JP2013217854A - 周波数変調発振源およびレーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スプリアスを低減した周波数変調発振源を得る。
【解決手段】実施の形態の周波数変調発振源は、変調端子と温度補償端子を備えた電圧制御発振器と、その帰還波を分周制御信号により分周した分周信号を出力する分周器と、ループ時定数以下でベースバンド幅のサンプリング間隔よりも小さい第１間隔で離散的に掃引し、ループ時定数以上の第２間隔で周期的かつ時間に対して略直線的に分周数を変化させる分周制御信号を生成する分周器制御部と、基準信号を生成する基準信号生成部１と、分周信号と基準信号との位相差に対応した比較信号を生成する比較部２と、比較信号をフィルタリングした制御信号を変調端子に入力するフィルタと、電圧制御発振器の周囲温度に基づく補償信号を生成して温度補償端子に入力する周波数補償信号発生部を具備し、電圧制御発振器は、温度ドリフトを補償した所定範囲の動作周波数にて発振周波数を第２間隔で周期的に変化させる。
【選択図】図８

Description

本発明は、周波数変調発振源およびレーダ装置に関する。

従来のＰＬＬ周波数変調源は、ループ時定数τ以下の時間刻みＴ１で離散的に掃引される基準信号源を、ループ時定数τ以上の変調周期Ｔ２で生成することで、基準信号源の離散的で急峻な周波数変化をＰＬＬによって平滑化し、周波数範囲：Ｎ×（ｆｏ±Δｆ）を定周期でかつ、ほぼ直線的に変化するＶＣＯ出力を得ている。

特開２０１０−７１８９９号公報

しかしながら、上記従来の技術によるＰＬＬ発振源を用いたレーダでは、以下のような課題があった。
（１）時間刻みＴ１が大きいと、受信ベースバンド信号で時間刻みＴ１の周期に相当するスプリアスが観測される。
（２）温度ドリフト等を補償するために変調動作点を変えた場合、ＶＣＯの変調感度Ｋｖが変化するため、ＰＬＬ回路のループ帯域が変動し、上記スプリアスレベルが変動する。
（３）ＶＣＯの変調感度Ｋｖが変化すると、ループ帯域（特性）が変動し、ＰＬＬ発振源の位相雑音性能が劣化する。

従って、スプリアス特性や、位相雑音特性が変動／劣化しない、ＰＬＬ発振源が望まれていた。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、所定の時間刻みで周波数を離散的に掃引することにより生ずるスプリアスを抑制した上で、ＶＣＯの変調感度特性の温度変動を抑え、位相雑音特性が変動／劣化しない周波数変調発振源およびレーダ装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、独立して発振周波数を制御する変調用端子と温度補償用端子とを備えた電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器からの帰還波を分周制御信号に基づいた分周数で分周した分周信号を出力する分周器と、ループ時定数（１／ｆｃ）以下でかつ受信ベースバンド信号の帯域幅Ｂのサンプリング間隔（１／２Ｂ）よりも小さい第１の時間間隔で離散的に掃引し、前記ループ時定数以上の第２の時間間隔で周期的かつ時間に対して略直線的に前記分周数を変化させる前記分周制御信号を生成する分周器制御部と、周波数基準信号を生成する基準信号生成部と、前記分周信号と前記周波数基準信号との位相差に対応した比較結果信号を生成する比較部と、前記比較結果信号をフィルタリングして生成した制御電圧信号を前記変調用端子に入力するループフィルタと、前記電圧制御発振器の周囲温度に基づく温度補償電圧信号を生成して前記温度補償用端子に入力する周波数補償信号発生部と、を具備し、前記電圧制御発振器は、前記発振周波数の温度ドリフトを補償した所定範囲の動作周波数にて、前記第２の時間間隔で前記発振周波数を周期的に変化させることを特徴とする。

本発明によれば、ＰＬＬ周波数変調源において所定の時間刻みで周波数を離散的に掃引することにより生ずるスプリアスを受信ベースバンド帯域外にして、スプリアスレベルを低減するという効果を奏する。また、ＰＬＬ回路が制御する変調用端子からみた電圧制御発振器の変調感度Ｋｖの温度変動が最小化するので、ループ帯域変動を抑制することができる。

図１は、実施の形態１にかかるＦＭＣＷ信号を生成する周波数変調発振源としてのＰＬＬ周波数変調源の構成を示したブロック図である。 図２は、ループフィルタ（ＬＦ）の伝達関数と共にスプリアスの発生周波数がシフトする様子を示す図である。 図３は、スプリアスの発生周波数が受信ベースバンド信号帯域の外にシフトする様子を示す図である。 図４は、周波数切替周期Ｔ１を小さくするにつれてスプリアスレベルが低下していく様子を数値データおよびグラフにして示した図である。 図５は、電圧制御発振器のＦＭ変調電圧−周波数特性の温度ドリフトと各温度で設定する変調動作点の変化を示した図である。 図６は、動作点Ｖtuneの変動による変調感度Ｋｖの変動量を示した図である。 図７は、ＰＬＬ周波数変調源出力の位相雑音特性（ループ帯域特性）を示した図である。 図８は、実施の形態１にかかる周波数補償電圧発生部をさらに備えたＰＬＬ周波数変調源の構成を示したブロック図である。 図９は、ドリフト補償電圧Ｖ_p（温度補償電圧信号）による温度ドリフトの補償の様子を説明する図である。 図１０は、変調動作点の固定化により変調感度Ｋｖの温度変動を最小化する様子を説明する図である。 図１１は、実施の形態１にかかる周波数補償電圧発生部と温度検出／データ制御部をさらに備えたＰＬＬ周波数変調源の構成を示したブロック図である。 図１２は、フィルタの遮断特性とスプリアス周波数の関係をほぼ一定に保つ様子を説明した図である。 図１３は、実施の形態２にかかるＦＭＣＷ信号を生成する周波数変調発振源としてのＰＬＬ周波数変調源の構成を示したブロック図である。 図１４は、実施の形態２にかかる周波数補償電圧発生部と温度検出／データ制御部をさらに備えたＰＬＬ周波数変調源の構成を示したブロック図である。 図１５は、実施の形態３にかかるＦＭＣＷ信号を生成する周波数変調発振源としてのＰＬＬ周波数変調源の構成を示したブロック図である。 図１６は、実施の形態３にかかる周波数補償電圧発生部と温度検出／データ制御部をさらに備えたＰＬＬ周波数変調源の構成を示したブロック図である。 図１７は、分周数Ｎが時間刻みＴ１（第１の時間間隔）で離散的に掃引し、変調周期Ｔ２（第２の時間間隔）で周期的に変動する信号を示す図である。 図１８は、実施の形態４に係るＦＭＣＷレーダ装置の構成を示すブロック図である。 図１９は、実施の形態に係る電圧制御発振器の回路構成の一例を示す図である。 図２０は、変調信号発生回路のドリフト補償電圧を温度補償しない場合の、Ｖ_Ｔ−ｆ特性（温度特性）を示す図である。 図２１は、変調信号発生回路のドリフト補償電圧を変化させた場合の、Ｖ_Ｔ−ｆ特性（常温特性）を示す図である。 図２２は、変調信号発生回路のドリフト補償電圧を温度補償した場合の、Ｖ_Ｔ−ｆ特性（温度特性）を示す図である。 図２３は、変調信号発生回路のＶ_Ｐ−ｆ特性（温度特性）を示す図である。

以下に、本発明にかかる周波数変調発振源およびレーダ装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
周波数変調連続波（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ：ＦＭＣＷ）信号を生成する従来のＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）周波数変調源は、ループ時定数τ（＝１／ｆｃ）以下の時間刻み（周波数切替周期）Ｔ１で離散的に掃引される基準信号源を、ループ時定数τ以上の変調周期Ｔ２で生成する。なお、ｆｃはループフィルタのカットオフ周波数であり、このループ帯域特性は、電圧制御発振器の変調感度（Ｋｖ）、図２に示すループフィルタ伝達関数２７（Ｒ，Ｃ定数）、チャージポンプ電流Ｉｃｐに依存して決まる。これにより、基準信号源の離散的で急峻な周波数変化をＰＬＬによって平滑化し、周波数範囲：ｆｏ±Δｆ（＝ｆref×Ｎ）を定周期かつほぼ直線的に変化するＶＣＯ出力を得る。ここでＮは分周器の分周数(可変)である。

すなわち、Ｔ１＜τ＜Ｔ２の関係で、時間に対して滑らかな周波数変調波を得ていた。ＰＬＬ周波数変調源、すなわちＶＣＯ出力および受信ベースバンド信号には、上記のループフィルタの特性により決まる図３に示す位相雑音２５が、キャリア信号２６（局発信号ｆ_LO）に付帯するノイズとして現れる。

このとき、周波数変調波には、時間刻みＴ１の周期に相当する周波数でのスプリアスが重畳するため、時間刻みＴ１がループ時定数τよりも小さいとしても、受信ベースバンド信号の帯域幅Ｂのサンプリング間隔である１／２Ｂよりも大きい場合は、図３の破線で示した従来のスプリアス１０に示すように、受信ベースバンド信号の帯域内に時間刻みＴ１の周期に相当する周波数でのスプリアスが観測される。

図１は、本実施の形態にかかるＦＭＣＷ信号を生成する周波数変調発振源としてのＰＬＬ周波数変調源１００の構成を示したブロック図である。ＰＬＬ周波数変調源１００は、周波数ｆrefの周波数基準信号を生成する基準信号生成部１、分周信号と周波数基準信号との位相差に対応した比較結果信号を生成する位相周波数比較部（ＰＦＤ：Ｐｈａｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）２、比較結果信号をフィルタリングして制御電圧信号を生成するループフィルタ（ＬＦ）３、制御電圧信号に基づいて決定される周波数で、発振信号を生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）４、分周器５の分周数Ｎを制御する分周制御信号を生成する分周器制御部６、および分周制御信号に基づいて分周数Ｎの分周信号を出力する分周器５を、図１に示した構成で備える。ＰＬＬ周波数変調源１００が動作すると、電圧制御発振器４は、中心周波数ｆｏで（ｆｏ±Δｆ）の周波数範囲で変動する周波数変調連続波を出力する。

本実施の形態においては、上記のスプリアスを低減するため、分周器制御部６による分周器５の分周制御において以下の条件を加える。即ち、図２および図３の破線で示した従来のスプリアス１０から実線で示した本実施の形態によるスプリアス２０へと受信ベースバンド信号の帯域幅Ｂよりも十分高域にスプリアスをシフトさせるために、受信ベースバンド信号の帯域幅Ｂに対して、時間刻み（周波数切替周期）Ｔ１を１／２Ｂよりも十分小さくする（Ｔ１＜＜１／２Ｂ）。ただし、Ｔ１＜τ＜Ｔ２の関係は維持する。

本実施の形態においては、分周器制御部６が、ループ時定数τ（＝１／ｆｃ）以下でかつ受信ベースバンド信号の帯域幅Ｂのサンプリング間隔（１／２Ｂ）よりも十分小さい時間刻みＴ１（第１の時間間隔）で離散的に掃引し、かつループ時定数τ以上の変調周期Ｔ２（第２の時間間隔）で周期的に時間に対して略直線的に分周数Ｎを変化（増大または減少）させる分周制御信号を分周器５に入力することにより、上記動作を実現する。ここで上述したようにＴ１＜Ｔ２である。すなわち、分周器制御部６は、図１７に示す様に分周数Ｎを（ｆｏ±Δｆ）／ｆref（但し、ｆｏは帰還信号の中心周波数、Δｆは周波数掃引幅を表す）の範囲であって、Ｔ１間隔で離散的に掃引しつつ、Ｔ２間隔で周期的に時間に対して略直線的に変化させる分周制御信号を出力する。ここで、Ｔ１毎に変化する分周数（分周数刻み）は図１７に示すようにＦ１とする。分周器５は、この分周制御信号に基づいて、電圧制御発振器４からの帰還波を所定の時間間隔と分周数（Ｎ）で分周する。

これにより、スプリアスの発生周波数を図３に示すように従来のスプリアス１０から本実施の形態によるスプリアス２０へと受信ベースバンド信号の帯域外となるようにする。この結果、ＰＬＬのループフィルタ（ＬＦ）３および、受信帯域外（ＬＰＦ）の双方の減衰特性が得られ、スプリアスを低減することができる。図３に、ループフィルタ（ＬＦ）３の伝達関数を示し、その中で本実施の形態による時間刻みＴ１の高速化、即ち、周波数切替周波数（１／Ｔ１）の高周波数化によって、破線のピーク１０が実線のピーク２０にシフトしてスプリアス低減効果が得られる様子を示す。さらに、図４に、周波数切替周期Ｔ１を小さくするにつれてスプリアスレベルが低下していく様子を数値データおよびグラフにして示した。

また、ＰＬＬ周波数変調源１００のループ伝達特性変動を抑制するためには、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４のＫｖ（すなわち、変調感度）を一定にする必要がある。しかし、変調感度が一定の（直線性の高い）ＦＭ変調電圧−周波数特性（Ｖ_T−ｆ特性）を有する電圧制御発振器４を得ることはコスト的にも技術的にも困難であり、通常は、例えば図５の「常温」のグラフに示すような湾曲した特性となる。また、当該特性は温度によって図５の「低温」および「高温」のグラフに示すように縦軸方向に変動する（周波数ドリフト）。

これに対して、発振源からの出力周波数は法定周波数が定められているため、温度ドリフト等により出力周波数が変動する場合は、横軸の変調電圧（動作点）を図５に示すように温度毎に変えて、法定領域内の出力周波数となるように調整せざるを得ない。この温度変化に対応する調整、すなわち動作点Ｖtuneの変動により、電圧制御発振器４の変調感度Ｋｖが図６に示すように変化する。上述したように、ループフィルタのｆｃ、すなわち遮断特性は電圧制御発振器４の変調感度（Ｋｖ）に依存する。このため、ＰＬＬ周波数変調源１００のループ伝達特性（帯域）が、例えば図７に示すように変動する。その結果、図２および３で示したスプリアスレベルの抑圧量が変動する。即ち、温度変化はスプリアスレベル抑圧量の変動をもたらすことになる。

そこで、温度変化に起因したループ帯域変動によるスプリアスレベル変動を抑えるため、本実施の形態においては、図１に示したＰＬＬ周波数変調源１００の構成に、さらに周波数補償電圧発生部７および温度モニタ手段４５を追加して図８に示すＰＬＬ周波数変調源２００のような構成とする。ＰＬＬ周波数変調源２００の電圧制御発振器４の周波数制御端子として、変調用端子３０と温度ドリフト調整端子４０（温度補償端子）をそれぞれ別個に設けて、電圧制御発振器４の発振周波数を独立に制御する。変調用端子３０と温度ドリフト調整端子４０の２つの端子は可変同調電圧端子であり、それぞれが独立して電圧制御発振器４の出力端子４１から出力される信号の発振周波数を制御する。ＦＭ変調電圧Ｖ_Tが変調用端子３０から入力され、ドリフト補償電圧Ｖ_pが温度ドリフト調整端子４０から入力される。

図１９は、電圧制御発振器４の回路構成の一例を示す図である。この例は主にマイクロ波、ミリ波帯で動作する電圧制御発振器４を示すものであり、キャパシタやコイルなどの集中定数の電気部品では、リードや電極などの寄生インダクタンスや容量などの高周波化に伴う実装上の制約があるため、分布定数回路による反射共振型の発振器を一例として挙げる。したがって、使用周波数帯によっては、回路方式、使用部品については複数の構成が考えられ、本実施の形態が適用できる発振器の構成としてこの限りではない。

図１９において、電圧制御発振器４は、発振回路部１１、同調回路部１２を備えて構成される。電圧制御発振器４は、発振回路部１１と同調回路部１２の接続点における各回路の反射利得の和＞０と反射位相＝０を満たす周波数において発振条件を満たし、発振動作する。

発振回路部１１は能動素子１０１、反射回路１０２、出力側位相線路１０３、入力側位相線路１０４、接地インダクタ１０５により構成される。発振回路部１１は、動作周波数において帰還増幅を行い、必要な反射利得と位相条件を得る。能動素子１０１は、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、ＨＢＴ（Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｉｐｏｌｅｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの発振周波数域において利得を有する３端子トランジスタや、負性抵抗を有するダイオード（ガンダイオード、インパットダイオード、ＲＴＤ）などが用いられる。なお、電圧制御発振器４の位相雑音はレーダＳ／Ｎに大きく影響する特性であるが、この位相雑音特性改善には、発振回路部１１に採用する能動素子１０１の１／ｆ雑音特性が重要なファクタとなり、先の必要利得との兼ね合いで、能動素子１０１の選定がなされる。能動素子１０１のベース、エミッタ端子には、それぞれ、入力側位相線路１０４、接地インダクタ１０５が接続され、能動素子１０１のコレクタ端子には、出力側位相線路１０３と反射回路１０２の直列回路が接続され、必要な反射利得と位相条件を形成する。なお、発振回路部１１の能動素子１０１の電源供給回路は煩雑なため図から省略している。

同調回路部１２は２つの可変インピーダンス回路１３，１４から構成される。可変インピーダンス回路１３，１４は、それぞれに可変容量ダイオード１０６，１０７と、インダクタンス１０８，１０９を有しており、それぞれ可変ＬＣ直列共振器を成している。バイパスコンデンサ１１０および１１１は、それぞれインダクタンス１０８，１０９に直列に接続される。温度ドリフト調整端子４０、変調用端子３０は周波数制御端子を構成する。温度ドリフト調整端子４０、変調用端子３０はそれぞれ、安定化抵抗１１２および１１３を介して、可変容量ダイオード１０６,１０７に対して接続され、制御電圧を入力する。温度ドリフト調整端子４０、変調用端子３０はそれぞれ、制御電圧として、後述するドリフト補償電圧Ｖ_p（温度補償電圧信号）、およびＦＭ変調電圧Ｖ_T（制御電圧信号）が入力される。なお、発振回路部１１の能動素子１０１の電源供給回路は煩雑なため図から省略している。

可変インピーダンス回路１３，１４の接続点におけるインピーダンス、すなわち、並列回路のインピーダンスは、動作周波数において開放となるように設計される。このときの開放となる周波数、すなわち、共振周波数は、可変インピーダンス回路１３，１４が構成するＬＣ直列共振器の同調周波数により決定されるので、可変容量ダイオード１０６，１０７の容量値、すなわち温度ドリフト調整端子４０および変調用端子３０それぞれの入力電圧を制御することにより、電圧制御発振器４のＲＦ出力端子４１から出力される信号の発振周波数を制御することができる。

すなわち、上記のように２つの可変容量ダイオードを有することにより、可変インピーダンス回路（可変ＬＣ直列共振器）１３，１４のインピーダンスが変化するため、電圧制御発振器４の発振周波数は２つの可変容量ダイオードに接続された制御電圧により、独立に制御が可能となる。

温度補償について以下にさらに詳述して説明する。上記２つの制御電圧（ＦＭ変調電圧Ｖ_T、ドリフト補償電圧Ｖ_p）が印加されることにより、常温において、電圧制御発振器４は図２０に示すＦＭ変調電圧−出力周波数特性（以下、Ｖ_Ｔ−ｆ特性）のＡのカーブにおける動作点Ｐ_Ａにて発振振動作し、中心周波数ｆ_Ａ、周波数変調幅Δｆ_ＡのＦＭ変調波を出力する。図２０において、横軸の電圧Ｖ_Ｔはループフィルタ（ＬＦ）３から入力されるＦＭ変調電圧である。

高温および低温時においては、電圧制御発振器４の出力周波数は温度ドリフトするため、ドリフト補償電圧Ｖ_pが定電圧(Ｖ_PA)のもとでは、Ｖ_Ｔ−ｆ特性が周波数軸方向に変化して、上記の動作点Ｐ_Ａは特性Ｂ，Ｃ上のＰ_Ｂ,Ｐ_Ｃ点に移動し、電圧制御発振器４から出力されるＦＭ変調波（周波数変調幅Δｆ_Ｂ,Δｆ_Ｃの範囲）は電波法などの法定周波数範囲を超えてしまう。

ここで、ドリフト補償電圧Ｖ_pを変化させることによって、出力周波数は変化する。常温において上記のＶ_PAを変化させた場合、図２１のようにＶＴ−ｆ特性は縦軸方向に変化する（曲線Ｄ，Ｅ，Ｆ）。曲線Ｄ，Ｅ，Ｆも図２０の曲線Ａと同様に、周囲温度により縦軸方向に変化する。このＦＭ変調電圧Ｖ_Tと独立に制御が可能なドリフト補償電圧Ｖ_pを利用し、温度モニタ手段４５で検出された温度Ｔに応じて、周波数補正電圧発生部７からのドリフト補償電圧Ｖ_pを変化させて、図１９に示す一方の可変容量ダイオード１０６の容量値を制御し、可変インピーダンス回路１３のインピーダンスを変化させることにより、発振回路側のインピーダンスの温度変動を補償する。この補償により、電圧制御発振器４のＶ_T−ｆ特性は、温度ドリフトにより変動する方向と逆方向に制御され（周波数軸方向にシフトして）、高温、低温の各温度において、図２２のように、常温の出力周波数に近い出力周波数を得ることができる（常温の動作点Ｐ_Ａに近い動作点Ｐ_Ｂ”，Ｐ_Ｃ”において動作）。図２２では、高温、低温、常温の各温度において等しいＦＭ変調の中心電圧Ｖ_Ａを与えることができるため、周波数変調幅Δｆ_Ａ，Δｆ_Ｂ，Δｆ_Ｃが概ね等しく、かつＶ_T−ｆ特性、すなわち変調感度（Ｋｖ）が動作温度範囲内で概ね一定となる動作点でＦＭ変調を施すことができる。

図２１のドリフト補償電圧Ｖ_pによる縦軸方向の周波数変化を、横軸がドリフト補償電圧Ｖ_p、縦軸が出力周波数で示した特性（Ｖ_p−ｆ特性）を図２３に示す。図２３において、常温、低温、高温におけるドリフト補償電圧Ｖ_pの設定値は、それぞれ動作点Ｐ_Ａ,Ｐ_Ｂ”,Ｐ_Ｃ”となる（図２１、図２２の動作点と対応）電圧である。各動作点の縦軸の周波数変化量Δｆ（高温），Δｆ（低温）が高温時、低温時の周波数の温度ドリフト量に対応し、ドリフト補償電圧Ｖ_pは温度ドリフト方向と逆方向となるように設定される。また、周波数の温度ドリフト補償範囲（すなわち図の動作点Ｐ_Ｃ”−Ｐ_Ａ−Ｐ_Ｂ”）は、ドリフト補償電圧Ｖ_pの周波数可変幅の範囲で任意に設定できるため、上記以外の周波数可変領域は、先に説明したとおり、製造プロセスや固体のばらつきによって生じる電圧制御発振器４の出力周波数ばらつきの調整用として用いることができる。

以上のように、周波数補正電圧発生部７から出力されるドリフト補償電圧Ｖ_pを温度毎に調整し、発振回路側の温度変動を補償することにより、電圧制御発振器４の発振周波数を概ね一定の範囲内に調整することができるため、電圧制御発振器４の発振周波数の温度ドリフトを補償し、電波法の法定周波数範囲を守って変調出力を得ることが可能となる。また、上記の周波数補正機能は可変周波数幅の範囲で電圧制御発振器４の絶対周波数ばらつきを許容できるため、歩留り劣化を改善することができる。

ところで、電圧制御発振器４を構成する半導体素子の温度特性は、同調回路部１２内の可変容量ダイオード１０６，１０７に比べて、発振回路部１１を構成する能動素子１０１の特性変化が大きく、図１９のような構成の電圧制御発振器４の周波数温度ドリフトは一般に能動素子１０１の温度変動に概ね支配される。したがって、可変容量ダイオード１０６，１０７の容量変化の温度特性は電圧制御発振器４の発振特性に大きく寄与せず、その結果、電圧制御発振器４の変調感度（Ｖ_T−ｆ特性およびＶ_p−ｆ特性の傾き、すなわちＫｖ）は、温度によって大きく変化しない。このため、図２２における低温および高温時のＶ_T−ｆ特性Ｂ、Ｃの勾配は、概ね常温のＶ_T−ｆ特性Ａに近い勾配となる。

したがって、上記の周波数温度補償により、概ね等しいＶ_T−ｆ特性カーブ上で、低温、高温においても、常温と同一のＤＣ成分を持つＦＭ変調電圧Ｖ_T（中心電圧Ｖ_Ａ）を与えることで、概ね変調感度（Ｋｖ）の等しい動作点でＦＭ変調動作が可能となる。すなわち、ＦＭ変調電圧発生部２から出力されるＦＭ変調電圧Ｖ_T（中心電圧Ｖ_Ａ、振幅ΔＶ_Ａ）は、温度によらず概ね一定の値で必要な周波数変調幅を得ることが可能となる。

この実施の形態では、独立に発振周波数を制御可能な２つの可変インピーダンス回路１３，１４を有する電圧制御発振器４を利用し、一方をＦＭ変調用に割り当て、他方を温度変動による周波数補償用に割り当てることにより、ＦＭ変調とは独立に、電圧制御発振器４の出力周波数の温度補償を実現することができる。すなわち、温度モニタ手段４５で検出された温度Ｔに応じて周波数補償電圧発生部７から出力されるドリフト補償電圧Ｖ_pを調整し、発振回路側の温度変動を補償することにより、電圧制御発振器４の発振周波数を概ね一定の範囲内に調整することができる。

また、この実施の形態では、ＦＭ変調とは独立に、電圧制御発振器４の出力周波数の温度補償を実現できるため、電波法の法定周波数範囲の制約により、温度毎に電圧制御発振器４の変調動作点を変化させる必要がなくなり、温度に対して電圧制御発振器４の変調感度（Ｋｖ）が概ね変化しない動作点でＦＭ変調が可能となる。

そして、図８のＰＬＬ周波数変調源２００に示したような構成とすることにより、送信波の周波数変調は、ＰＬＬ回路（基準信号生成部１、位相周波数比較部２、ループフィルタ（ＬＦ）３、分周器５、および分周器制御部６）により変調用端子３０から入力されるＦＭ変調電圧Ｖ_Tを介して電圧制御発振器４に対して上述した変調周波数制御を実施する。上記と同時に、周囲温度の変化による出力周波数ドリフトに対しては、周波数補償電圧発生部７が温度モニタ手段４５で検出した電圧制御発振器４の周囲温度に基いてドリフト補償電圧Ｖ_p（温度補償電圧信号）を生成する。周波数補償電圧発生部７は、このドリフト補償電圧Ｖ_pにより温度ドリフト調整端子４０を介して電圧制御発振器４を制御して温度ドリフト（中心周波数のズレ）を補償する。温度ドリフトの補償は、図９に示すように、低温、常温、高温などの温度によってドリフト補償電圧Ｖ_pを変化させることにより行われる。

以上のように、温度ドリフト調整端子４０により電圧制御発振器４の温度ドリフトで発生した周波数シフトを補償、制御することにより、変調用端子３０からの変調動作点を固定化できるので、図１０に示すようにＰＬＬ回路が制御する変調用端子３０からみた電圧制御発振器４の変調感度Ｋｖの温度変動が最小化して、ループ帯域変動を抑制することができる。周波数補償電圧発生部７が温度ドリフトの補償に利用する電圧制御発振器４の温度としては、例えば、周波数補償電圧発生部７が備える温度検出手段（図示せず）により、電圧制御発振器４あるいはその周辺の温度を測定して利用してもよい。

さらに、図８のＰＬＬ周波数変調源２００においても残る変調感度（Ｋｖ）の温度特性によるループ帯域の変動に対応するために、図１１に示すように温度検出／データ制御部８をさらに備えたＰＬＬ周波数変調源３００のような構成とする。ＰＬＬ周波数変調源３００においては、図１２に示すようにフィルタの遮断特性とスプリアス周波数の関係をほぼ一定に保てるように、分周数刻みＦ１、分周数切替周期（時間刻み）Ｔ１を温度毎にデータテーブル化して温度検出／データ制御部８に保存しておく。Ｔ１などのデータを温度毎にテーブル化するに際しては、例えば、温度毎のフィルタの遮断特性などを予め実測しておいてそれに基づいて遮断特性とスプリアス周波数の関係をほぼ一定に保てるように、温度毎のＴ１を設定するなどすればよい。

温度検出／データ制御部８は温度検出機能を有しており、そのときの温度に依存したＦ１、Ｔ１、ステップ数などのデータを分周器制御部６に送る。分周器制御部６は温度によって可変な分周数切替周期Ｔ１を含むこれらのデータに基づいて分周器５を制御する。これによりスプリアスのレベル変動のさらなる抑圧が可能となる。なお、ＰＬＬ周波数変調源３００においては、温度検出／データ制御部８が周波数補償電圧発生部７に温度を通知し、周波数補償電圧発生部７はそれに基づいて上述した温度ドリフト補償を実施するようにしてもよい。

実施の形態２．
実施の形態１においては、図１、図８、図１１に示したように分周器制御部６が分周器５を制御することにより時間刻み（周波数切替周期）Ｔ１を受信ベースバンド信号の帯域幅Ｂのサンプリング間隔１／２Ｂよりも十分小さくするようにしていたが、図１３に示す実施の形態２にかかるＰＬＬ周波数変調源４００においては、基準信号生成部１と位相周波数比較部２との間にダイレクト・デジタル・シンセサイザ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ：ＤＤＳ）９を備える。本実施の形態においては、基準信号生成部１からの源信号（高速クロック）を用いて、ダイレクト・デジタル・シンセサイザ９により、１／２Ｂよりも十分小さいＴ１間隔で離散的に掃引しつつ、ループ時定数τ（＝１／ｆｃ）よりも大きいＴ２間隔で周期的かつ時間に対して略直線的に周波数が変化するＤＤＳ周波数基準信号を生成して位相周波数比較部２に入力する。位相周波数比較部２は、このＤＤＳ周波数基準信号と分周器５からの分周信号との位相差に対応した比較結果信号を生成してループフィルタ（ＬＦ）３に送る。

本実施の形態においても、実施の形態１に対応して図１４に示すように、周波数補償電圧発生部７、温度検出／データ制御部８を備えたＰＬＬ周波数変調源５００のような構成とすることにより、温度ドリフトを補償して温度に応じて時間刻み（周波数切替周期）Ｔ１を可変とすることが可能となる。これにより、さらなるスプリアスの抑制と電圧制御発振器４の変調感度Ｋｖの温度変動の抑制が可能となる。

実施の形態３．
図１５に示す実施の形態３にかかるＰＬＬ周波数変調源６００においては、分周器５と位相周波数比較部２との間にダイレクト・デジタル・シンセサイザ９を備える。本実施の形態においては、分周器５からの分周信号をダイレクト・デジタル・シンセサイザ９に入力することにより、１／２Ｂよりも十分小さいＴ１間隔で離散的に掃引しつつ、ループ時定数τ（＝１／ｆｃ）よりも大きいＴ２間隔で周期的かつ時間に対して略直線的に周波数が変化させて分周器変調信号を生成して位相周波数比較部２に入力する。位相周波数比較部２は、分周器変調信号と基準信号生成部１からの周波数基準信号との位相差に対応した比較結果信号を生成してループフィルタ（ＬＦ）３に送る。

本実施の形態においても、実施の形態１に対応して図１６に示すように、周波数補償電圧発生部７、温度検出／データ制御部８を備えたＰＬＬ周波数変調源７００のような構成とすることにより、温度ドリフトを補償して温度に応じて時間刻み（周波数切替周期）Ｔ１を可変とすることが可能となる。これにより、さらなるスプリアスの抑制と電圧制御発振器４の変調感度Ｋｖの温度変動の抑制が可能となる。

実施の形態４．
上記実施の形態１乃至３に示したＰＬＬ周波数変調源１００〜７００のいずれかを、ダイレクトコンバージョンにより受信ベースバンド信号を得るレーダ装置の局部発信信号を生成する周波数変調発振源として使用することができる。図１８は、本発明の実施の形態４に係るＦＭＣＷレーダ装置８００を示すブロック図である。上述したＰＬＬ周波数変調源１００〜７００のいずれかをＦＭＣＷ信号生成器８１０として用いる。

ＦＭＣＷ信号生成器８１０から出力されるＦＭＣＷ信号は、電力増幅器８２０により所要の電力まで増幅され、送信信号が生成される。送信信号は、送信アンテナ８３０によって空間に向けて送信される。送信された信号は図示しない対象物によって反射され、反射された信号は受信アンテナ８４０によって受信される。受信アンテナ８４０から得られる受信信号は、低雑音増幅器のような前置増幅器８５０によって電圧増幅が行われる。

ミキサ回路８６０（周波数混合器）では、前置増幅器８５０から出力される増幅信号とＦＭＣＷ信号生成器８１０から出力されるＦＭＣＷ信号との乗算（ダイレクトコンバージョン）が行われる。これによりミキサ回路８６０から、レーダ装置から対象物までの距離に依存した周波数を持つ正弦波信号が受信ベースバンド信号としてレーダ出力端子８７０へ出力される。この受信ベースバンド信号に基づいて対象物の距離および速度などを計測することができる。

これにより所定の時間刻みで周波数を離散的に掃引することにより生ずるスプリアスを抑制した上で、ＶＣＯの変調感度特性の温度変動を抑え、位相雑音特性が変動／劣化しないＦＭＣＷレーダ装置８００を実現することが可能となる。

さらに、本願発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、上記実施の形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出されうる。例えば、上記実施の形態に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出されうる。更に、異なる実施の形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

以上のように、本発明にかかる周波数変調発振源およびレーダ装置は、所定の時間刻みで周波数を離散的に掃引する場合に有用であり、特に、スプリアスレベルの抑制に適している。

１ 基準信号生成部
２ 位相周波数比較部
３ ループフィルタ（ＬＦ）
４ 電圧制御発振器
５ 分周器
６ 分周器制御部
７ 周波数補償電圧発生部
８ 温度検出／データ制御部
９ ダイレクト・デジタル・シンセサイザ
１０ 従来のスプリアス
１１ 発振回路部
１２ 同調回路部
１３，１４ 可変インピーダンス回路
２０ 本実施の形態によるスプリアス
２５ 位相雑音
２６ キャリア信号（局発信号ｆ_LO）
２７ ループフィルタ伝達関数
３０ 変調用端子
４０ 温度ドリフト調整端子（温度補償端子）
４１ 出力端子
４５ 温度モニタ手段
１００，２００，３００，４００，５００，６００，７００ ＰＬＬ周波数変調源
１０１ 能動素子
１０２ 反射回路
１０３ 出力側位相線路
１０４ 入力側位相線路
１０５ 接地インダクタ
１０６，１０７ 可変容量ダイオード
１０８，１０９ インダクタンス
１１０，１１１ バイパスコンデンサ
８００ ＦＭＣＷレーダ装置
８１０ ＦＭＣＷ信号生成器
８２０ 電力増幅器
８３０ 送信アンテナ
８４０ 受信アンテナ
８５０ 前置増幅器
８６０ ミキサ回路
８７０ レーダ出力端子

Claims (5)

1. 独立して発振周波数を制御する変調用端子と温度補償用端子とを備えた電圧制御発振器と、
   前記電圧制御発振器からの帰還波を分周制御信号に基づいた分周数で分周した分周信号を出力する分周器と、
   ループ時定数（１／ｆｃ）以下でかつ受信ベースバンド信号の帯域幅Ｂのサンプリング間隔（１／２Ｂ）よりも小さい第１の時間間隔で離散的に掃引し、前記ループ時定数以上の第２の時間間隔で周期的かつ時間に対して略直線的に前記分周数を変化させる前記分周制御信号を生成する分周器制御部と、
   周波数基準信号を生成する基準信号生成部と、
   前記分周信号と前記周波数基準信号との位相差に対応した比較結果信号を生成する比較部と、
   前記比較結果信号をフィルタリングして生成した制御電圧信号を前記変調用端子に入力するループフィルタと、
   前記電圧制御発振器の周囲温度に基づく温度補償電圧信号を生成して前記温度補償用端子に入力する周波数補償信号発生部と、
   を具備し、
   前記電圧制御発振器は、前記発振周波数の温度ドリフトを補償した所定範囲の動作周波数にて、前記第２の時間間隔で前記発振周波数を周期的に変化させる
   ことを特徴とする周波数変調発振源。
2. 独立して発振周波数を制御する変調用端子と温度補償用端子とを備えた電圧制御発振器と、
   前記電圧制御発振器からの帰還波を所定の分周数で分周した分周信号を出力する分周器と、
   ループ時定数（１／ｆｃ）以下でかつ受信ベースバンド信号の帯域幅Ｂのサンプリング間隔（１／２Ｂ）よりも小さい第１の時間間隔で離散的に掃引され、前記ループ時定数以上の第２の時間間隔で周期的かつ時間に対して略直線的に周波数が変化する基準信号を生成する基準信号生成部と、
   前記分周信号と前記基準信号との位相差に対応した比較結果信号を生成する比較部と、
   前記比較結果信号をフィルタリングして生成した前記制御電圧信号を前記変調用端子に入力するループフィルタと、
   前記電圧制御発振器の周囲温度に基づく温度補償電圧信号を生成して前記温度補償用端子に入力する周波数補償信号発生部と、
   を具備し、
   前記電圧制御発振器は、前記発振周波数の温度ドリフトを補償した所定範囲の動作周波数にて、前記第２の時間間隔で前記発振周波数を周期的に変化させる
   ことを特徴とする周波数変調発振源。
3. 独立して発振周波数を制御する変調用端子と温度補償用端子とを備えた電圧制御発振器と、
   前記電圧制御発振器からの帰還波を所定の分周数で分周した分周信号を出力する分周器と、
   前記分周信号に基いて、ループ時定数（１／ｆｃ）以下でかつ受信ベースバンド信号の帯域幅Ｂのサンプリング間隔（１／２Ｂ）よりも小さい第１の時間間隔で離散的に掃引し、前記ループ時定数以上の第２の時間間隔で周期的かつ時間に対して略直線的に周波数が変化する分周器変調信号を生成する分周器出力変調部と、
   周波数基準信号を生成する基準信号生成部と、
   前記分周器変調信号と前記周波数基準信号との位相差に対応した比較結果信号を生成する比較部と、
   前記比較結果信号をフィルタリングして生成した制御電圧信号を前記変調用端子に入力するループフィルタと、
   前記電圧制御発振器の周囲温度に基づく温度補償電圧信号を生成して前記温度補償用端子に入力する周波数補償信号発生部と、
   を具備し、
   前記電圧制御発振器は、前記発振周波数の温度ドリフトを補償した所定範囲の動作周波数にて、前記第２の時間間隔で前記発振周波数を周期的に変化させる
   ことを特徴とする周波数変調発振源。
4. 前記第１の時間間隔を前記周囲温度に依存して可変とする
   ことを特徴とする請求項１、２または３に記載の周波数変調発振源。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の周波数変調発振源と、
   前記周波数変調発振源により生成されるＦＭＣＷ信号に基づいて生成した送信信号を空間に向けて送信する送信アンテナと、
   前記送信アンテナから送信された前記送信信号が対象物により反射された信号を受信する受信アンテナと、
   前記受信アンテナが受信した信号を増幅した信号と前記ＦＭＣＷ信号との乗算を行った結果を前記受信ベースバンド信号として出力するダイレクトコンバージョン周波数混合器と、
   を具備する
   ことを特徴とするレーダ装置。

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