WO2021177072A1 - レーダ装置及びレーダ装置の制御方法 - Google Patents

レーダ装置及びレーダ装置の制御方法 Download PDF

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fmcw signal
spurious
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啓吾 文仙
チーシャン シ
ヤン クラニンクス
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    • H03L2207/06—Phase locked loops with a controlled oscillator having at least two frequency control terminals

Definitions

  • This disclosure relates to a radar device and a control method for the radar device.
  • a radar device such as an FMCW radar transmitter / receiver is known (see, for example, Patent Documents 1 to 3).
  • spurious is generated due to a frequency error generated in an FMCW signal (for example, a chirp signal).
  • One aspect of the present disclosure is an object of providing a radar device capable of suppressing spurious and a control method of the radar device.
  • the radar device includes a transmitting unit that transmits an FMCW signal, a receiving unit that receives an FMCW signal transmitted by the transmitting unit and reflected by an object, and a measuring unit that measures the spuriousness of the FMCW signal.
  • a signal control unit that controls the FMCW signal transmitted by the transmission unit based on the measurement result of the unit is provided.
  • the control method of the radar device is a control method of a radar device that transmits and receives an FMCW signal, measures the spurious of the FMCW signal, and controls the FMCW signal based on the measured spurious. ,including.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a radar device according to an embodiment.
  • the radar device 1 is, for example, an FMCW radar transmitter / receiver, and uses an FMCW (Frequency Modulated Continuous Wave) signal.
  • An example of an FMCW signal is a chirp signal. Examples of chirp signals are up chirp signals and down chirp signals.
  • FIG. 1 The illustrated radar device 1 includes a transmission unit 10, a reception unit 20, a PLL (Phase Locked Loop) 40, and a control unit 50.
  • PLL Phase Locked Loop
  • the transmission unit 10 transmits the FMCW signal.
  • the transmitter 10 includes a multiplier 11, a buffer 12, a PA (Power Amplifier) 13, and an antenna 14.
  • the multiplier 11 is also called a frequency doubler, and increases the frequency of the signal (PLL signal) from the PLL 40 by an integral multiple (5 times in this example).
  • the PLL signal is a signal frequency-modulated so as to constitute an FMCW signal or a signal underlying the FMCW signal.
  • the buffer 12 and PA 13 amplify the FMCW signal whose frequency has been increased by the multiplier 11.
  • the antenna 14 transmits (radiates) the FMCW signal amplified by the buffer 12 and the PA 13.
  • At least a part of the FMCW signal radiated by the antenna 14 is reflected by the object 60 and is received by the antenna 21 (described later).
  • object 60 are cars, people, buildings and the like.
  • the receiving unit 20 receives the FMCW signal.
  • the receiver 20 includes an antenna 21, an LNA 22, a multiplier 23, a mixer 24, a filter 25, and an ADC 26.
  • the antenna 21 receives the FMCW signal reflected by the object 60.
  • the LNA 22 amplifies the FMCW signal received by the antenna 21.
  • the multiplier 23 increases the frequency of the PLL signal from the PLL 40 by an integral multiple of the same as that of the multiplier 11.
  • the mixer 24 uses the PLL signal whose frequency has been increased by the multiplier 23 to convert (for example, down-convert) the frequency of the RX signal signal amplified by the LNA 22.
  • the FMCW signal after frequency conversion is referred to as an IF signal or the like.
  • the filter 25 filters the IF signal generated by the mixer 24. In this example, the filter 25 is a low-pass filter.
  • the ADC 26 converts the IF signal filtered by the filter 25 into a digital signal.
  • the PLL 40 is a frequency synthesizer that generates a signal having a desired frequency, and in this example, it is a phase-locked loop. Details of the PLL 40 will be described later with reference to FIG.
  • the control unit 50 is a part that performs overall control of the radar device 1.
  • the control unit 50 controls the radar device 1 so that the radar device 1 functions as an FMCW radar transmitter / receiver.
  • the control unit 50 detects the distance between the radar device 1 and the object 60 based on the IF signal. Since the distance detection method based on the IF signal is known, detailed description will not be given here.
  • the configuration of the radar device 1 described above is an example, and may be changed as appropriate.
  • the transmitting unit 10 and the receiving unit 20 may not include the multiplier 11 and the multiplier 23.
  • the antenna 14 and the antenna 21 are each composed of a plurality of antennas and a phase shifter, and the directivity may be changed, or the antenna 14 and the antenna 21 are collectively composed of a single antenna, and the antenna is used.
  • the radar device 1 may be configured so that transmission / reception can be switched. Various known configurations including such a configuration may be adopted.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a schematic configuration of PLL 40.
  • the PLL 40 includes an FMCW signal generator 410, a DTC control unit 420, a DTC 430, a frequency DAC control unit 440, a VCO 450, a buffer 461, a switch 462, a capacitor 463, and a converter. It includes 464, a loop filter 465, and a startup PLL 466.
  • the VCO 450 includes a frequency DAC 451 and a VCO core 452.
  • the FMCW signal generator 410 generates an FMCW signal based on the FMCWDdata supplied from the signal control unit 51 (described later) of the control unit 50.
  • the FMCWdata includes parameter information of the FMCW signal. The parameters will be described later.
  • the DTC control unit 420 includes the FMCW signal from the FMCW signal generator 410 and the center frequency information N.I. Based on f, a control signal matching the input of the DTC 430 is generated. Processing such as non-linearity compensation may be performed at the same time. Center frequency information N. f is supplied from the signal control unit 51. Center frequency information N. F is also an aspect of the above-mentioned parameter information.
  • the DTC 430 is a digital to time converter, and changes the delay amount of the reference signal (80 MHz in this example) based on the control signal from the DTC control unit 420.
  • the frequency DAC control unit 440 converts the FMCW signal generated by the FMCW signal generator 410 into a control signal suitable for input to the frequency DAC 451. Processing such as non-linearity compensation may be performed at the same time.
  • the VCO450 is a transmitter that is frequency-modulated based on a control signal from the frequency DAC control unit 440.
  • the frequency DAC 451 converts the control signal from the frequency DAC control unit 440 into a signal suitable for applying a voltage to the VCO core 452.
  • the VCO core 452 generates a signal having a frequency corresponding to the voltage applied from the frequency DAC451.
  • the signal generated by the VCO core 452 is output as the PLL signal described above, and is supplied to the multiplier 11 and the multiplier 23 (FIG. 1).
  • a part of the signal (PLL signal) generated by the VCO core 452 passes through the buffer 461, the switch 462, the converter 464 and the loop filter 465, and returns to the VCO core 452.
  • a capacitor 463 is connected in parallel between the input end of the converter 464 and the ground.
  • the converter 464 converts the output of the buffer 461 held in the capacitor 463 from voltage to current.
  • the loop filter 465 filters the converted current.
  • a switch 462 is connected in series between the buffer 461 and the converter 464.
  • the switch 462 is opened at the timing of the reference signal delayed by the DTC 430, and is responsible for holding the output voltage of the buffer 461 at that timing in the capacitor 463.
  • the startup PLL 466 is a block that operates at startup to assist in phase locking, and in this example, it is provided so that a loop is formed by the VCO core 452, the startup PLL 466, and the loop filter 465. After the phase lock, the PLL 466 may be turned off (end the operation) at startup.
  • the PLL 40 illustrated in FIG. 2 is a two-point modulation type PLL capable of frequency modulation at two locations.
  • the frequency modulation of the first point is performed by the FMCW signal generator 410, the DTC control unit 420, and the DTC 430. That is, the PLL signal is frequency-modulated by the DTC 430 changing the delay amount of the reference signal based on the FMC Wdata.
  • the second frequency modulation is performed by the FMCW signal generator 410, the frequency DAC control unit 440 and the VCO 450. That is, in the VCO 450, the PLL signal is frequency-modulated by changing the voltage applied to the VCO core 452 by the frequency DAC 451 based on the FMC Wdata.
  • the radar device 1 In the radar device 1 described above, it is required to generate an FMCW signal having a small frequency error with respect to the sweep frequency.
  • the frequency error appears as noise in the IF signal in the receiving unit 20, for example.
  • An example of noise is spurious, which is biased towards some frequencies. Such spurious is indistinguishable from the object 60 to be measured and causes erroneous detection. Therefore, there is a demand for spurious suppression.
  • the main cause of spurious generation is quantization noise caused by the frequency resolution of PLL40.
  • the quantization noise in this case indicates a frequency error generated by rounding the frequency of the PLL signal actually generated by the PLL 40 to a resolution with respect to a desired frequency set in the PLL 40 by the control unit 50.
  • the frequency is linearly modulated, so that the quantization noise tends to have repeatability (reproducibility), thereby spurious. Occurs.
  • an FMCW signal that is ideally linearly modulated (more specifically, a chirp signal) is compared with an FMCW signal generated with a finite frequency resolution of 80 kHz and a reference cycle interval (frequency update interval) of 12.5 nsec.
  • the frequency error is generated by two factors.
  • the first factor is an error in the time direction due to the finite frequency update interval.
  • the second factor is the error in the frequency direction due to the finite frequency resolution.
  • a frequency error occurs in these combinations, but the error generated by the first factor appears mostly in the high frequency component, and can be removed by a filter (for example, the filter 25 of the receiver 20). The effect on radar characteristics is small.
  • the error generated by the second factor also appears in the low frequency component and cannot be removed by the filter, and it is difficult to eliminate the influence on the radar characteristics.
  • control unit 50 controls the FMCW signal transmitted by the transmission unit 10.
  • control unit 50 includes a signal control unit 51 and a spurious measurement unit 52.
  • the signal control unit 51 controls the FMCW signal.
  • the signal control unit 51 controls the FMCW signal by changing the parameters of the FMCW signal.
  • the FMCW signal is a chirp signal
  • examples of parameter types are sweep bandwidth, sweep time (chirp time) and center frequency.
  • Examples of parameter values include sweep bandwidth magnitude, sweep time length, and center frequency values.
  • the size of the sweep bandwidth, the length of the sweep time, and the value of the center frequency may be absolute values or may be shift amounts with respect to predetermined values (for example, initial values).
  • the shift amount may be a minute amount such as less than 1% and less than 0.1%.
  • the information on the parameters related to the sweep bandwidth and the sweep time is included in FMCWdata.
  • the parameters related to the center frequency include the center frequency information N.I. Included in f.
  • FIG. 3 is a diagram conceptually showing the control of the FMCW signal.
  • the horizontal axis of the graph of FIG. 3 indicates time, and the vertical axis indicates frequency.
  • the FMCW signal is a chirp signal and the parameter to be controlled is the sweep bandwidth.
  • the FMCW signal is controlled to exhibit three different behaviors.
  • the sweep time (chirp time) T and the center frequency fc exemplified as other parameters are the same in any FMCW signal.
  • the FMCW signal indicated by the graph line C1 is swept with the sweep bandwidth W1.
  • the FMCW signal shown by graph line C2 is swept with a sweep bandwidth W2 smaller than the sweep bandwidth W1.
  • the FMCW signal shown by graph line C3 is swept with a sweep bandwidth W3 that is larger than the sweep bandwidth W1. That is, the sweep bandwidth W1 to the sweep bandwidth W3 are the sweep bandwidths specified by the parameters so that they have different sizes.
  • FMCW signals may be generated, each with a different sweep time T.
  • FMCW signals each with a different center frequency fc, may be generated.
  • FMCW signals with different combinations of sweep bandwidth, sweep time T and center frequency fc may be generated.
  • the signal control unit 51 controls the FMCW signal based on the measurement result (described later) of the spurious measurement unit 52. Specifically, the signal control unit 51 controls the FMCW signal so that the spurious characteristics of the FMCW signal are improved.
  • An example of spurious properties is spurious free dynamic range (SFDR).
  • SFDR spurious free dynamic range
  • the control of the FMCW signal is performed, for example, by changing the type and / or value (hereinafter, may be simply referred to as “parameter”) of the parameter of the FMCW signal, as described above with reference to FIG.
  • a plurality of different parameters may be prepared in advance, in which case the signal control unit 51 selects the parameter having the best spurious characteristic within the range of the measurement result of the spurious measurement unit 52 from the plurality of predetermined parameters. You can do it.
  • the spurious measuring unit 52 is a part that measures the spurious of the FMCW signal. Specifically, the spurious measuring unit 52 measures the spurious of the FMCW signal based on the IF signal converted into a digital signal by the ADC 26. For example, the spurious measuring unit 52 measures the spectrum of the IF signal by performing a fast Fourier transform (FFT) on the digital IF signal, and measures the spurious of the FMCW signal from the spectrum. Since the IF signal is a signal generated based on the FMCW signal, the spectrum of the IF signal substantially shows the spectrum of the FMCW signal. In this sense, in the present specification, the spurious / spectrum of the FMCW signal and the spurious / spectrum of the IF signal may be appropriately read as appropriate.
  • FFT fast Fourier transform
  • FIG. 4A is a diagram showing an example of the relationship between the frequency resolution of the FMCW signal and SFDR.
  • This graph shows SFDR when the frequency resolution of the FMCW signal generated by the configuration of PLL40 shown in FIG. 2 is changed.
  • the sweep bandwidth of the FMCW signal in the simulation is 1 GHz.
  • the sweep time is 10 microseconds.
  • the center frequency is about 79.2 GHz.
  • the horizontal axis of the graph indicates frequency resolution (kHz).
  • the vertical axis of the graph shows SFDR (dB).
  • Each frequency resolution is simulated four times under the same conditions, each value is plotted with white dots, and the average value of those values is shown by a solid line.
  • the SFDR is a value calculated from a spectrum obtained by executing an FFT having a frequency resolution (RBW: Resolution Band Width) of 0.1250 MHz with respect to the FMCW signal (IF signal) after the down-conversion.
  • RBW Resolution Band Width
  • FIG. 4A the SFDR changes depending on the frequency resolution. For example, when the frequency resolution is 83 kHz, a high SFDR of about 52 dB can be obtained.
  • FIG. 4B is a graph showing a spectrum when the frequency resolution is 83 kHz. The horizontal axis of the graph indicates frequency (MHz). The vertical axis of the graph indicates electric power (dB). On the vertical axis, the magnitude of the power of the signal having the main frequency component corresponds to 0 dB. As shown in FIG. 4B, the noise level is kept low over the frequency range of 0 to 40 MHz.
  • FIG. 4C is a graph showing a spectrum when the frequency resolution is 80 kHz. As shown in FIG. 4C, frequency components having a high noise level are scattered in the frequency range of 0 to 40 MHz. As a result, when the frequency resolution is 80 kHz, the SFDR is deteriorated by 9 dB as compared with the case where the frequency resolution is 83 kHz.
  • the frequency resolution (83 kHz in the above example) at which high SFDR can be obtained as the design target value.
  • the frequency resolution during actual operation of the radar device is affected by manufacturing variations, temperature characteristics, and the like, and deviates from the target value (error occurs). For example, when the frequency resolution becomes 80 kHz as described above, the spurious characteristics of the radar device are significantly deteriorated.
  • the SFDR is improved by changing the parameters of the FMCW signal as described above with reference to FIG. Regarding this point, the case where the sweep bandwidth is shifted will be described below as an example of changing the parameters.
  • FIG. 5A is a graph showing the relationship between the sweep bandwidth shift amount and SFDR when the frequency resolution is 83 kHz.
  • the horizontal axis of the graph shows the sweep bandwidth shift amount (%).
  • the vertical axis of the graph shows SFDR (dB).
  • the initial value of the sweep frequency is 1 GHz.
  • the sweep time and the center frequency are the same as those in FIGS. 4A to 4C described above.
  • FIG. 5A it can be seen that the SFDR changes when the sweep bandwidth shift amount is changed. For example, it can be seen that the SFDR is improved to about 51 dB simply by shifting the sweep bandwidth by + 0.02% (that is, + 200 kHz).
  • FIG. 5B is a graph showing a spectrum when the bandwidth shift amount is + 0.02%.
  • the spectrum shown in FIG. 5B is noisy over the measurement frequency range of 0-40 MHz as compared to the spectrum shown in FIG. 3B described above (when the sweep bandwidth shift amount is 0.00%, that is, the initial value). It can be seen that the level is kept low.
  • the spurious characteristics such as SFDR deteriorate due to the error of the frequency resolution
  • the spurious is changed by changing the value of the sweep bandwidth (in this example, the value of the sweep bandwidth is shifted).
  • the characteristics can be improved.
  • the spurious characteristics can be improved not only by changing the sweep bandwidth but also by changing the sweep time, the center frequency, etc. described above.
  • the signal control unit 51 controls the FMCW signal so that the spurious characteristics measured by the spurious measurement unit 52 are improved (for example, the SFDR becomes large). Specifically, the signal control unit 51 changes the parameters of the FMCW signal. The signal control unit 51 controls the PLL 40 so that the FMCW signal corresponding to the changed parameter is generated. The spurious measuring unit 52 measures the spurious (more specifically, the IF signal) of the FMCW signal transmitted by the transmitting unit 10 and received by the receiving unit 20. The signal control unit 51 controls the FMCW signal by selecting the parameter that minimizes the spurious measured by the spurious measurement unit 52. Spurious is suppressed by using the FMCW signal controlled in this way (parameter setting).
  • the shift amount of the sweep bandwidth can be as small as less than 0.1%, so that the ratio of the FFT resolution to the FFT frequency range is sufficient.
  • the signal processing circuit in the subsequent stage circuit after the multiplier 11
  • the FMCW signal control method as described above can be easily implemented in the radar device. The same applies to the shift amount such as the sweep time and the center frequency.
  • FIG. 6 is a flowchart showing an example of spurious suppression processing (control method of a radar device).
  • the FMCW signal is controlled by changing the sweep bandwidth.
  • the processing of this flowchart is executed, for example, before (for example, immediately before) the control unit 50 starts using the radar device 1. Since the details of the control by the control unit 50 have been described so far, the description will not be repeated here.
  • step S1 the transmitting unit 10 and the receiving unit 20 are initialized and the operation is started. Specifically, the gains of the buffer 12, PA13 and LNA22 are set and the enable is turned on.
  • step S2 the frequency synthesizer is initialized and the operation is started. Specifically, the FMCW signal based on the initial value of the parameter is generated by the PLL 40 and transmitted by the transmission unit 10. Further, the FMCW signal reflected by the object 60 is received by the receiving unit 20.
  • steps S3 to S8 are processes for searching for the optimum parameters.
  • a loop process using the integer variable i is executed in order to measure the SFDR of each of the N predetermined sweep bandwidths.
  • step S3 1 is assigned to the integer type variable i.
  • step S4 the i-th sweep bandwidth among the N preset sweep bandwidths is set.
  • step S5 an FMCW signal corresponding to the sweep bandwidth set in step S4 above is generated, transmitted and received, and its SFDR is measured and recorded.
  • step S6 it is determined whether or not i is N or less. When i is N or less (Yes in step S6), the process proceeds to step S7. If i is larger than N (No in step S6), the process proceeds to step S8.
  • step S8 the SFDR maximum sweep bandwidth is set to the sweep bandwidth of the FMCW signal.
  • the sweep bandwidth with the largest SFDR here is the sweep bandwidth corresponding to the largest SFDR measured in step S5 during the loop of steps S4 to S7 above.
  • step S9 the operation of the radar device continues. That is, the FMCW signal swept with the sweep bandwidth set in the previous step S8 is generated, and the generated FMCW signal is transmitted / received to detect the object 60 (FIG. 1).
  • step S9 After the processing of step S9 is completed, the processing of the flowchart ends.
  • spurious can be suppressed by operating the radar device 1 using the sweep bandwidth that maximizes the SDFR as described above.
  • the sweep bandwidth is set at the start of operation of the radar device 1
  • the present invention is not limited to this, and the sweep bandwidth may be set during the operation of the radar device.
  • the processes of steps S3 to S9 may be periodically executed from the start to the end of the operation.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a schematic configuration of a radar device according to such a modified example.
  • the radar device 1A shown in FIG. 7 includes a transmission unit 10A, a reception unit 20A, and a control unit 50A instead of the transmission unit 10, the reception unit 20, and the control unit 50. It differs in that it is provided with a transmission line 30 as well as a point.
  • the transmission unit 10A is different from the transmission unit 10 (FIG. 1) in that the switch 17 is further included.
  • the switch 17 is connected between the PA 13, the antenna 14, and the transmission line 30.
  • the switch 17 is switched between a state in which the PA 13 and the antenna 14 are connected and a state in which the PA 13 and the transmission line 30 are connected.
  • the receiving unit 20A is different from the receiving unit 20 (FIG. 1) in that the switch 27 is further included.
  • the switch 27 is connected between the antenna 21, the LNA 22, and the transmission line 30.
  • the switch 27 is switched between a state in which the antenna 21 and the LNA 22 are connected and a state in which the antenna 21 and the transmission line 30 are connected.
  • the transmission line 30 is connected between the switch 17 and the switch 27.
  • the transmission line 30 is a line provided on the radar device 1A so as to transmit the FMCW signal.
  • an attenuator (not shown) or the like may be provided on the transmission line 30.
  • the switch 17, the transmission line 30, and the switch 27 form a bypass line for the FMCW signal.
  • This bypass line is between a portion (on the multiplier 11 side) before the antenna 14 in the transmission path of the transmission unit 10 and a portion (on the ADC 26 side) after the antenna 21 in the reception path of the reception unit 20.
  • To connect. By such a bypass line, among the paths of the FMCW signal from the transmitting section 10 to the receiving section 20, the path passing through at least the antenna 14 and the antenna 21 (furthermore, the object 60) is bypassed.
  • the control unit 50A is different from the control unit 50 (FIG. 1) in that the switch 17 and the switch 27 are further controlled.
  • the control unit 50A has the switch 17 and the switch so that the FMCW signal from the PA 13 is supplied to the antenna 14 via the switch 17 and the FMCW signal from the antenna 21 is input to the LNA 22 via the switch 27. 27 may be controlled. In this case, the same operation as that of the radar device 1 is possible. Further, the control unit 50A may control the switch 17 and the switch 27 so that the FMCW signal from the PA 13 is input to the LNA 22 via the switch 17, the transmission line 30, and the switch 27.
  • the spurious measuring unit 52 measures the spurious of the FMCW signal input from the transmitting unit 10 to the receiving unit 20 via the switch 17, the transmission line 30, and the switch 27 (that is, the bypass line). That is, the spurious of the FMCW signal before being radiated from the antenna 14 is measured.
  • the switch 17, the switch 27, and the transmission line 30 are provided between the PA 13 and the LNA 22, but are located at a position in front of the antenna 14 at any position of the transmitting unit 10 and at the receiving unit 20.
  • a switch 17, a switch 27, and a transmission line 30 may be provided so as to connect to an arbitrary position before the ADC 26.
  • the switch 17, the switch 27, and the transmission line 30 are merely examples of the bypass line, and the bypass line may be formed by various other elements.
  • the radar device 1 includes a transmission unit 10, a reception unit 20, a spurious measurement unit 52, and a signal control unit 51.
  • the transmission unit 10 transmits the FMCW signal.
  • the receiving unit 20 receives the FMCW signal transmitted by the transmitting unit 10 and reflected by the object 60.
  • the spurious measuring unit 52 measures the spurious of the FMCW signal.
  • the signal control unit 51 controls the FMCW signal transmitted by the transmission unit 10 based on the measurement result of the spurious measurement unit 52.
  • the FMCW signal is controlled based on the spurious measurement result of the FMCW signal.
  • the spurious characteristic can be improved (for example, the spurious caused by the frequency error of the FMCW signal can be suppressed). Therefore, for example, a simple spurious method that does not involve an increase in circuit scale or an increase in power consumption is realized. It is also possible to widen the sweep bandwidth and shorten the sweep time (speed up sweep).
  • the signal control unit 51 may change the parameters of the FMCW signal.
  • the FMCW signal can be controlled in this way.
  • the signal control unit 51 may select a parameter having the best spurious characteristics within the range of the measurement result of the spurious measurement unit 52 from a plurality of predetermined parameters. As a result, the best spurious characteristics can be obtained within the range of the results of the spurious measuring unit 52.
  • the FMCW signal may be a chirp signal.
  • Parameter types may include at least one of sweep bandwidth, sweep time, and center frequency.
  • the value of the parameter may include at least one of the magnitude of the sweep bandwidth, the length of the sweep time and the value of the center frequency.
  • the FMCW signal can be controlled by changing the values of these various types of parameters.
  • the value of the parameter may be the shift amount. By changing the shift amount in this way, the value of the parameter can be changed. If the shift amount is a minute amount, the signal processing circuit in the subsequent stage (circuit after the multiplier 11) can operate without being affected by the shift amount, so that there is an advantage that it can be easily mounted on the radar device. be.
  • the radar device 1 may further include a VCO 450 for generating an FMCW signal.
  • the signal control unit 51 may control the modulation frequency of the VCO 450 using the frequency DAC451.
  • spurious caused by frequency error in VCO450 can be suppressed.
  • spurious is likely to occur as described above, so that there is a great merit of suppressing spurious.
  • the transmission unit 10 may include an antenna 14 that emits an FMCW signal.
  • the receiving unit 20 may include an antenna 21 that receives the FMCW signal radiated by the transmitting unit 10 and reflected by the object 60.
  • the spurious measuring unit 52 may measure the spurious of the FMCW signal after being received by the antenna 21. For example, in this way, the spurious of the FMCW signal can be measured.
  • the radar device 1 may include a bypass line (switch 17, transmission line 30, and switch 27 in this example).
  • This bypass line is between a portion (on the multiplier 11 side) before the antenna 14 in the transmission path of the transmission unit 10 and a portion (on the ADC 26 side) after the antenna 21 in the reception path of the reception unit 20.
  • the spurious measuring unit 52 may measure the spurious of the FMCW signal input from the transmitting unit 10 to the receiving unit 20 via the bypass line. Thereby, for example, the spurious of the FMCW signal can be measured without radiating the FMCW signal from the antenna 14.
  • the spurious suppression process (control method of the radar device) shown in FIG. 6 or the like is also one aspect of the present embodiment. That is, the control method of the radar device 1 that transmits and receives the FMCW signal includes measuring the spurious of the FMCW signal (step S5) and controlling the FMCW signal based on the measured spurious (step S8). According to such a control method, the spurious characteristics can be improved as in the radar device 1 described above.
  • the present technology can also have the following configurations.
  • a transmitter that transmits FMCW (Frequency Modulated Continuous Wave) signals
  • a receiver that receives the FMCW signal transmitted by the transmitter and reflected by the object
  • a measuring unit that measures spurious of the FMCW signal
  • a signal control unit that controls the FMCW signal transmitted by the transmission unit based on the measurement result of the measurement unit.
  • the signal control unit changes the parameters of the FMCW signal.
  • the signal control unit selects a parameter having the best spurious characteristic within the range of the measurement result from a plurality of predetermined parameters.
  • the FMCW signal is a chirp signal and
  • the parameter types include at least one of the sweep bandwidth, sweep time, and center frequency.
  • the radar device includes (2) or (3). (5) The value of the parameter includes the magnitude of the sweep bandwidth.
  • the radar device according to (4). (6)
  • the value of the parameter includes the length of the sweep time.
  • the radar device according to (4) or (5). (7) Including the value of the parameter and the value of the center frequency.
  • the radar device according to any one of (4) to (6).
  • the value of the parameter includes the shift amount.
  • the radar device according to any one of (5) to (7). (9) Further equipped with a VCO for generating the FMCW signal, The signal control unit controls the modulation frequency of the VCO using the frequency DAC.
  • the radar device according to any one of (1) to (8).
  • the transmitter includes a transmitting antenna that radiates the FMCW signal.
  • the receiver includes a receiver antenna that receives the FMCW signal radiated by the transmit antenna and reflected by the object.
  • the measuring unit measures the spurious of the FMCW signal after being received by the receiving antenna.
  • the radar device according to any one of (1) to (9).
  • the transmitter includes a transmitting antenna that radiates the FMCW signal.
  • the receiver includes a receiver antenna that receives the FMCW signal radiated by the transmit antenna and reflected by the object.
  • the radar device further includes a bypass line connecting a portion of the transmitting unit in the transmitting path before the transmitting antenna and a portion of the receiving unit in the receiving path after the receiving antenna.
  • the measuring unit measures the spurious of the FMCW signal input from the transmitting unit to the receiving unit via the bypass line.
  • the radar device according to any one of (1) to (9).
  • (12) A control method for a radar device that transmits and receives FMCW signals. The spurious of the FMCW signal was measured and Controlling the FMCW signal based on the measured spurious, including, Radar

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Abstract

レーダ装置（１）は、ＦＭＣＷ信号を送信する送信部（１０）と、送信部（１０）によって送信されオブジェクト（６０）で反射したＦＭＣＷ信号を受信する受信部（２０）と、ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定する測定部（５２）と、測定部（５２）の測定結果に基づいて、送信部（１０）が送信するＦＭＣＷ信号を制御する信号制御部（５１）と、を備える。

Description

レーダ装置及びレーダ装置の制御方法
　本開示は、レーダ装置及びレーダ装置の制御方法に関する。
　レーダ装置として、ＦＭＣＷレーダ送受信器等のレーダ装置が知られている（例えば特許文献１～３を参照）。
特開２０１０－７１８９９号公報 特開２０１７－２２７４６０号公報 特開２０１６－５４３８１号公報
　ＦＭＣＷレーダ送受信器等のレーダ装置においては、ＦＭＣＷ信号（例えばチャープ信号）に生じる周波数誤差に起因するスプリアスが生じる。
　本開示の一側面は、スプリアスを抑制することが可能なレーダ装置及びレーダ装置の制御方法を提供することを目的とする。
　本開示の一側面に係るレーダ装置は、ＦＭＣＷ信号を送信する送信部と、送信部によって送信されオブジェクトで反射したＦＭＣＷ信号を受信する受信部と、ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定する測定部と、測定部の測定結果に基づいて、送信部が送信するＦＭＣＷ信号を制御する信号制御部と、を備える。
　本開示の一側面に係るレーダ装置の制御方法は、ＦＭＣＷ信号を送信及び受信するレーダ装置の制御方法であって、ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定し、測定したスプリアスに基づいてＦＭＣＷ信号を制御すること、を含む。
実施形態に係るレーダ装置の概略構成の例を示す図である。 ＰＬＬの概略構成の例を示す図である。 ＦＭＣＷ信号の制御を概念的に示す図である。 ＰＬＬの周波数分解能とＳＦＤＲとの関係の例を示す図である。 スペクトルの例を示す図である。 スペクトルの例を示す図である。 掃引帯域幅シフト量とＳＦＤＲとの関係を示す図である。 スペクトルの例を示す図である。 スプリアス抑制処理の例を示す図である。 変形例に係るレーダ装置の概略構成を示す図である。
　以下に、本開示の実施形態について図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の各実施形態において、同一の部位には同一の符号を付することにより重複する説明を省略する。
　以下に示す項目順序に従って本開示を説明する。
　　１．　実施形態
　　　１．１　レーダ装置の概略構成の例
　　　１．２　ＰＬＬの概略構成の例
　　　１．３　ＦＭＣＷ信号の制御の例
　　　１．４　ＦＭＣＷ信号の制御によるスプリアス特性の改善原理
　　　１．５　スプリアス抑制処理の例
　　２．　変形例
　　３．　効果
１．　実施形態
１．１　レーダ装置の概略構成の例
　図１は、実施形態に係るレーダ装置の概略構成を示す図である。レーダ装置１は、例えばＦＭＣＷレーダ送受信器であり、ＦＭＣＷ（Frequency　Modulated　Continuous　Wave）信号を利用する。ＦＭＣＷ信号の例はチャープ信号である。チャープ信号の例は、アップチャープ信号及びダウンチャープ信号である。図１例示されるレーダ装置１は、送信部１０と、受信部２０と、ＰＬＬ（Phase　Locked　Loop）４０と、制御部５０とを含む。
　送信部１０は、ＦＭＣＷ信号を送信する。この例では、送信部１０は、逓倍器１１と、バッファ１２と、ＰＡ（Power　Amplifier）１３と、アンテナ１４とを含む。逓倍器１１は、倍周器とも称され、ＰＬＬ４０からの信号（ＰＬＬ信号）の周波数を整数倍だけ（この例では５倍に）増加させる。ＰＬＬ信号は、ＦＭＣＷ信号あるいはその基礎の信号を構成するように周波数変調された信号である。バッファ１２及びＰＡ１３は、逓倍器１１によって周波数が増加されたＦＭＣＷ信号を増幅する。アンテナ１４は、バッファ１２及びＰＡ１３によって増幅されたＦＭＣＷ信号を送信（放射）する。
　アンテナ１４によって放射されたＦＭＣＷ信号は、少なくともその一部がオブジェクト６０で反射し、アンテナ２１（後述）によって受信される。オブジェクト６０の例は、車、人、建物等である。
　受信部２０は、ＦＭＣＷ信号を受信する。この例では、受信部２０は、アンテナ２１と、ＬＮＡ２２と、逓倍器２３と、ミキサ２４と、フィルタ２５と、ＡＤＣ２６とを含む。アンテナ２１は、オブジェクト６０で反射したＦＭＣＷ信号を受信する。ＬＮＡ２２は、アンテナ２１が受信したＦＭＣＷ信号を増幅する。逓倍器２３は、ＰＬＬ４０からのＰＬＬ信号の周波数を、逓倍器１１と同じ整数倍だけ増加させる。ミキサ２４は、逓倍器２３によって周波数が増加したＰＬＬ信号を用いて、ＬＮＡ２２によって増幅されたＲＸ信信号の周波数を変換（例えばダウンコンバート）する。周波数変換後のＦＭＣＷ信号は、ＩＦ信号等と称される。フィルタ２５は、ミキサ２４によって生成されたＩＦ信号をフィルタリングする。この例では、フィルタ２５はローパスフィルタである。ＡＤＣ２６は、フィルタ２５によってフィルタリングされたＩＦ信号を、デジタル信号に変換する。
　ＰＬＬ４０は、所望の周波数を有する信号を生成する周波数シンセサイザであり、この例では位相同期回路（Phase　Locked　Loop）である。ＰＬＬ４０の詳細については、後に図２を参照して説明する。
　制御部５０は、レーダ装置１の全体制御を行う部分である。例えば、制御部５０は、レーダ装置１がＦＭＣＷレーダ送受信器として機能するように、レーダ装置１を制御する。この場合、制御部５０は、ＩＦ信号に基づいてレーダ装置１とオブジェクト６０との間の距離を検出する。ＩＦ信号に基づく距離検出手法は公知であるので、ここでは詳細な説明は行わない。
　上述のレーダ装置１の構成は例示であり、適宜変更されてよい。例えば、送信部１０及び受信部２０は、逓倍器１１及び逓倍器２３を備えていなくてもよい。アンテナ１４及びアンテナ２１はそれぞれ複数のアンテナと位相シフタで構成され、指向性を変化させることが可能であってもよく、もしくはアンテナ１４及びアンテナ２１が合わせて単一のアンテナで構成され、アンテナによる送受信が切替え可能なようにレーダ装置１が構成されてよい。このような構成も含めたさまざまな公知の構成が採用されてよい。
１．２　ＰＬＬの概略構成の例
　図２は、ＰＬＬ４０の概略構成の例を示す図である。図２に示される例では、ＰＬＬ４０は、ＦＭＣＷ信号生成器４１０と、ＤＴＣ制御部４２０と、ＤＴＣ４３０と、周波数ＤＡＣ制御部４４０と、ＶＣＯ４５０と、バッファ４６１と、スイッチ４６２と、コンデンサ４６３と、コンバータ４６４と、ループフィルタ４６５と、起動時ＰＬＬ４６６とを含む。ＶＣＯ４５０は、周波数ＤＡＣ４５１及びＶＣＯコア４５２を含む。
　ＦＭＣＷ信号生成器４１０は、制御部５０の信号制御部５１（後述）から供給されるＦＭＣＷＤｄａｔａに基づいて、ＦＭＣＷ信号を生成する。ＦＭＣＷｄａｔａは、ＦＭＣＷ信号のパラメータ情報を含む。パラメータについては後述する。
　ＤＴＣ制御部４２０は、ＦＭＣＷ信号生成器４１０からのＦＭＣＷ信号と、中心周波数情報Ｎ．ｆとに基づいて、ＤＴＣ４３０の入力に適合する制御信号を生成する。非線形性補償等の処理が併せて行われてもよい。中心周波数情報Ｎ．ｆは、信号制御部５１から供給される。中心周波数情報Ｎ．Ｆも、上述のパラメータ情報の一態様である。
　ＤＴＣ４３０は、デジタルｔｏタイムコンバータであり、ＤＴＣ制御部４２０からの制御信号に基づいて、基準信号（この例では８０ＭＨｚ）の遅延量を変化させる。
　周波数ＤＡＣ制御部４４０は、ＦＭＣＷ信号生成器４１０によって生成されたＦＭＣＷ信号を、周波数ＤＡＣ４５１への入力に適合する制御信号に変換する。非線形性補償等の処理が併せて行われてもよい。
　ＶＣＯ４５０は、周波数ＤＡＣ制御部４４０からの制御信号に基づいて周波数変調される発信器である。ＶＣＯ４５０において、周波数ＤＡＣ４５１は、周波数ＤＡＣ制御部４４０からの制御信号を、ＶＣＯコア４５２への電圧印加に適合する信号に変換する。ＶＣＯコア４５２は、周波数ＤＡＣ４５１から印加される電圧に応じた周波数を有する信号を生成する。ＶＣＯコア４５２によって生成された信号は、先に説明したＰＬＬ信号として出力され、逓倍器１１及び逓倍器２３（図１）に供給される。
　ＶＣＯコア４５２によって生成された信号（ＰＬＬ信号）の一部は、バッファ４６１、スイッチ４６２、コンバータ４６４及びループフィルタ４６５を通り、ＶＣＯコア４５２に帰還する。コンバータ４６４の入力端とグランドとの間には、コンデンサ４６３が並列に接続される。コンバータ４６４は、コンデンサ４６３に保持されたバッファ４６１の出力を、電圧から電流に変換する。ループフィルタ４６５は、変換された電流をフィルタリングする。
　バッファ４６１とコンバータ４６４との間には、スイッチ４６２が直列に接続される。スイッチ４６２は、ＤＴＣ４３０により遅延された基準信号のタイミングにおいて開放され、そのタイミングのバッファ４６１の出力電圧を、コンデンサ４６３に保持する役割を担う。
　起動時ＰＬＬ４６６は、起動時に動作して位相ロックの補助をするブロックであり、この例では、ＶＣＯコア４５２、起動時ＰＬＬ４６６及びループフィルタ４６５によるループが形成されるように設けられる。位相ロックの後、起動時ＰＬＬ４６６はオフにして（動作を終了して）よい。
　図２に例示されるＰＬＬ４０は、２箇所で周波数変調が可能な２点変調方式のＰＬＬである。一点目の周波数変調は、ＦＭＣＷ信号生成器４１０、ＤＴＣ制御部４２０及びＤＴＣ４３０によって行われる。すなわち、ＤＴＣ４３０が、ＦＭＣＷｄａｔａに基づいて基準信号の遅延量を変化させることによって、ＰＬＬ信号が周波数変調される。二点目の周波数変調は、ＦＭＣＷ信号生成器４１０、周波数ＤＡＣ制御部４４０及びＶＣＯ４５０によって行われる。すなわち、ＶＣＯ４５０において周波数ＤＡＣ４５１がＦＭＣＷｄａｔａに基づいてＶＣＯコア４５２に印加する電圧を変化させることにより、ＰＬＬ信号が周波数変調される。
　以上説明したレーダ装置１においては、掃引周波数に対して小さな周波数誤差を持つＦＭＣＷ信号の生成が要求される。周波数誤差は、例えば受信部２０におけるＩＦ信号中のノイズとして現れる。ノイズの例は、一部の周波数に偏ったスプリアスである。このようなスプリアスは、測定対象であるオブジェクト６０との区別がつかず、誤検出の原因となる。したがって、スプリアス抑制への要望がある。
　スプリアス発生の主な要因は、ＰＬＬ４０の周波数分解能に起因する量子化ノイズである。この場合の量子化ノイズは、制御部５０によってＰＬＬ４０に設定された所望の周波数に対し、実際にＰＬＬ４０で生成されるＰＬＬ信号の周波数が、分解能に丸められることで発生する周波数誤差を示す。ＦＭＣＷ信号を用いるレーダ装置１では、例えば無線通信で用いられるランダムに近い変調信号とは異なり、周波数を直線的に変調するため、量子化ノイズが繰り返し性（再現性）を持ちやすく、それによってスプリアスが発生する。
　例えば理想的に直線的に変調されるＦＭＣＷ信号（より具体的にはチャープ信号）と、有限の周波数分解能８０ｋＨｚ及びリファレンス周期間隔（周波数更新間隔）１２．５ｎｓｅｃで生成したＦＭＣＷ信号とを比較する。この場合、周波数誤差は、２つの要因で生成される。１つ目の要因は、周波数更新間隔が有限であることによる時間方向の誤差である。２つ目の要因は、周波数分解能が有限であることによる周波数方向の誤差である。これらの組み合わせで周波数誤差が発生するが、１つ目の要因で生成される誤差は、大部分が高い周波数成分に現れるため、フィルタ（例えば受信部２０のフィルタ２５）で除去することができ、レーダ特性に対する影響は小さい。一方、２つ目の要因で生成される誤差は、低い周波数成分にも表れるためフィルタでは除去できず、レーダ特性に対する影響を排除しにくい。
　一方で近年、車載レーダの高性能化や、ジェスチャ認識用途などへレーダの応用先拡大に向け、ＦＭＣＷ信号の掃引帯域幅の広帯域化、掃引時間の高速化等が求められている。掃引帯域幅の広帯域化は、距離分解能の向上をもたらす。掃引時間の高速化は、最大検出速度の向上をもたらす。しかしながら、これらの要求と周波数誤差の増大はトレードオフの関係にあるため、スプリアスが増大する方向にある。特に掃引時間の短縮要求（掃引の高速化要求）に対応するために、上述のＰＬＬ４０のような２点変調として構成される周波数シンセサイザの開発が進められているが、この場合、更に大きなスプリアスが発生しやすい。これは、ＶＣＯ４５０のＶＣＯコア４５２を直接変調する周波数ＤＡＣ４５１の分解能を高めることが難しく、この量子化ノイズが大きい傾向にあるためである。
　したがって、掃引帯域幅の広帯域化、掃引時間の短縮化（掃引の高速化）等に対応が可能なスプリアス抑制手法が求められている。とくに、回路規模の拡大、消費電力の増大を伴わない簡易なスプリアス抑制手法が望ましい。本開示の一側面に係るレーダ装置１によれば、そのようなスプリアス抑制手法が実現される。
　図１に戻り、制御部５０についてさらに説明する。制御部５０は、送信部１０が送信するＦＭＣＷ信号を制御する。このために、制御部５０は、信号制御部５１及びスプリアス測定部５２を含む。
　信号制御部５１は、ＦＭＣＷ信号を制御する。例えば、信号制御部５１は、ＦＭＣＷ信号のパラメータを変更することによって、ＦＭＣＷ信号を制御する。ＦＭＣＷ信号がチャープ信号の場合、パラメータの種類の例は、掃引帯域幅、掃引時間（チャープ時間）及び中心周波数である。パラメータの値の例は、掃引帯域幅の大きさ、掃引時間の長さ及び中心周波数の値を含む。掃引帯域幅の大きさ、掃引時間の長さ及び中心周波数の値は、絶対値であってもよいし、所定値（例えば初期値）に対するシフト量であってもよい。シフト量は、例えば、１パーセント未満、０．１パーセント未満等の微小量であってよい。なお、先に説明した図２の例では、掃引帯域幅及び掃引時間に関するパラメータの情報は、ＦＭＣＷｄａｔａに含まれる。中心周波数に関するパラメータは、中心周波数情報Ｎ．ｆに含まれる。
１．３　ＦＭＣＷ信号の制御の例
　図３は、ＦＭＣＷ信号の制御を概念的に示す図である。図３のグラフの横軸は時間を示し、縦軸は周波数を示す。この例では、ＦＭＣＷ信号はチャープ信号であり、制御対象となるパラメータは、掃引帯域幅である。グラフ線Ｃ１～グラフ線Ｃ３に示されるように、ＦＭＣＷ信号は、３通りの異なる挙動を示すように制御される。他のパラメータとして例示される掃引時間（チャープ時間）Ｔ及び中心周波数ｆｃは、いずれのＦＭＣＷ信号においても同じである。
　グラフ線Ｃ１で示されるＦＭＣＷ信号は、掃引帯域幅Ｗ１で掃引される。グラフ線Ｃ２で示されるＦＭＣＷ信号は、掃引帯域幅Ｗ１よりも小さい掃引帯域幅Ｗ２で掃引される。グラフ線Ｃ３で示されるＦＭＣＷ信号は、掃引帯域幅Ｗ１よりも大きい掃引帯域幅Ｗ３で掃引される。すなわち、掃引帯域幅Ｗ１～掃引帯域幅Ｗ３は、各々が異なる大きさを有するようにパラメータによって指定された掃引帯域幅である。
　掃引帯域幅以外にも、各々が異なる掃引時間Ｔを有するＦＭＣＷ信号が生成されてよい。各々が異なる中心周波数ｆｃを有するＦＭＣＷ信号が生成されてもよい。異なる組み合わせの掃引帯域幅、掃引時間Ｔ及び中心周波数ｆｃを有するＦＭＣＷ信号が生成されてもよい。
　図１に戻り、信号制御部５１は、スプリアス測定部５２の測定結果（後述）に基づいてＦＭＣＷ信号を制御する。具体的に、信号制御部５１は、ＦＭＣＷ信号のスプリアス特性が改善するように、ＦＭＣＷ信号を制御する。スプリアス特性の例は、スプリアスフリーダイナミックレンジ（ＳＦＤＲ）である。ただし、これに限定されず、レーダ装置１の性能に関して定められるさまざまなスプリアス特性が用いられてよい。ＦＭＣＷ信号の制御は、例えば先に図３を参照して説明したように、ＦＭＣＷ信号のパラメータの種類及び／又は値（以下、単に「パラメータ」という場合もある）を変更することによって行われる。複数の異なるパラメータが予め準備されていてよく、その場合、信号制御部５１は、予め定められた複数のパラメータから、スプリアス測定部５２の測定結果の範囲内でスプリアス特性の最も良くなるパラメータを選択してよい。
　スプリアス測定部５２は、ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定する部分である。具体的に、スプリアス測定部５２は、ＡＤＣ２６によってデジタル信号に変換されたＩＦ信号に基づいて、ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定する。例えば、スプリアス測定部５２は、デジタルのＩＦ信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ：fast　Fourier　transform）を実行することによって、ＩＦ信号のスペクトルを測定し、そこからＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定する。ＩＦ信号はＦＭＣＷ信号に基づいて生成された信号であるから、ＩＦ信号のスペクトルは、実質的に、ＦＭＣＷ信号のスペクトルを示す。この意味において、本明細書では、ＦＭＣＷ信号のスプリアス／スペクトルと、ＩＦ信号のスプリアス／スペクトルとは、適宜読み替えられてよい。
１．４　ＦＭＣＷ信号の制御によるスプリアス特性の改善原理
　上述の信号制御部５１によるＦＭＣＷ信号の制御と、ＦＭＣＷ信号のスプリアス特性との関係について、図４Ａ～図４Ｃ、図５Ａ及び図５Ｂを参照して説明する。
　図４Ａは、ＦＭＣＷ信号の周波数分解能と、ＳＦＤＲとの関係の例を示す図である。このグラフは、図２に示されるＰＬＬ４０の構成によって生成されるＦＭＣＷ信号の周波数分解能を変えた場合のＳＦＤＲを示す。シミュレーションにおけるＦＭＣＷ信号の掃引帯域幅は、１ＧＨｚである。掃引時間は、１０マイクロ秒である。中心周波数は、約７９．２ＧＨｚである。グラフの横軸は、周波数分解能（ｋＨｚ）を示す。グラフの縦軸は、ＳＦＤＲ（ｄＢ）を示す。各周波数分解能について同条件で４回シミュレーションし、それぞれの値を白点でプロットし、それらの値の平均値を実線で示す。ＳＦＤＲは、ダウンコンバート後のＦＭＣＷ信号（ＩＦ信号）に対して、周波数分解能（ＲＢＷ：Resolution　Band　Width）が０．１２５０ＭＨｚのＦＦＴを実行することによって得られたスペクトルから計算された値である。
　図４Ａに示されるように、周波数分解能によって、ＳＦＤＲが変化する。例えば周波数分解能が８３ｋＨｚの場合には、約５２ｄＢという高いＳＦＤＲが得られる。図４Ｂは、周波数分解能が８３ｋＨｚの場合のスペクトルを示すグラフである。グラフの横軸は周波数（ＭＨｚ）を示す。グラフの縦軸は、電力（ｄＢ）を示す。縦軸において、メインの周波数成分を有する信号の電力の大きさが０ｄＢに対応する。図４Ｂに示されるように、周波数０～４０ＭＨｚの範囲にわたってノイズレベルが低く抑えられている。
　再び図４Ａを参照し、例えば周波数分解能が８０ｋＨｚの場合には、ＳＦＤＲが最も悪化して（ワーストケースとなり）、約４３ｄＢという低い値しか得られない。図４Ｃは、周波数分解能が８０ｋＨｚの場合のスペクトルを示すグラフである。図４Ｃに示されるように、周波数０～４０ＭＨｚの範囲内において高いノイズレベルを有する周波数成分が散見される。結果として、周波数分解能が８０ｋＨｚの場合は、周波数分解能が８３ｋＨｚの場合より、ＳＦＤＲが９ｄＢも劣化する。
　上述のような周波数分解能とスプリアス特性と関係を考慮すれば、高いＳＦＤＲが得られる周波数分解能（上記の例では８３ｋＨｚ）を設計上の狙い値とすることが考えられる。しかしながら、実際のレーダ装置の動作時における周波数分解能は、製造上のばらつき及び温度特性等の影響を受けて、その狙い値から外れて（誤差が生じて）しまう。例えば上記のように周波数分解能が８０ｋＨｚになってしまうと、レーダ装置のスプリアス特性が大幅に悪化してしまう。
　ここで、上述のような特定の周波数分解能で動作したためにＳＦＤＲが悪化した場合でも、先に図３を参照して説明したようにＦＭＣＷ信号のパラメータを変更することによって、ＳＦＤＲが改善する。この点について、以下では、パラメータの変更例として、掃引帯域幅をシフトさせた場合について説明する。
　図５Ａは、周波数分解能が８３ｋＨｚの場合の、掃引帯域幅シフト量とＳＦＤＲとの関係を示すグラフである。グラフの横軸は、掃引帯域幅シフト量（％）を示す。グラフの縦軸は、ＳＦＤＲ（ｄＢ）を示す。掃引周波数の初期値は１ＧＨｚである。掃引時間及び中心周波数は先に説明した図４Ａ～図４Ｃの例と同様である。図５Ａに示されるように、掃引帯域幅シフト量を変えると、ＳＦＤＲが変化することがわかる。例えば、掃引帯域幅を＋０．０２％（つまり＋２００ｋＨｚ）シフトさせただけで、ＳＦＤＲが約５１ｄＢまで改善することがわかる。図５Ｂは、帯域幅シフト量が＋０．０２％の場合のスペクトルを示すグラフである。図５Ｂに示されるスペクトルは、先に説明した図３Ｂに示されるスペクトル（掃引帯域幅シフト量が０．００％、すなわち初期値の場合）と比較して、測定周波数０～４０ＭＨｚの範囲にわたってノイズレベルが低く抑えられていることがわかる。
　以上のように、周波数分解能の誤差に起因してＳＦＤＲのようなスプリアス特性が悪化した場合でも、掃引帯域幅の値を変更する（この例では掃引帯域幅の値をシフトさせる）ことで、スプリアス特性を改善することができる。掃引帯域幅に限らず、先に説明した掃引時間、中心周波数等を変更することによっても、スプリアス特性が改善する。
　以上の原理に基づいて、信号制御部５１は、スプリアス測定部５２によって測定されるスプリアス特性が改善するように（例えばＳＦＤＲが大きくなるように）、ＦＭＣＷ信号を制御する。具体的に、信号制御部５１は、ＦＭＣＷ信号のパラメータを変更する。信号制御部５１は、変更後のパラメータに対応するＦＭＣＷ信号が生成されるように、ＰＬＬ４０を制御する。スプリアス測定部５２は、送信部１０によって送信され、受信部２０によって受信されたＦＭＣＷ信号の（より具体的にはＩＦ信号の）スプリアスを測定する。信号制御部５１は、スプリアス測定部５２によって測定されたスプリアスが最少となるパラメータを選択することによって、ＦＭＣＷ信号を制御する。このようにして制御された（パラメータ設定された）ＦＭＣＷ信号を用いることにより、スプリアスが抑制される。
　上述の原理を利用した場合、例えば先に説明した図５Ａに示されるように掃引帯域幅のシフト量が０．１パーセントに満たないような微小量で済むので、ＦＦＴ周波数レンジに対するＦＦＴ分解能の比率を超えないシフト量（図５Ｂの場合は０．１２５０ＭＨｚ÷４０ＭＨｚ＝約０．３％）に抑えることで、後段の信号処理回路（逓倍器１１以降の回路）はシフト量の影響を受けることなく動作することができる。したがって、上述のようなＦＭＣＷ信号の制御手法をレーダ装置に容易に実装することができるというメリットもある。掃引時間、中心周波数等のシフト量についても同様である。
１．５　スプリアス抑制処理の例
　図６は、スプリアス抑制処理（レーダ装置の制御方法）の例を示すフローチャートである。この例では、掃引帯域幅を変更することによって、ＦＭＣＷ信号が制御される。このフローチャートの処理は、例えば、制御部５０によってレーダ装置１の使用を開始する前（例えば直前）に実行される。制御部５０による制御の詳細についてはこれまで説明したとおりであるので、ここでは説明は繰り返さない。
　ステップＳ１において、送信部１０、受信部２０を初期化して動作を開始する。具体的にバッファ１２、ＰＡ１３及びＬＮＡ２２のゲインを設定し、イネーブルをオンにする。
　ステップＳ２において、周波数シンセサイザを初期化して動作を開始する。具体的に、パラメータの初期値に基づくＦＭＣＷ信号がＰＬＬ４０によって生成され、送信部１０によって送信される。また、オブジェクト６０で反射したＦＭＣＷ信号が受信部２０によって受信される。
　ステップＳ３～Ｓ８の処理は、最適なパラメータを探索するための処理である。この例では、予め定められたＮ個の掃引帯域幅のそれぞれのＳＦＤＲを測定するために、整数型変数ｉを用いたループ処理が実行される。
　ステップＳ３において、整数型変数ｉに１を代入する。
　ステップＳ４において、予め設定されたＮ個の掃引帯域幅のうちのｉ番目の掃引帯域幅に設定する。
　ステップＳ５において、先のステップＳ４で設定された掃引帯域幅に対応するＦＭＣＷ信号を生成して送受信し、そのＳＦＤＲを測定し、記録する。
　ステップＳ６において、ｉがＮ以下であるか否かを判断する。ｉがＮ以下の場合（ステップＳ６でＹｅｓ）、ステップＳ７に処理が進められる。そうでなくｉがＮよりも大きい場合（ステップＳ６でＮｏ）、ステップＳ８に処理が進められる。
　ステップＳ７において、ｉがインクリースされる（ｉ＝ｉ＋１とされる）。ステップＳ７の処理が完了した後、ステップＳ４に処理が戻される。
　ステップＳ８において、ＳＦＤＲが最大の掃引帯域幅を、ＦＭＣＷ信号の掃引帯域幅に設定する。ここでのＳＦＤＲが最大の掃引帯域幅は、先のステップＳ４～Ｓ７のループ中にステップＳ５で測定された最も大きいＳＦＤＲに対応する掃引帯域幅である。
　ステップＳ９において、レーダ装置の動作が継続する。すなわち、先のステップＳ８で設定された掃引帯域幅で掃引されるＦＭＣＷ信号が生成され、生成されたＦＭＣＷ信号の送受信が行われることによって、オブジェクト６０（図１）の検出等が行われる。
　ステップＳ９の処理が完了した後、フローチャートの処理は終了する。
　例えば以上のようにしてＳＤＦＲが最も大きくなる掃引帯域幅を用いてレーダ装置１を動作させることで、スプリアスを抑制することができる。掃引帯域幅以外のパラメータについても同様である。
　なお、上記フローチャートでは、レーダ装置１の動作開始時に掃引帯域幅が設定される例について説明したが、これに限らず、レーダ装置の動作中に掃引帯域幅が設定されてもよい。例えば、開始時から動作終了時までの間、定期的にステップＳ３～Ｓ９の処理が実行されてよい。これにより、レーダ装置の動作開始時から動作終了時の間の発熱等によって生じた周波数分解能の誤差に起因したスプリアスを抑制することができる。
２．　変形例
　上記実施形態では、アンテナ１４によって放射された後のＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定する例について説明した。ただし、アンテナ１４によって放射される前のＦＭＣＷ信号のスプリアスが測定されてもよい。図７は、そのような変形例に係るレーダ装置の概略構成の例を示す図である。
　図７に示されるレーダ装置１Ａは、レーダ装置１（図１）と比較して、送信部１０、受信部２０及び制御部５０に代えて、送信部１０Ａ、受信部２０Ａ及び制御部５０Ａを備える点、並びに、伝送線路３０を備える点において相違する。
　送信部１０Ａは、送信部１０（図１）と比較して、スイッチ１７をさらに含む点において相違する。この例では、スイッチ１７は、ＰＡ１３と、アンテナ１４と、伝送線路３０との間に接続される。スイッチ１７は、ＰＡ１３とアンテナ１４とを接続する状態と、ＰＡ１３と伝送線路３０とを接続する状態との間で切替えられる。
　受信部２０Ａは、受信部２０（図１）と比較して、スイッチ２７をさらに含む点において相違する。この例では、スイッチ２７は、アンテナ２１と、ＬＮＡ２２と、伝送線路３０との間に接続される。スイッチ２７は、アンテナ２１とＬＮＡ２２とを接続する状態と、アンテナ２１と伝送線路３０とを接続する状態との間で切替えられる。
　伝送線路３０は、スイッチ１７とスイッチ２７との間に接続される。伝送線路３０は、ＦＭＣＷ信号を伝送するようにレーダ装置１Ａ上に設けられた線路である。ＰＡ１３からのＦＭＣＷ信号を、ＬＮＡ２２の入力に適合した信号とするために、例えば図示しない減衰器等が伝送線路３０上に設けられてよい。
　スイッチ１７、伝送線路３０及びスイッチ２７は、ＦＭＣＷ信号のバイパスラインを構成する。このバイパスラインは、送信部１０の送信経路におけるアンテナ１４よりも手前の（逓倍器１１側の）部分と、受信部２０の受信経路におけるアンテナ２１よりも後の（ＡＤＣ２６側の）部分との間を接続する。このようなバイパスラインによって、送信部１０から受信部２０に至るまでのＦＭＣＷ信号の経路のうち、少なくともアンテナ１４及びアンテナ２１（さらにはオブジェクト６０）を通る経路がバイパスされる。
　制御部５０Ａは、制御部５０（図１）と比較して、スイッチ１７及びスイッチ２７をさらに制御する点において相違する。例えば、制御部５０Ａは、ＰＡ１３からのＦＭＣＷ信号がスイッチ１７を介してアンテナ１４に供給され、また、アンテナ２１からのＦＭＣＷ信号がスイッチ２７を介してＬＮＡ２２に入力されるように、スイッチ１７及びスイッチ２７を制御してよい。この場合は、レーダ装置１と同様の動作が可能である。さらに、制御部５０Ａは、ＰＡ１３からのＦＭＣＷ信号が、スイッチ１７、伝送線路３０及びスイッチ２７を介してＬＮＡ２２に入力されるように、スイッチ１７及びスイッチ２７を制御してよい。この場合、スプリアス測定部５２は、スイッチ１７、伝送線路３０及びスイッチ２７（すなわちバイパスライン）を介して送信部１０から受信部２０に入力されたＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定する。すなわち、アンテナ１４から放射される前のＦＭＣＷ信号のスプリアスが測定される。
　図７に示される例では、スイッチ１７、スイッチ２７及び伝送線路３０は、ＰＡ１３とＬＮＡ２２との間に設けられたが、送信部１０の任意におけるアンテナ１４よりも前の位置と、受信部２０におけるＡＤＣ２６よりも前の任意の位置とを接続するように、スイッチ１７、スイッチ２７及び伝送線路３０が設けられてよい。また、スイッチ１７、スイッチ２７及び伝送線路３０は、バイパスラインの例示に過ぎず、他のさまざまな要素によってバイパスラインが構成されてもよい。
３．　効果
　以上説明したレーダ装置は、例えば次のように特定される。図１等に例示されるように、レーダ装置１は、送信部１０と、受信部２０と、スプリアス測定部５２と、信号制御部５１とを備える。送信部１０は、ＦＭＣＷ信号を送信する。受信部２０は、送信部１０によって送信されオブジェクト６０で反射したＦＭＣＷ信号を受信する。スプリアス測定部５２は、ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定する。信号制御部５１は、スプリアス測定部５２の測定結果に基づいて、送信部１０が送信するＦＭＣＷ信号を制御する。
　上記のレーダ装置によれば、ＦＭＣＷ信号のスプリアス測定結果に基づいてＦＭＣＷ信号が制御される。これにより、スプリアス特性を改善（例えばＦＭＣＷ信号の周波数誤差に起因するスプリアスを抑制）することができる。したがって、例えば、回路規模の拡大、消費電力の増大を伴わない簡易なスプリアス手法が実現される。掃引帯域幅の広帯域化、掃引時間の短縮化（掃引の高速化）等にも対応可能である。
　信号制御部５１は、ＦＭＣＷ信号のパラメータを変更してよい。例えばこのようにして、ＦＭＣＷ信号を制御することができる。
　信号制御部５１は、予め定められた複数のパラメータから、スプリアス測定部５２の測定結果の範囲内でスプリアス特性が最も良くなるパラメータを選択してよい。これにより、スプリアス測定部５２結果の範囲内において最良のスプリアス特性を得ることができる。
　図３等に例示されるように、ＦＭＣＷ信号は、チャープ信号であってよい。パラメータの種類は、掃引帯域幅、掃引時間、及び中心周波数の少なくとも一つを含んでよい。パラメータの値は、掃引帯域幅の大きさ、掃引時間の長さ及び中心周波数の値の少なくとも一つを含んでよい。例えばこのようなさまざまな種類のパラメータの値を変えることにより、ＦＭＣＷ信号を制御することができる。
　パラメータの値は、シフト量であってもよい。このようにシフト量を変えることによって、パラメータの値を変えることができる。シフト量が微小量であれば、後段の信号処理回路（逓倍器１１以降の回路）はシフト量の影響を受けることなく動作することができるので、レーダ装置への実装が容易になるというメリットもある。
　図１及び図２等に例示されるように、レーダ装置１は、ＦＭＣＷ信号を生成するためのＶＣＯ４５０をさらに備えてよい。信号制御部５１は、周波数ＤＡＣ４５１を用いて、ＶＣＯ４５０の変調周波数を制御してよい。これにより、ＶＣＯ４５０における周波数誤差に起因するスプリアスを抑制することができる。とくに、ＶＣＯ４５０が２点変調として構成される周波数シンセサイザの場合には、先に説明したようにスプリアスが発生しやすいので、スプリアス抑制のメリットが大きい。
　図１等に例示されるように、送信部１０は、ＦＭＣＷ信号を放射するアンテナ１４を含んでよい。受信部２０は、送信部１０によって放射されオブジェクト６０で反射したＦＭＣＷ信号を受信するアンテナ２１を含んでよい。スプリアス測定部５２は、アンテナ２１で受信した後のＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定してよい。例えばこのようにして、ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定することができる。
　図７等に例示されるように、レーダ装置１は、バイパスライン（この例ではスイッチ１７、伝送線路３０及びスイッチ２７）を備えてよい。このバイパスラインは、送信部１０の送信経路におけるアンテナ１４よりも手前の（逓倍器１１側の）部分と、受信部２０の受信経路におけるアンテナ２１よりも後の（ＡＤＣ２６側の）部分との間を接続する。スプリアス測定部５２は、バイパスラインを介して送信部１０から受信部２０に入力されたＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定してよい。これにより、例えばＦＭＣＷ信号をアンテナ１４から放射することなく、ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定することができる。
　例えば図６等に示されるスプリアス抑制処理（レーダ装置の制御方法）も、本実施形態の一態様である。すなわち、ＦＭＣＷ信号を送信及び受信するレーダ装置１の制御方法は、ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定し（ステップＳ５）、測定したスプリアスに基づいてＦＭＣＷ信号を制御すること（ステップＳ８）を含む。このような制御方法によれば、先に説明したレーダ装置１と同様に、スプリアス特性を改善することができる。
　なお、本開示に記載された効果は、あくまで例示であって、開示された内容に限定されない。他の効果があってもよい。
　以上、本開示の実施形態について説明したが、本開示の技術的範囲は、上述の実施形態そのままに限定されるものではなく、本開示の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。また、異なる実施形態及び変形例にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
　また、本明細書に記載された各実施形態における効果はあくまで例示であって限定されるものでは無く、他の効果があってもよい。
　なお、本技術は以下のような構成も取ることができる。
（１）
　ＦＭＣＷ（Frequency　Modulated　Continuous　Wave）信号を送信する送信部と、
　前記送信部によって送信されオブジェクトで反射した前記ＦＭＣＷ信号を受信する受信部と、
　前記ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定する測定部と、
　前記測定部の測定結果に基づいて、前記送信部が送信する前記ＦＭＣＷ信号を制御する信号制御部と、
　を備える、
　レーダ装置。
（２）
　前記信号制御部は、前記ＦＭＣＷ信号のパラメータを変更する、
　（１）に記載のレーダ装置。
（３）
　前記信号制御部は、予め定められた複数のパラメータから、前記測定結果の範囲内で前記スプリアス特性が最も良くなるパラメータを選択する、
　（２）に記載のレーダ装置。
（４）
　前記ＦＭＣＷ信号は、チャープ信号であり、
　前記パラメータの種類は、掃引帯域幅、掃引時間、及び中心周波数の少なくとも一つを含む、
　（２）又は（３）に記載のレーダ装置。
（５）
　前記パラメータの値は、前記掃引帯域幅の大きさを含む、
　（４）に記載のレーダ装置。
（６）
　前記パラメータの値は、前記掃引時間の長さを含む、
　（４）又は（５）に記載のレーダ装置。
（７）
　前記パラメータの値、前記中心周波数の値を含む、
　（４）～（６）のいずれかに記載のレーダ装置。
（８）
　前記パラメータの値は、シフト量を含む、
　（５）～（７）のいずれかに記載のレーダ装置。
（９）
　前記ＦＭＣＷ信号を生成するためのＶＣＯをさらに備え、
　前記信号制御部は、周波数ＤＡＣを用いて、前記ＶＣＯの変調周波数を制御する、
　（１）～（８）のいずれかに記載のレーダ装置。
（１０）
　前記送信部は、前記ＦＭＣＷ信号を放射する送信アンテナを含み、
　前記受信部は、前記送信アンテナによって放射され前記オブジェクトで反射したＦＭＣＷ信号を受信する受信アンテナを含み、
　前記測定部は、前記受信アンテナで受信した後の前記ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定する、
　（１）～（９）のいずれかに記載のレーダ装置。
（１１）
　前記送信部は、前記ＦＭＣＷ信号を放射する送信アンテナを含み、
　前記受信部は、前記送信アンテナによって放射され前記オブジェクトで反射したＦＭＣＷ信号を受信する受信アンテナを含み、
　前記レーダ装置は、前記送信部の送信経路における前記送信アンテナよりも手前の部分と、前記受信部の受信経路における前記受信アンテナよりも後の部分との間を接続するバイパスラインをさらに備え、
　前記測定部は、前記バイパスラインを介して前記送信部から前記受信部に入力された前記ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定する、
　（１）～（９）のいずれかに記載のレーダ装置。
（１２）
　ＦＭＣＷ信号を送信及び受信するレーダ装置の制御方法であって、
　前記ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定し、
　前記測定したスプリアスに基づいて前記ＦＭＣＷ信号を制御すること、
　を含む、
　レーダ装置の制御方法。
　　１　レーダ装置
　１０　送信部
　１１　逓倍器
　１２　バッファ
　１３　ＰＡ
　１４　アンテナ
　１７　スイッチ
　２０　受信部
　２１　アンテナ
　２２　ＬＮＡ
　２３　逓倍器
　２４　ミキサ
　２５　フィルタ
　２６　ＡＤＣ
　２７　スイッチ
　３０　伝送線路
　４０　ＰＬＬ
　５０　制御部
　５１　信号制御部
　５２　スプリアス測定部
　６０　オブジェクト
４１０　ＦＭＣＷ信号生成器
４２０　ＤＴＣ制御部
４３０　ＤＴＣ
４４０　周波数ＤＡＣ制御部
４５０　ＶＣＯ
４５１　周波数ＤＡＣ
４５２　ＶＣＯコア
４６１　バッファ
４６２　スイッチ
４６３　コンデンサ
４６４　コンバータ
４６５　ループフィルタ
４６６　起動時ＰＬＬ

Claims (12)

  1. 　ＦＭＣＷ（Frequency　Modulated　Continuous　Wave）信号を送信する送信部と、
    　前記送信部によって送信されオブジェクトで反射した前記ＦＭＣＷ信号を受信する受信部と、
    　前記ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定する測定部と、
    　前記測定部の測定結果に基づいて、前記送信部が送信する前記ＦＭＣＷ信号を制御する信号制御部と、
    　を備える、
    　レーダ装置。
  2. 　前記信号制御部は、前記ＦＭＣＷ信号のパラメータを変更する、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  3. 　前記信号制御部は、予め定められた複数のパラメータから、前記測定結果の範囲内で前記ＦＭＣＷ信号のスプリアス特性が最も良くなるパラメータを選択する、
    　請求項２に記載のレーダ装置。
  4. 　前記ＦＭＣＷ信号は、チャープ信号であり、
    　前記パラメータの種類は、掃引帯域幅、掃引時間、及び中心周波数の少なくとも一つを含む、
    　請求項２に記載のレーダ装置。
  5. 　前記パラメータの値は、前記掃引帯域幅の大きさを含む、
    　請求項４に記載のレーダ装置。
  6. 　前記パラメータの値は、前記掃引時間の長さを含む、
    　請求項４に記載のレーダ装置。
  7. 　前記パラメータの値、前記中心周波数の値を含む、
    　請求項４に記載のレーダ装置。
  8. 　前記パラメータの値は、シフト量を含む、
    　請求項５に記載のレーダ装置。
  9. 　前記ＦＭＣＷ信号を生成するためのＶＣＯをさらに備え、
    　前記信号制御部は、周波数ＤＡＣを用いて、前記ＶＣＯの変調周波数を制御する、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  10. 　前記送信部は、前記ＦＭＣＷ信号を放射する送信アンテナを含み、
    　前記受信部は、前記送信アンテナによって放射され前記オブジェクトで反射したＦＭＣＷ信号を受信する受信アンテナを含み、
    　前記測定部は、前記受信アンテナで受信した後の前記ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定する、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  11. 　前記送信部は、前記ＦＭＣＷ信号を放射する送信アンテナを含み、
    　前記受信部は、前記送信アンテナによって放射され前記オブジェクトで反射したＦＭＣＷ信号を受信する受信アンテナを含み、
    　前記レーダ装置は、前記送信部の送信経路における前記送信アンテナよりも手前の部分と、前記受信部の受信経路における前記受信アンテナよりも後の部分との間を接続するバイパスラインをさらに備え、
    　前記測定部は、前記バイパスラインを介して前記送信部から前記受信部に入力された前記ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定する、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  12. 　ＦＭＣＷ信号を送信及び受信するレーダ装置の制御方法であって、
    　前記ＦＭＣＷ信号のスプリアスを測定し、
    　前記測定したスプリアスに基づいて前記ＦＭＣＷ信号を制御すること、
    　を含む、
    　レーダ装置の制御方法。
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