JP2013118816A - 半導体装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電動機の省電力化を実現することのできる技術を提供する。
【解決手段】 半導体装置は、永久磁石とコイルとを備えた電動機を駆動するための駆動信号を生成する駆動制御回路を備える。前記駆動制御回路は、第１の駆動部材と第２の駆動部材との位置を示す位置信号に基づいて、前記駆動信号を生成する。第１の期間において、前記駆動信号の信号レベルは、第１の電圧レベルとなり、第２の期間において、前記駆動信号の信号レベルは、前記第１の電圧レベルとは異なる第２の電圧レベルと、前記第１の電圧レベルとを交互にとる。前記第１の期間において、前記電動機のコイルに対して電流は供給されない。
【選択図】図４３

Description

本発明は、半導体装置に関するものである。

電動機の駆動信号にマスクをかけ、消費電力の低減等を目的とした技術としては以下のものがある（例えば、特許文献１参照。）。

この技術では、抵抗を用いたアナログ回路を用いることによって駆動信号の励磁区間を定めている。したがって、温度変化等によって抵抗値が変化してしまう場合には、それに伴って励磁区間も変化してしまうという問題があった。また、電動機の省電力化を実現したいという要望もあった。

国際公開番号ＷＯ２００５／１１２２３０ Ａ１

本発明は、上述した従来の課題を解決するためになされたものであり、電動機の駆動信号の励磁区間をデジタル回路によって任意に形成することのできる技術を提供する。また、電動機の省電力化を実現することのできる技術を提供する。

本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するために、以下の形態を取ることが可能である。

［形態１］
半導体装置であって
永久磁石とコイルとを備えた電動機を駆動するための駆動信号を生成する駆動制御回路を備え、
前記駆動制御回路は、
第１の駆動部材と第２の駆動部材との位置を示す位置信号に基づいて、前記駆動信号を生成し、
第１の期間において、前記駆動信号の信号レベルは、第１の電圧レベルとなり、
第２の期間において、前記駆動信号の信号レベルは、前記第１の電圧レベルとは異なる第２の電圧レベルとなり、
前記第１の期間において、前記電動機のコイルに対して電流は供給されないこと、
を特徴とする半導体装置。

形態１記載の半導体装置によれば、第１の期間において、コイルに対して電流が供給されないので、電動機の省電力化を実現することができる。

［形態２］
半導体装置であって
永久磁石とコイルとを備えた電動機を駆動するための駆動信号を生成する駆動制御回路を備え、
前記駆動制御回路は、
第１の駆動部材と第２の駆動部材との位置を示す位置信号に基づいて、前記駆動信号を生成し、
第１の期間において、前記駆動信号の信号レベルは、第１の電圧レベルとなり、
第２の期間において、前記駆動信号の信号レベルは、前記第１の電圧レベルとは異なる第２の電圧レベルと、前記第１の電圧レベルとを交互にとり、
前記第１の期間において、前記電動機のコイルに対して電流は供給されないこと、
を特徴とする半導体装置。

形態２記載の半導体装置によれば、第２の期間において、駆動信号の信号レベルが第２の電圧レベルと第１の電圧レベルとを交互にとるため、電動機の省電力化を実現することができる。

［形態３］
形態１または２記載の半導体装置であって、
前記第２の期間の長さは、前記位置信号に基づいて生成したタイミング信号の信号レベルが第３のレベルから第４のレベルに変化してから前記第３のレベルに変化するまでの期間の長さより短いこと、
を特徴とする半導体装置。

形態３の半導体装置によれば、第２の期間の長さが、タイミング信号の信号レベルが第３のレベルから第４のレベルに変化してから第３のレベルに変化するまでの期間の長さより短いため、電動機の省電力化を実現することができる。

［形態４］
電動機を駆動するための半導体装置であって、
原駆動信号を生成する原駆動信号生成部と、
前記原駆動信号の２πの励磁周期のうちのそれぞれπの長さの半周期ごとに、前記電動機のコイルを励磁すべき励磁区間を、各半周期の中央を中心とした対称な区間と非対称な区間とのうちの少なくとも一方を含む複数の区間のいずれかに任意に設定可能な励磁区間設定部と、
前記原駆動信号を前記励磁区間において有効とし、前記励磁区間以外の非励磁区間において無効とすることによって前記電動機を駆動するための駆動信号を生成する駆動信号成形回路と、
を備える半導体装置。

形態４の半導体装置によれば、原駆動信号の励磁周期のうちのそれぞれπの長さの半周期ごとに、前記電動機のコイルを励磁すべき励磁区間を、各半周期の中央を中心とした対称な区間と非対称な区間とのうちの少なくとも一方を含む複数の区間のいずれかに任意に設定可能である。こうすれば、電動機の省電力化や、電動機の進角制御、遅角制御を実現することができる。

［形態５］
形態４記載の半導体装置であって、さらに、
クロック信号を生成するクロック信号生成部を備え、
前記励磁区間設定部は、前記クロック信号を利用することにより前記励磁区間を設定する、半導体装置。

形態５記載の半導体装置のように、１チップの半導体装置の中にクロック信号生成部を設けることもできる。こうすれば、１チップの半導体装置で、電動機を駆動させることができる。

［形態６］
形態４または５記載の半導体装置であって、さらに、
前記位置信号をデジタル値に変換するアナログ−デジタル変換回路を備え、
前記原駆動信号生成部は、前記デジタル値に変換された位置信号に基づいて、前記原駆動信号を生成する、半導体装置。

形態６記載の半導体装置のように、１チップの半導体装置の中に、アナログ−デジタル変換回路を設けることもできる。こうすれば、１チップの半導体装置で、電動機を駆動させることができる。

［形態７］
形態６記載の半導体装置であって、さらに、
前記位置信号を増幅する増幅回路を備え、
前記アナログ−デジタル変換回路は、前記増幅された位置信号をデジタル値に変換する、半導体装置。

形態７記載の半導体装置のように、１チップの半導体装置の中に、増幅回路を設けることもできる。こうすれば、１チップの半導体装置で、電動機を駆動させることができる。

［形態８］
電動機の駆動制御回路であって、
原駆動信号を生成する原駆動信号生成部と、
前記原駆動信号の２πの励磁周期のうちのそれぞれπの長さの半周期ごとに、前記電動機のコイルを励磁すべき励磁区間を、各半周期の中央を中心とした対称な区間と非対称な区間とのうちの少なくとも一方を含む複数の区間のいずれかに任意に設定可能な励磁区間設定部と、
前記原駆動信号を前記励磁区間において有効とし、前記励磁区間以外の非励磁区間において無効とすることによって前記電動機を駆動するための駆動信号を生成する駆動信号成形回路と、
を備える駆動制御回路。

［形態９］
形態８記載の駆動制御回路であって、
前記励磁区間設定部は、前記励磁区間を、前記対称な区間と前記非対称な区間とのうち少なくとも前記非対称な区間を含む複数の区間のいずれかに任意に設定可能である、駆動制御回路。

形態８および形態９の駆動制御回路によれば、電動機の駆動信号の励磁区間をデジタル回路によって任意に形成することができる。また、このように励磁区間を設定すれば、電動機の進角制御や遅角制御も実現することができる。

[形態１０]
形態８または９記載の駆動制御回路であって、
前記原駆動信号生成部は、電動機の第１と第２の駆動部材の相対的位置を示す位置信号に基づいて前記原駆動信号を生成し、
前記励磁区間設定部は、
前記位置信号に同期した周期的なタイミング信号が第１のレベルを示している時間的長さである第１レベル期間を計測する期間計測部と、
前記第１レベル期間と、１未満の正の値である第１の演算値と、を乗じて第１の期間を得る開始時期設定部と、
前記第１レベル期間と、前記第１の演算値よりも大きい１未満の値である第２の演算値と、を乗じて第２の期間を得る終了時期設定部と、
前記タイミング信号が第２のレベルから前記第１のレベルに移行してからの経過期間である第１レベル経過期間と前記第１の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記励磁区間を開始し、前記第１レベル経過期間と前記第２の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記非励磁区間を開始するように前記励磁区間を制御する励磁区間制御部と、
を備える、電動機の駆動制御回路。

形態１０の駆動制御回路によれば、タイミング信号の第１レベル期間を計測し、計測した第１レベル期間に基づいて、励磁区間の開始時期および終了時期を決定する。したがって、周期的なタイミング信号に基づいて、電動機の駆動信号の励磁区間をデジタル回路によって任意に形成することができる。

[形態１１]
形態１０記載の駆動制御回路であって、
前記励磁区間制御部は、さらに
前記タイミング信号が前記第１のレベルから前記第２のレベルに移行してからの経過期間である第２レベル経過期間と前記第１の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記励磁区間を開始し、前記第２レベル経過期間と前記第２の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記非励磁区間を開始するように前記励磁区間を制御する、駆動制御回路。

形態１１の駆動制御回路によれば、タイミング信号が第２のレベルを示している期間においても、計測した第１レベル期間に基づくことによって、励磁区間の開始時期および終了時期を決定することができる。

[形態１２]
形態１０または１１記載の駆動制御回路であって、
前記励磁区間制御部は、
前記比較を行う直前における前記タイミング信号の前記第１レベル期間に基づいて得られた前記第１の期間および前記第２の期間を用いて、前記比較を行う、駆動制御回路。

形態１２の駆動制御回路によれば、励磁区間信号を生成する直前の周期におけるタイミング信号の第１レベル期間に基づいて励磁区間を設定するので、より周期による誤差の少ない励磁区間を設定することができる。

[形態１３]
形態８または９記載の駆動制御回路であって、
前記原駆動信号生成部は、電動機の第１と第２の駆動部材の相対的位置を示す位置信号に基づいて前記原駆動信号を生成し、
前記励磁区間設定部は、
前記位置信号に同期した周期的なタイミング信号が第１のレベルを示している時間的長さである第１レベル期間と、前記タイミング信号が第２のレベルを示している時間的長さである第２レベル期間と、を計測する期間計測部と、
前記第１レベル期間と１未満の正の値である第１の演算値とを乗じた第１の期間と、前記第２レベル期間と前記第１の演算値とを乗じた第３の期間と、を得る開始時期設定部と、
前記第１レベル期間と前記第１の演算値よりも大きい１未満の値である第２の演算値とを乗じた第２の期間と、前記第２レベル期間と前記第２の演算値とを乗じた第４の期間と、を得る終了時期設定部と、
前記タイミング信号が前記第２のレベルから前記第１のレベルに移行してからの経過期間である第１レベル経過期間と前記第１の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記励磁区間を開始し、前記第１レベル経過期間と前記第２の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記非励磁区間を開始し、前記タイミング信号が第１のレベルから第２のレベルに移行してからの経過期間である第２レベル経過期間と前記第３の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記励磁区間を開始し、前記第２レベル経過期間と前記第４の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記非励磁区間を開始するように前記励磁区間を制御する励磁区間制御部と、
を備える、駆動制御回路。

形態１３の駆動制御回路によれば、タイミング信号の第１レベル期間および第２レベル期間を計測し、計測した第１レベル期間または第２レベル期間に基づいて、励磁区間の開始時期および終了時期を決定する。したがって、周期的なタイミング信号に基づいて、電動機の駆動信号の励磁区間をデジタル回路によって任意に形成することができる。

[形態１４]
形態１３記載の駆動制御回路であって、
前記励磁区間制御部は、
前記比較を行う直前における前記タイミング信号の前記第１レベル期間または前記第２レベル期間に基づいて得られた前記第１ないし第４の期間を用いて、前記比較を行う、駆動制御回路。

形態１４の駆動制御回路によれば、励磁区間信号を生成する直前の周期におけるタイミング信号の第１レベル期間または第２レベル期間に基づいて励磁区間を設定するので、より周期による誤差の少ない励磁区間を設定することができる。

[形態１５]
形態１０ないし１４のいずれかに記載の駆動制御回路であって、
前記第１の演算値と、前記第２の演算値と、の和が１である、
駆動制御回路。

形態１５の駆動制御回路によれば、タイミング信号の第１レベル期間および第２レベル期間の中点を中心とする領域期間をコイルの励磁区間とすることができる。

[形態１６]
形態８ないし１５のいずれかに記載の駆動制御回路であって、
前記原駆動信号生成部は、前記位置信号に基づいてＰＷＭ信号を前記原駆動信号として生成するＰＷＭ信号生成部を含む、駆動制御回路。
形態１６の駆動制御回路によれば、原駆動信号としてＰＷＭ信号を用いるので、電動機の駆動に最適な駆動信号を生成することができる。

なお、本発明は、種々の態様で実現することが可能である。例えば、電動機の駆動制御方法および装置、駆動制御半導体装置、駆動制御システム、それらの方法または装置の機能を実現するためのコンピュータプログラム、そのコンピュータプログラムを記録した記録媒体、そのコンピュータプログラムを含み搬送波内に具現化されたデータ信号、駆動制御回路を備えた電動機、その電動機を備えたプロジェクタ、携帯機器、ロボット、移動体等の形態で実現することができる。

本発明の一実施例としての単相ブラシレスモータのモータ本体の構成を示す断面図である。 磁石列とコイル列の位置関係及び磁気センサ出力とコイルの逆起電力波形との関係を示す説明図である。 コイルの印加電圧と逆起電力との関係を示す模式図である。 モータ本体の正転動作の様子を示す説明図である。 モータ本体の逆転動作の様子を示す説明図である。 モータの移動方向の制御手順を示すフローチャートである。 本実施例のブラシレスモータの駆動制御回路の構成を示すブロック図である。 ドライバ回路の内部構成を示している。 ドライバ回路の他の構成を示す説明図である。 電磁コイルの各種の巻き方を示している。 駆動信号生成部の内部構成と動作を示す説明図である。 センサ出力の波形とＰＷＭ部で生成される駆動信号の波形の対応関係を示す説明図である。 ＰＷＭ部の内部構成の一例を示すブロック図である。 モータ正転時のＰＷＭ部の動作を示すタイミングチャートである。 モータ逆転時のＰＷＭ部の動作を示すタイミングチャートである。 励磁区間信号生成部の構成を示すブロック図である。 励磁区間信号生成部の動作を示すタイミングチャートである。 励磁区間を変化させた場合における効果を示すグラフである。 第２実施例における励磁区間信号生成部の構成を示す説明図である。 第２実施例における励磁区間信号生成部の動作を示すタイミングチャートである。 第３実施例における励磁区間信号生成部の構成を示す説明図である。 第３実施例における励磁区間信号生成部の動作を示すタイミングチャートである。 第４実施例における駆動信号生成部の内部構成を示す説明図である。 磁石列とコイル列の位置関係及びコイルの逆起電力波形と磁気センサ出力と正弦波発生回路の出力との関係を示す説明図である。 正弦波発生回路の内部構成を示す説明図である。 第５実施例における励磁区間信号生成部の構成を示す説明図である。 第５実施例における励磁区間信号生成部の動作を示すタイミングチャートである。 第５実施例における励磁区間信号生成部の動作の他の例を示すタイミングチャートである。 モータの回転数と進角制御を行う場合における進角値との関係を示すグラフである。 第６実施例における励磁区間信号生成部の構成を示す説明図である。 本発明の実施例によるモータを利用したプロジェクタを示す説明図である。 本発明の実施例によるモータを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。 本発明の実施例によるモータ／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。 本発明の実施例によるモータを利用したロボットの一例を示す説明図である。 他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置とモータ本体の構成を示すブロック図である。 他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置とモータ本体の構成を示すブロック図である。 他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置とモータ本体の構成を示すブロック図である。 他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置とモータ本体の構成を示すブロック図である。 他の実施例の駆動信号生成部の内部構成と動作を示す説明図である。 他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置とモータ本体の構成を示すブロック図である。 他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置とモータ本体の構成を示すブロック図である。 ＰＷＭ制御を行なわない場合における各種の信号の波形を示すタイミングチャートである。 ＰＷＭ制御時における各種の信号の波形を示すタイミングチャートである。

次に、本発明の実施の形態を実施例に基づいて以下の順序で説明する。
Ａ．第１実施例
Ａ１．モータの構成と動作の概要：
Ａ２．駆動制御回路の構成：
Ｂ．第２実施例
Ｃ．第３実施例
Ｄ．第４実施例
Ｅ．第５実施例
Ｆ．第６実施例
Ｇ．変形例：
Ｈ．他の実施例：

Ａ．第１実施例：
Ａ１．モータの構成と動作の概要：
図１（Ａ），１（Ｂ）は、本発明の一実施例としての単相ブラシレスモータのモータ本体の構成を示す断面図である。このモータ本体１００は、外形がそれぞれ略円筒状のステータ部１０及びロータ部３０を有している。ステータ部１０は、略十字状に配列された４つのコイル１１〜１４と、２つのコイル１１，１２の間の中央の位置に配置された磁気センサ４０とを有している。磁気センサ４０は、ロータ部３０の位置（すなわちモータの位相）を検出するためのものである。各コイル１１〜１４には、磁性体材料で形成された磁気ヨーク２０が設けられている。コイル１１〜１４と磁気センサ４０は、回路基板１２０（図１（Ｂ））の上に固定されている。回路基板１２０は、ケーシング１０２に固定されている。なお、ケーシング１０２の蓋は図示が省略されている。

ロータ部３０は、４つの永久磁石３１〜３４を有しており、ロータ部３０の中心軸が回転軸１１２を構成している。この回転軸１１２は、軸受け部１１４（図１（Ｂ））で支持されている。各磁石の磁化方向は、回転軸１１２から外側に放射状に向かう方向である。磁石３１〜３４の外周には、磁気ヨーク３６が設けられている。但し、この磁気ヨーク３６は省略してもよい。

図２は、磁石列とコイル列の位置関係、及び、磁気センサ出力とコイルの逆起電力波形との関係を示す説明図である。図２（Ａ）に示すように、４つの磁石３１〜３４は、一定の磁極ピッチＰｍで配置されており、隣接する磁石同士が逆方向に磁化されている。また、コイル１１〜１４は、一定のピッチＰｃで配置されており、隣接するコイル同士が逆向きに励磁される。この例では、磁極ピッチＰｍはコイルピッチＰｃに等しく、電気角でπに相当する。なお、電気角の２πは、駆動信号の位相が２πだけ変化したときに移動する機械的な角度又は距離に対応づけられる。本実施例では、駆動信号の位相が２πだけ変化すると、ロータ部３０が磁極ピッチＰｍの２倍だけ移動する。

４つのコイル１１〜１４のうち、第１、第３のコイル１１，１３は同一の位相の駆動信号で駆動され、第２、第４のコイル１２，１４は第１及び第３のコイル１１，１３の駆動信号から１８０度（＝π）だけ位相がずれた駆動信号で駆動される。通常の二相駆動は２つの相（Ａ相とＢ相）の駆動信号の位相が９０度（＝π／２）ずれており、位相のずれが１８０度（＝π）の場合は無い。また、モータの駆動方法において、位相が１８０度（＝π）ずれた２つの駆動信号は、同じ位相であると見なされる場合が多い。従って、本実施例のモータにおける駆動方法は、単相駆動であると考えることができる。

図２（Ａ）は、モータ停止時における磁石３１〜３４とコイル１１〜１４の位置関係を示している。本実施例のモータでは、各コイル１１〜１４に設けられた磁気ヨーク２０が、各コイルの中心よりもロータ部３０の正転方向に若干ずれた位置に設けられている。従って、モータ停止時には、各コイルの磁気ヨーク２０が磁石３１〜３４によって引きつけられ、磁気ヨーク２０が各磁石３１〜３４の中心と向かい合う位置でロータ部３０が停止する。この結果、各コイル１１〜１４の中心が、各磁石３１〜３４の中心からずれた位置でモータが停止することになる。また、この時、磁気センサ４０も、隣接する磁石の境界から若干ずれた位置にある。この停止位置における位相はαである。位相αはゼロでは無いが、ゼロに近い小さな値（例えば約５度〜１０度）である。

図２（Ｂ）は、コイルに発生する逆起電力の波形の例を示しており、図２（Ｃ）は、磁気センサ４０の出力波形の例を示している。磁気センサ４０は、モータ運転時のコイルの逆起電力とほぼ相似形状のセンサ出力ＳＳＡを発生することができる。但し、磁気センサ４０の出力ＳＳＡは、モータの停止時にも０でない値を示す（位相がπの整数倍のときは除く）。なお、コイルの逆起電力は、モータの回転数とともに上昇する傾向にあるが、波形形状（正弦波）はほぼ相似形状に保たれる。磁気センサ４０としては、例えばホール効果を利用したホールＩＣを採用することができる。この例では、センサ出力ＳＳＡと逆起電力Ｅｃは、いずれも正弦波か、正弦波に近い波形である。後述するように、このモータの駆動制御回路は、センサ出力ＳＳＡを利用して、逆起電力Ｅｃとほぼ相似波形の電圧を各コイル１１〜１４に印加する。

ところで、電動モータは、機械的エネルギと電気的エネルギとを相互に変換するエネルギ変換装置として機能するものである。そして、コイルの逆起電力は、電動モータの機械的エネルギが電気的エネルギに変換されたものである。従って、コイルに印加する電気的エネルギを機械的エネルギに変換する場合（すなわちモータを駆動する場合）には、逆起電力と相似波形の電圧を印加することによって、最も効率良くモータを駆動することが可能である。なお、以下に説明するように、「逆起電力と相似波形の電圧」は、逆起電力と逆向きの電流を発生する電圧を意味している。

図３は、コイルの印加電圧と逆起電力との関係を示す模式図である。ここで、コイルは逆起電力Ｅｃと抵抗とで模擬されている。また、この回路では、印加電圧Ｅ１及びコイルと並列に電圧計Ｖが接続されている。コイルに電圧Ｅ１を印加してモータを駆動すると、印加電圧Ｅ１と逆の電流を流す方向に逆起電力Ｅｃが発生する。モータが回転している状態でスイッチＳＷを開放すると、電圧計Ｖで逆起電力Ｅｃを測定することができる。スイッチＳＷを開放した状態で測定される逆起電力Ｅｃの極性は、スイッチＳＷを閉じた状態で測定される印加電圧Ｅ１と同じ極性である。上述の説明において「逆起電力とほぼ相似波形の電圧を印加する」という文言は、このような電圧計Ｖで測定された逆起電力Ｅｃと同じ極性を有するほぼ相似形状の波形を有する電圧を印加することを意味している。

上述したように、モータを駆動する場合には、逆起電力と相似波形の電圧を印加することによって、最も効率良くモータを駆動することが可能である。なお、正弦波状の逆起電力波形の中位点近傍（電圧０の近傍）ではエネルギ変換効率が比較的低く、反対に、逆起電力波形のピーク近傍ではエネルギ変換効率が比較的高いことが理解できる。逆起電力と相似波形の電圧を印加してモータを駆動すると、エネルギ変換効率の高い期間において比較的高い電圧を印加することになるので、モータ効率が向上する。一方、例えば単純な矩形波でモータを駆動すると、逆起電力がほぼ０となる位置（中位点）の近傍においてもかなりの電圧が印加されるので、モータ効率が低下する。また、このようにエネルギ変換効率の低い期間において電圧を印加すると、渦電流により回転方向以外の方向の振動が生じ、これによって騒音が発生するという問題も生じる。

上述の説明から理解できるように、逆起電力と相似波形の電圧を印加してモータを駆動すると、モータ効率を向上させることができ、また、振動や騒音を低減することができるという利点がある。

図４（Ａ）〜（Ｅ）は、モータ本体１００の正転動作の様子を示す説明図である。図４（Ａ）は、停止時の磁石３１〜３４とコイル１１〜１４の位置関係を示しており、図２（Ａ）と同じ図である。図４（Ａ）の状態においてコイル１１〜１４を励磁すると、破線の矢印で示す反発力がコイル１１〜１４と磁石３１〜３４との間に生じる。この結果、ロータ部３０は、正転方向（図の右方向）に始動される。

図４（Ｂ）は、位相がπ／２まで進んだ状態を示している。この状態では、吸引力（実線の矢印）と反発力（破線の矢印）とが発生して、大きな駆動力が発生する。図４（Ｃ）は、位相が（π−α）まで進んだ状態を示している。位相がπとなるタイミングでコイルの励磁方向が逆転して、図４（Ｄ）の状態となる。図４（Ｄ）の状態の近傍でモータが停止すると、図４（Ｅ）に示すように、磁気ヨーク２０が各磁石３１〜３４に引きつけられた位置でロータ部３０が停止する。この位置は、位相が（π＋α）の位置となる。このように、本実施例のモータは、位相がα±ｎπ（ｎは整数）の位置で停止することが理解できる。

図５（Ａ）〜（Ｅ）は、モータ本体１００の逆転動作の様子を示す説明図である。図５（Ａ）は、停止時の状態を示しており、図４（Ａ）と同じものである。この停止状態から逆転するために、仮に図４（Ａ）と逆方向にコイル１１〜１４を励磁すると、磁石３１〜３４とコイル１１〜１４との間に吸引力（図示せず）が働くことになる。この吸引力は、ロータ部３０を逆転させる方向に働く。しかしながら、この吸引力はかなり弱いため、磁石３１〜３４と磁気ヨーク２０との間の吸引力に打ち勝ってロータ部３０を逆転させることができない場合がある。

本実施例では、逆転動作を行う場合にも、始動時は図５（Ａ）に示すように正転方向に動作させる。そして、ロータ部３０が所定量だけ回転した後に（例えば位相が約π／２進んだところで）、図５（Ｂ）のように駆動信号を反転して逆転動作を開始させる。こうして、ロータ部３０が一旦逆転し始めると、その後、ロータ部３０の慣性によって最初の停止位置（位相＝α）を通過することができる（図５（Ｃ））。その後、位相が０となるタイミングでコイルの励磁方向が逆転する。図５（Ｄ）は位相が−π／２の状態を示しており、図５（Ｅ）は位相が−π＋αの状態を示している。図５（Ｅ）の状態の近傍でモータが停止すると、磁気ヨーク２０が各磁石３１〜３４に引きつけられた位置（位相＝−π＋α）でロータ部３０が停止する。

図６は、モータの移動方向の制御手順を示すフローチャートである。この手順は、後述する駆動制御回路によって実行される。ステップＳ１０では、まず正方向に駆動制御を開始する。ステップＳ２０では、目的とする移動方向が正方向であるか否かが判定される。なお、移動方向は、ステップＳ１０の前に操作員によって駆動制御回路に入力されている。目的とする移動方向が正方向の場合には、そのまま正方向の駆動制御が継続される。一方、目的とする移動方向が逆方向の場合には、ステップＳ３０において、逆転すべき所定のタイミングに達するまで待機する。そして、逆転すべきタイミングに達すると、ステップＳ４０において逆方向の駆動制御が開始される。

以上のように、本実施例のモータでは、位相がα±ｎπ（αはゼロ及びｎπでない所定の値、ｎは整数）の位置でモータが停止するので、デッド・ロック・ポイントが発生しない。従って、始動コイルを必要とせずに、常に始動することが可能である。また、本実施例のモータでは、停止状態から所定量だけ正転させた後に逆転させることによって、逆転動作を実現することが可能である。

Ａ２．駆動制御回路の構成：
図７（Ａ）は、本実施例のブラシレスモータの駆動制御回路の構成を示すブロック図である。駆動制御回路２００は、ＣＰＵ２２０と、駆動信号生成部２４０と、ドライバ回路２５０とを備えている。駆動信号生成部２４０は、モータ本体１００内の磁気センサ４０の出力信号ＳＳＡに基づいて、単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を生成する。ドライバ回路２５０は、この単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２に従ってモータ本体１００内の電磁コイル１１〜１４を駆動する。

図７（Ｂ）は、磁気センサ４０の内部構成の一例を示している。この磁気センサ４０は、ホール素子４２と、バイアス調整部４４と、ゲイン調整部４６とを有している。ホール素子４２は、磁束密度Ｘを測定する。バイアス調整部４４はホール素子４２の出力Ｘにバイアス値ｂを加算し、ゲイン調整部４６はゲイン値ａを乗ずる。磁気センサ４０の出力ＳＳＡ（＝Ｙ）は、例えば以下の式（１）又は式（２）で与えられる。

Ｙ＝ａ・Ｘ＋ｂ …（１）
Ｙ＝ａ（Ｘ＋ｂ） …（２）

磁気センサ４０のゲイン値ａとバイアス値ｂは、ＣＰＵ２２０によって磁気センサ４０内に設定される。ゲイン値ａとバイアス値ｂを適切な値に設定することによって、センサ出力ＳＳＡを好ましい波形形状に較正することが可能である。

図８は、ドライバ回路２５０の内部構成を示している。このドライバ回路２５０は、Ｈ型ブリッジ回路を構成する４つのトランジスタ２５１〜２５４を有している。上アームのトランジスタ２５１，２５３のゲート電極の前には、レベルシフタ３１１，３１３が設けられている。但し、レベルシフタは省略してもよい。ドライバ回路２５０のトランジスタ２５１〜２５４は、スイッチング信号として機能する駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２に応じてオン／オフし、この結果、電磁コイル１１〜１４に供給電圧ＶＳＵＰが断続的に供給される。符号ＩＡ１，ＩＡ２が付された矢印は、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２がＨレベルの場合に流れる電流方向をそれぞれ示している。なお、ドライバ回路としては、複数のスイッチング素子で構成される種々の構成の回路を利用可能である。

図９は、ドライバ回路の他の構成を示す説明図である。このドライバ回路は、１組目の電磁コイル１１，１３用の第１のブリッジ回路２５０ａと、２組目の電磁コイル１２，１４用の第２のブリッジ回路２５０ｂとで構成されている。ブリッジ回路２５０ａ，２５０ｂのそれぞれは、４つのトランジスタ２５１〜２５４で構成されており、この構成は図８に示したものと同じである。トランジスタ２５１，２５３のゲート電極の前には、レベルシフタ３１１，３１３が設けられている。但し、レベルシフタは省略してもよい。第１のブリッジ回路２５０ａにおいては、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１がトランジスタ２５１，２５４に供給されており、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２が他のトランジスタ２５２，２５３に供給されている。一方、第２のブリッジ回路２５０ｂにおいては、逆に、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１がトランジスタ２５２，２５３に供給されており、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２がトランジスタ２５１，２５４に供給されている。この結果、図９（Ｂ），（Ｃ）に示すように、第１のブリッジ回路２５０ａと第２のブリッジ回路２５０ｂでは動作が逆転している。従って、第１のブリッジ回路２５０ａで駆動される１組目のコイル１１，１３と、第２のブリッジ回路２５０ｂで駆動される２組目のコイル１２，１４とは、互いに位相がπだけずれている。一方、図８に示した回路では、１組目のコイル１１，１３の巻き方と、２組目のコイル１２，１４の巻き方が逆になっており、この巻き方によって２組の位相をπだけずらしている。このように、図８のドライバ回路と図９のドライバ回路のいずれを用いても、２組のコイルの位相が互いにπだけずれる点は同じであり、両者共に１相モータを実現している点に変わりは無い。

図１０は、電磁コイル１１〜１４の各種の巻き方を示している。この例のように、巻き方を工夫することによって、隣接するコイルを常に逆方向に励磁させることが可能である。

図１１は、駆動信号生成部２４０（図７（Ａ））の内部構成と動作を示す説明図である。駆動信号生成部２４０は、基本クロック生成回路５１０と、１／Ｎ分周器５２０と、ＰＷＭ部５３０と、正逆方向指示値レジスタ５４０と、乗算器５５０と、符号化部５６０と、ＡＤ変換部５７０と、電圧指令値レジスタ５８０と、電圧比較器５８５と、励磁区間信号生成部５９０とを備えている。

基本クロック生成回路５１０は、所定の周波数を有するクロック信号ＰＣＬを発生する回路であり、例えばＰＬＬ回路で構成される。分周器５２０は、このクロック信号ＰＣＬの１／Ｎの周波数を有するクロック信号ＳＤＣを発生する。Ｎの値は所定の一定値に設定される。このＮの値は、予めＣＰＵ２２０によって分周器５２０に設定される。ＰＷＭ部５３０は、クロック信号ＰＣＬ，ＳＤＣと、乗算器５５０から供給される乗算値Ｍａと、正逆方向指示値レジスタ５４０から供給される正逆方向指示値ＲＩと、符号化部５６０から供給される正負符号信号Ｐａと、励磁区間信号生成部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａとに応じて、交流単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２（図７（Ａ））を生成する。この動作については後述する。

正逆方向指示値レジスタ５４０内には、モータの回転方向を示す値ＲＩがＣＰＵ２２０によって設定される。本実施例では、正逆方向指示値ＲＩがローレベルのときにモータが正転し、ハイレベルのときに逆転する。ＰＷＭ部５３０に供給される他の信号Ｐａ，Ｍａ，Ｅａは以下のように決定される。

磁気センサ４０の出力ＳＳＡは、ＡＤ変換部５７０に供給される。このセンサ出力ＳＳＡのレンジは、例えばＧＮＤ（接地電位）からＶＤＤ（電源電圧）までであり、その中位点（＝ＶＤＤ／２）が出力波形の中位点（正弦波の原点を通る点）である。ＡＤ変換部５７０は、このセンサ出力ＳＳＡをＡＤ変換して、センサ出力のデジタル値を生成する。ＡＤ変換部５７０の出力のレンジは、例えばＦＦｈ〜０ｈ（語尾の”ｈ”は１６進数であることを示す）であり、中央値８０ｈがセンサ波形の中位点に相当する。

符号化部５６０は、ＡＤ変換後のセンサ出力値のレンジを変換するとともに、センサ出力値の中位点の値を０に設定する。この結果、符号化部５６０で生成されるセンサ出力値Ｘａは、正側の所定の範囲（例えば＋１２７〜０）と負側の所定の範囲（例えば０〜−１２７）の値を取る。但し、符号化部５６０から乗算器５５０に供給されるのは、センサ出力値Ｘａの絶対値であり、その正負符号は正負符号信号ＰａとしてＰＷＭ部５３０に供給される。

電圧指令値レジスタ５８０は、ＣＰＵ２２０によって設定された電圧指令値Ｙａを格納する。この電圧指令値Ｙａは、後述する励磁区間信号Ｅａとともに、モータの印加電圧を設定する値として機能するものであり、例えば０〜１．０の値を取る。仮に、非励磁区間を設けずに全区間を励磁区間とするように励磁区間信号Ｅａを設定した場合には、Ｙａ＝０は印加電圧をゼロとすることを意味し、Ｙａ＝１．０は印加電圧を最大値とすることを意味する。乗算器５５０は、符号化部５６０から出力されたセンサ出力値Ｘａと、電圧指令値Ｙａとを乗算して整数化し、その乗算値ＭａをＰＷＭ部５３０に供給する。

図１１（Ｂ）〜１１（Ｅ）は、乗算値Ｍａが種々の値を取る場合におけるＰＷＭ部５３０の動作を示している。ここでは、全期間が励磁区間であり非励磁区間が無いものと仮定している。ＰＷＭ部５３０は、クロック信号ＳＤＣの１周期の間に、デューティがＭａ／Ｎであるパルスを１つ発生させる回路である。すなわち、図１１（Ｂ）〜１１（Ｅ）に示すように、乗算値Ｍａが増加するに従って、単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２のパルスのデューティが増加する。なお、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１は、正負符号信号Ｐａが正のときにのみパルスを発生する信号であり、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２は正負符号信号Ｐａが負のときにのみパルスを発生する信号であるが、図１１（Ｂ）〜１１（Ｅ）ではこれらを合わせて記載している。また、便宜上、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２を負側のパルスとして描いている。

図１２（Ａ）〜１２（Ｃ）は、センサ出力の波形とＰＷＭ部５３０で生成される駆動信号の波形の対応関係を示す説明図である。図中、「Ｈｉｚ」は電磁コイルを未励磁状態としたハイインピーダンス状態を意味している。図１１で説明したように、単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２はセンサ出力ＳＳＡのアナログ波形を利用したＰＷＭ制御によって生成される。従って、これらの単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を用いて、各コイルに、センサ出力ＳＳＡの変化と対応するレベル変化を示す実効電圧を供給することが可能である。

ＰＷＭ部５３０は、さらに、励磁区間信号生成部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａで示される励磁区間のみに駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を出力し、励磁区間以外の区間（非励磁区間）では駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を出力しないように構成されている。図１２（Ｃ）は、励磁区間信号Ｅａによって励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定した場合の駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２の波形を示している。励磁区間ＥＰでは図１２（Ｂ）の駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２がそのまま発生し、非励磁区間ＮＥＰでは駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２が発生しない。このように、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定するようにすれば、逆起電力波形の中位点近傍（すなわち、センサ出力の中位点近傍）においてコイルに電圧を印加しないので、モータの効率をさらに向上させることが可能である。なお、励磁区間ＥＰは、逆起電力波形のピークを中心とする対称な区間に設定されることが好ましく、非励磁区間ＮＥＰは、逆起電力波形の中位点（中心点）を中心とする対称な区間に設定されることが好ましい。

なお、前述したように、電圧指令値Ｙａを１未満の値に設定すれば、乗算値Ｍａが電圧指令値Ｙａに比例して小さくなる。従って、電圧指令値Ｙａによっても、実行的な印加電圧を調整することが可能である。

上述の説明から理解できるように、本実施例のモータでは、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａとの両方を利用して印加電圧を調整することが可能である。望ましい印加電圧と、電圧指令値Ｙａ及び励磁区間信号Ｅａとの関係は、予め駆動制御回路２００（図７（Ａ））内のメモリにテーブルとして格納されていることが望ましい。こうすれば、駆動制御回路２００が、外部から望ましい印加電圧の目標値を受信したときに、ＣＰＵ２２０がその目標値に応じて、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａとを駆動信号生成部２４０に設定することが可能である。なお、印加電圧の調整には、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａの両方を利用する必要はなく、いずれか一方のみを利用するようにしてもよい。

図１３は、ＰＷＭ部５３０（図１１）の内部構成の一例を示すブロック図である。ＰＷＭ部５３０は、カウンタ５３１と、ＥＸＯＲ回路５３３と、ＰＷＭ信号生成部５３５と、マスク回路５３７とを備えている。これらは以下のように動作する。

図１４は、モータ正転時のＰＷＭ部５３０の動作を示すタイミングチャートである。この図１４には、２つのクロック信号ＰＣＬ，ＳＤＣと、乗算値Ｍａと、カウンタ５３１内のカウント値ＣＭ１と、カウンタ５３１の出力Ｓ１と、正負符号信号Ｐａと、正逆方向指示値ＲＩと、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２と、ＰＷＭ信号生成部５３５の出力信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２と、励磁区間信号Ｅａと、マスク回路５３７の出力信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２とが示されている。カウンタ５３１は、クロック信号ＳＤＣの１期間毎に、クロック信号ＰＣＬに同期してカウント値ＣＭ１を０までダウンカウントする動作を繰り返す。カウント値ＣＭ１の初期値は乗算値Ｍａに設定される。なお、図１４では、図示の便宜上、乗算値Ｍａとして負の値も描かれているが、カウンタ５３１で使用されるのはその絶対値｜Ｍａ｜である。カウンタ５３１の出力Ｓ１は、カウント値ＣＭ１が０で無い場合にはハイレベルに設定され、カウント値ＣＭ１が０になるとローレベルに立ち下がる。

ＥＸＯＲ回路５３３は、正負符号信号Ｐａと正逆方向指示値ＲＩとの排他的論理和を示す信号Ｓ２を出力する。モータが正転する場合には、正逆方向指示値ＲＩがローレベルである。従って、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２は、正負符号信号Ｐａと同じ信号となる。ＰＷＭ信号生成部５３５は、カウンタ５３１の出力Ｓ１と、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２から、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。すなわち、カウンタ５３１の出力Ｓ１のうち、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２がローレベルの期間の信号を第１のＰＷＭ信号ＰＷＭ１として出力し、出力Ｓ２がハイレベルの期間の信号を第２のＰＷＭ信号ＰＷＭ２として出力する。マスク回路５３７は、２つのＡＮＤ回路を備えており、励磁区間信号ＥａとＰＷＭ信号ＰＷＭ１との論理積を示す駆動信号ＤＲＶＡ１を出力し、励磁区間信号ＥａとＰＷＭ信号ＰＷＭ２との論理積を示す駆動信号ＤＲＶＡ２を出力する。なお、図１４の右端部付近では、励磁区間信号Ｅａがローレベルに立ち下がり、これによって非励磁区間ＮＥＰが設定されている。従って、この非励磁区間ＮＥＰでは、いずれの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２も出力されず、ハイインピーダンス状態に維持される。

なお、ＰＷＭ信号生成部５３５（図１３）は、本発明における原駆動信号生成部に相当し、マスク回路５３７（図１３）は、原駆動信号であるＰＷＭ信号ＰＷＭ１，２を、励磁区間信号Ｅａに応じて成形する駆動信号成形回路としての機能を有している。

図１５は、モータ逆転時のＰＷＭ部５３０の動作を示すタイミングチャートである。モータ逆転時には、正逆方向指示値ＲＩがハイレベルに設定される。この結果、２つの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２が図１４から入れ替わっており、この結果、モータが逆転することが理解できる。

図１６は、励磁区間信号生成部５９０の構成を示すブロック図である。この図１６には、励磁区間信号生成部５９０の他に、磁気センサ４０と、電圧比較器５８５と、ＰＬＬ回路５１０と、ＣＰＵ２２０とが示されている（図１１（Ａ））。励磁区間信号生成部５９０は、制御部５９２と、第１カウンタ部５９４と、第２カウンタ部５９６と、カウンタ値記憶部５９８と、２つの演算値記憶部６００，６０２とを備えている。励磁区間信号生成部５９０は、さらに、２つの乗算回路６０４，６０５と、演算回路６０６と、２つの演算結果記憶部６０８，６１０と、比較回路６１２とを備えている。ＰＬＬ回路５１０は、励磁区間信号生成部５９０内で使用されるクロック信号ＰＣＬを生成する。制御部５９２は、このクロック信号ＰＣＬをカウンタ部５９４，５９６に供給するとともに、カウンタ値記憶部５９８や演算結果記憶部６０８，６１０に適切な保持タイミング（ラッチタイミング）を供給する。これらは以下のように動作する。

図１７は、励磁区間信号生成部５９０の動作を示すタイミングチャートである。まず、電圧比較器５８５は、磁気センサ４０からの信号ＳＳＡ（アナログ）を基準信号（図示せず）と比較して、デジタル信号である電圧比較器信号ＳＣを生成する。この基準信号のレベルは、センサ信号ＳＳＡがとりうるレベルの中央値に設定されていることが好ましい。第１カウンタ部５９４は、制御部５９２から供給されるクロック信号ＰＣＬに基づき、電圧比較器信号ＳＣがハイレベルを示している期間におけるクロック数をカウントする。すなわち、第１カウンタ部５９４は、電圧比較器信号ＳＣがローレベルからハイレベルになったタイミングでカウントを開始し、電圧比較器信号ＳＣがローレベルを示したタイミングで、そのときのカウンタ値Ｎｉ（ｉは周期の番号）をカウンタ値記憶部５９８に記憶させる。第１カウンタ部５９４は、その後、次の周期において電圧比較器信号ＳＣが再びハイレベルを示したタイミングで、内部のカウンタ値Ｎｉを０にリセットし、電圧比較器信号ＳＣがハイレベルを示している期間におけるクロック数をカウンタ値Ｎ（ｉ＋１）として再びカウントする。そして、第１カウンタ部５９４は、電圧比較器信号ＳＣがローレベルを示したタイミングで、そのときのカウンタ値Ｎ（ｉ＋１）をカウンタ値記憶部５９８に上書きする。

第１の演算値記憶部６００（図１６）は、ＣＰＵ２２０により設定された演算値ＳＴを記憶する。図１６および図１７の例では、演算値ＳＴ＝０．２である。演算回路６０６は、演算値ＳＴ記憶部６００に記憶された演算値ＳＴを１から減算し、得られた演算結果（演算値ＥＤ＝１−ＳＴ）を第２の演算値記憶部６０２に記憶させる。第１の乗算回路６０４は、カウンタ値記憶部５９８に記憶されたカウンタ値Ｎｉと、第１の演算値記憶部６００に記憶された演算値ＳＴと、を掛け合わせ、得られた演算結果（＝Ｎｉ×ＳＴ）を第１の演算結果記憶部６０８に記憶させる。第２の乗算回路６０５は、カウンタ値記憶部５９８に記憶されたカウンタ値Ｎｉと、第２の演算値記憶部６０２に記憶された演算値ＥＤと、を掛け合わせ、得られた演算結果（＝Ｎｉ×ＥＤ）を第２の演算結果記憶部６１０に記憶させる。

第２カウンタ部５９６は、制御部５９２から供給されるクロック信号ＰＣＬに基づき、電圧比較器信号ＳＣがハイレベルを示したタイミングからクロック数のカウントを開始し、ローレベルを示したタイミングでカウントを終了する。そして、カウンタを０にリセットすると共に、電圧比較器信号ＳＣがローレベルを示したタイミングからのクロック数のカウントを開始し、ハイレベルを示したタイミングでカウントを終了する。これらのカウンタ値Ｍは、比較回路６１２に順次入力される。

比較回路６１２は、励磁区間信号Ｅａを生成して出力するウインドウコンパレータである。すなわち、第１の演算結果記憶部６０８に記憶された演算結果（＝Ｎｉ×ＳＴ）と、第２カウンタ部５９６から順次入力される第２カウンタ値Ｍと、を比較し、これらが一致したタイミングで励磁区間信号Ｅａをハイレベルにする。そして、第２の演算結果記憶部６１０に記憶された演算結果（＝Ｎｉ×ＥＤ）と、第２カウンタ部５９６から順次入力される第２カウンタ値Ｍと、を比較し、これらが一致したタイミングで励磁区間信号Ｅａをローレベルにする。電圧比較器信号ＳＣがローレベルを示している期間においても、上記と同様の手法で励磁区間信号Ｅａを出力する。

図１７からわかるように、励磁区間信号生成部５９０は、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル期間をカウントし、そのハイレベル期間を基準として、次の周期において励磁区間信号Ｅａがハイレベルを示す開始時期と終了時期とを決定している。例えば、演算値ＳＴ＝０．２の場合では、励磁区間信号Ｅａがハイレベルになる開始点は、電圧比較器信号ＳＣの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジのそれぞれから起算して、前の周期の電圧比較器信号ＳＣのハイレベル期間を０．２倍した分だけ経過した時点である。そして、励磁区間信号Ｅａがハイレベルからローレベルになる終了点は、電圧比較器信号ＳＣの立ち下りエッジおよび立ち上がりエッジのそれぞれから起算して、前の周期の電圧比較器信号ＳＣのハイレベル期間を０．８倍した分だけ経過した時点である。したがって、前の周期の電圧比較器信号ＳＣのハイレベル信号期間の長さを１とすると、次の周期の励磁区間信号Ｅａのハイレベル信号期間は０．６（＝０．８−０．２）となる。

なお、励磁区間信号生成部５９０（図１６）は、本発明における励磁区間設定部に相当し、第１と第２のカウンタ部５９４，５９６は、本発明における期間計測部に相当する。そして、乗算回路６０４は、本発明における開始時期設定部に相当し、乗算回路６０５は、本発明における終了時期設定部に相当し、比較回路６１２は、本発明における励磁区間制御部に相当する。また、センサ信号ＳＳＡは、本発明における位置信号に相当し、電圧比較器信号ＳＣは、本発明におけるタイミング信号に相当する。

以上のように、電圧比較器信号ＳＣが正確に同一の周期でオン／オフを繰り返す場合は、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル信号期間の中心位置と、励磁区間信号Ｅａのハイレベル信号期間の中心位置とはほぼ一致する。そして、電圧比較器信号ＳＣのローレベル信号期間の中心位置と、励磁区間信号Ｅａのハイレベル信号期間の中心位置ともほぼ一致することとなる。つまり、励磁区間ＥＰを、逆起電力波形のピークを中心とする対称な区間に設定することができ、非励磁区間ＮＥＰを、逆起電力波形の中位点を中心とする対称な区間に設定することができる。また、ＣＰＵ２２０によって演算値ＳＴの値を任意に設定すれば、励磁区間ＥＰの幅を任意に設定することができる。

図１８は、励磁区間を変化させた場合における効果を示すグラフである。図中に示す励磁区間比とは、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル期間に対する励磁区間信号Ｅａのハイレベル期間の割合を意味する。例えば、上述した演算値ＳＴ＝０．２の場合は、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル期間に対して励磁区間信号がハイレベルとなっている期間は０．６倍であるため、励磁区間比は６０％となる。１５[Ｖ]時、１２[Ｖ]時、１０[Ｖ]時とは、コイルに印加されるＰＷＭ信号のピーク電圧（図８のドライバ回路２５０の電源電圧ＶＳＵＰ）を示している。また、図１８における各種の数値は、モータに同一負荷を掛け、トルク一定、回転数一定の定常状態で計測している。図１８（Ａ）は、励磁区間比と消費電力との関係を示している。励磁区間比を小さくしていくと、消費電力を小さくできることがわかる。図１８（Ｂ）は、励磁区間比と回転数との関係を示している。励磁区間比を小さくしていくと、定常状態での回転数も小さくなることがわかる。ただし、励磁区間比が７０％近傍までは、励磁区間比を小さくしても回転数を維持することができる。図１８（Ｃ）は、励磁区間信号生成部５９０を設けて励磁区間比を任意に設定したモータと、全区間を励磁区間としたモータとを回転数を同一とした場合において比較し、励磁区間比を設定したモータは、全区間を励磁区間としたモータに対してどの程度の電力削減効果があるのかを示している。この図１８（Ｃ）によると、励磁区間比が７０％から９０％の領域において電力削減率が高くなることがわかる。

このように、第１実施例では、デジタル回路である励磁区間信号生成部５９０によって、任意に励磁区間信号Ｅａを生成することができる。また、励磁区間信号生成部５９０をデジタル回路で実現しているため、ＩＣ化が容易である。

Ｂ．第２実施例：
図１９は、第２実施例における励磁区間信号生成部５９０ｂの構成を示す説明図である。図１６に示した第１実施例との違いは、第２カウンタ部５９６が省略されている点と、第１カウンタ部５９４ｂの動作が異なっている点と、カウンタ値記憶部５９８と２つの演算結果記憶部６０８，６１０のラッチタイミングが追加されているという点だけであり、他の構成は第１実施例と同じである。これらは以下のように動作する。

図２０は、第２実施例における励磁区間信号生成部５９０ｂの動作を示すタイミングチャートである。第１カウンタ部５９４ｂは、制御部５９２から供給されるクロック信号ＰＣＬに基づき、電圧比較器信号ＳＣがハイレベルを示している期間におけるクロック数と、ローレベルを示している期間におけるクロック数とをカウントする。すなわち、第１カウンタ部５９４ｂは、電圧比較器信号ＥＣがローレベルからハイレベルになったタイミングでカウントを開始し、電圧比較器信号ＥＣがローレベルを示したタイミングで、そのときのカウンタ値Ｎｉ（ｉは周期の番号）をカウンタ値記憶部５９８に記憶させる。第１カウンタ部５９４ｂは、その後、内部のカウンタ値Ｎｉを０にリセットし、電圧比較器信号がローレベルを示している期間におけるクロック数をカウンタ値Ｎ（ｉ＋１）としてカウントする。そして、第１カウンタ部５９４ｂは、電圧比較器信号ＥＣがハイレベルを示したタイミングで、そのときのカウンタ値Ｎ（ｉ＋１）をカウンタ値記憶部５９８に上書きする。また、カウント中において変動しているカウンタ値Ｎは、比較回路６１２ｂに順次入力される。

第１の乗算回路６０４は、カウンタ値記憶部５９８に記憶されたカウンタ値Ｎｉと、第１の演算値記憶部６００に記憶された演算値ＳＴと、を掛け合わせ、得られた演算結果（＝Ｎｉ×ＳＴ）を第１の演算結果記憶部６０８に記憶させる。第２の乗算回路６０５は、カウンタ値記憶部５９８に記憶されたカウンタ値Ｎｉと、第２の演算値記憶部６０２に記憶された演算値ＥＤと、を掛け合わせ、得られた演算結果（＝Ｎｉ×ＥＤ）を第２の演算結果記憶部６１０に記憶させる。この第２実施例では、２つの乗算回路６０４，６０５は、電圧比較器信号ＳＣがハイレベルからローレベルになったタイミングだけでなく、ローレベルからハイレベルになったタイミングにおいても演算を行い、演算結果を演算結果記憶部６０８，６１０に記憶させる。

比較回路６１２ｂは、第１カウンタ部５９４から順次入力される第１カウンタ値Ｎを、演算結果（Ｎｉ×ＳＴ，Ｎｉ×ＥＤ）との比較に用いている点が第１実施例と異なるだけであり、他の動作は第1実施例と同様である。

このように、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル信号期間と、ローレベル信号期間とをカウントし、それらに基づいても、第１実施例と同様に、任意に励磁区間信号Ｅａを生成することができる。

Ｃ．第３実施例：
図２１は、第３実施例における励磁区間信号生成部５９０ｃの構成を示す説明図である。図１６に示した第１実施例との違いは、セレクタ６２０が追加されている点と、第２カウンタ部５９６が省略されている点だけであり、他の構成は第１実施例と同じである。セレクタ６２０は、モータの初動時には常に励磁区間信号Ｅａをハイレベル信号として出力する。そして、モータが所定の回転速度に達した時点あるいは所定の時間が経過した時点において、励磁区間信号Ｅａの出力を比較回路６１２からの信号に切り替える。この切り替えのタイミングは、あらかじめＣＰＵ２２０によってセレクタ６２０に設定される。これらは以下のように動作する。

図２２は、第３実施例における励磁区間信号生成部５９０ｃの動作を示すタイミングチャートである。図１７に示した第１実施例との違いは、比較回路６１２が、第１カウンタ部５９４から入力されるカウンタ値Ｎを用いて励磁区間信号Ｅａのハイレベル期間を設定している点と、電圧比較器信号ＳＣがハイレベルを示している期間にのみ、励磁区間信号Ｅａがハイレベルを示すという点だけであり、他の動作は第１実施例と同じである。

このように、モータに負荷のかかる初動時等は全区間を励磁区間ＥＰとし、負荷の小さい安定時等では励磁区間信号生成部５９０ｃによって、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰとを設定するようにしてもよい。

Ｄ．第４実施例：
図２３は、第４実施例における駆動信号生成部２４０ｄの内部構成を示す説明図である。図１１で示した第１実施例との違いは、電圧比較器５８５が省略されている点と、磁気センサ４０ｄの出力ＳＳＤがデジタル信号となっている点と、磁気センサ出力ＳＳＤに基づいて正弦波を生成する正弦波発生回路７００が設けられている点であり、他の構成は第１実施例ないし第３実施例と同じである。

励磁区間信号生成部５９０は、磁気センサ４０ｄの出力ＳＳＤ（デジタル２値信号）を入力とする。この磁気センサ出力ＳＳＤと、第１実施例ないし第３実施例で使用した電圧比較器信号ＳＣとは、いずれも電動機の動作に同期して発生する周期的なデジタル信号である点で共通している。この場合、磁気センサ出力ＳＳＤは、本発明における位置信号とタイミング信号とに相当することとなる。第４実施例における励磁区間信号生成部５９０としては、第１ないし第３実施例のいずれの構成を採用してもよい。

図２４は、磁石列とコイル列の位置関係、及び、コイルの逆起電力波形と磁気センサ出力と正弦波発生回路７００の出力との関係を示す説明図である。磁気センサ４０ｄは、図２４（Ｃ）に示すように、コイルの逆起電力に応じたデジタル信号を出力することができ、例えばデジタル出力のホールＩＣで実現することができる。正弦波発生回路７００は、図２４（Ｄ）に示すように、センサ出力ＳＳＤに同期したデジタルの正弦波を出力する。

図２５は、正弦波発生回路７００の内部構成を示す説明図である。正弦波発生回路７００は、ＰＬＬ回路７１０と、波形テーブル７２０とを備えている。ＰＬＬ回路７１０は、位相比較部７１２と、ループフィルタ７１４と、電圧制御発振器７１６と、分周器７１８とを備えている。分周器７１８は、分周値Ｎａを記憶している。センサ出力ＳＳＤは、位相比較部７１２に入力される。一方、分周器７１８によって生成される分周信号ＤＶＳＳＤは、位相比較部７１２に比較信号として入力される。位相比較部７１２は、これら２つの信号ＳＳＤ，ＤＶＳＳＤの位相差を示す誤差信号ＣＰＳを生成する。この誤差信号ＣＰＳは、チャージポンプ回路を内蔵するループフィルタ７１４に送られる。ループフィルタ７１４は、誤差信号ＣＰＳのパルスレベルとパルス数とに応じた電圧レベルを有する電圧制御信号ＬＰＳを生成して出力する。

電圧制御信号ＬＰＳは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）７１６に供給される。電圧制御発振器７１６は、電圧制御信号ＬＰＳの電圧レベルに応じた周波数を有する可変クロック信号ＶＳＳＤを出力する。この可変クロック信号ＶＳＳＤは、分周器７１８で１／Ｎａに分周されて、分周信号ＤＶＳＳＤが生成される。この分周信号ＤＶＳＳＤは、前述したように、位相比較部７１２に送られてセンサ出力ＳＳＤと位相比較される。この結果、２つの信号ＳＳＤ，ＤＶＳＳＤの位相差が０になるように、可変クロック信号ＶＳＳＤの周波数が収束する。収束後の可変クロック信号ＶＳＳＤの周波数は、センサ出力ＳＳＤの周波数に分周値Ｎａを乗じた値となる。

波形テーブル７２０のアドレスは、分周信号ＤＶＳＳＤのパルスに応じて０から（Ｎａ−１）の範囲で循環的に変化し、個々のアドレスに記憶されている波形値信号ＷＤを順次出力する。この波形値は、パルスがＮａ個発生する間に１つの正弦波を生成するような値に設定されている。本実施例では、波形値のレンジは、＋１２７から−１２７となっている。符合化部５６０（図２３）は、波形値信号ＷＤを基に、乗算値Ｍａと正負符号信号Ｐａを生成する。

このように、アナログ信号を出力する磁気センサ４０の代わりに、デジタル信号を出力する磁気センサ４０ｄを用いても、第１実施例ないし第３実施例と同様に、任意に励磁区間信号Ｅａを生成することができる。

Ｅ．第５実施例：
図２６は、第５実施例における励磁区間信号生成部５９０ｅの構成を示す説明図である。図１６に示した第１実施例との違いは、演算値記憶部６０２ｅに記憶される演算値ＥＤの値が、演算値ＳＴとは独立した値として設定されている点だけであり、他の構成は第１実施例と同様である。

図２７は、第５実施例における励磁区間信号生成部５９０ｅの動作を示すタイミングチャートである。図１７に示した第１実施例との違いは、演算値ＥＤの値がＣＰＵ２２０によって０．６に設定されている点と、演算値ＥＤを０．６に設定したことにより、励磁区間信号Ｅａの励磁区間ＥＰの中心位置が、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル信号期間の中心位置よりも時間的に早い位置となっている点だけであり、他の動作は第１実施例と同じである。

図２８は、第５実施例における励磁区間信号生成部５９０ｅの動作の他の例を示すタイミングチャートである。図２７との違いは、演算値ＳＴが０．４に設定され、演算値ＥＤが０．８に設定されている点と、励磁区間信号Ｅａの励磁区間ＥＰの中心位置が、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル信号期間の中心位置よりも時間的に遅い位置となっている点だけであり、他の動作は図２７と同じである。

以上のように、演算値ＳＴの値と、演算値ＥＤの値と、をＣＰＵ２２０によって任意に設定すれば、励磁区間ＥＰの位相（時間的な幅と時間的な位置）を任意に設定することが可能となる。例えば、インダクタンスの影響によりモータの回転数に応じて電流位相に遅延が生じる場合には、この遅延を補正するために励磁区間ＥＰの中心位置が時間的に進んだ位置となるように演算値ＳＴの値および演算値ＥＤの値を設定することが好ましい。そうすれば、第１と第２のＰＷＭ信号ＰＷＭ１，２の位相を進めなくとも、励磁区間ＥＰの時間的位置を進めるだけで、第１と第２の駆動信号ＤＲＶＡ１，２の位相を進める進角制御を行うことができる。また、進角制御と同様に、遅角制御も実現することが可能である。

図２９は、モータの回転数と進角制御を行う場合における進角値との関係を示すグラフである。このように、ＣＰＵ２２０は、モータの回転数に応じて、励磁区間ＥＰの進角値を定め、その進角値を実現するように演算値ＳＴの値と演算値ＥＤの値とを設定することが好ましい。

Ｆ．第６実施例：
図３０は、第６実施例における励磁区間信号生成部５９０ｆの構成を示す説明図である。図２１に示した第３実施例との違いは、演算値記憶部６０２ｆに記憶される演算値ＥＤの値が、ＣＰＵ２２０によって設定されている点だけであり、その他の点は第３実施例と同様である。この第６実施例においても、第５実施例と同様に、励磁区間ＥＰの位相を任意に調整することが可能である。

Ｇ．変形例：
なお、この発明は上記の実施例や実施形態に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様において実施することが可能であり、例えば次のような変形も可能である。

Ｇ１．変形例１：
上記実施例では、電動機のコイルを励磁すべき励磁区間ＥＰは、演算値ＳＴの値および演算値ＥＤの値を変更することによって任意の区間に設定可能であるが、励磁周期の各半周期の中央を中心とした対称な区間と非対称な区間とを含む複数の区間のいずれかに設定可能であればよい。例えば、第１実施例ないし第６実施例における演算値ＳＴの値および演算値ＥＤの値は、固定値であってもよく、また予め定められた所定の値のみしか採用しないこととしてもよい。

Ｇ２．変形例２：
上記実施例では、原駆動信号生成部として、ＰＷＭ信号生成部５３５を用い、原駆動信号としてＰＷＭ信号ＰＷＭ１，２を用いていたが、この代わりに、電動機の第１と第２の駆動部材の相対的位置を示す位置信号に基づいて矩形信号を生成する矩形信号生成部を用い、原駆動信号として矩形信号を用いることもできる。

Ｇ３．変形例３：
第２実施例では、演算値ＥＤの値は、演算回路６０６（図１９）によって設定されているが、この代わりに、第５実施例（図２６）および第６実施例（図３０）と同様に、演算回路６０６を省略し、演算値記憶部６０２とＣＰＵ２２０とを制御バスで接続することによって、演算値ＥＤの値をＣＰＵ２２０によって演算値ＳＴとは独立した値として設定することも可能である。なお、第４実施例では励磁区間信号生成部５９０（図２３）の内部構造についての説明図は省略しているが、この第４実施例においても、第５、第６実施例と同様の構成を採用することによって、演算値ＥＤの値を演算値ＳＴとは独立した値に設定することができる。

Ｇ４．変形例４：
第１実施例ないし第３実施例において、演算回路６０６（図１６，図１９，図２１）は、演算値ＳＴの値を１から減算することによって演算値ＥＤの値を求めていたが、この代わりに、演算値ＥＤの値が演算値ＳＴの値よりも大きくなり、かつ１．０以下となるような他の演算式を用いることも可能である。例えば、以下の（１）式を用いることができる。
ＥＤ＝ＳＴ＋０．２ （０≦ＳＴ≦０．８） …（１）
この（１）式によれば、励磁区間ＥＰの時間幅を一定（この場合は０．２）に保ちながら、励磁区間ＥＰの時間位置を演算値ＳＴの値に応じてシフトさせることができる。したがって、この（１）式は、上述したようなモータの回転速度に応じて行う進角制御に用いることも可能である。なお、第４実施例では励磁区間信号生成部５９０（図２３）の内部構造についての説明図は省略しているが、この第４実施例においても、（１）式のような他の演算式を演算回路として採用することができる。

Ｇ５．変形例５：
上記実施例では、単相ブラシレスモータが励磁区間信号生成部５９０を備えていたが、この代わりに、２相または３相以上のブラシレスモータが励磁区間信号生成部５９０を備えることもできる。この場合、ある１つの相で得られた演算結果記憶部６０８，６１０（図１６）の結果を、他の相における比較部６１２において用いれば、他相における乗算回路６０４，６０５等を省略することも可能である。

Ｇ６．変形例６：
上記実施例では、回転式のモータが励磁区間信号生成部５９０を備えていたが、この代わりに、リニアモータが励磁区間信号生成部５９０を備えることもできる。

Ｇ７．変形例７：
上記実施例のハイレベルとローレベルとを逆にした回路として、励磁区間信号生成部５９０を構成することもできる。

Ｇ８．変形例８：
本発明は、各種の装置に適用可能である。例えば、本発明は、ファンモータ、時計（針駆動）、ドラム式洗濯機（単一回転）、ジェットコースタ、振動モータなどの種々の装置のモータに適用可能である。本発明をファンモータに適用した場合には、上述した種々の効果（低消費電力、低振動、低騒音、低回転ムラ、低発熱、高寿命）が特に顕著である。このようなファンモータは、例えば、デジタル表示装置や、車載機器、燃料電池式パソコン、燃料電池式デジタルカメラ、燃料電池式ビデオカメラ、燃料電池式携帯電話などの燃料電池使用機器、プロジェクタ等の各種装置のファンモータとして使用することができる。本発明のモータは、さらに、各種の家電機器や電子機器のモータとしても利用可能である。例えば、光記憶装置や、磁気記憶装置、ポリゴンミラー駆動装置等において、本発明によるモータをスピンドルモータとして使用することが可能である。また、本発明によるモータは、移動体やロボット用のモータとしても利用可能である。

図３１は、本発明の実施例によるモータを利用したプロジェクタを示す説明図である。このプロジェクタ１１００は、赤、緑、青の３色の色光を発光する３つの光源１１１０Ｒ、１１１０Ｇ、１１１０Ｂと、これらの３色の色光をそれぞれ変調する３つの液晶ライトバルブ１１４０Ｒ、１１４０Ｇ、１１４０Ｂと、変調された３色の色光を合成するクロスダイクロイックプリズム１１５０と、合成された３色の色光をスクリーンＳＣに投写する投写レンズ系１１６０と、プロジェクタ内部を冷却するための冷却ファン１１７０と、プロジェクタ１１００の全体を制御する制御部１１８０と、を備えている。冷却ファン１１７０を駆動するモータとしては、上述した各種のブラシレスモータを利用することができる。

図３２（Ａ）〜（Ｃ）は、本発明の実施例によるモータを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。図３２（Ａ）は携帯電話１２００の外観を示しており、図３２（Ｂ）は、内部構成の例を示している。携帯電話１２００は、携帯電話１２００の動作を制御するＭＰＵ１２１０と、ファン１２２０と、燃料電池１２３０とを備えている。燃料電池１２３０は、ＭＰＵ１２１０やファン１２２０に電源を供給する。ファン１２２０は、燃料電池１２３０への空気供給のために携帯電話１２００の外から内部へ送風するため、或いは、燃料電池１２３０で生成される水分を携帯電話１２００の内部から外に排出するためのものである。なお、ファン１２２０を図３２（Ｃ）のようにＭＰＵ１２１０の上に配置して、ＭＰＵ１２１０を冷却するようにしてもよい。ファン１２２０を駆動するモータとしては、上述した各種のブラシレスモータを利用することができる。

図３３は、本発明の実施例によるモータ／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。この自転車１３００は、前輪にモータ１３１０が設けられており、サドルの下方のフレームに制御回路１３２０と充電池１３３０とが設けられている。モータ１３１０は、充電池１３３０からの電力を利用して前輪を駆動することによって、走行をアシストする。また、ブレーキ時にはモータ１３１０で回生された電力が充電池１３３０に充電される。制御回路１３２０は、モータの駆動と回生とを制御する回路である。このモータ１３１０としては、上述した各種のブラシレスモータを利用することが可能である。

図３４は、本発明の実施例によるモータを利用したロボットの一例を示す説明図である。このロボット１４００は、第１と第２のアーム１４１０，１４２０と、モータ１４３０とを有している。このモータ１４３０は、被駆動部材としての第２のアーム１４２０を水平回転させる際に使用される。このモータ１４３０としては、上述した各種のブラシレスモータを利用することが可能である。

Ｈ．他の実施例：
図３５は、他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置２００ｂとモータ本体１００の構成を示すブロック図である。この駆動制御半導体装置２００ｂは、駆動信号生成部２４０と、ドライバ回路２５０と、ＣＰＵ２２０と、保護回路２１０とを備えている。駆動信号生成部２４０と、ドライバ回路２５０と、ＣＰＵ２２０は、図７で示した同一の符号のものと同じである。保護回路２１０は、駆動制御半導体装置２００ｂを用いた電動機の不具合を検知して保護するための回路である。保護回路２１０の例としては、パワー系の回路を保護するための過熱保護回路、過電圧保護回路、過電流保護回路等や、制御系の回路を保護するための低電圧動作保護回路等がある。以上のように、ブラシレスモータを駆動するための半導体装置は、図３５で示す駆動制御半導体装置２００ｂのように、駆動信号生成部２４０と、ドライバ回路２５０と、ＣＰＵ２２０と、保護回路２１０とを含んだ構成とすることができる。ただし、保護回路２１０は省略することも可能である。

図３６は、他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置２００ｃとモータ本体１００の構成を示すブロック図である。この駆動制御半導体装置２００ｃと、図３５で示した駆動制御半導体装置２００ｂとの違いは、ＣＰＵ２２０が駆動制御半導体装置２００ｃには含まれていない点である。以上のように、ブラシレスモータを駆動するための半導体装置は、図３６で示す駆動制御半導体装置２００ｃのように、ＣＰＵ２２０を含まないような構成とすることも可能である。また、保護回路２１０は省略することも可能である。

図３７は、他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置２００ｄとモータ本体１００の構成を示すブロック図である。この駆動制御半導体装置２００ｄと、図３５で示した駆動制御半導体装置２００ｂとの違いは、ドライバ回路２５０が駆動制御半導体装置２００ｄには含まれていない点である。以上のように、ブラシレスモータを駆動するための半導体装置は、図３７で示す駆動制御半導体装置２００ｄのように、ドライバ回路２５０を含まないような構成とすることも可能である。この場合では、保護回路２１０は、低電圧動作保護回路などの制御系の回路を保護するもので構成することが好ましい。ただし、保護回路２１０は省略することも可能である。

図３８は、他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置２００ｅとモータ本体１００の構成を示すブロック図である。この駆動制御半導体装置２００ｅと、図３５で示した駆動制御半導体装置２００ｂとの違いは、駆動制御半導体装置２００ｅ内にはＣＰＵ２２０とドライバ回路２５０とが含まれていない点である。以上のように、ブラシレスモータを駆動するための半導体装置は、図３８で示す駆動制御半導体装置２００ｅのように、ＣＰＵ２２０とドライバ回路２５０とを含まないような構成とすることも可能である。すなわち、ドライバ回路２５０を別のＩＣとして構成することも可能である。この場合、ドライバ回路２５０の代わりに、汎用品のドライバＩＣを使用することができる。また、図３７の場合と同様に、保護回路２１０は、低電圧動作保護回路などの制御系の回路を保護するもので構成することが好ましい。ただし、保護回路２１０は省略することも可能である。

図３９（Ａ）〜（Ｅ）は、他の実施例の駆動信号生成部２４０ｆの内部構成と動作を示す説明図である。駆動信号生成部２４０ｆと、図１１で示した駆動信号生成部２４０との違いは、駆動信号生成部２４０ｆ内には基本クロック生成回路５１０（ＰＬＬ回路）の前段に、自走発振回路５０８が設けられている点である。自走発振回路５０８は、基本クロック生成回路５１０に供給される基礎クロック信号ＦＣＬＫを生成する。基本クロック生成回路５１０は、この基礎クロック信号ＦＣＬＫに基づいて、クロック信号ＰＣＬを生成する。自走発振回路５０８は、例えば、リングオシレータ等の種々の発振回路で実現することができる。以上のように、駆動信号生成部２４０（図１１）の代わりに、駆動信号生成部２４０ｆ（図３９）を使用することが可能である。すなわち、ブラシレスモータを駆動するための半導体装置内に、自走発振回路５０８を設けることとしてもよい。

図４０は、他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置２００ｇとモータ本体１００ｇの構成を示すブロック図である。この駆動制御半導体装置２００ｇと、図３５で示した駆動制御半導体装置２００ｂとの違いは、駆動制御半導体装置２００ｇ内には増幅回路２１２が設けられている点である。この場合、モータ本体１００ｇ内には、ホール素子４２が設けられている。ホール素子４２から出力される信号は、駆動制御半導体装置２００ｇ内の増幅回路２１２によって増幅され、センサ信号ＳＳＡとなる。以上のように、ブラシレスモータを駆動するための半導体装置は、図４０で示す駆動制御半導体装置２００ｇのように、増幅回路２１２を含む構成とすることも可能である。

図４１は、他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置２００ｂとモータ本体１００ｇの構成を示すブロック図である。この図４１の構成では、増幅回路２１２は、駆動制御半導体装置２００ｂの外側に設けられている。以上のように、ブラシレスモータを駆動するための半導体装置は、図４１で示すように、増幅回路２１２を含まない構成とすることも可能である。

なお、上述した各種の実施例における半導体装置の構成は、一例を示したものであり、半導体装置の構成としては、他の種々の構成を採用することができる。

例えば、半導体装置の構成として、図２３で示す駆動信号生成部２４０ｄと、ドライバ回路２５０と、ＣＰＵ２２０とのうちの少なくとも１つを含む構成を採用してもよい。この場合、デジタル出力の磁気センサ４０ｄを位置センサとして利用することができる。

図４２は、ＰＷＭ制御を行なわない場合における各種の信号の波形を示すタイミングチャートである。この図４２には、センサ信号ＳＳＡと、電圧比較器信号ＳＣと、ＰＷＭ制御を行なわない場合における駆動信号ＤＲＶＡ１，２とが描かれている。また、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１と、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２とを合わせた信号も描かれている。この場合、便宜上、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２を負側のパルスとして描いている。

電圧比較器信号ＳＣは、第３の電圧レベルと、第４の電圧レベルとを交互に示す２値のデジタル信号であり、センサ信号ＳＳＡに同期している。駆動信号ＤＲＶＡ１，２は、第１の期間においては第１の電圧レベルとなり、第１の期間以外の第２の期間においては、第１の電圧レベルとは異なる第２の電圧レベルとなる。ここで、第１の期間は、非励磁区間ＮＥＰ（図１２）に相当し、第２の期間は、励磁区間ＥＰに相当する。第１の期間と第２の期間は、励磁区間信号生成部５９０（図１６）によって設定される。なお、ＰＷＭ制御を行なわない場合には、乗算値Ｍａ（図１１）は最大値（＝分周値Ｎ）に設定される。

図４３は、ＰＷＭ制御時における各種の信号の波形を示すタイミングチャートである。この図４３には、センサ信号ＳＳＡと、電圧比較器信号ＳＣと、ＰＷＭ制御時における駆動信号ＤＲＶＡ１，２とが描かれている。また、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１と、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２とを合わせた信号も描かれている。この場合、便宜上、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２を負側のパルスとして描いている。

ＰＷＭ制御時における駆動信号ＤＲＶＡ１，２は、第１の期間においては第１の電圧レベルとなり、第１の期間以外の第２の期間においては、第１の電圧レベルと第２の電圧レベルとを交互にとる。このＰＷＭ制御は、ＰＷＭ部５３０（図１３）によって行なわれる。

なお、センサ信号ＳＳＡは、本発明における位置信号に相当し、電圧比較器信号ＳＣは、本発明におけるタイミング信号に相当し、駆動信号ＤＲＶＡ１，２は、本発明における駆動信号に相当する。

１０…ステータ部
１１〜１４…電磁コイル
２０…磁気ヨーク（磁性部材）
２１…板状部分
２２…コア材部分
２３ｂ…板状部分
３０…ロータ部
３１〜３４…永久磁石
３６…磁気ヨーク（永久磁石用）
４０…磁気センサ
４０ｄ…磁気センサ
４２…ホール素子
４４…バイアス調整部
４６…ゲイン調整部
１００…モータ本体
１００ｇ…モータ本体
１０２…ケーシング
１１２…回転軸
１１４…軸受け部
１２０…回路基板
２００…駆動制御回路
２００ｂ…駆動制御半導体装置
２００ｃ…駆動制御半導体装置
２００ｄ…駆動制御半導体装置
２００ｅ…駆動制御半導体装置
２００ｇ…駆動制御半導体装置
２２０…ＣＰＵ
２４０…駆動信号生成部
２４０ｄ…駆動信号生成部
２４０ｆ…駆動信号生成部
２５０…ドライバ回路
２５０ａ…第１のブリッジ回路
２５０ｂ…第２のブリッジ回路
２５１…トランジスタ
２５２…トランジスタ
２５３…トランジスタ
２５４…トランジスタ
３１１…レベルシフタ
３１３…レベルシフタ
５１０…基本クロック生成回路
５２０…分周器
５３０…ＰＷＭ部
５３１…カウンタ
５３３…ＥＸＯＲ回路
５３５…駆動波形形成部
５４０…正逆方向指示値レジスタ
５５０…乗算器
５６０…符号化部
５７０…ＡＤ変換部
５７５…正弦波発生回路
５８０…電圧指令値レジスタ
５８５…電圧比較器
５９０…励磁区間信号生成部
５９０ｂ…励磁区間信号生成部
５９０ｃ…励磁区間信号生成部
５９０e…励磁区間信号生成部
５９０f…励磁区間信号生成部
５９２…制御部
５９４…第１カウンタ部
５９６…第２カウンタ部
５９８…カウンタ値記憶部
６００…演算値記憶部
６０２…演算値記憶部
６０２ｅ…演算値記憶部
６０４…乗算回路
６０５…乗算回路
６０６…演算回路
６０８…演算結果記憶部
６１０…演算結果記憶部
６１２…比較回路
６２０…セレクタ
７００…正弦波発生回路
７１２…位相比較部
７１４…ループフィルタ
７１６…電圧制御発振器
７１８…分周器
７２０…波形テーブル
１１００…プロジェクタ
１１１０Ｒ…光源
１１４０Ｒ…液晶ライトバルブ
１１５０…クロスダイクロイックプリズム
１１６０…投写レンズ系
１１７０…冷却ファン
１１８０…制御部
１２００…携帯電話
１２２０…ファン
１２３０…燃料電池
１３００…自転車
１３１０…モータ
１３２０…制御回路
１３３０…充電池
１４００…ロボット
１４１０…第１のアーム
１４２０…第２のアーム
１４３０…モータ

Claims (2)

1. 半導体装置であって
   永久磁石とコイルとを備えた電動機を駆動するための駆動信号を生成する駆動制御回路を備え、
   前記駆動制御回路は、
   第１の駆動部材と第２の駆動部材との位置を示す位置信号に基づいて、前記駆動信号を生成し、
   第１の期間において、前記駆動信号の信号レベルは、第１の電圧レベルとなり、
   第２の期間において、前記駆動信号の信号レベルは、前記第１の電圧レベルとは異なる第２の電圧レベルと、前記第１の電圧レベルとを交互にとり、
   前記第１の期間において、前記電動機のコイルに対して電流は供給されないこと、
   を特徴とする半導体装置。
2. 請求項１に記載の半導体装置であって、
   前記第２の期間の長さは、前記位置信号に基づいて生成したタイミング信号の信号レベルが第３のレベルから第４のレベルに変化してから前記第３のレベルに変化するまでの期間の長さより短いこと、
   を特徴とする半導体装置。

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