JP2013046436A - モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高い静粛性を確保しつつ、より安定的にレゾルバレス制御を実行することのできるモータ制御装置を提供すること。
【解決手段】Ｆ／Ｂ制御部４７は、Ｆ／Ｂゲイン可変制御部８０が演算するフィードバックゲインを用いて、トルク偏差Δτに基づくトルクフィードバック制御を実行することにより第１変化成分dθτを演算する。また、Ｆ／Ｂゲイン可変制御部８０は、第１変化成分dθτを加算角θaとする「第１の演算モード」、及び第１変化成分dθτを推定モータ回転角速度ωm_eにより補正した値を加算角θaとする「第２の演算モード」の各演算モードに応じて、二種類の異なるフィードバックゲインＫ１，Ｋ２を演算する。そして、第１の演算モードに用いるフィードバックゲインＫ１は、第２の演算モードに用いるフィードバックゲインＫ２との比較において、より応答性が高くなるように設定される。
【選択図】図４

Description

本発明は、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。

従来、電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）等の車両用操舵装置には、そのモータ回転角を検出することなくブラシレスモータを制御可能なモータ制御装置を備えたものがある。そして、このような回転角センサ（モータレゾルバ）を用いないセンサレス（レゾルバレス）駆動制御の態様として、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、その加算角を積算することにより得られる制御上のモータ回転角（制御角）に従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行する方法が提案されている。

例えば、特許文献１に記載のモータ制御装置は、モータが発生すべき目標トルクに対する実トルクの過不足を示すトルク偏差（目標操舵トルクと実操舵トルクとの間の偏差）に基づいてトルクフィードバック制御を実行し、これにより得られる値を加算角として演算する。更に、このモータ制御装置は、誘起電圧に基づいてモータ回転角変化量に相当するモータ回転角速度を推定する。そして、所定条件下にある場合には、その推定されたモータ回転角速度に基づいて上記トルクフィードバック制御の実行により得られる値を補正し、その補正した値を前記加算角として演算することで、より高精度なモータ制御の実行が可能となっている。

特開２０１０−２３９８５４号公報

ところで、上記のような推定モータ回転角に基づく補正によって、加算角の値は、その発生させるべきモータ回転角変化量に近い値になる。そして、これにより、トルク偏差が小さくなることを考慮すれば、この場合におけるトルクフィードバック制御のゲインは、過剰応答による自励振動の発生を抑制すべく、低い値にすることが望ましい。

一方、推定モータ回転角に基づく補正を実行しない場合には、その加算角が発生させるべきモータ回転角変化量から乖離した値になりやすく、これにより、大きなトルク偏差が発生する可能性がある。特に、制御上の仮想的なモータ回転角としての制御角に従うレゾルバレス制御では、一時的に、モータのロータを制御角に応じた回転位置に保持することが可能な範囲、即ち所謂「ロータを連れ回すことが可能な範囲」を超えて、その制御角と実回転角との乖離が拡大する場合がある。従って、このような状態からの速やかな回復を考慮するならば、その応答性（追従性）を重視して、トルクフィードバック制御のゲインを高い値にすることが望まれる。

しかしながら、上記従来例では、最終的に演算される加算角（絶対値）に基づきトルクフィードバック制御のゲインを可変するものの、推定モータ回転角に基づく加算角の補正の有無については手当されていない。このため、その補正の有無によって、応答性に過不足が生じやすい傾向があり、これより、そのモータ制御の安定性が低下するおそれがある。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、高い静粛性を確保しつつ、より安定的にレゾルバレス制御を実行することのできるモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力をモータに供給する駆動回路とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、該加算角を積算することにより得られる制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流制御を実行することにより、前記モータ制御信号を出力するとともに、前記モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差に基づいてトルクフィードバック制御を実行することにより得られる値を前記加算角とする第１の演算モードと、前記トルクフィードバック制御の実行により得られる値を推定モータ回転角速度に基づき補正した値を前記加算角とする第２の演算モードと、を備えたモータ制御装置において、前記モータ制御信号出力手段は、前記加算角の演算モードに応じて前記トルクフィードバック制御のゲインを変更すること、を要旨とする。

請求項２に記載の発明は、前記モータ制御信号出力手段は、前記第１の演算モードにおいては、第２の演算モードよりも応答性が高くなるように、前記ゲインを変更すること、を要旨とする。

上記各構成によれば、トルク偏差が小さくなる第２モードにおいては、過剰応答による自励振動の発生を抑制するとともに、大きなトルク偏差が発生しやすい第１モードにおいては、その応答性を高めて追従性の向上を図ることができる。そして、モータのロータを制御角に応じた回転位置に保持することが可能な範囲、即ち所謂「ロータを連れ回すことが可能な範囲」を超えて、その制御角と実回転角との乖離が拡大するような状態（制御角逸脱状態）になった場合についても、迅速な回復を図ることができる。その結果、高い静粛性を確保しつつ、より安定的にレゾルバレス制御を実行することができる。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であること、を要旨とする。
上記構成によれば、静粛性に優れ、且つ安定的にモータ制御可能な電動パワーステアリング装置を提供することができる。

本発明によれば、高い静粛性を確保しつつ、より安定的にレゾルバレス制御を実行することが可能なモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。

電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）の概略構成図。 ＥＰＳの電気的構成を示すブロック図。 第１制御部の概略構成図。 第２制御部の概略構成図。 外乱オブザーバの概略構成を示すブロック線図。 回転角速度推定の処理手順を示すフローチャート。 加算角調整演算の処理手順を示すフローチャート。 第２制御部側の電流指令値演算部の概略構成図。 トルクフィードバックゲイン可変制御の処理手順を示すフローチャート。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、本実施形態の電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）１において、ステアリング２が固定されたステアリングシャフト３は、ラックアンドピニオン機構４を介してラック軸５と連結されている。そして、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト３の回転は、ラックアンドピニオン機構４によりラック軸５の往復直線運動に変換される。尚、本実施形態のステアリングシャフト３は、コラムシャフト３ａ、インターミディエイトシャフト３ｂ、及びピニオンシャフト３ｃを連結してなる。そして、このステアリングシャフト３の回転に伴うラック軸５の往復直線運動が、同ラック軸５の両端に連結されたタイロッド６を介して図示しないナックルに伝達されることにより、転舵輪７の舵角、即ち車両の進行方向が変更される。

また、ＥＰＳ１は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのＥＰＳアクチュエータ１０と、該ＥＰＳアクチュエータ１０の作動を制御する制御手段としてのＥＣＵ１１とを備えている。

本実施形態のＥＰＳアクチュエータ１０は、駆動源であるモータ１２が減速機構１３を介してコラムシャフト３ａと駆動連結された所謂コラム型のＥＰＳアクチュエータとして構成されている。尚、本実施形態では、モータ１２には、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力に基づき回転するブラシレスモータが採用されている。そして、ＥＰＳアクチュエータ１０は、このモータ１２の回転を減速してコラムシャフト３ａに伝達することにより、そのモータトルクに基づくアシスト力を操舵系に付与する構成となっている。

一方、ＥＣＵ１１には、トルクセンサ１４が接続されており、同ＥＣＵ１１は、そのトルクセンサ１４の出力信号に基づいて、ステアリングシャフト３に伝達される操舵トルクτを検出する。また、本実施形態のＥＣＵ１１には、車速センサ１５により検出される車速Ｖ及びステアリングセンサ（操舵角センサ）１６により検出される操舵角θsが入力される。そして、ＥＣＵ１１は、これらの各状態量に基づいて、操舵系に付与すべき目標アシスト力を演算し、これに相当するモータトルクを発生させるべく駆動電力を供給することにより、そのモータ１２を駆動源とするＥＰＳアクチュエータ１０の作動、即ち操舵系に付与するアシスト力を制御する（パワーアシスト制御）。

次に、本実施形態のＥＰＳの電気的構成について説明する。
図２は、本実施形態のＥＰＳの制御ブロック図である。同図に示すように、ＥＣＵ１１は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段としてのマイコン１７と、同マイコン１７の出力するモータ制御信号に基づいてモータ１２に三相の駆動電力を供給する駆動回路１８とを備えている。

尚、以下に示す各制御ブロックは、マイコン１７が実行するコンピュータプログラムにより実現されるものである。そして、同マイコン１７は、所定のサンプリング周期で上記各状態量を検出し、所定周期毎に以下の各制御ブロックに示される各演算処理を実行することにより、モータ制御信号を生成する。

詳述すると、本実施形態の駆動回路１８には、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位（スイッチングアーム）として、各相モータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに対応する３つのスイッチングアームを並列に接続してなる周知のＰＷＭインバータが採用されている。即ち、マイコン１７の出力するモータ制御信号は、この駆動回路を構成する各相スイッチング素子のオン／オフ状態（各相スイッチングアームのＤｕｔｙ）を規定するものとなっている。そして、駆動回路１８は、このモータ制御信号の入力により作動して、その印加される電源電圧Ｖ_pigに基づく三相の駆動電力をモータに供給する構成となっている。

さらに詳述すると、ＥＣＵ１１には、モータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出するための電流センサ２１が設けられている。尚、本実施形態の電流センサ２１は、上記駆動回路１８を構成する各スイッチングアームの低電位側（接地側）に、それぞれ、シャント抵抗を接続してなる周知の構成を有している。そして、本実施形態のマイコン１７は、この電流センサ２１の出力信号（シャント抵抗の端子間電圧）に基づいて、各相モータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに流れる相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。

また、本実施形態のマイコン１７は、モータレゾルバ２３の出力信号に基づいて、モータ１２の回転角（電気角）θmを検出する。尚、本実施形態では、モータレゾルバ２３には、そのセンサ信号として、モータ１２の実回転角（電気角）に応じて振幅が変化する二相の正弦波状信号（正弦信号Ｓ_sin及び余弦信号Ｓ_cos）を出力する巻線型のレゾルバが採用されている。そして、本実施形態のマイコン１７は、これらモータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θmに基づいて、電流フィードバック制御を実行することにより、その駆動回路１８に出力するモータ制御信号を生成する。

さらに詳述すると、本実施形態では、マイコン１７のモータ制御部２４には、回転座標系における電流制御の実行によりモータ１２の各相に印加すべき相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*（Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**）を演算する第１制御部２５及び第２制御部２６、並びに、その相電圧指令値をモータ制御信号に変換するＰＷＭ変換部２７が設けられている。そして、本実施形態のマイコン１７は、このモータ制御部２４において生成されたモータ制御信号を駆動回路１８に出力する構成となっている。

図３に示すように、第１制御部２５は、上記のように検出される操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて目標アシスト力に対応した電流指令値を演算する電流指令値演算部３１を備えている。また、第１制御部２５は、ｄ／ｑ変換部３２を備えており、同ｄ／ｑ変換部３２は、モータレゾルバ２３により検出される上記回転角θmに基づいて、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwをｄ／ｑ座標上に写像することにより、ｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqを演算する。そして、第１制御部２５は、このモータ１２の実回転角（θm）に従う回転座標系（ｄ／ｑ座標系）において電流フィードバック制御を実行することにより、モータ１２の各相に印加すべき電圧を示す相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を演算する構成となっている。

即ち、上記電流指令値演算部３１は、電流指令値としてｑ軸電流指令値Ｉq*を演算する。具体的には、同電流指令値演算部３１は、入力される操舵トルクτが大きいほど、また車速Ｖが小さいほど、より大きなアシスト力を発生させるようなｑ軸電流指令値Ｉq*を演算する。尚、ｄ軸電流指令値Ｉd*は「０」に固定される（Ｉd*＝０）。そして、これらｄ軸電流指令値Ｉd*及びｑ軸電流指令値Ｉq*は、ｄ／ｑ変換部３２の出力するｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqとともに、その対応する減算器３３ｄ，３３ｑに入力される。

次に、これら各減算器３３ｄ，３３ｑが演算する各軸の電流偏差ΔＩd，ΔＩqは、それぞれ、対応するＦ／Ｂ制御部（フィードバック制御部）３４ｄ，３４ｑに入力される。そして、各Ｆ／Ｂ制御部３４ｄ，３４ｑは、その入力される電流偏差ΔＩd，ΔＩq及び所定のフィードバックゲイン（比例：Ｐ、積分：Ｉ）に基づくフィードバック制御演算を実行することにより、ｄ／ｑ座標系の電圧指令値であるｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を演算する。

具体的には、各Ｆ／Ｂ制御部３４ｄ，３４ｑは、それぞれ、その入力される電流偏差ΔＩd，ΔＩqに比例ゲインを乗ずることにより得られる比例成分、及び当該電流偏差ΔＩd，ΔＩqの積分値に積分ゲインを乗ずることにより得られる積分成分を演算する。そして、これらの比例成分及び積分成分を加算することにより、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を生成する。

次に、これらのｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*は、ｄ／ｑ逆変換部３５において、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の交流座標上に写像される。そして、第１制御部２５は、このｄ／ｑ逆変換部３５が実行する逆変換により得られる相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を、上記ＰＷＭ変換部２７に出力する構成となっている。

一方、図４に示すように、第２制御部２６は、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角θaを演算する加算角演算部４１と、その加算角θaを演算周期毎に積算することにより制御上の仮想的なモータ回転角としての制御角θcを演算する制御角演算部４２とを備えている。そして、第２制御部２６は、その制御角θcに従う回転座標系（γ／δ座標系）において電流フィードバック制御を実行することにより、相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する構成となっている。

詳述すると、本実施形態の加算角演算部４１には、上記のように検出される操舵トルクτ、車速Ｖ、及び操舵角θsが入力される。また、加算角演算部４１は、ステアリング２に生じた操舵角θs及び車速Ｖに基づいて、操舵トルクτの目標値に対応した目標操舵トルクτ*を演算する目標操舵トルク演算部４５を備えており、同目標操舵トルク演算部４５において演算された目標操舵トルクτ*は、操舵トルクτとともに減算器４６に入力される。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、トルクセンサ１４により検出される実際の操舵トルクτから目標操舵トルクτ*を減算することにより得られるトルク偏差Δτに基づいて上記加算角θaを演算する。

即ち、モータトルクに基づくアシスト力を操舵系に付与するＥＰＳにおいて、目標操舵トルクτ*は、モータ１２が発生すべきモータトルク（目標トルク）に対応するパラメータであり、操舵トルクτは、モータ１２の実トルクに対応するパラメータである。つまり、これら目標操舵トルクτ*と実際の操舵トルクτとの間の差分（トルク偏差Δτ）は、目標トルクに対する実トルクの過不足を示す状態量となっている。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、その目標操舵トルクτ*に実際の操舵トルクτを追従させるべく、トルクフィードバック制御を実行することにより加算角θaを演算する。

具体的には、減算器４６において演算されたトルク偏差Δτは、Ｆ／Ｂ制御部４７に入力される。そして、Ｆ／Ｂ制御部４７は、そのトルク偏差Δτに比例ゲイン（Ｋp_t）を乗ずることにより得られる比例成分、及び当該トルク偏差Δτの積分値に積分ゲイン（Ｋi_t）を乗ずることにより得られる積分成分の加算値を、各演算周期におけるモータ回転角の第１変化成分dθτとして演算する。

また、本実施形態では、第２制御部２６には、モータ回転角速度を推定するモータ回転角速度推定手段としての回転角速度推定演算部５０が設けられており、上記加算角演算部４１には、この回転角速度推定演算部５０の推定するモータ回転角速度（ωm_e）が、各演算周期におけるモータ回転角の第２変化成分dθωとして入力される。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτとともに、この推定モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを用いて、上記加算角θaを演算する。

詳述すると、第２制御部２６には、上記ＰＷＭ変換部２７がモータ制御信号を生成する際に用いる相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*（Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**）に対応した内部指令値、即ちＤｕｔｙが入力される。また、本実施形態のＥＣＵ１１は、電圧センサ５１によって、その駆動回路１８に印加される電源電圧Ｖ_pigを検出する（図２参照）。そして、第２制御部２６には、その検出される電源電圧Ｖ_pig及び上記Ｄｕｔｙに基づいて、モータ１２の各相電圧値Ｖu，Ｖv，Ｖwを演算する相電圧演算部５２が設けられている。

また、これらの各相電圧値Ｖu，Ｖv，Ｖw、及び上記電流センサ２１により検出されたモータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwは、α／β変換部５３において、それぞれ、二相固定座標系（α／β座標系）のα軸電圧値Ｖα及びβ軸電圧値Ｖβ並びにα軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβに変換される。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、これらα軸電圧値Ｖα及びβ軸電圧値Ｖβ並びにα軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβに示されるモータ電圧及びモータ電流に基づいて、モータ回転角速度（ωm_e）を推定する。

さらに詳述すると、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、モータモデルに基づいて、そのモータ１２に生ずる誘起電圧を外乱として推定する外乱オブザーバ５４を備えている。

即ち、図５に示すブロック線図において、モータ１２は、モータ電圧（Ｖα，Ｖβ）及び誘起電圧（Ｅα，Ｅβ）に基づいてモータ電流（Ｉα，Ｉβ）を生じせしめるモータモデルＭ１に表される。従って、そのモータ電流（Ｉα，Ｉβ）を入力とする逆モータモデルＭ２、及び当該逆モータモデルＭ２の出力及びモータ電圧（Ｖα，Ｖβ）を入力とする差分器５５によって、上記のような誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）を出力する外乱オブザーバ５４を形成することができる。尚、例えば、モータモデルＭ１を「１／（Ｒ＋ｐＬ）」とすると、逆モータモデルＭ２は「Ｒ＋ｐＬ」となる（但し、Ｒ：電機子巻線抵抗、Ｌ：インダクタンス、ｐ：微分演算子）。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、この外乱オブザーバ５４が出力する誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）に基づいて、モータ回転角速度（ωm_e）を推定する。

即ち、α／β座標系の誘起電圧（Ｅα，Ｅβ）は、それぞれ、次の（１）（２）式に表される。尚、各式中、「Ｋe」は誘起電圧定数、「ωm」はモータ回転角速度である。
Ｅα＝−Ｋe×ωm×sinθ ・・・（１）
Ｅβ＝Ｋe×ωm×cosθ ・・・（２）
更に、これら（１）（２）式を角度「θ」について解くことにより、次の（３）式を得る。尚、同式中、「arctan」は「アークタンジェント」である。

θ＝arctan（−Ｅα／Ｅβ） ・・・（３）
従って、外乱オブザーバ５４が出力する誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）からモータ回転角（θm_e）を推定することができる。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、そのモータ回転角の推定値（θm_e）を微分することにより、推定モータ回転角速度ωm_eを演算する。

具体的には、図６のフローチャートに示すように、回転角速度推定演算部５０は、上記外乱オブザーバ５４によりモータ１２の誘起電圧を推定すると（Ｅα_e，Ｅβ_e、ステップ１０１）、先ず、その誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）にフィルタ処理を施す（ＬＰＦ：ローパスフィルタ、ステップ１０２）。次に、回転角速度推定演算部５０は、上記（３）式を用いることにより、その誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）から、モータ回転角（θm_e）を推定する（回転角推定、ステップ１０３）。そして、そのモータ回転角（θm_e）を微分することにより推定モータ回転角速度ωm_eを演算する（回転角速度推定、ステップ１０４）。

そして、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、その推定モータ回転角速度ωm_eを、各演算周期におけるモータ回転角の第２変化成分dθωとして、上記加算角演算部４１に出力する構成になっている（ステップ１０５）。

図４に示すように、本実施形態の加算角演算部４１において、上記Ｆ／Ｂ制御部４７の演算するトルク偏差Δτに基づくモータ回転角の第１変化成分dθτ、及び上記回転角速度推定演算部５０の演算する推定モータ回転角速度ωm_eに基づくモータ回転角の第２変化成分dθωは、ともに加算角調整演算部５８に入力される。また、本実施形態では、上記回転角速度推定演算部５０は、その外乱オブザーバ５４が出力する誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）の二乗和を演算し（Ｅsq_αβ＝（Ｅα_e）＾２＋（Ｅβ_e）＾２、但し「＾２」は二乗を示す）、その誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを加算角調整演算部５８に出力する。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、この誘起電圧二乗和Ｅsq_αβの値に基づいて、その加算角θaの演算形態を変更する。

詳述すると、本実施形態の加算角調整演算部５８は、その入力される誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを所定の閾値（Ｅ０）と比較する。そして、当該誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値（Ｅ０）以下である場合には、そのトルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτを加算角θaとする（第１の演算モード：θa＝dθτ）。

一方、誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値（Ｅ０）を超える場合には、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτを、推定モータ回転角速度ωm_eにより補正する。具体的には、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτと推定モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωとを加算する。そして、その加算値を加算角θaとする構成になっている（第２の演算モード：θa＝dθω＋dθτ）。

即ち、一演算周期を基本単位とするモータ回転角速度は、その一演算周期あたりのモータ回転角変化量と等価的な意味を有する。そして、上記のような外乱オブザーバ５４を用いたモータ電流及びモータ電圧に基づく誘起電圧の推定は、当該誘起電圧が増大する高速回転領域において、より高い精度が確保される。

この点を踏まえ、本実施形態の加算角調整演算部５８は、上記誘起電圧二乗和Ｅsq_αβと閾値（Ｅ０）との比較により、モータ１２の回転状態（回転速度）が、その推定モータ回転角速度ωm_eをモータ回転角の第２変化成分dθωとして利用可能な推定精度が担保される高速回転領域にあるか否かを判定する。そして、その要求される推定精度が担保される高速回転領域にある場合にのみ、上記推定モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを用いる構成となっている。

具体的には、図７のフローチャートに示すように、加算角調整演算部５８は、先ず、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ、及び上記推定モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθω、並びに上記誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを取得する（ステップ２０１〜ステップ２０３）。

次に、加算角調整演算部５８は、誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０を超えるか否かを判定し（ステップ２０４）、閾値Ｅ０を超える場合（ステップ２０４：ＹＥＳ）には、続いて、既に当該誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０を超える状態にあったことを示す超過フラグがセットされているか否かを判定する（ステップ２０５）。そして、当該超過フラグがセットされていない場合（ステップ２０５：ＮＯ）には、当該超過フラグをセットし（ステップ２０６）、上記ステップ２０１において取得した第１変化成分dθτの値をクリアする（dθτ＝０、ステップ２０７）。

尚、上記ステップ２０５において、既に超過フラグがセットされている場合（ステップ２０５：ＹＥＳ）には、上記ステップ２０６及びステップ２０７の処理は実行されない。
加算角調整演算部５８は、上記ステップ２０４において誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０を超えると判定された場合（ステップ２０４：ＹＥＳ）には、その超過フラグの如何にかかわらず、そのトルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ及び推定モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを加算する。そして、その加算値を加算角θaとして演算する（第２の演算モード：θa＝dθω＋dθτ、ステップ２０８）。

一方、上記ステップ２０４において、誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０以下であると判定した場合（ステップ２０４：ＮＯ）もまた、加算角調整演算部５８は、超過フラグがセットされているか否かを判定する（ステップ２０９）。そして、当該超過フラグがセットされている場合（ステップ２０９：ＹＥＳ）には、当該超過フラグをリセットする（ステップ２１０）。尚、超過フラグがセットされていない場合（ステップ２０９：ＮＯ）には、このステップ２１０の処理は実行されない。そして、その上記ステップ２０１において取得した第１変化成分dθτを加算角θaとして演算する（第１の演算モード：θa＝dθτ、ステップ２１１）。

そして、本実施形態の加算角調整演算部５８は、このように上記ステップ２０８又はステップ２１１において演算した加算角θaを外部に出力する構成となっている（ステップ２１２）。

尚、推定モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを用いて加算角θaを演算する最初の演算周期（ステップ２０４：ＹＥＳ、及びステップ２０５：ＮＯ）において、第１変化成分dθτをクリアするのは（ステップ２０７）、当該第１変化成分dθτが、第２変化成分dθωを用いなかった前回演算周期の状態を反映するものだからである。そして、本実施形態では、これにより、そのモータ回転状態に依らず、高精度な加算角演算が可能となっている。

図４に示すように、加算角演算部４１は、このようにして演算した加算角θaを制御角演算部４２に出力する。また、制御角演算部４２は、前回の演算周期において演算した制御角θcの前回値を記憶領域（図示略）に保持するとともに、当該前回値に上記加算角θaを加算することにより新たな制御角θcを演算する。そして、同制御角演算部４２は、その当該新たな制御角θcにて、上記記憶領域に保持する前回値を更新することにより、その演算周期毎に、加算角θaの積算による制御角θcの演算を実行する構成となっている。

第２制御部２６において、このようにして演算された制御上の仮想的なモータ回転角としての制御角θcは、上記α／β変換部５３が出力する二相固定座標系（α／β座標系）のα軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβとともに、γ／δ変換部６０に入力される。そして、γ／δ変換部６０は、当該α軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβを、その制御角θcに従う回転座標系、即ちγ／δ座標系の直交座標上に写像することにより、γ／δ座標系の実電流値としてのγ軸電流値Ｉγ及びδ軸電流値Ｉδを演算する。

尚、この制御上の仮想的な回転座標としての上記γ／δ座標系は、制御角θcと実際のモータ回転角（θm）との乖離（負荷角）が「０」である場合に、その「γ軸」が「ｄ軸」に一致する。

また、第２制御部２６は、そのγ／δ座標系の電流指令値として、γ軸電流指令値Ｉγ*及びδ軸電流指令値Ｉδ*を演算する電流指令値演算部６１を備えている。そして、電流指令値演算部６１は、上記加算角演算部４１において演算されたトルク偏差Δτ、及び目標操舵トルクτ*に基づいて、γ軸電流指令値Ｉγ*及びδ軸電流指令値Ｉδ*を演算する。

詳述すると、図８に示すように、本実施形態の電流指令値演算部６１は、目標操舵トルクτ*と実際の操舵トルクτとの間のトルク偏差Δτに基づいて各演算周期におけるγ軸電流指令値Ｉγ*の増減値（γ軸電流増減値η）を演算するγ軸電流増減値演算部７１と、入力されるγ軸電流増減値ηを演算周期毎に積算する積算制御部７２とを備えている。

本実施形態のγ軸電流増減値演算部７１は、トルク偏差Δτとγ軸電流増減値ηが関連付けられた二つのマップ（７１ａ，７１ｂ）を備えている。具体的には、第１マップ７１ａは、目標操舵トルクτ*の符号（方向）が「正である場合（τ*＞０）」に対応して形成される一方、第２マップ７１ｂは、目標操舵トルクτ*の符号が「負である場合（τ*＜０）」に対応して形成されている。尚、目標操舵トルクτ*が「０」である場合には、その直前の符号が用いられる。そして、γ軸電流増減値演算部７１は、入力される目標操舵トルクτ*の符号に応じて参照するマップを切り替えつつ、そのトルク偏差Δτに基づいて、各演算周期におけるγ軸電流増減値ηを演算する。

即ち、目標操舵トルクτ*が「正の値」である場合にトルク偏差Δτが「正の値」、又は目標操舵トルクτ*の符号が「負の値」である場合にトルク偏差Δτが「負の値」にある状態は、モータ１２が発生すべき目標トルクに対して実トルクが「不足」していることを示している。一方、目標操舵トルクτ*が「正の値」である場合にトルク偏差Δτが「負の値」、又は目標操舵トルクτ*の符号が「負の値」である場合にトルク偏差Δτが「正の値」にある状態は、モータ１２が発生すべき目標トルクに対して実トルクが「過剰」であることを示している。そして、本実施形態のγ軸電流増減値演算部７１は、そのトルク偏差Δτに示されるモータ１２が発生すべき目標トルクに対する実トルクの過不足に基づいて、各演算周期におけるγ軸電流増減値ηを演算する。

一方、本実施形態の積算制御部７２は、前回の演算周期における制御出力、即ちγ軸電流指令値Ｉγ*の前回値を記憶領域（図示略）に保持する。そして、積算制御部７２は、入力されるγ軸電流増減値ηを当該前回値に加算することにより新たなγ軸電流指令値Ｉγ*を演算するとともに、当該新たなγ軸電流指令値Ｉγ*によって、その記憶領域に保持する前回値を更新する。

そして、本実施形態の電流指令値演算部６１は、この積算制御部７２の制御出力、即ちγ軸電流増減値ηの積算値をγ軸電流指令値Ｉγ*とする構成になっている。
図４に示すように、このようにして電流指令値演算部６１により演算されたγ軸電流指令値Ｉγ*は、上記γ軸電流値Ｉγとともに、その対応する減算器７４ａに入力される。同様に、δ軸電流指令値Ｉδ*もまた、δ軸電流値Ｉδとともに、その対応する減算器７４ｂに入力される。尚、本実施形態では、δ軸電流指令値Ｉδ*は「０」に固定される（Ｉδ*＝０）。そして、これら各減算器７４ａ，７４ｂにおいて演算される電流偏差ΔＩγ，ΔＩδは、それぞれ、その対応する各Ｆ／Ｂ制御部７５ａ，７５ｂに入力される。

次に、各Ｆ／Ｂ制御部７５ａ，７５ｂは、その電流偏差ΔＩγ，ΔＩδ及び所定のフィードバックゲイン（比例：Ｐ、積分：Ｉ）に基づくフィードバック制御演算を実行することにより、γ／δ座標系の電圧指令値であるγ軸電圧指令値Ｖγ*及びδ軸電圧指令値Ｖδ*を演算する。尚、これら各Ｆ／Ｂ制御部７５ａ，７５ｂの実行するフィードバック制御演算の態様については、上記第１制御部２５側の各Ｆ／Ｂ制御部３４ｄ，３４ｑと同様であるため、その詳細な説明は省略する。

更に、これらのγ軸電圧指令値Ｖγ*及びδ軸電圧指令値Ｖδ*は、２相／３相変換部７６において、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の交流座標上に写像される。そして、第２制御部２６は、この２相／３相変換部７６において生成された相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を、上記ＰＷＭ変換部２７に出力する構成となっている。尚、このように、第２制御部２６が実行するレゾルバレス制御の原理についての詳細は、例えば、上記特許文献１等の記載を参照されたい。

また、図２に示すように、本実施形態のマイコン１７は、上記モータレゾルバ２３により検出される上記回転角θmの異常を検出する回転角異常検出部７８を備えている。具体的には、本実施形態の回転角異常検出部７８は、そのモータレゾルバ２３が出力する正弦信号Ｓ_sin及び余弦信号Ｓ_cosの二乗和が適正範囲内にあるか否かを判定する。そして、その判定結果に基づいて、モータ１２の実回転角として回転角θmの異常を検出する。尚、このような回転角異常検出の詳細については、例えば、特開２００６−１７７７５０号公報等の記載を参照されたい。

更に、本実施形態では、この回転角異常検出部７８による異常検出の結果は、回転角異常検出信号Ｓ_rsfとして上記モータ制御部２４に入力される。そして、本実施形態のモータ制御部２４は、回転角θmに異常のない場合には、上記第１制御部２５が演算する相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に基づいてモータ制御信号を出力し、回転角θmに異常が生じた場合には、上記第２制御部２６が演算する相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**に基づいて、そのモータ制御信号の出力を実行する。

即ち、第２制御部２６は、モータ１２の実回転角であるモータレゾルバ２３により検出される回転角θmを用いることなく、制御上の仮想的なモータ回転角である制御角θcを用いて、その相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する。そして、本実施形態のＥＣＵ１１は、その第２制御部２６が演算する相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**に基づいてモータ制御信号を生成することにより、回転角θmに異常が検出された後においても、安定的に、そのモータ制御を継続することが可能となっている。

（トルクフィードバックゲイン可変制御）
図４に示すように、本実施形態の加算角演算部４１には、Ｆ／Ｂゲイン可変制御部８０が設けられている。そして、上記Ｆ／Ｂ制御部４７は、このＦ／Ｂゲイン可変制御部８０が演算するゲイン（フィードバックゲイン）に基づいて、そのトルクフィードバック制御を実行する。

詳述すると、Ｆ／Ｂゲイン可変制御部８０は、その比例成分の演算に用いる比例ゲイン（Ｋp_t）及び積分成分の演算に用いる積分ゲイン（Ｋi_t）の組合せを、フィードバックゲイン（セット）としてＦ／Ｂ制御部４７に出力する。そして、本実施形態のＦ／Ｂゲイン可変制御部８０は、上記加算角調整演算部５８における加算角θaの演算モードに応じた二種類の異なるフィードバックゲインＫ１，Ｋ２を演算する。

本実施形態では、Ｆ／Ｂゲイン可変制御部８０には、回転角速度推定演算部５０において演算された誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが入力されるようになっている。そして、Ｆ／Ｂゲイン可変制御部８０は、加算角調整演算部５８と同様に、その誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを上記閾値Ｅ０と比較することにより、加算角θaの演算モードを判定する。

即ち、図９のフローチャートに示すように、Ｆ／Ｂゲイン可変制御部８０は、誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０を超えるか否かを判定する（ステップ３０１）。そして、閾値Ｅ０を超える場合（Ｅsq_αβ＞Ｅ０、ステップ３０１：ＹＥＳ）には、加算角θaの演算モードが、トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτを推定モータ回転角速度ωm_eにより補正した値を加算角θaとする「第２の演算モード」であると判定し、フィードバックゲインＫ２を演算する（ステップ３０２）。

一方、誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０以下である場合（Ｅsq_αβ≦Ｅ０、ステップ３０１：ＮＯ）には、加算角θaの演算モードが、トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτを加算角θaとする「第１の演算モード」であると判定する。そして、Ｆ／Ｂゲイン可変制御部８０は、この第１の演算モードにおいては、上記第２の演算モードに用いるフィードバックゲインＫ２との比較において、より応答性が高くなるようなフィードバックゲインＫ１を演算する（Ｋ１＞Ｋ２、ステップ３０３）。

具体的には、上記二つのフィードバックゲインＫ１，Ｋ２を比較すると、第１の演算モードに用いるフィードバックゲインＫ１では、その積分ゲイン（Ｋi_t）が、第２の演算モードに用いるフィードバックゲインＫ２のものよりも高く設定されている。尚、本実施形態では、二つのフィードバックゲインＫ１，Ｋ２ともに、その比例ゲイン（Ｋp_t）の値は等しく設定されている。そして、本実施形態では、これによりトルクフィードバック制御の応答性を最適化することによって、静粛性を確保しつつ、安定的にレゾルバレス制御を実行することが可能となっている。

以上、本実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）Ｆ／Ｂ制御部４７は、Ｆ／Ｂゲイン可変制御部８０が演算するフィードバックゲインを用いて、トルク偏差Δτに基づくトルクフィードバック制御を実行することにより第１変化成分dθτを演算する。また、Ｆ／Ｂゲイン可変制御部８０は、第１変化成分dθτを加算角θaとする「第１の演算モード」、及び第１変化成分dθτを推定モータ回転角速度ωm_eにより補正した値を加算角θaとする「第２の演算モード」の各演算モードに応じて、二種類の異なるフィードバックゲインＫ１，Ｋ２を演算する。そして、第１の演算モードに用いるフィードバックゲインＫ１は、第２の演算モードに用いるフィードバックゲインＫ２との比較において、より応答性が高くなるように設定される。

上記構成によれば、トルク偏差が小さくなる第２モードにおいては、過剰応答による自励振動の発生を抑制するとともに、大きなトルク偏差が発生しやすい第１モードにおいては、その応答性を高めて追従性の向上を図ることができる。そして、モータ１２のロータを制御角に応じた回転位置に保持することが可能な範囲、即ち所謂「ロータを連れ回すことが可能な範囲」を超えて、その制御角と実回転角との乖離が拡大するような状態（制御角逸脱状態）になった場合についても、迅速な回復を図ることができる。その結果、推定モータ回転角速度ωm_eを用いた補正の有無に関わらず、静粛性を確保しつつ、より安定的にレゾルバレス制御を実行することができる。

（２）加算角調整演算部５８は、第２の演算モードにおいては、トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτと推定モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωとの加算値を加算角θaとする（θa＝dθω＋dθτ）。

即ち、一演算周期を基本単位とするモータ回転角速度は、その一演算周期あたりのモータ回転角変化量と等価的な意味を有する。このため、上記構成における第１変化成分dθτの位置付けは、モータ回転角速度変化に対応するものとなり、故に、その値に大きな変動は生じ難くなる。従って、このような構成について、上記（１）の発明を適用することで、より顕著な効果を得ることができる。

なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、本発明を所謂コラム型の電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）１に具体化した。しかし、これに限らず、所謂ピニオン型やラックアシスト型等のＥＰＳに適用してもよい。

・また、本発明は、ＥＰＳ以外の用途に用いられるモータ制御装置に適用してもよい。例えば、伝達比可変装置のような電動アクチュエータを備えた車両用操舵装置に具体化するとよい。尚、上記実施形態では、目標操舵トルクτ*と実際の操舵トルクτとの間のトルク偏差Δτを、「モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差」として用いることとしたが、ＥＰＳ以外の用途に適用する場合には、実際の「目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差」を用いるとよい。

・上記実施形態では、第１の演算モードに用いるフィードバックゲインＫ１では、その積分ゲイン（Ｋi_t）が、第２の演算モードに用いるフィードバックゲインＫ２のものよりも高く設定されることとした。しかし、これに限らず、比例ゲイン（Ｋp_t）についても同様に、第１の演算モードに用いるフィードバックゲインＫ１の方を、第２の演算モードに用いるフィードバックゲインＫ２のものよりも高く設定してもよい。また、比例ゲイン（Ｋp_t）のみについて、二つのフィードバックゲインＫ１，Ｋ２間で異なる設定をしてもよい。

・上記実施形態では、Ｆ／Ｂ制御部４７は、そのトルクフィードバック制御として、ＰＩ制御（比例：Ｐ、積分：Ｉ）を行うこととした。しかし、これに限らず、例えばＰＩＤ制御のように微分制御（Ｄ）を行うものについて、その微分ゲイン（Ｋd_t）を可変する構成としてもよい。そして、この場合もまた、その他、比例ゲイン（Ｋp_t）や積分ゲイン（Ｋi_t）の可変を任意に組み合わせてもよい。

・上記実施形態では、Ｆ／Ｂゲイン可変制御部８０は、加算角調整演算部５８と同様に、その誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを上記閾値Ｅ０と比較することにより、加算角θaの演算モードを判定することとした。しかし、これに限らず、例えば、加算角調整演算部５８が演算モードを示す信号を出力する等、その他の構成としてもよい。

・上記実施形態では、第２の演算モードにおいては、トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτと推定モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωとの加算値を加算角θaとすることとした（θa＝dθω＋dθτ）。しかし、これに限らず、推定モータ回転角速度ωm_eを用いた補正の方法については、必ずしもこれに限るものではない。

次に、以上の実施形態から把握することのできる技術的思想を効果とともに記載する。
（イ）前記モータ制御信号出力手段は、前記第２モードにおいては、前記トルクフィードバック制御の実行により得られる第１変化成分と推定モータ回転角速度に基づく第２変化成分との加算値を前記加算角として演算すること、を要旨とする。

即ち、一演算周期を基本単位とするモータ回転角速度は、その一演算周期あたりのモータ回転角変化量と等価的な意味を有する。このため、上記構成における第１変化成分の位置付けは、モータ回転角速度変化に対応するものとなり、故に、その値に大きな変動は生じ難くなる。従って、このような構成について、請求項１の発明を適用することで、より顕著な効果を得ることができる。

（ロ） 請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた車両用操舵装置。

１…電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、１０…ＥＰＳアクチュエータ、１１…ＥＣＵ、１２…モータ、１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ…モータコイル、１４…トルクセンサ、１５…車速センサ、１６…ステアリングセンサ、１７…マイコン、１８…駆動回路、２１…電流センサ、２３…モータレゾルバ、２４…モータ制御部、２５…第１制御部、２６…第２制御部、２７…ＰＷＭ変換部、４１…加算角演算部、４２…制御角演算部、４５…目標操舵トルク演算部、４６…減算器、４７…Ｆ／Ｂ制御部、５０…回転角速度推定演算部、５２…相電圧演算部、５３…α／β変換部、５４…外乱オブザーバ、５８…加算角調整演算部、６０…γ／δ変換部、６１…電流指令値演算部、７１…γ軸電流増減値演算部、７５ａ，７５ｂ…Ｆ／Ｂ制御部、７６…２相／３相変換部、７８…回転角異常検出部、Ｉu，Ｉv，Ｉw…相電流値、θm…回転角、Ｉd…ｄ軸電流値、Ｉq…ｑ軸電流値、Ｉd*…ｄ軸電流指令値、Ｉq*…ｑ軸電流指令値、ΔＩd，ΔＩq…電流偏差、Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*…相電圧指令値、τ…操舵トルク、τ*…目標操舵トルク、Δτ…トルク偏差、η…γ軸電流増減値、dθτ…第１変化成分、Ｉα…α軸電流値、Ｉβ…β軸電流値、Ｖα…α軸電圧値、Ｖβ…β軸電圧値、Ｅα，Ｅβ…誘起電圧、Ｅα_e，Ｅβ_e…誘起電圧推定値、Ｅsq_αβ…誘起電圧二乗和、Ｅ０…閾値、ωm_e…推定モータ回転角速度、dθω…第２変化成分、θa…加算角、θc…制御角、Ｉγ…γ軸電流値、Ｉδ…δ軸電流値、Ｉγ*…γ軸電流指令値、Ｉδ*…δ軸電流指令値、ΔＩγ，ΔＩδ…電流偏差、Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**…相電圧指令値、θs…操舵角、Ｖ…車速、Ｋ１，Ｋ２…フィードバックゲイン、Ｓ_rsf…回転角異常検出信号。

Claims (3)

1. モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力をモータに供給する駆動回路とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、該加算角を積算することにより得られる制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流制御を実行することにより、前記モータ制御信号を出力するとともに、前記モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差に基づいてトルクフィードバック制御を実行することにより得られる値を前記加算角とする第１の演算モードと、前記トルクフィードバック制御の実行により得られる値を推定モータ回転角速度に基づき補正した値を前記加算角とする第２の演算モードと、を備えたモータ制御装置において、
   前記モータ制御信号出力手段は、前記加算角の演算モードに応じて前記トルクフィードバック制御のゲインを変更すること、を特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータ制御信号出力手段は、前記第１の演算モードにおいては、第２の演算モードよりも応答性が高くなるように、前記ゲインを変更すること、
   を特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置。

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