JP2013061322A - 直流電流検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】使用環境温度が変化する状況下においても、センサ感度を補正し、高精度に被測定電流を検出することができる直流電流検出装置を提供する。
【解決手段】本発明に係るフラックスゲート型電流センサは、閉磁路を形成する磁性体コア、該磁性体コアに巻回された励磁巻線、及び該磁性体コアに巻回された検出巻線を有し、被測定電流線が磁性体コアを貫通しているフラックスゲート電流センサと、励磁巻線を通電して励磁磁界を発生させる交流励磁部と、検出巻線の出力電圧波形から励磁磁界の第２高調波成分のみを抽出するフィルタ部と、フィルタ部の出力に基づいて、被測定電流線を流れる電流値を演算する演算処理部と、検出巻線の出力電圧波形を積分処理する積分処理部などとを備え、演算処理部は、積分処理などの結果及び該磁性体コアの磁気特性の温度依存性から、磁性体コアの使用環境温度を推定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、フラックスゲート型電流センサにおいて、センサの温度特性を補正する信号処理方式に関する。

フラックスゲート型電流センサは、フラックスゲート型磁気センサを応用したものである。一般的にフラックスゲート型磁気センサは、磁気センサであるホール素子や磁気抵抗素子に比べ磁界検出感度が高く、地磁気等の微小磁界の検出に適している。また、ホール素子や磁気抵抗素子に比べ温度依存性も優れている。このため、市販されているホール素子や磁気抵抗素子を利用した電流センサは、Ａ（アンペア）オーダの電流検出用に幅広く利用されているのに対し、フラックスゲート型電流センサは、ｍＡ（ミリアンペア）オーダの電流検出に幅広く利用されているのが現状である。

従来のフラックスゲート型電流センサは、例えば特許文献１の第２図に示されているように、高透磁率材からなる磁性体リングコアに励磁巻線及び検出巻線を巻回した構造であり、被測定電流が流れる導体をリングコア内に貫通させている。

次に動作原理について説明する。励磁巻線に交流励磁電流を流し、磁性体リングコアを周期的に磁気飽和させる。被測定電流値が零である場合、励磁電流により発生する磁界変化は、磁性体リングコア材のＢ−Ｈ曲線の原点に関して対称となる。検出巻線には、ファラデーの電磁誘導則に従い、検出巻線を巻回した磁性体リングコア内の磁束量の変化に比例する出力電圧が発生する。よって、磁性体リングコアが十分飽和した磁界領域においては、出力電圧は零となる。即ち、Ｂ−Ｈ曲線が原点に対し対称曲線である場合に、ある一定周期で磁性体リングコアを励磁すると、出力電圧は一定の時間間隔で零となり、周期はＢ−Ｈ曲線の原点対称性から励磁周波数の２倍となる。

一方、被測定電流値が零でない場合、励磁電流により発生する励磁磁界に加え、被測定電流が発生する磁界が重畳される。よって、その磁界変化は、磁性体リングコア材のＢ−Ｈ曲線の原点に関して対称ではなくなる。その結果、ある一定周期の励磁磁界で磁性体リングコアを励磁したとしても、出力電圧値が零となる時間間隔は一定でなくなり、磁界変化の挙動が正側及び負側に変化した場合で異なるようになる。出力電圧値が零である時間間隔の差分から、被測定電流値を演算することができるため、フラックスゲート型電流センサは、被測定電流線と非接触で被測定電流値を計測することができる。

さらに、フラックスゲート型電流センサの検出精度を向上させるために、検出巻線を鎖交する磁界変化に対し、励磁磁界の影響を除去させるような構造、例えば励磁磁界の向きと被測定電流が発生する磁界の向きとを直交させた構造が特許文献２の図２に示されている。また、特許文献３の図２には、２つの磁性体リングコアにそれぞれ逆向きの励磁磁界を印加し、検出巻線を一体巻回し、差動検出する構造が示されている。また、特許文献４の図１に示されている、２つの磁性体リングコアに検出巻線をそれぞれ巻回し、後段回路にて差動処理する構造により、被測定電流線から生じる磁界成分のみを検出することができる。さらに、フィードバック回路を設け、検出した磁界を打ち消すように、磁性体リングコアにフィードバック巻線に電流を通電するクローズドループ制御をすることによって、被測定電流値を高精度に計測することができる。加えて、差動化やクローズドループ制御により、磁性体リングコアのヒステリシス特性を相殺することができる。

実昭５９−９２５３２号公報（１頁、図１） 特開平６−２８１６７４号公報（４頁１６行、図１） 特開２００１−２２８１８１号公報（３頁１７行、図２） 特開２００２−２２７７４号公報（３頁１７行、図１）

フラックスゲート型電流センサは、磁性体コアの非線形磁気特性を利用したセンサである。そのため、磁性体コアの使用環境温度の変化により磁性体コアの磁気特性が変化し、結果的にセンサ感度が変化するという課題を有する。温度変化が無視できる状況でフラックスゲート型電流センサを使用する場合、磁性体コアの使用環境温度を一定とみなすことができるため、特に問題にはならない。しかし、温度変化の大きい自動車向けや産業機器向けにフラックスゲート型電流センサを適用する場合、磁性体コアの使用環境温度も大きく変化するため、センサ感度の温度特性を補正する必要がある。温度特性を補正する従来の手法は、２つの磁性体リングコアを用いて差動処理することによって、温度変化の影響を相殺していた。しかしながら、磁性体コアを２つ用いる必要があるため、センサ寸法の大型化や部材コストの増加を招き、小型化、部材コストの低減が課題であった。

本発明の目的は、使用環境温度が変化する状況下においても、センサ感度を補正し、高精度に被測定電流を検出することができる直流電流検出装置を提供することである。

上記目的を達成するために、第１の発明における直流電流検出装置は、閉磁路を形成する磁性体コア、該磁性体コアに巻回された励磁巻線、及び該磁性体コアに巻回された検出巻線を有し、被測定電流線が磁性体コアを貫通しているフラックスゲート電流センサと、励磁巻線を通電して励磁磁界を発生させる交流励磁部と、検出巻線の出力電圧波形から励磁磁界の第２高調波成分のみを抽出するフィルタ部と、フィルタ部の出力に基づいて、被測定電流線を流れる電流値を演算する演算処理部と、検出巻線の出力電圧波形を積分処理する積分処理部とを備え、演算処理部は、積分処理の結果及び該磁性体コアの磁気特性の温度依存性から、磁性体コアの使用環境温度を推定する。

上記目的を達成するために、第２の発明における直流電流検出装置は、閉磁路を形成する磁性体コア、該磁性体コアに巻回された励磁巻線、及び該磁性体コアに巻回された検出巻線を有し、被測定電流線が磁性体コアを貫通しているフラックスゲート電流センサと、励磁巻線を通電して励磁磁界を発生させる交流励磁部と、検出巻線の出力電圧波形から励磁磁界の第２高調波成分のみを抽出するフィルタ部と、フィルタ部の出力に基づいて、被測定電流線を流れる電流値を演算する演算処理部と、検出巻線の出力電圧波形から、励磁磁界と同一の周波数成分を抽出する基本波成分抽出処理部とを備え、演算処理部は、基本波成分抽出処理の結果及び該磁性体コアの磁気特性の温度依存性から、磁性体コアの使用環境温度を推定する。

上記目的を達成するために、第３の発明における直流電流検出装置は、閉磁路を形成する磁性体コア、該磁性体コアに巻回された励磁巻線、及び該磁性体コアに巻回された検出巻線を有し、被測定電流線が磁性体コアを貫通しているフラックスゲート電流センサと、励磁巻線を通電して励磁磁界を発生させる交流励磁部と、検出巻線の出力電圧波形から励磁磁界の第２高調波成分のみを抽出するフィルタ部と、フィルタ部の出力に基づいて、被測定電流線を流れる電流値を演算する演算処理部と、検出巻線の出力電圧波形から、出力電圧のピーク値、実効値及び平均値から成る群から選択される特徴値を抽出する特徴値抽出処理部とを備え、演算処理部は、特徴値抽出処理の結果及び該磁性体コアの磁気特性の温度依存性から、磁性体コアの使用環境温度を推定する。

本発明によれば、検出コイルの出力電圧波形を、積分処理部において積分処理した結果、基本波成分抽出処理部において励磁磁界と同一の周波数成分を抽出した結果、又は特徴値抽出処理部において検出巻線の出力電圧波形から、出力電圧のピーク値、実効値及び平均値から成る群から選択される特徴値を抽出した結果と、予め演算処理部に記憶させておいた磁性体コアの磁気特性の温度依存性の情報とから、磁性体コアの使用環境温度を推定することができる。

本発明の実施の形態１に係る直流電流検出装置を示す。 励磁磁界と磁束密度との関係を示す説明図であり、図２（ａ）は被測定電流値が零である場合、図２（ｂ）は被測定電流値が零でない場合を示す。 検出巻線の出力電圧波形を示す図であり、図３（ａ）は被測定電流値が零である場合、図３（ｂ）は被測定電流値が零でない場合を示す。 被測定電流値と検出巻線の第２高調波成分の実効値との関係を示す。 使用環境温度を変化させた場合の、磁性体コアの励磁磁界に対する磁気特性の一例を示す。 使用環境温度を変化させた場合の、励磁磁界と磁束密度との関係を示す図であり、図６（ａ）は被測定電流値が零である場合、図６（ｂ）は被測定電流値が零でない場合を示す。 使用環境温度を変化させた場合の、検出巻線の出力電圧波形を示す図であり、図７（ａ）は被測定電流値が零である場合、図７（ｂ）は被測定電流値が零でない場合を示す。 使用環境温度を変化させた場合の、被測定電流値と検出巻線の第２高調波成分の実効値との関係を示す。 使用環境温度を変化させた場合の、磁性体コアの励磁磁界に対する磁気特性の一例を示す。 使用環境温度を変化させ、被測定電流値が零である場合の検出巻線の出力電圧波形を示す。 本発明の実施の形態１に係る、零相電流センサとして使用する場合の直流電流検出装置を示す。 本発明の実施の形態２に係る直流電流検出装置を示す。 本発明の実施の形態３に係る直流電流検出装置を示す。 使用環境温度を変化させ、被測定電流値が零である場合の励磁磁界と磁束密度との関係を示す。 使用環境温度を変化させ、被測定電流値が零である場合の検出巻線の出力電圧波形を示す。 使用環境温度を変化させ、被測定電流値が零である場合の励磁磁界と磁束密度との関係を示す。 使用環境温度を変化させ、被測定電流値が零である場合の検出巻線の出力電圧波形を示す。 本発明の実施の形態５に係る、励磁巻線と検出巻線とを共通化した直流電流検出装置を示す。 本発明の実施の形態６に係る直流電流検出装置を示す。 本発明の実施の形態７に係る直流電流検出装置を示す。 本発明の実施の形態８に係る直流電流検出装置を示す。 本発明の実施の形態９に係る直流電流検出装置を示す。 励磁磁界と磁束密度との関係を示す説明図であり、励磁電流が零の場合と零でない場合とを併せて示す。 検出巻線の出力電圧波形を示す図であり、励磁電流が零の場合と零でない場合とを併せて示す。 使用環境温度を変化させた場合の、磁性体コアの励磁磁界に対する磁気特性の一例を示す。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１を示す構成図である。直流電流検出装置１０１は、電流センサ部５１、及びセンサ出力補正処理部５２などを備える。

電流センサ部５１は、環状の磁性体コア３、該コアに巻回した励磁巻線１及び検出巻線２、並びに磁性体コア３内を貫通している被測定電流線４を有するフラックスゲート型電流センサ１０と、励磁巻線１に周波数ｆの励磁電流を通電する交流励磁部５と、検出巻線２の出力電圧波形から励磁電流の周波数２ｆの信号成分のみを抽出するフィルタ部６とを備える。磁性体コア３は、例えば珪素鋼板又はＰＣパーマロイのような高透磁率材料からなる。

尚、図１では、環状の磁性体コア３を示しているが、閉磁路が形成されている形状であれば、環状に限らない。これは、他の実施形態でも同様である。

センサ出力補正処理部５２は、検出巻線２の出力電圧波形を積分する積分処理部７、及びフィルタ部６の出力に基づいて、被測定電流線４を流れる電流値を演算する演算処理部８を備える。演算処理部８は、積分処理部７の出力結果に基づいて磁性体コアの使用環境温度を推定し、フィルタ部６の出力値を補正する機能も有する。

本発明の直流電流検出装置１０１は、被測定電流線４の近傍に生じる磁界を非接触で検出可能なフラックスゲート型磁気センサの技術を応用している。フラックスゲート型磁気センサは、ホール素子や磁気抵抗素子（ＭＲ素子やＧＭＲ素子）といった磁気センサに比べ、微小磁界を検出することができ、温度依存性も良いことが知られている。フラックスゲート型磁気センサを応用したフラックスゲート型電流センサ１０の動作原理について図１〜図４を用いて説明する。

まず、被測定電流線４に流れる電流が零の場合を考える。励磁巻線１に三角波形状の励磁電流を通電することにより、図２（ａ）に示すように正負対称の励磁磁界３１が磁性体コア３に印加される。尚、励磁磁界Ｈは、式（１）で表すことができる。

ただし、Ｎ_１は励磁巻線の巻数、Ｉは励磁電流、ｒは磁性体コアの平均半径を表す。

磁性体コア３は、ある一定以上の磁界に対して磁束密度が増加しない磁気特性３２を有しているため、励磁磁界３１に対し、磁性体コア３内の磁束密度が飽和する磁気飽和現象が得られる。一方、磁性体コア３の断面積をＳ、磁性体コア３の磁束密度をＢとすると、磁性体コア３を貫く磁束φはφ＝Ｂ×Ｓで表すことができる。検出巻線２は磁性体コア３に巻回している。よってファラデーの電磁誘導則に従って、式（２）で表す出力電圧が得られる。

ただし、Ｎ_２は検出巻線２の巻数、μは磁性体コア３の透磁率、μ_０は真空の透磁率（４π×１０^−７Ｈ／ｍ）、μ_ｒは磁性体コア３の比透磁率、Ｓは磁性体コア３の断面積、ｆは励磁磁界の周波数、Ｈは励磁磁界を表す。

磁性体コア３の断面積Ｓは定数であるため、磁性体コア３の磁束密度Ｂの時間変化３３に応じた出力電圧が検出巻線２に得られることになる。図３（ａ）は、検出巻線の出力電圧波形を示したもので、磁性体コア３が磁気飽和している状態では磁束の時間変化は零である。よってその間、検出巻線２の出力電圧は式（２）に従って零となる。磁性体コア３の磁気特性３２は、励磁磁界に対し原点対称の特性を示すため、励磁磁界の２倍の周期で零電圧が繰り返されることが特徴である。

次に、被測定電流線４に流れる電流が零でない場合を考える。被測定電流線４近傍にはアンペールの法則に従い、磁界が発生する。尚、発生磁界Ｈ_ｄは下記の式（３）で表すことができる。

ただし、Ｉ_ｄは被測定電流、ｒは磁性体コア３の平均半径を表す。

被測定電流線４に流れる電流が直流電流である場合、該電流によって発生した磁界は、図２（ｂ）に示すように直流のバイアス磁界として励磁磁界に重畳し、磁性体コア３に印加されることになる。そのため、検出巻線２の出力電圧は、図３（ｂ）に示すように、磁性体コア３に印加される磁界の極に応じて零電圧の時間間隔が異なり、一方は零電圧の時間間隔が増加し、一方は減少する波形となる。

この変化は、励磁磁界の２倍の周期で得られる。よって、フィルタ部６を用いて検出巻線２の出力電圧波形から、励磁磁界の周波数の２倍に相当する成分（第２高調波成分）Ｖ_２ｆのみを抽出することによって、被測定電流値Ｉ_ｄを演算することができる。

尚、第２高調波成分の抽出は、励磁磁界の制御と同期し、ロックインアンプを用いて実行してもよい。さらに本発明において、フィルタ部６は、アナログ回路で構築したバンドパスフィルタ、デジタル回路で構築したデジタルフィルタ、マイクロコンピュータを用いてフーリエ演算による特定周波数成分のみを抽出する形態、その他検出巻線２の出力電圧波形から励磁磁界の周期の２倍周期の信号のみを抽出可能な形態を含む。

尚、本明細書において、「センサ感度」は、被測定電流値Ｉ_ｄの変化量に対する検出巻線２の出力電圧の第２高調波成分の実効値Ｖ_２ｆの変化量を指す。

励磁磁界波形が三角波で、かつ磁性体コアが磁気飽和に至るまで比透磁率μ_ｒが一定である場合、式（２）より、検出巻線２の出力電圧Ｖの振幅値は一定の値を示す。よって被測定電流により変化を受けるのは、零電圧の時間間隔のみである。即ち、被測定電流値Ｉ_ｄに比例して零電圧の時間間隔は増減するため、検出巻線２の第２高調波成分の実効値Ｖ_２ｆの被測定電流値Ｉ_ｄに対する変化は、図４に示すように線形的な特性を得ることができる。例えばこの線形性を利用して、被測定電流値Ｉ_ｄを演算することができる。

以下に、使用環境温度の変化により磁性体コア３の磁気特性が変化した場合の、フラックスゲート型電流センサ１０が出力に与える影響について説明する。

フラックスゲート型磁界センサは、ホール素子や磁気抵抗素子（ＭＲ素子やＧＭＲ素子）といった半導体や抵抗体を用いた磁気センサに比べると、温度特性が優れている。しかしこれは、使用環境温度に対し、磁気特性が変化し難い磁性体コアを選定する、又はクローズドループ制御構成や差動化構成にすることが前提である。

一般的に、磁性材料の磁気特性は、使用環境温度によって変化する。変化量は、使用環境温度、磁性材料及び組成によっても異なる。変化する磁気特性としては、比透磁率μ_ｒの値、飽和磁束密度の値、残留磁束密度の値、保磁力の値などが挙げられる。磁性材料の使用環境温度がわからない状況下では、これらの値の変化に対応することはできない。よって従来のフラックスゲート型電流センサでは、クローズドループ制御構成や差動化構成により、磁性体コア３の使用環境温度の変化による磁気特性の変化を相殺することが必要であった。

しかしながら、クローズドループ制御構成は、磁性体コア３に印加された磁界を打ち消すための電流源を必要とするため、センサの消費電流が増大するという課題を有していた。また、差動化構成には２つの磁性体コア３が必要となるため、センサの寸法が増大するという課題を有していた。

図５は、使用環境温度を変化させた場合の、磁性体コアの励磁磁界に対する磁気特性の一例を示す。真空の透磁率μ_０と比透磁率μ_ｒの積である透磁率μは、磁束密度Ｂと磁界の強さＨとの比で表される。よって図５中、低温時は高温時と比較して、磁性体コア３の比透磁率μ_ｒの値及び、飽和磁束密度の値が増加していることがわかる。

被測定電流線４に流れる電流が零である場合、図６（ａ）に示すように、励磁磁界３１に対する磁性体コア３内の磁束密度の変化は、使用環境温度によって異なる。その結果、図７（ａ）に示すように、使用環境温度によってピーク値が異なる出力電圧が得られる。これは式（２）の磁性体コアの比透磁率μ_ｒが使用環境温度によって変化したことが影響している。

被測定電流線４に流れる電流が零でない場合、磁性体コア３内の磁束密度の変化や出力電圧の波形は、図６（ｂ）、図７（ｂ）のようになる。被測定電流に比例して零電圧の時間間隔は増減するため、被測定電流値Ｉ_ｄに対する検出巻線２の第２高調波成分の実効値Ｖ_２ｆの変化は、図８に示すように使用環境温度によって異なる。即ち、センサ感度は使用温度環境によって変化する。図５では、室温時に比べ使用環境温度が上昇すると、比透磁率μ_ｒの値は小さくなるため、センサ感度も減少する。

使用環境温度の変化に対するセンサ感度の変化率は、式（２）より磁性体コア３の比透磁率μ_ｒの変化率によって説明することができる。例えば、磁性体コア３の比透磁率μ_ｒの値が１０％上昇した場合、センサ感度は１０％増加する。

そこで、本実施形態に係る直流電流検出装置１０１では、電流センサ部５１の後段にセンサ出力補正処理部５２を設け、センサ感度の温度特性を補正する。

次に、検出巻線２の出力電圧を積分することによって得られる結果について説明する。検出巻線２の出力電圧Ｖの絶対値を積分すると、下記の式（４）に示すように、出力信号Ｖ_ｓが得られる。この結果、下記の式（５）に示すように、磁性体コア３の磁束密度Ｂを算出することができる。尚、出力電圧Ｖの二乗を積分しても磁束密度Ｂを算出することができる。

励磁磁界に対して、磁性体コア３の磁束密度は、飽和磁束密度の値で飽和する。即ち、検出巻線２の出力電圧波形を積分することによって、周期的に磁性体コア３が磁気飽和していることを観察することができる。図５に示すように、飽和磁束密度の値は温度によって異なるため、検出巻線２の出力電圧の積分結果から飽和磁束密度の値を求めることができれば、使用環境温度を推定することができる。

演算処理部８は、例えば、Ａ／Ｄ変換器、マイクロコンピュータ、メモリなどから構成される。磁性体コア３の磁気特性、及びセンサ感度の温度依存性の情報を予めメモリに記憶させておく。Ａ／Ｄ変換器を介して得た積分処理部の出力信号Ｖ_ｓ、及び磁性体コア３の磁気特性の温度依存性の情報から、使用環境温度を推定する。また、推定した使用環境温度、及びセンサ感度の温度依存性の情報から、センサ感度の補正係数を算出する。

続いて、Ａ／Ｄ変換器を介して得たフィルタ部６の出力値に、算出したセンサ感度の補正係数を乗算することで、使用環境温度が変化した場合でも、センサ感度を一定に保持することができる。また、演算処理部８において、例えば図８での、検出巻線２の第２高調波成分の実効値Ｖ_２ｆと被測定電流値Ｉ_ｄとの線形性を利用して、被測定電流値Ｉ_ｄを演算することができる。上述のようにセンサ感度を一定に保持することができるので、使用環境温度が変化した場合でも、正確な電流値に補正することができる。該電流値Ｉ_ｄは、例えば、モニタに値を表示する、又はリレーを構築して出力することができる。

また、積分処理をデジタル信号処理によって実行してもよい。さらに、積分処理部７と演算処理部８とを一体化してデジタル回路によって構成してもよい。又は、積分処理部７及び演算処理部８を、アナログ回路のみで構成することもできる。この場合、演算処理部８に、例えば加算回路、減算回路、乗算回路、及び除算回路を設け、積分処理部７の出力信号Ｖ_ｓとフィルタ部６の出力信号とを演算処理し、センサ感度を補正できるようにしてもよい。

また、図１では、環状の磁性体コア３に対して、励磁巻線１、検出巻線２を局所的に巻回しているが、励磁巻線１及び／又は検出巻線２を全周に均一巻きにしてもよい。

また、以上の記載では、図５のように、使用環境温度の変化によって比透磁率及び飽和磁束密度が変化する特性を有する磁性体コア３について説明したが、図９のように、さらに飽和磁束密度に達する磁界の強さが温度によって異なる特性を有する磁性体コア３に対しても、本発明を適用することができる。この特性を有する磁性体コア３の場合、図１０に示すように、被測定電流線４に流れる電流が零である場合でも、電圧が零である時間間隔が異なる。よって、被測定電流値Ｉ_ｄ及びセンサ感度を適正に補正できないようにも思われる。しかし、この場合も、励磁磁界の形状が三角波であれば、被測定電流値Ｉ_ｄに対する検出巻線２の第２高調波成分の実効値Ｖ_２ｆの変化において、図８と同様の結果を得ることができるため、被測定電流値Ｉ_ｄ及びセンサ感度を補正することができる。

また、図１１のように磁性体コア３に複数の被測定電流線４を貫通させ、零相電流センサとして使用してもよい。この場合、漏電検出センサとして使用することができる。

図において、説明の便宜上、ヒステリシス特性及び原点付近の非線形特性を省略していて記載している。また、説明の便宜上、励磁磁界は三角波を用いて説明するが、励磁磁界が正弦波の場合でも、検出巻線２の出力電圧波形が多少異なるだけであり、同様の効果を得ることができる。これは、以下の記載においても同様である。

以上、本実施形態では、検出巻線２の出力電圧波形を積分処理し、磁性体コアの飽和磁束密度の値を算出した。その値を用いてセンサ感度を補正することができるため、使用環境温度が変化した場合でも、一定のセンサ感度を有する直流電流検出装置を提供できる。さらに、本実施形態の構成は、クローズドループ制御構成及び差動化構成を有しない。そのため、センサの消費電流は増大せず、センサの寸法も増大しないという利点を有する点で、従来構成とは大きく異なる。これは、他の実施形態でも同様である。

実施の形態２．
図１２は、本発明の実施の形態２に係る直流電流検出装置を示す。図１２は、センサ出力補正処理部５３に、積分処理部７でなく、基本波成分抽出処理部９を備えた点で図１と異なる。その他の構成は、実施形態１と同様である。

基本波成分抽出処理部９は、検出巻線２の出力電圧から基本波成分のみを抽出する処理を行う。基本波成分は、励磁磁界の周期に相当する。フィルタ部６及び基本波成分抽出処理部９は、例えばアナログ回路のバンドパスフィルタで構成される。励磁磁界の周波数をｆとした場合、好ましくは、フィルタ部６の通過帯域の中心周波数は２ｆ、基本波成分抽出処理部９の通過帯域の中心周波数はｆに設定する。

次に、検出巻線２の出力電圧から基本波成分のみを抽出した場合に得られる結果について説明する。実施形態１と同様に、使用環境温度の変化によって、磁性体コア３の磁気特性が図５のように変化した場合を考える。被測定電流線４に流れる電流が零である場合、検出巻線２の出力電圧は、図７（ａ）に示した波形が得られ、使用環境温度に応じて、出力電圧波形の振幅値は異なることがわかる。出力電圧波形の振幅の主成分は、励磁磁界の周波数成分であるため、基本波成分の値が温度によって異なる。よって検出巻線２の出力電圧から基本波成分の値を求めることができれば、使用環境温度を推定することができる。

図１と同様に、演算処理部８は、Ａ／Ｄ変換器を介して得た、基本波成分抽出処理部９の出力する検出巻線２の基本波成分、及び磁性体コア３の磁気特性の温度依存性の情報から、使用環境温度の推定を行う。また、推定した使用環境温度、及びセンサ感度の温度依存性の情報から、センサ感度の補正係数を算出する。

以上、本実施形態では、検出巻線２の出力電圧波形から基本波成分のみを抽出した。その値を用いてセンサ感度を補正することができるため、使用環境温度が変化した場合でも、一定のセンサ感度を有する直流電流検出装置を提供することができる。

実施の形態３．
図１３は、本発明の実施の形態３を示す構成図である。図１３は、励磁磁界制御部２０を追加した点で、図１及び図１２と異なる。励磁磁界制御部２０は、積分処理部７又は基本波成分抽出処理部９の出力結果に基づいて交流励磁部５を制御する。その他の構成は、実施形態１又は２と同様である。

励磁磁界制御部２０の動作について図１４〜図１７を用いて説明する。実施形態１と同じく、使用環境温度の変化により、磁性体コア３の磁気特性が図５のように変化した場合を考える。実施形態１では、磁性体コア３に印加する励磁磁界３１の振幅及び周波数は、使用環境温度にかかわらず一定として扱った。本実施形態では、励磁磁界の振幅又は周波数を、磁性体コア３の使用環境温度に応じて変化させることが特徴である。尚、使用環境温度は、前述のように、積分処理部７又は基本波成分抽出処理部９の出力結果に基づいて推定することができる。

以下、被測定電流線４に流れる電流が零である場合について説明するが、上述のように、被測定電流により変化を受けるのは、零電圧の時間間隔のみであり、振幅は変化を受けない。よって、被測定電流線４に流れる電流が零でない場合も同様の効果を得ることができる。

また、励磁磁界の振幅又は周波数を変化させることは、式（１）から解るように、励磁磁界制御部２０が交流励磁部５を制御して、励磁電流の振幅又は周波数を変化させることを意味する。

励磁磁界の振幅を変化させる場合、励磁磁界制御部２０は、図１４中のＨ−ｔ図のように、低温時は励磁磁界の振幅を減少させ、高温時は増加させることが好ましい。図６と比較すると、図１４中のＢ−ｔ図において、磁気飽和状態を除いてｄＢ／ｄｔが等しくなることがわかる。即ち、図１５に示すように、振幅が同じ出力電圧波形を得ることができる。

励磁磁界の周波数を変化させる場合、励磁磁界制御部２０は、図１６中のＨ−ｔ図のように、低温時は励磁磁界の周波数を小さくし、高温時は大きくすることが好ましい。図６と比較すると、図１４中のＢ−ｔ図において、磁気飽和状態を除いてｄＢ／ｄｔが等しくなることがわかる。即ち、図１７に示すように、周波数は異なるが、振幅が同じ出力電圧波形を得ることができる。

以上より、励磁磁界の振幅又は周波数を制御することで、磁気飽和状態を除く磁性体コア３の磁束密度の変化を、室温時と同一にすることができる。これは式（２）では、使用環境温度の変化による磁性体コア３の比透磁率μ_ｒの増減を、励磁磁界の時間変化ｄＨ／ｄｔによって相殺することを意味する。よって、励磁磁界の形状が三角波である場合、一定のセンサ感度を有する直流電流検出装置を提供することができる。

また、励磁磁界制御部２０は、励磁磁界を磁性体コア３の使用環境温度に応じて変調させたが、励磁巻線１の巻数を、例えばスイッチ回路により変更させる形態でもよい。

尚、本実施形態で、励磁周波数をｆからｆ’に変化させた場合、励磁周波数の変化に併せて、フィルタ部６の中心周波数を予め２ｆから２ｆ’に変更しておくことが好ましい。

以上、本実施形態では、実施形態１又は２の方法で推定した磁性体コアの使用環境温度に基づいて、励磁磁界を制御することによって、室温時と同じセンサ感度を有する直流電流検出装置を提供することができる。

実施の形態４．
本実施形態の特徴は、図１、図１２において、演算処理部８からフィルタ部６への矢印で示している。その他の構成は、実施形態１又は２と同様である。

実施形態１及び２では、上述のように、推定した使用環境温度、及びセンサ感度の温度依存性の情報に基づいて、演算処理部８においてセンサ感度を補正している。本実施形態で演算処理部８は、推定した使用環境温度に基づいて、フィルタ部６の通過帯域の中心周波数を２ｆから２ｆ’に制御する構成を有する。中心周波数を変更することで、フィルタ部６の利得が変更されるため、センサ感度を補正することができる。

実施の形態５．
図１８は、本発明の実施の形態５に係る、励磁巻線と検出巻線とを共通化した直流電流検出装置を示す。つまり、本実施形態では、励磁巻線１及び検出巻線２が励磁検出巻線１１として共通化され、励磁検出巻線１１は、励磁巻線としても検出巻線としても機能する。その他の構成は、実施形態１又は２と同様である。

励磁巻線１と検出巻線２との結合度が１である場合、即ち、理想的なトランス状態が構成されている場合、励磁巻線１及び検出巻線２の両端電圧は、励磁巻線１の巻数と検出巻線２の巻数の比率で決まる。よってこの場合、励磁巻線１と検出巻線２とを共通化することができる。これは、図１８に示すような、検出巻線２を削除し、励磁巻線１（励磁検出巻線１１）の両端電圧をフィルタ部６及び積分処理部７に入力する形態である。

実施の形態６．
図１９は、本発明の実施の形態６に係る直流電流検出装置を示す。図１９は、センサ出力補正処理部５６に、積分処理部７でなく、ピーク値抽出処理部１２を備えた点で図１と異なる。その他の構成は、実施形態１と同様である。

ピーク値抽出処理部１２は、検出巻線２の出力電圧のピーク値を抽出する処理を行う。実施形態１と同様に、使用環境温度の変化によって、磁性体コア３の磁気特性が図５のように変化した場合を考える。被測定電流線４に流れる電流が零である場合、検出巻線２の出力電圧は、図７（ａ）に示した波形が得られ、使用環境温度に応じて、出力電圧波形の振幅値、即ち出力電圧のピーク値は異なることがわかる。つまり、出力電圧のピーク値を求めることができれば、使用環境温度を推定することができる。

図１と同様に、演算処理部８は、ピーク値抽出処理部１２の出力する検出巻線２の出力電圧ピーク値、及び磁性体コア３の磁気特性の温度依存性の情報から、使用環境温度の推定を行う。また、推定した使用環境温度、及びセンサ感度の温度依存性の情報から、センサ感度の補正係数を算出する。

以上、本実施形態では、検出巻線２の出力電圧波形からピーク値のみを抽出した。その値を用いてセンサ感度を補正することができるため、使用環境温度が変化した場合でも、一定のセンサ感度を有する直流電流検出装置を提供することができる。

実施の形態７．
図２０は、本発明の実施の形態７に係る直流電流検出装置を示す。図２０は、センサ出力補正処理部５７に、積分処理部７でなく、実効値抽出処理部１３を備えた点で図１と異なる。その他の構成は、実施形態１と同様である。

実効値抽出処理部１３は、下記の式（６）で表される検出巻線２の出力電圧Ｖの実効値Ｖ_ｅｆｆを抽出する処理を行う。

ただし、Ｔは出力電圧Ｖの周期を表す。周期Ｔは、励磁周波数ｆとの間に、Ｔ＝１／２ｆの関係がある。実施形態１と同様に、使用環境温度の変化によって、磁性体コア３の磁気特性が図５のように変化した場合を考える。被測定電流線４に流れる電流が零である場合、検出巻線２の出力電圧として図７（ａ）に示した波形が得られる。これより、使用環境温度に応じて、出力電圧波形の振幅値、したがって出力電圧の実効値は異なることがわかる。つまり、出力電圧の実効値を求めることができれば、使用環境温度を推定することができる。

図１と同様に、演算処理部８は、実効値抽出処理部１３の出力する検出巻線２の出力電圧の実効値Ｖ_ｅｆｆ、及び磁性体コア３の磁気特性の温度依存性の情報から、使用環境温度の推定を行う。また、推定した使用環境温度、及びセンサ感度の温度依存性の情報から、センサ感度の補正係数を算出する。

以上、本実施形態では、検出巻線２の出力電圧波形から実効値のみを抽出した。その値を用いてセンサ感度を補正することができるため、使用環境温度が変化した場合でも、一定のセンサ感度を有する直流電流検出装置を提供することができる。

実施の形態８．
図２１は、本発明の実施の形態８に係る直流電流検出装置を示す。図２１は、センサ出力補正処理部５８に、積分処理部７でなく、平均値抽出処理部１４を備えた点で図１と異なる。その他の構成は、実施形態１と同様である。

平均値抽出処理部１４は、下記の式（７）で表される検出巻線２の出力電圧Ｖの平均値Ｖ_ａｖを抽出する処理を行う。

ただし、Ｔは出力電圧Ｖの周期を表す。周期Ｔは、励磁周波数ｆとの間に、Ｔ＝１／２ｆの関係がある。実施形態１と同様に、使用環境温度の変化によって、磁性体コア３の磁気特性が図５のように変化した場合を考える。被測定電流線４に流れる電流が零である場合、検出巻線２の出力電圧として図７（ａ）に示した波形が得られる。これより、使用環境温度に応じて、出力電圧波形の振幅値、したがって出力電圧の平均値は異なることがわかる。つまり、出力電圧の平均値を求めることができれば、使用環境温度を推定することができる。

図１と同様に、演算処理部８は、実効値抽出処理部１３の出力する検出巻線２の出力電圧の平均値、及び磁性体コア３の磁気特性の温度依存性の情報から、使用環境温度の推定を行う。また、推定した使用環境温度、及びセンサ感度の温度依存性の情報から、センサ感度の補正係数を算出する。

以上、本実施形態では、検出巻線２の出力電圧波形から平均値のみを抽出した。その値を用いてセンサ感度を補正することができるため、使用環境温度が変化した場合でも、一定のセンサ感度を有する直流電流検出装置を提供することができる。

実施の形態９．
図２２は、本発明の実施の形態９に係る直流電流検出装置を示す。図２２は、センサ出力補正処理部５９に、積分処理部７でなく、基本波成分振幅抽出処理部１５を備えた点で図１と異なる。その他の構成は、実施形態１と同様である。

基本波成分振幅抽出処理部１５は、検出巻線２の出力電圧の基本波成分の振幅を抽出する処理を行う。まず、被測定電流線４に流れる電流が零の場合を考える。前述の通り、検出巻線の出力電圧波形を示す図３（ａ）からわかるように、磁性体コア３が磁気飽和している状態では磁束の時間変化は零である。

次に、被測定電流線４に流れる電流が零でない場合を考える。前述の通り、検出巻線２の出力電圧は、図３（ｂ）に示すように、磁性体コア３に印加される磁界の極に応じて零電圧の時間間隔が異なり、一方は零電圧の時間間隔が増加し、一方は減少する波形となる。この変化は、励磁磁界の２倍の周期で得られる。フィルタ部６を用いて検出巻線２の出力電圧波形から抽出した、励磁磁界の周波数の２倍に相当する成分（第２高調波成分）Ｖ_２ｆに基づいて、被測定電流値Ｉ_ｄを演算することができる。以下、かかる演算について数式を用いて説明する。図３（ｂ）に示した検出巻線２の出力電圧波形に対し、フーリエ級数展開を行うと、式（８），（９）が得られる。

ただし、Ｎ_２は検出巻線２の巻数、μ_０は真空の透磁率（４π×１０^−７Ｈ／ｍ）、μ_ｒは磁性体コア３の比透磁率、Ｓは磁性体コア３の断面積、ｆは励磁磁界の周波数、Ｈ_ｍは励磁磁界の最大値、Ｈ_ｄは被測定電流による発生磁界、Ｈ_ｓは磁性体コア３の飽和磁界を表す。

さらに、フラックスゲート電流センサの出力電圧は検出巻線の第２高調波成分であることから、式（９）でｎ＝２として第２高調波成分の振幅値を求めると、式（１０）が得られる。

尚、被測定電流による発生磁界Ｈ_ｄは式（３）に示した通りであり、式（３）を式（７）に代入することで、式（８）の被測定電流Ｉ_ｄとセンサの出力電圧の振幅ｂ２との関係式（１１）を導くことができる。

式（１１）より、フラックスゲート電流センサの出力電圧の振幅ｂ_２は、励磁周波数ｆ、検出巻線２の巻数Ｎ_２、励磁磁界の最大値Ｈ_ｍ、磁性体コア３の飽和磁界Ｈ_ｓ、比透磁率μ_ｒ、断面積Ｓ等に依存することがわかる。

以下に、使用環境温度の変化により磁性体コア３の磁気特性が変化した場合、フラックスゲート型電流センサの出力に与える影響について説明する。
実施形態１と同様に、使用環境温度の変化によって、磁性体コア３の磁気特性が図５のように変化した場合を考える。被測定電流線４に流れる電流が零である場合、検出巻線２の出力電圧は、図７（ａ）に示した波形が得られ、使用環境温度に応じて、出力電圧波形の振幅値は異なることがわかる。また、使用環境温度の変化に対するセンサ出力値の変化は、式（１１）より磁性体コア３の比透磁率μ_ｒの変化によって説明することができる。

一方、使用環境温度の変化により磁性体コア３の磁気特性が変化した場合、検出巻線２の出力電圧の基本波成分振幅値に与える影響について説明する。式（８）より、ｎ＝１とすると、検出巻線２の出力電圧の基本波成分振幅値ｂ_１を下記の式（１２）の通り求めることができる。

式（８）に示した第２次高調波成分の振幅値ｂ_２と同じく、基本波成分の振幅値ｂ_１も、飽和磁界Ｈ_ｓの増減により変化することがわかる。つまり、検出巻線２の出力電圧の基本波成分の振幅値を求めることができれば、使用環境温度を推定することができる。

図１と同様に、演算処理部８は、基本波成分振幅抽出処理部１５の出力する検出巻線２の出力電圧の基本波成分の振幅値、及び磁性体コア３の磁気特性の温度依存性の情報から、使用環境温度の推定を行う。また、推定した使用環境温度、及びセンサ感度の温度依存性の情報から、センサ感度の補正係数を算出する。

次に、励磁磁界の形状が正弦波である場合について説明する。
図２３は励磁磁界と磁束密度との関係を示す説明図であり、励磁電流が零の場合を実線で、零でない場合を点線でそれぞれ示している。尚、図２３のＨ−ｔ図において、Ｈｄは被測定電流が発生する磁界の大きさを、Ｈｓは磁性体コア３の飽和磁界を、Ｈｍは励磁磁界の最大値をそれぞれ示す。図２３のＢ−ｔ図より、検出巻線の出力電圧波形を示す図２４が得られる。

図２４に示した検出巻線２の出力電圧波形に対しフーリエ級数展開を行うと、式（１３）が得られる。尚、式（１４）において、ｎ＝２の場合はフラックスゲート電流センサの出力電圧の第２高調波成分の振幅値ｂ２となる。

式（８）と同様に、フラックスゲート電流センサの出力電圧の第２高調波成分の振幅値ｂ_２は、励磁周波数ｆ、検出巻線２の巻数Ｎ_２、励磁磁界の最大値Ｈ_ｍ、磁性体コア３の飽和磁界Ｈ_ｓ、比透磁率μ_ｒ、断面積Ｓ等に依存することがわかる。

また、以上の記載では、図５のように、使用環境温度の変化によって比透磁率及び飽和磁束密度が変化する特性を有する磁性体コア３について説明したが、図２５のように、飽和磁束密度に達する磁界の強さが温度によって異なる特性を有する磁性体コア３に対しても、本発明を適用することができる。例えば、図９の特性を有する磁性体コア３の場合、図１０に示すように、被測定電流線４に流れる電流が零である場合でも、電圧が零である時間間隔が異なる。よって、被測定電流値Ｉ_ｄ及びセンサ感度を適正に補正できないようにも思われる。しかし、この場合も、励磁磁界の形状が三角波であれば、被測定電流値Ｉ_ｄに対する検出巻線２の第２高調波成分の実効値Ｖ_２ｆの変化において、図８と同様の結果を得ることができるため、被測定電流値Ｉ_ｄ及びセンサ感度を補正することができる。

また、出力電圧の基本波成分や第２高調波成分は、デジタル信号処理、例えばフーリエ変換処理を用いて求めてもよい。

以上、本実施形態では、検出巻線２の出力電圧波形の基本波成分の振幅値を用いてセンサ感度を補正することができるため、使用環境温度が変化した場合でも、一定のセンサ感度を有する直流電流検出装置を提供できる。さらに、本実施形態の構成は、クローズドループ制御構成及び差動化構成を有しない。そのため、センサの消費電流は増大せず、センサの寸法も増大しないという利点を有する点で、従来構成とは大きく異なる。

１ 励磁巻線、２ 検出巻線、３ 磁性体コア、４ 被測定電流線、５ 交流励磁部、 ６ フィルタ部、７ 積分処理部、８ 演算処理部、９ 基本波成分抽出処理部、 １０ フラックスゲート型電流センサ、１１ 励磁検出巻線、１２ ピーク値抽出処理部、１３ 実効値抽出処理部、１４ 平均値抽出処理部、１５ 基本波成分振幅抽出処理部、２０ 励磁磁界制御部、３１ 励磁磁界、３２ 磁気特性（Ｂ−Ｈ特性）、３３ 磁束変化、３４ バイアス磁界が重畳した励磁磁界、３５ 磁束変化 ５１ 電流センサ部、５２〜５９ センサ出力補正処理部、１０１〜１０８ 直流電流検出装置。

Claims (11)

1. 閉磁路を形成する磁性体コア、該磁性体コアに巻回された励磁巻線、及び該磁性体コアに巻回された検出巻線を有し、被測定電流線が磁性体コアを貫通しているフラックスゲート電流センサと、
   励磁巻線を通電して励磁磁界を発生させる交流励磁部と、
   検出巻線の出力電圧波形から励磁磁界の第２高調波成分のみを抽出するフィルタ部と、
   フィルタ部の出力に基づいて、被測定電流線を流れる電流値を演算する演算処理部と、
   検出巻線の出力電圧波形を積分処理する積分処理部とを備え、
   演算処理部は、積分処理の結果及び該磁性体コアの磁気特性の温度依存性から、磁性体コアの使用環境温度を推定するようにした直流電流検出装置。
2. 閉磁路を形成する磁性体コア、該磁性体コアに巻回された励磁巻線、及び該磁性体コアに巻回された検出巻線を有し、被測定電流線が磁性体コアを貫通しているフラックスゲート電流センサと、
   励磁巻線を通電して励磁磁界を発生させる交流励磁部と、
   検出巻線の出力電圧波形から励磁磁界の第２高調波成分のみを抽出するフィルタ部と、
   フィルタ部の出力に基づいて、被測定電流線を流れる電流値を演算する演算処理部と、
   検出巻線の出力電圧波形から、励磁磁界と同一の周波数成分を抽出する基本波成分抽出処理部とを備え、
   演算処理部は、基本波成分抽出処理の結果及び該磁性体コアの磁気特性の温度依存性から、磁性体コアの使用環境温度を推定するようにした直流電流検出装置。
3. 閉磁路を形成する磁性体コア、該磁性体コアに巻回された励磁巻線、及び該磁性体コアに巻回された検出巻線を有し、被測定電流線が磁性体コアを貫通しているフラックスゲート電流センサと、
   励磁巻線を通電して励磁磁界を発生させる交流励磁部と、
   検出巻線の出力電圧波形から励磁磁界の第２高調波成分のみを抽出するフィルタ部と、
   フィルタ部の出力に基づいて、被測定電流線を流れる電流値を演算する演算処理部と、
   検出巻線の出力電圧波形から、出力電圧のピーク値、実効値及び平均値から成る群から選択される特徴値を抽出する特徴値抽出処理部とを備え、
   演算処理部は、特徴値抽出処理の結果及び該磁性体コアの磁気特性の温度依存性から、磁性体コアの使用環境温度を推定するようにした直流電流検出装置。
4. 演算処理部は、推定した磁性体コアの使用環境温度に基づいて、演算した電流値を補正するようにした、請求項１〜３のいずれか１項に記載の直流電流検出装置。
5. 推定した使用環境温度に基づいて、励磁磁界の大きさ又は周波数を制御する励磁磁界制御部をさらに備えた、請求項１〜４のいずれかに記載の直流電流検出装置。
6. 演算処理部は、推定した使用環境温度に基づいて、フィルタ部の通過帯域の中心周波数を制御し、フィルタ部の利得を変更するようにした、請求項１〜４のいずれかに記載の直流電流検出装置。
7. 閉磁路を形成する環状の磁性体コア、及び該磁性体コアに巻回された励磁検出巻線を有し、被測定電流線が磁性体コアを貫通しているフラックスゲート電流センサと、
   励磁検出巻線を通電して励磁磁界を発生させる交流励磁部と、
   励磁検出巻線の出力電圧波形から、励磁磁界の第２高調波成分のみを抽出するフィルタ部と、
   フィルタ部の出力に基づいて、被測定電流線を流れる電流値を演算する演算処理部と、
   検出巻線の出力電圧波形を積分処理する積分処理部とを備え、
   演算処理部は、積分処理の結果及び該磁性体コアの磁気特性の温度依存性から、磁性体コアの使用環境温度を推定するようにした直流電流検出装置。
8. 閉磁路を形成する環状の磁性体コア、及び該磁性体コアに巻回された励磁検出巻線を有し、被測定電流線が磁性体コアを貫通しているフラックスゲート電流センサと、
   励磁検出巻線を通電して励磁磁界を発生させる交流励磁部と、
   励磁検出巻線の出力電圧波形から、励磁磁界の第２高調波成分のみを抽出するフィルタ部と、
   フィルタ部の出力に基づいて、被測定電流線を流れる電流値を演算する演算処理部と、
   検出巻線の出力電圧波形から、励磁磁界と同一の周波数成分を抽出する基本波成分抽出処理部とを備え、
   演算処理部は、基本波成分抽出処理の結果及び該磁性体コアの磁気特性の温度依存性から、磁性体コアの使用環境温度を推定するようにした直流電流検出装置。
9. 基本波成分抽出処理部は、検出巻線の出力電圧波形から、励磁磁界と同一の周波数成分の振幅のみを抽出する、請求項２又は８に記載の直流電流検出装置。
10. 閉磁路を形成する環状の磁性体コア、及び該磁性体コアに巻回された励磁検出巻線を有し、被測定電流線が磁性体コアを貫通しているフラックスゲート電流センサと、
    励磁検出巻線を通電して励磁磁界を発生させる交流励磁部と、
    励磁検出巻線の出力電圧波形から、励磁磁界の第２高調波成分のみを抽出するフィルタ部と、
    フィルタ部の出力に基づいて、被測定電流線を流れる電流値を演算する演算処理部と、
    検出巻線の出力電圧波形から、出力電圧のピーク値、実効値及び平均値から成る群から選択される特徴値を抽出する特徴値抽出処理部とを備え、
    演算処理部は、特徴値抽出処理の結果及び該磁性体コアの磁気特性の温度依存性から、磁性体コアの使用環境温度を推定するようにした直流電流検出装置。
11. 励磁巻線及び検出巻線は、励磁検出巻線として共通化され、
    励磁検出巻線は、励磁巻線及び検出巻線として機能する、請求項１〜６のいずれか１項に記載の直流電流検出装置。

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