JP2013176257A

JP2013176257A - 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2013176257A
Application number: JP2012040211A
Authority: JP
Inventors: Hiroaki Michioka; 宏暁道岡; Shigeji Yamashita; 茂治山下
Original assignee: Fujitsu Telecom Networks Ltd
Current assignee: Fujitsu Telecom Networks Ltd
Priority date: 2012-02-27
Filing date: 2012-02-27
Publication date: 2013-09-05
Anticipated expiration: 2032-02-27
Also published as: JP5783572B2

Abstract

【課題】負荷に安定化した直流電圧を供給する同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、効率改善を可能とした構成を提供する。
【解決手段】
トランスＴの一次巻線ｎ１に、スイッチングトランジスタＱｐを接続し、二次巻線ｎ２に複数の整流側トランジスタＱｓ１〜Ｑｓ３と、複数のフライホイール側トランジスタＱｆ１〜Ｑｆ３とを接続し、第１の三次巻線ｎ３−１の誘起電圧を、整流側トランジスタのゲートに印加し、第２の三次巻線ｎ３−２の誘起電圧を、フライホイール側トランジスタのゲートに印加するように接続し、整流側トランジスタとフライホイール側トランジスタとの出力電流を、平滑回路を介して負荷ＬＤに供給し、電流判定制御部ＩＣＮＴにより、負荷に供給する電流に対応して、整流側トランジスタとフライホイール側トランジスタとの並列接続数を制御して、ドライブロス等の低減により効率向上を図る。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を供給する負荷の軽重に拘わらず効率を向上した同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

直流負荷に安定化した直流電圧を供給する為のＤＣ−ＤＣコンバータは、既に各種提案され、且つ実用化されている。このようなＤＣ−ＤＣコンバータとして、効率の良い同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。この同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、図３に示す要部構成を有するもので、トランスＴの一次巻線ｎ１にスイッチングトランジスタＱｐを接続し、直流電源側からの直流電圧を、図示を省略した制御回路により所定の周期でオン、オフを制御し、トランスＴの二次巻線ｎ２の誘起電圧Ｖの一方の極性の誘起電圧を、第１の三次巻線ｎ３−１の誘起電圧によりオンとする整流側トランジスタＱｓにより整流し、チョークコイルＬとコンデンサＣとによる平滑化回路を介して負荷ＬＤに直流電圧を印加し、整流側トランジスタＱｓのオフ期間に、第２の三次巻線ｎ３−２の誘起電圧によりオンとするフライホイール側トランジスタＱｆにより、トランスＴの二次巻線ｎ２に誘起した他方の極性の誘起電圧Ｖを整流し、チョークコイルＬとコンデンサＣとによる平滑回路を介して負荷ＬＤに直流電圧を印加する。この直流電圧を検出して、所定値に対する誤差分を基に、スイッチングトランジスタＱｐのオン期間を制御して、負荷ＬＤに所定値の直流電圧を印加するように制御する。なお、この為の制御構成は図示を省略している。

又比較的大きな消費電力の直流負荷に電力を供給する場合、ＤＣ−ＤＣコンバータを、負荷の消費電力に対応して複数個並列に接続する構成とする場合が一般的である。しかし、通常のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続したのみでは、何れか一つのＤＣ−ＤＣコンバータに障害が発生し、その障害発生ＤＣ−ＤＣコンバータから所定の直流電圧を出力できなくなった場合、他の健全なＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧により、障害発生ＤＣ−ＤＣコンバータに電流が流入して、直流負荷には所望の直流電流を供給できなくなることがある。そこで、前述のＤＣ−ＤＣコンバータを複数個並列接続する構成を適用し、整流側トランジスタのゲートとフライホイール側トランジスタとのゲートとに対しては、負荷に印加する為の正常動作のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が、障害発生ＤＣ−ＤＣコンバータのフライホイール側トランジスタのゲートに印加されない構成として、障害発生ＤＣ−ＤＣコンバータにより、健全な他のＤＣ−ＤＣコンバータに対しては影響を与えない構成とすることが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開平１１−１３６９３４号公報

ＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷の消費電力に対応した直流供給電力構成とする場合が一般的であり、予め供給直流電力が決定されている場合、その直流電力を供給する状態に於ける効率が最高となるように構成することになる。しかし、負荷の消費電力が大幅に変動する場合、或いは、同一構成のＤＣ−ＤＣコンバータにより、各種の消費電力の負荷にそれぞれ直流電力を供給する場合、整流側トランジスタとフライホイール側トランジスタとを含む損失は変動することにより、設定した最高の効率を維持することは困難である。一般的には、定格負荷に直流電力を供給する状態或いはその定格負荷近傍の負荷に直流電力を供給する場合に、最高の効率となるように構成する場合が多いものである。しかし、大幅に消費電力が変動する直流負荷に対して直流電力を供給する構成を必要とする場合、或いは、同一構成のＤＣ−ＤＣコンバータにより、各種の消費電力の直流負荷に対してそれぞれ直流電力を供給する場合、前述の従来例のＤＣ−ＤＣコンバータによっても、常に最高の効率を維持することは困難であった。

本発明は、直流負荷の大幅な変動に対しても、各部の損失を低減可能として、効率を向上させることを目的とする。

本発明の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスの一次巻線に、所定の周期でオン、オフ制御するスイッチングトランジスタを接続し、前記トランスの二次巻線に整流側トランジスタとフライホイール側トランジスタとを接続し、前記トランスの第１の三次巻線の誘起電圧を前記整流側トランジスタのゲートに印加し、前記トランスの第２の三次巻線の誘起電圧を前記フライホイール側トランジスタのゲートに印加するように接続し、前記整流側トランジスタと前記フライホイール側トランジスタとの出力電流を、平滑回路を介して負荷に供給する同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータに於いて、前記整流側トランジスタと並列的に、選択スイッチをそれぞれ直列に接続した単一又は複数の整流側トランジスタと、前記フライホイール側トランジスタと並列的に、選択スイッチをそれぞれ直列に接続した単一又は複数のフライホイール側トランジスタと、前記負荷に供給する電流を検出し、該検出電流値に応じて前記選択スイッチを制御して前記整流側トランジスタと前記フライホイール側トランジスタとの並列接続数を制御する電流判定制御部とを備えている。

又前記トランスの二次巻線に接続した前記整流側トランジスタと並列的に、選択スイッチをそれぞれ接続した複数の整流側トランジスタを接続し、前記フライホイール側トランジスタと並列的に、選択スイッチをそれぞれ接続した複数のフライホイール側トランジスタを接続し、前記複数の整流側トランジスタ及び前記複数のフライホイール側トランジスタの電流許容値をそれぞれ異なる構成とする。

整流側トランジスタとフライホイール側トランジスタとをそれぞれ並列的に複数接続して、負荷に供給する電流値に応じて並列接続数を制御することにより、負荷に対する大電流供給時に比較して小電流供給時のドライブ数を少なくし、それによりドライブロス及びオンロスを低減し、電力効率を改善することが可能となる。

本発明の実施例１の説明図である。本発明の実施例１の動作概要説明図である。従来例の説明図である。

本発明の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１を参照して説明すると、トランスの一次巻線に、所定の周期でオン、オフ制御するスイッチングトランジスタを接続し、前記トランスの二次巻線に整流側トランジスタとフライホイール側トランジスタとを接続し、前記トランスの第１の三次巻線の誘起電圧を前記整流側トランジスタのゲートに印加し、前記トランスの第２の三次巻線の誘起電圧を前記フライホイール側トランジスタのゲートに印加するように接続し、前記整流側トランジスタと前記フライホイール側トランジスタとの出力電流を、平滑回路を介して負荷に供給する同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記整流側トランジスタと並列的に、選択スイッチをそれぞれ直列に接続した単一又は複数の整流側トランジスタと、前記フライホイール側トランジスタと並列的に、選択スイッチをそれぞれ直列に接続した単一又は複数のフライホイール側トランジスタと、
前記負荷に供給する電流を検出し、該検出電流値に応じて前記選択スイッチを制御して前記整流側トランジスタと前記フライホイール側トランジスタとの並列接続数を制御する電流判定制御部とを備えている。

又前記トランスの二次巻線に接続した前記整流側トランジスタと並列的に、選択スイッチをそれぞれ接続した複数の整流側トランジスタを接続し、前記フライホイール側トランジスタと並列的に、選択スイッチをそれぞれ接続した複数のフライホイール側トランジスタを接続し、前記複数の整流側トランジスタ及び前記複数のフライホイール側トランジスタの電流許容値をそれぞれ異なる構成とすることができる。

図１は、本発明の実施例１の説明図であり、Ｑｐは一次側のスイッチングトランジスタ、Ｔはトランス、ｎ１は一次巻線、ｎ２は二次巻線、ｎ３−１，ｎ３−２は補助巻線、Ｑｆ１〜Ｑｆ３はフライホイール側トランジスタ、Ｑｓ１〜Ｑｓ３は整流側トランジスタ、Ｌはチョークコイル、Ｃはコンデンサ、ＬＤは負荷、ＩＤＥＴは電流検出部、ＩＣＮＴは電流判定制御部、ｃｏｎ２１，ｃｏｎ２２，ｃｏｎ３１，ｃｏｎ３２は制御信号、ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ３１，ＳＷ３２は選択スイッチ、Ｒｓ１〜Ｒｓ３，Ｒｆ１〜Ｒｆ３はゲート抵抗を示し、整流側トランジスタＱｓ１〜Ｑｓ３及びフライホイール側トランジスタＱｆ１〜Ｑｆ３は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）構成とし、寄生ダイオードを含む構成として示している。又電流検出部ＩＤＥＴは、負荷ＬＤに供給する直流電流を検出し、その検出信号を電流判定制御部ＩＣＮＴに入力する。この電流判定制御部ＩＣＮＴにより、選択スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ３１，ＳＷ３２を、負荷ＬＤに供給する直流電流の予め設定した範囲にそれぞれ対応した制御信号ｃｏｎ２１，ｃｏｎ２２，ｃｏｎ３１，ｃｏｎ３２を出力して、オン、オフの切替制御を行う。例えば、所定範囲内の直流電流の場合は、選択スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ３１，ＳＷ３２をオフとし、整流側トランジスタＱｓ１とフライホイール側トランジスタＱｆ１とによる同期整流制御を行って、負荷ＬＤに所定の直流電圧を供給する。なお、負荷ＬＤに供給する直流電圧を一定に維持する為のスイッチングトランジスタＱｐを制御する構成は、図示を省略しているが、既に知られている各種の出力電圧制御構成を適用することができる。

選択スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ３１，ＳＷ３２を電流判定制御部ＩＣＮＴによりオフ状態とすると、整流側トランジスタＱｓ１とフライホイール側トランジスタＱｆ１とによる同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成として、負荷ＬＤに直流電流を供給する状態となる。例えば、この状態を直流電流１０Ａまで維持し、それ以上の場合は、選択スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２をオンとして、整流側トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２を並列接続状態とすると共に、フライホイール側トランジスタＱｆ１，Ｑｆ２を並列接続状態とし、更に、負荷ＬＤに供給する直流電流が増加して、例えば、１００Ａ以上となった場合、電流判定制御部ＩＣＮＴは、選択スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ３１，ＳＷ３２をオンとして、整流側トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ３を並列接続状態とすると共に、フライホイール側トランジスタＱｆ１，Ｑｆ２，Ｑｆ３を並列接続状態とし、負荷ＬＤに所望の直流電圧を維持して直流電流を供給可能とする。又負荷ＬＤに供給する直流電流が減少した場合は、前述の直流電流増加の場合と逆に、オン状態であった選択スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ３１，ＳＷ３２の選択スイッチＳＷ２１，ＳＷ３１のみをオン状態とし、整流側トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２とフライホイール側トランジスタＱｆ１，Ｑｆ２とをＯＮ状態継続とし、更に直流電流が減少した場合は、選択スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ３１，ＳＷ３２をオフとし、整流側トランジスタＱｓ１とフライホール側トランジスタＱｆ１とによるスイッチング制御により負荷ＬＤに直流電流を供給する。

前述のように、負荷に供給可能の直流電流値を広範囲に亘り制御可能とする場合に、例えば、整流側トランジスタＱｓ１〜Ｑｓ３とフライホイール側トランジスタＱｆ１〜Ｑｆ３との許容電流値を、例えば、Ｑｓ１＜Ｑｓ２＜Ｑｓ３及びＱｆ１＜Ｑｆ２＜Ｑｆ３のように、異なる構成とすることも可能である。

図２は、本発明の実施例１の動作概要説明図であり、トランスＴの二次巻線ｎ２の誘起電圧Ｖと共に、整流側トランジスタＱｓ１〜Ｑｓ３のオン状態と、フライホイール側トランジスタＱｆ１〜Ｑｆ３のオン状態との概要を示すもので、期間ｔ１に於いては、前述のように、負荷ＬＤに供給する直流電流が１０Ａ以下の状態で、フライホイール側トランジスタＱｆ１と整流側トランジスタＱｓ１とを、補助巻線ｎ３−１，ｎ３−２の誘起電圧によりオン、オフを制御し、期間ｔ２に於いては、負荷ＬＤに供給する電流が更に増加し、例えば、１０Ａ以上となった場合、選択スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２をオンとして、整流側トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２を並列接続状態とすると共に、フライホイール側トランジスタＱｆ１，Ｑｆ２を並列接続状態とし、又期間ｔ３に於いては、更に負荷ＬＤに供給する電流が増加し、例えば、１００Ａ以上となった場合、選択スイッチＳＷ２１〜ＳＷ２２、ＳＷ３１，ＳＷ３２をオンとして、整流側トランジスタＱｓ１〜Ｑｓ３とフライホイール側トランジスタＱｆ１〜Ｑｆ３とをそれぞれ並列接続状態とする。

例えば、整流側トランジスタ及びフライホイール側トランジスタの損失として、ドライブロスと、供給する直流電流によるオンロスとについてみると、前述の選択スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ３１，ＳＷ３２をオン状態とした場合、１Ａの場合では、オンロスは１ｍＷ、ドライブロスは２．４Ｗ、１０Ａの場合では、オンロスは０．１Ｗ、ドライブロスは２．４Ｗ、１００Ａの場合では、オンロスは１０Ｗ、ドライブロスは２．４Ｗとなった。これに対して、前述の実施例に於ける１００Ａ供給時は、前述の従来例の場合と同様に、全体として、ドライブロスは２．４Ｗ、オンロスは１０Ｗとなるが、１０Ａの場合は、ドライブロスは０．８Ｗ、オンロスは０．３Ｗとなり、１Ａの場合は、ドライブロスは０．８Ｗ、オンロスは１ｍＷとなった。即ち、負荷に供給する直流電流に対応して、整流側トランジスタとフライホイール側トランジスタの並列接続数を制御することにより、ドライブロスの大幅な低減を可能とし、全体の効率を向上することができる。

Ｑｐスイッチングトランジスタ
Ｔトランス
ｎ１一次巻線
ｎ２二次巻線
ｎ３−１，ｎ３−２補助巻線
Ｑｆ１〜Ｑｆ３整流側トランジスタ
Ｑｓ１〜Ｑｓ３フライホイール側トランジスタ
Ｌチョークコイル
Ｃコンデンサ
ＬＤ負荷
ＩＤＥＴ電流検出部
ＩＣＮＴ電流判定制御部
ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ３１，ＳＷ３２選択スイッチ
Ｒｓ１〜Ｒｓ３，Ｒｆ１〜Ｒｆ３抵抗

Claims

トランスの一次巻線に、所定の周期でオン、オフ制御するスイッチングトランジスタを接続し、前記トランスの二次巻線に整流側トランジスタとフライホイール側トランジスタとを接続し、前記トランスの第１の三次巻線の誘起電圧を前記整流側トランジスタのゲートに印加し、前記トランスの第２の三次巻線の誘起電圧を前記フライホイール側トランジスタのゲートに印加するように接続し、前記整流側トランジスタと前記フライホイール側トランジスタとの出力電流を、平滑回路を介して負荷に供給する同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータに於いて、
前記整流側トランジスタと並列的に、選択スイッチをそれぞれ直列に接続した単一又は複数の整流側トランジスタと、
前記フライホイール側トランジスタと並列的に、選択スイッチをそれぞれ直列に接続した単一又は複数のフライホイール側トランジスタと、
前記負荷に供給する電流を検出し、該検出電流値に応じて前記選択スイッチを制御して前記整流側トランジスタと前記フライホイール側トランジスタとの並列接続数を制御する電流判定制御部と
を備えたことを特徴とする同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記トランスの二次巻線に接続した前記整流側トランジスタと並列的に、選択スイッチをそれぞれ接続した複数の整流側トランジスタを接続し、前記フライホイール側トランジスタと並列的に、選択スイッチをそれぞれ接続した複数のフライホイール側トランジスタを接続し、前記複数の整流側トランジスタ及び前記複数のフライホイール側トランジスタの電流許容値をそれぞれ異なる構成としたことを特徴とする請求項１記載の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ。