出回路４は、デジタル・オーディオ信号ＤＳを用いて線形補間によりゼロクロス点を求め、ゼロクロス検出信号ＺＳを出力する。ＬＰＦ３は、ＤＡ変換回路１から出力されたアナログ・オーディオ信号ＡＳを平滑化する。そして、電子ボリューム回路３はゼロクロス検出信号ＺＳに応じて、ＬＰＦ３を通されたアナログ・オーディオ信号ＡＳの振幅調整を行う。

この場合、電子ボリューム回路３に入力されるゼロクロス検出信号ＺＳとアナログ・オーディオ信号ＡＳとのタイミング調整を行うために、ゼロクロス検出信号ＺＳを遅延回路５により遅延することが好ましい。

すなわち、本実施形態の回路では、図１１の従来の回路のようにアナログ・オーディオ信号ＡＳを用いてゼロクロス検出を行うのではなく、デジタル・オーディオ信号ＤＳを用い、デジタル処理により線形補間によりゼロクロス点を求めている。これにより、ゼロクロス検出回路４の回路規模を従来に比して小さくすることができる。

ゼロクロス検出回路４は、図５に示すように、デジタル・オーディオ信号の正負の符号を検出し、符号が変化する前後の２つのデジタル・オーディオ信号を特定する符号検出部４１と、２つのデジタル・オーディオ信号を用いて線形補間によりゼロクロス点を求め、ゼロクロス検出信号ＺＳを出力する線形補間部４２を含んで構成することができる。

次に、ゼロクロス検出回路４によるゼロクロス点の検出について図６乃至図８に基づいて説明する。図６は、デジタル・オーディオ信号ＤＳの変化の様子を示す図である。図６において、横軸は時間を表し、縦軸はデジタル・オーディオ信号ＤＳの値（相対値）を表わしている。デジタル・オーディオ信号ＤＳは、一定の周期Ｆｓで到来する個々のデジタル・オーディオ信号ａ〜ｌから成っている。デジタル・オーディオ信号ａ〜ｌは、それぞれデジタル・オーディオ信号の値と時刻によって特定される１つの点で表わされる。

符号検出部４１は、個々のデジタル・オーディオ信号ａ〜ｌの振幅値の正負を判定し、符号が変化する前後の２つのデジタル・オーディオ信号を特定する。図６の例では、デジタル・オーディオ信号ｈは正であり、次のデジタル・オーディオ信号ｉは負であるから、デジタル・オーディオ信号ＤＳのゼロクロス点は、デジタル・オーディオ信号ｈ，ｉの各時刻の間にあることになる。そこで、２つのデジタル・オーディオ信号ｈ，ｉがゼロクロス検出のための信号として特定される。

そして、線形補間部４２は、２つのデジタル・オーディオ信号ｈ，ｉを用いて線形補間によりゼロクロス点を求め、ゼロクロス検出信号ＺＳを出力する。つまり、２つのデジタル・オーディオ信号ｈ，ｉに対応する２点間を直線で結び、この直線とゼロライン（信号がゼロのライン）との交点がゼロクロス点になる。なお、図６において、次に到来する２つのデジタル・オーディオ信号ｋ，ｌも正負の符号が反転する前後の信号であり、同様にしてゼロクロス検出のために用いられる。

図７は線形補間部４２によるゼロクロス点の検出方法を詳しく示す図である。デジタル・オーディオ信号ｈの振幅値をＡ（正）とし、デジタル・オーディオ信号ｉの振幅値をＢ（負）とする。２つのデジタル・オーディオ信号ｈ，ｉの間の時間は一周期Ｆｓであるから、デジタル・オーディオ信号ｈがサンプリングされた時刻ｔｈを基準としたゼロクロス点の時刻ΔＴは、Ｆｓ×Ａ／（Ａ−Ｂ）で表わされる。

図８は、線形補間部４２によるゼロクロス点の検出をデジタル処理により行う方法を示す図である。線形補間部４２によるデジタル処理を可能にするため、２つのデジタル・オーディオ信号ｈ，ｉの間の振幅は例えば８ビットの分解能で表わされる。

すなわち、２つのデジタル・オーディオ信号ｈ，ｉの間は２５６分割される。例えば、デジタル・オーディオ信号ｈのゼロに対する振幅値Ａを２００、デジタル・オーディオ信号ｉｈのゼロに対する振幅値Ｂを−１００とする。また、一周期Ｆｓの間に２５６個のシステムクロックが含まれるとする。そうすると、ゼロクロス点の位置は、この周期Ｆｓの開始から１７０番目のクロックになることが分かる。なお、２つのデジタル・オーディオ信号ｈ，ｉの振幅の分解能、一周期Ｆｓの間に含まれるシステムクロックの個数は適宜変更することができる。

また、ＤＡ変換回路１としては、第１の実施形態の図２に示した回路を用いることができる。この場合、タイミング信号ＴＳとデジタル・オーディオ信号ａ〜ｌとは同期しており、タイミング信号ＴＳの周期は、デジタル・オーディオ信号ａ〜ｌの周期Ｆｓと一致することが好ましい。

このように、本実施形態によれば、ゼロクロス点で電子ボリューム回路２による振幅切り替えを行うのでポップ音を低減することができると共に、ゼロクロス検出回路４の回路規模を従来に比して小さくすることができる。

また、本実施形態によれば、従来の回路のようなアナログ回路処理の時に問題となるオフセット誤差や素子のばらつきがなくなり、ゼロクロス検出の特性向上を図ることもできる。

１ＤＡ変換回路２電子ボリューム回路３ＬＰＦ
４ゼロクロス検出回路５遅延回路６スイッチ制御回路
７差動アンプ４１符号判定部４２線形補間部

Claims

一定周期で発生するタイミング信号に応じて、デジタル・オーディオ信号をアナログ・オーディオ信号に変換するＤＡ変換回路と、
前記タイミング信号に応じて、前記ＤＡ変換回路から出力されたアナログ・オーディオ信号の振幅調整を行う電子ボリューム回路と、
前記電子ボリューム回路により振幅調整されたアナログ・オーディオ信号を平滑化するローパスフィルタと、を備えることを特徴とするオーディオ信号処理回路。
前記ＤＡ変換回路は、一定周期で発生するタイミング信号に応じて、デジタル・オーディオ信号を取り込み、且つ保持するスイッチ制御回路と、前記スイッチ制御回路からのデジタル・オーディオ信号に応じてスイッチングするスイッチ回路を含み、該スイッチ回路から前記アナログ・オーディオ信号が出力されることを特徴とする請求項１に記載のオーディオ信号処理回路。
一定周期で到来するデジタル・オーディオ信号をアナログ・オーディオ信号に変換するＤＡ変換回路と、
前記デジタル・オーディオ信号を用いて線形補間によりゼロクロス点を求め、ゼロクロス検出信号を出力するゼロクロス検出回路と、
前記ＤＡ変換回路から出力されたアナログ・オーディオ信号を平滑化するローパスフィルタと、
前記ゼロクロス検出信号に応じて、前記ローパスフィルタを通されたアナログ・オーディオ信号の振幅調整を行う電子ボリューム回路と、を備えることを特徴とするオーディオ信号処理回路。
前記ゼロクロス検出回路は、前記デジタル・オーディオ信号の正負の符号を検出し、符号が変化する前後の２つのデジタル・オーディオ信号を特定する符号検出部と、前記２つのデジタル・オーディオ信号を用いて線形補間によりゼロクロス点を求め、ゼロクロス検出信号を出力する線形補間部とを備えることを特徴とする請求項３に記載のオーディオ信号処理回路。
前記ゼロクロス検出信号を遅延して前記電子ボリューム回路に供給する遅延回路を備えることを特徴とする請求項３または４に記載のオーディオ信号処理回路。