JP2012524425A - パラレル信号間のスキューを検出する方法及びシステム - Google Patents

Abstract

シリアルデータストリームから生成されたパラレル光信号の間のスキューを検出するための方法が提供される。その方法は、波長分割多重信号、空間分割多重信号、位相変調信号、又は強度変調信号に加えて偏波多重信号とともに用いることができる。その方法は、コヒーレント検出方式に加えて直接検出方式とともに用いることができる。その方法は、パラレル信号の一定数の伝送シンボルの間にディップをインプリントすることと、各パラレル信号についてディップに関連する電気信号を検出することと、電気信号を遅延において比較することとを備える。
【選択図】図８

Description

本発明は、光通信技術に関し、特に、高ビットレートの一つの信号が分けられてパラレルチャネルを介して低ビットレートで伝送されてから再構成されるパラレル通信に関する。

シリアルからパラレルへの変換により、シリアル高ビットレートチャネルが低ビットレートチャネルに分けられる。同じ伝送開始点と同じ伝送停止点との間でパラレルチャネルとして伝送するためである。パラレルチャネルは理想的には如何なるクロストークも有しない。そして、パラレルチャネルは、元のシリアルチャネルの伝送情報を含む高ビットレートチャネルにシリアル化される。これにより、伝送中に生じる歪み及び欠陥の影響を低下させることができる。これらの影響はビットレートとともに増大する。パラレルチャネルはシリアルチャネルよりもビットレートが低いため、伝送信号のスペクトル幅を小さくすることも可能になる。

パラレル伝送を実現する方法として、２つの信号が同一のメディアを介して直交偏波を持つ２つの信号により伝送される偏波多重化（ＰＭ）、パラレルチャネルが同一のメディアを介して異なる波長を持つ異なる光キャリアにより伝送される波長分割多重化（ＷＤＭ）、ファイバリボンのように結合され得る異なるメディアを介してパラレルチャネルが伝送される空間分割多重化（ＳＤＭ）、上記多重方式の組合せ、が知られている。

ＰＭは、伝送メディアとして用いられる光ファイバの直交偏波の２つの光信号を搬送することを可能とするので、光伝送システムの伝送データレートを２倍にする効果的な方法であると考えられている。両信号は、偏波が直交するため、理想的には干渉しない。それ故、光ファイバの帯域の利用効率を改善する方法である。各偏波信号のボーレートは変化しないが総伝送信号のビットレートが２倍になるため、光スペクトルの幅が変化しない。それ故、ＰＭは、２倍の情報が伝送されるが、単一偏波に比べるとネットワーク内で伝送される光信号の経路で生じる光フィルタリングに対する許容度を低下させない。しかしながら、偏波多重信号の各々を再生するために偏波逆多重化が必要とされる。ＰＭの一例が、Ｔ．Ｉｔｏほかによる「Ｐｒｅｃｉｓｅ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ
Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ ｏｆ Ｐｏｌ−Ｍｕｘ １１０ Ｇｂ／ｓ ＲＺ−ＤＱＰＳＫ ｗｉｔｈ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｏｌ−Ｄｍｕｘ ｕｓｉｎｇ Ｓｔｒａｉｇｈｔ
２，０００−ｋｍ ＳＭＦ Ｌｉｎｅ」（ＥＣＯＣ ２００８，ｐａｐｅｒ Ｗｅ．１．Ｅ．６）に与えられている。

ＰＭを実現するための一つの知られた方法は、同じ波長を放出する２つの伝送器を準備し、一方の伝送器から放出された信号の偏波をその信号を他方の伝送器から放出された信号と結合させる前に両偏波が互いに直交するように回転させることである。典型的には、光伝送システムに用いられる光伝送器は、連続波光キャリア信号を放出するレーザ源と、光変調器とを備える。レーザ源から放出された光キャリア信号は線形偏波しており、レーザ源と光変調器とは偏波保持ファイバによって接続される。それ故、伝送器から放出される光信号は線形偏波している。この構成においては、一方の伝送器における偏波の回転は、偏波コントローラにより、又は、光信号を搬送する偏波保持ファイバの一つの軸を単に回転することにより、実行される。この構成における２つの伝送器から放出される光信号を結合した結果生じる光信号は偏波多重化されている。

代わりの実現方法では、両偏波について同じ光源を用いる。偏波保持カップラを用いてレーザ源から放出された光キャリア信号を分けることができ、そのカップラにより分けられた信号の各々を光変調器に送ることができる。偏波回転方式及び結合方式は、上述の実現と同じである。

光信号とともに伝送されるべきバイナリデータストリームは、プリコードされ、トリビュタリバイナリデータストリームに逆シリアル化されてもよい。トリビュタリストリームの各々は一つのドライバに割り当てられてもよい。そのドライバは、多重化偏波の一方の光信号に情報をインプリントする光変調器を駆動するために用いられる電圧を生成する。多重化偏波は、直交したまま、光信号がファイバを介して伝送される際にランダムに且つダイナミックに回転されてもよい。それ故、ダイナミック偏波逆多重化方式は受信側において有用である。

偏波逆多重化の一つの実現は、光偏波逆多重化の条件を満たすことができる。それは、偏波ビームスプリッタ又は他の偏波分離装置により多重化偏波を分けることができるように、多重化偏波の両方を偏波コントローラにより回転させることからなる。光ファイバを介して伝送される際に偏波が回転される場合であっても、ビームスプリッタが正確に偏波多重信号を分けるように偏波コントローラをアクティブに制御することができる。分離された偏波の各々は、分離光受信器により受信される。その分離光受信器は、光信号のデータを復号してバイナリデータストリームに変換する。両受信器から生じた電気信号はシリアル化され、結果として生じたバイナリデータストリームは復号されてもよい。このことは、Ｔ．Ｉｔｏほかによる「Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ １００Ｇｂ／ｓ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｓ ｂｅｔｗｅｅｎ ＲＺ−ＤＱＰＳＫ ａｎｄ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ ＮＲＺ／ＲＺ−ＤＰＳＫ ｗｉｔｈ ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ｄｅ−ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ」（ＯＦＣ ２００８，ｐａｐｅｒ ＪＴｈＡ４６）に記載されている。

偏波逆多重化を実行する代わりの方法は、デジタル偏波逆多重化の条件を満たすことができる。光信号がコヒーレント受信器によって受信される。結果として生じる光波信号をアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣｓ）によりデジタル信号に変換することができる。結果として生じるデジタルデータを、各多重偏波にインプリントされたデータを回収及び分離できる適切なアルゴリズムに従って計算することができる。回収されたデータストリームが復号され、シリアル化される。一例がＲ．Ｎｏｅによる「ＰＬＬ−Ｆｒｅｅ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＱＰＳＫ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ／ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｃｏｎｃｅｐｔ ｗｉｔｈ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｉ＆Ｑ Ｂａｓｅｂａｎｄ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」（Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒｓ， Ｖｏｌ．１７， Ｎｏ．４， ＡＰＲＩＬ ２００５）に与えられている。

シリアル／パラレル変換、放出及び偏波多重光信号を介した伝送前のバイナリデータストリーム、及び、偏波逆多重化、受信及びパラレル／シリアル変換後のバイナリデータストリームは、理想的には同一である。ストリーム間の差異は伝送誤りである。一つのデータビットが逆シリアル化され、一方の偏波の光信号にデータをインプリントする光変調器に割り当てられる。このデータは逆シリアライザから光変調器に電気的に伝わり、変調器から光偏波コンバイナに光学的に伝送される。このビットはメディアを介して伝送されて受信器により受信される。シリアルデータストリームの他のデータビットは同様に逆シリアル化され、他方の偏波の光信号にデータをインプリントする光変調器に割り当てられる。この他のデータビットは逆シリアライザから他の光変調器に電気的に伝わり、他の変調器から光偏波コンバイナに光学的に伝送される。この他のビットはメディアを介して伝送されて受信器により受信される。それ故、考察を行ったビットの両方は逆シリアライザからそれらの光変調器に異なる電気的経路で伝わり、それらの変調器から偏波コンバイナに異なる光学的経路で伝わる。

考察を行ったビットについての電気的又は光学的経路長の差により、多重偏波での伝送について時間差が生じる。この問題はチャネル内スキューとして知られている。そのスキューが一方の偏波で伝送される信号のシンボル期間の半分を超える場合、長い経路を介して伝わるビットは、短い経路を介して伝わるビットに比べて、受信器内のシリアライザに１ビットより遅れて到着する。この状況は、伝送中のビットシーケンスの変化、すなわち、伝送誤りに帰着する。

１００Ｇｂｉｔ／ｓの二重偏波四位相変位変調（ＱＰＳＫ）伝送を仮定すると、シリアルバイナリデータストリームのビットレートは１００Ｇｂｉｔ／ｓであるが、伝送される光信号のシンボルレートは２５Ｇｂａｕｄある。それ故、一方の偏波の光信号のシンボル期間は４０ｐｓである。これは、光学的経路のための光ファイバについての４ｍｍ又は電気的経路のための配線についての４ｍｍの長さ許容量に大雑把に対応する。各偏波経路についての光成分がスライス型ファイバによって通常は接続されるという事実を考慮すれば、製品においてそのような許容量を達成することは困難であろう。その上、伝送中にファイバに蓄積する微分群遅延（ＤＧＤ）は一方の偏波を他方の偏波に対して遅延させ、それ故、ランダム且つダイナミックにチャネル内スキューを変化させるであろう。

更に、動的ネットワーク再構成又は切替えは、リンクスキューの値をダイナミックに変化させるであろう。そのスキューがシンボル期間の半分を越える場合、伝送はパラレル／シリアル変換後の受信データに関して誤りを免れない。それ故、偏波多重信号間の遅延を監視する必要がある。この情報を用いてこの遅延を補正してデータの正確な伝送を達成するためである。

この問題を解決するために様々なアプローチが提案されている。シリアル化された受信データの前方誤り訂正（ＦＥＣ）データを使用するものが最も理解しやすい。これは、ダータが正しいか、その場合は偏波間の遅延を補正する必要がないが、調べることを可能にする。誤り率が０．５を超える又は０．５のオーダーであると、両偏波が遅延することが起こりそうであり、この遅延を多重化偏波の一つで伝送されたデータのうちの一つの経路における光学的遅延、電気的遅延又はバッファを用いて変更することを試みることができる。偏波間の遅延を補正するためにＦＥＣ情報を利用することが可能である。光偏波逆多重化の場合、制御されるべき偏波の光信号の経路上の光学的可変遅延線、又は、制御されるべき偏波の電気信号の経路上の電気的位相シフタ又はバッファを用いてこれを実行することができる。

デジタル信号処理による偏波逆多重化の場合、Ｈ．Ｍｅｙｒほかの「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」（Ｗｉｌｅｙ−Ｉｎｔｅｒｓｃｉｅｎｃｅ Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ，１９９８，ｐ５０５）において説明されているように、制御されるべき偏波のデータを遅延させるバッファ又はフィルタを設置することが可能である。しかしながら、全ての場合において、ＥＦＣフレーム監視の結果により得られる情報は、遅延が発生すると遅延量についての又はどちらの偏波が遅延したかの情報がないという意味でバイナリである。

それ故、偏波多重信号間の遅延をこの方法で補正するには、適切な遅延補償を発見するまでに何回かの試行がおそらく必要であり、実用的な具現化が複雑になる。その上、偏波信号間の遅延の連続制御はこの方法では実現不可能である。最後に、この方法を用いるには、ネットワークの上位レイヤの情報を用いて物理レイヤパラメータを制御することが必要である。このことはシステム設計を複雑にし、又は相互運用性を妨げるであろう。

他のアプローチはデジタル偏波逆多重化に特異なものである。この場合、コヒーレント受信器が用いられ、結果として得られる信号がアナログからデジタルに変換される。変換された信号が伝送データを再生するために処理される。信号処理の間、各偏波の信号は定モジュールアルゴリズム（Ｃ．Ｍ．Ａ）のようなアルゴリズムにより再生される。このことはＮ．Ｋａｎｅｄａほかの「Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ−Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ ＱＰＳＫ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｗｉｔｈ Ｆｒａｃｔｉｏｎａｌｌｙ Ｓｐａｃｅｄ ＣＭＡ ｆｏｒ ＰＭＤ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ」（Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒ， Ｖｏｌ．２１， Ｎｏ．４， Ｆｅｂｒｕａｒｙ １５， ２００９）において説明されている。

デジタル処理は、メディアを介した伝送中に現れる信号の劣化のいくつかを補正することが可能なデジタルフィルタを介して信号を処理することを可能にする。Ｓ．Ｊ．Ｓａｖｏｒｙほかの「Ｕｌｔｒａ Ｌｏｎｇ−Ｈａｕｌ ＱＰＳＫ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｕｓｉｎｇ ａ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ」（ＬＥＯＳ ２００７）に記載されているように、伝送中に一定間隔で用いられるトレーニングシーケンスを認識することによりフィルタを更新することができる。トレーニングパターンを用いて偏波及び伝送されたシンボルのアンビギュイティを除去することもできる。トレーニングパターンが認識されるまで、あいまいな変数の属性についての全ての可能性が試みられる。

この場合、トレーニングパターンが認識されるまでバッファ又は時間遅延フィルタを用いて偏波間の遅延を補正することが可能である。或いは、遅延の可能性のある場合について、偏波間の遅延を回収及び補正することが可能な一致があるまで、受信したパターンをいくつかの認識パターンと比較することが可能である。このアプローチはトレーニングパターンを必要とし、一定ビットレートで伝送されるデータの量を減少しやすい。その上、この方法は遅延の各場合につき一つの比較を必要とする。それ故、計算時間及び必要なメモリが検討すべき場合の数だけ逓倍される。増加した計算要求のためにより多くの電力が消費される。

しかしながら、偏波多重信号間の遅延の監視について、簡潔さ、連続制御の可能性、処理電力消費、監視レンジ及びスピードの改善の余地がある。

パラレル伝送をＷＤＭにより実現することができる。パラレル低レートチャネルが同一のメディアを介して異なる波長の光波キャリアにより伝送される。各チャネルは伝送器により放出され、全ての伝送器の光は同一のファイバに多重化される。リンクの他端において波長がそれらの波長に従って逆多重化され、受信器により各チャネルが受信及び復号される。パラレル受信器からの電気データがパラレルからシリアルに変換される。波長分散又は電気的経路の長さの違いによるアフタレセプションによりチャネル内スキューがメディア内で発生することがある。ダイナミックネットワーク管理及び切替えは、伝送経路がダイナミックに変化すると、受信信号のチャネル内スキューをダイナミックに変化させることができる。高ビットレートでシンボル期間が減少し、それ故、スキュー問題が重大な意味を持つようになる。このことは、Ｔｏｍｉｚａｗａほかの「Ｔｅｒａｂｉｔ ＬＡＮ ｗｉｔｈ ｏｐｔｉｃａｌ ｖｉｒｔｕａｌ ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｇｒｉｄ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ｗｉｔｈ ｓｕｐｅｒ−ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ」（ＯＦＣ ２００５ ＯＴｈＧ６）で説明されている。

提供された解決は、チャネル間スキューについてのものを修正したものであり、ＸＡＵＩ標準を利用し、チャネル復号及びリアライメントに基づいている。これは、アライメントのために必要なプリフィクスが伝送データに導入されるため、同じ伝送データペイロードに対する総ビットレートの増加を必要とする。更に、スキュー監視は上位レイヤ情報の情報を必要とする。

伝送データレートの効率、簡潔の点で改善の余地がある。

パラレル伝送を実現する他の方法はＳＤＭである。ＳＤＭへのファイバリボンの使用及びＳＤＭに固有のスキュー問題がＡ．Ｐ．Ｔｏｇｎｅｒｉほかの「Ａｌｌ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｂｉｔ Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ」（ＳＭＢＯ ＩＥＥＥ ２００３）で説明されている。リンクスキューはファイバの長さ又は状態の違いによる。高ビットレートでは、ファイバを介して伝送されるシンボルレートが増大し、短いシンボル期間を意味する。それ故、スキュー問題が高ビットレートで重大になる。米国特許出願公開第２０００／４８４９６１号明細書は、データを復号及びリアライメントすることでスキューを補償する方法を開示している。その方法は、同じ伝送データペイロードに対する総ビットレートの増加を必然的に伴うプリフィクスの使用を必要とする。その上、この方法は、物理レイヤよりも高次のレイヤからの情報を使用することを必要とする。

伝送データレートの効率、簡潔の点で改善の余地がある。上位レイヤの情報に依存することなく、トレーニングシーケンスやプリフィクスの存在なしで、偏波パラレルチャネル間のスキューを広いスキューレンジで監視する高速で簡潔な方法が必要とされる。

上の記載と連携して、特開２００３−２１８８４号公報、特開２００４−１９３８１７号公報、及び、特開平１１−３４１１０２号公報は、パラレルチャネル間のスキューを監視及び補正することが可能である。

特開２００３−２１８８４４号公報は、ＰＩＮＧ又はＰＯＮＧと名づけられた特別なパターンが場合に応じて伝送されるべき実データに付加されることを要求する。ＰＩＮＧ及びＰＯＮＧパターンは、情報を搬送しないでスキューの監視又は補償のためだけに利用される。それ故、ネットワークの中でｍビットのデータを効率的に搬送するため、特開２００３−２１８８４４号公報は、ｍビットに加えてＰＩＮＧ及びＰＯＮＧに含まれる同数ビットがネットワークを介して物理的に伝送されることを実際に要求する。それ故、特開２００３−２１８８４４号公報が実現される場合、ネットワークの伝送器及び受信器の帯域は、そのデータを搬送するために必要な帯域より高くなければならない。このことは、受信器の複雑さとコストを増加させ、受信器の性能を低下させるおそれがある。その上、特開２００３−２１８８４４号公報において、受信器はＰＩＮＧ及びＰＯＮＧパターンをデータから区別しなければならない。それ故、ＰＩＮＧ及びＰＯＮＧパターンはデータと間違えられないように構成されなければならず、データはＰＩＮＧ又はＰＯＮＧパターンと間違えられないように符号化されなければならない。更に、特開２００３−２１８８４４号公報のチャネル間スキューの測定は、ＰＩＮＧ及びＰＯＮＧパターンが読み取られ且つ比較されることが可能なように受信したデータが第１に復号されることを必要とする。ネットワークを介して伝送される信号の劣化又はノイズによる誤りが発生すると、これがＰＩＮＧ及びＰＯＮＧパターンの読み取りに影響を及ぼすおそれがあり、それ故スキュー評価の誤りを引き起こすおそれがある。結果として、これが、ＥＦＣ又は他の補正方法が補償することができないかもしれないシリアル化された信号に非常に大きな影響を及ぼすおそれがある。最後に、特開２００３−２１８８４４号公報において、スキューは、ネットワークを介して伝送されるＰＩＮＧ及びＰＯＮＧパターンのシンボル又はビットの偏移で測定される。これは、１シンボル期間の分解能に限定される大雑把な推定である。

更に、特開２００４−１９３８１７号公報は、Ｉ（ｎ）と名づけられた特別のパターンが伝送されるべき実データに付加されることを要求する。ここで、ｎはパターンが挿入されるパラレルチャネルを示す整数である。Ｉ（ｎ）パターンは、情報を搬送しないでスキューの監視又は補償のためだけに利用される。それ故、ネットワークの中でｍビットのデータを効率的に搬送するため、特開２００４−１９３８１７号公報は、ｍビットに加えてＩ（ｎ）パターンに含まれる同数ビットがネットワークを介して物理的に伝送されることを実際に要求する。それ故、特開２００４−１９３８１７号公報が実現される場合、ネットワークの伝送器及び受信器の帯域は、そのデータを搬送するために必要な帯域より高くなければならない。このことは、受信器の複雑さとコストを増加させ、受信器の性能の低下を引き起こすおそれがある。その上、特開２００４−１９３８１７号公報において、受信器はＩ（ｎ）パターンをデータから区別しなければならない。それ故、Ｉ（ｎ）パターンはデータと間違えられないように構成されなければならず、データはＩ（ｎ）パターンと間違えられないように符号化されなければならない。更に、特開２００４−１９３８１７号公報においてチャネル間のスキューを測定することは、Ｉ（ｎ）パターンが読み取られ且つ比較されることが可能なように受信したデータが第１に復号されることを必要とする。ネットワークを介して伝送される信号の劣化又はノイズによる誤りが発生する場合、これが、Ｉ（ｎ）パターンの読み取りに影響を及ぼすおそれがあり、それ故スキュー評価の誤りを引き起こすおそれがある。結果として、これが、ＥＦＣ又は他の補正方法が補償することができないかもしれないシリアル化された信号に非常に大きな影響を及ぼすおそれがある。最後に、特開２００４−１９３８１７号公報において、スキューは、ネットワークを介して伝送されるＩ（ｎ）パターンのシンボル又はビットの偏移で測定される。これは、１シンボル期間の分解能に限定される大雑把な推定である。

更に、特開平１１−３４１１０２号公報は、ｍ’フレームビットが伝送されるべき実データに付加されることを要求する。それ故、ネットワークの中でｍビットのデータを効率的に搬送するため、特開平１１−３４１１０２号公報は、ｍ＋ｍ’ビットがネットワークを介して物理的に伝送されることを実際に要求する。それ故、特開平１１−３４１１０２号公報が実現される場合、ネットワークの伝送器及び受信器の帯域は、そのデータを搬送するために必要な帯域より高くなければならない。このことは、受信器の複雑さとコストを増加させ、受信器の性能の低下を引き起こすおそれがある。その上、特開平１１−３４１１０２号公報において、受信器はｍ’ビットのフレームをデータから区別しなければならない。それ故、フレームは特にデータと間違えられないように構成されなければならず、データはフレームと間違えられないように符号化されなければならない。他の提案されたフレーム生成方法は、チャネルのスキューを監視及び補償するためにネットワークの物理レイヤより高次のレイヤからの情報を要求する。そのような要求は受信器の複雑さを増大させる。スキュー監視が高次レイヤ情報に依存するため、高次レイヤ情報が回収されるべきスキュー補償を必要とし、スキュー補償は監視されるスキューに依存する。このことは、伝送経路で歪みが発生したとき、受信データのインテグリティの安定性に負の影響を及ぼすかもしれない。最後に、特開平１１−３４１１０２号公報において、スキューは、ネットワークを介して伝送されるフレームのシンボル又はビットの偏移で測定される。これは、１シンボル期間の分解能に限定される大雑把な推定である。

本発明の目的は、シリアル信号から生成されたパラレル信号間の伝送スキューを監視する簡潔な方法であって、広いスキューレンジで有用であり、且つ、上位レイヤの情報、トレーニングパターンや伝送データに付加されるプリフィクスの存在を必要としないものを提供することである。

本発明の一の観点において、方法は、パラレル信号間のスキューを監視することを備える。監視ステップは、各パラレル信号について決定された数のシンボルの間で光信号の光学的振幅にディップをインプリントすることと、監視するパラレルチャネルの光学的振幅ディップに対応する電気信号を検出することと、前記電気信号から伝送スキューに比例する信号を生成することとを含む。前記ディップは光信号のシンボルの間でカービングされ、好ましくはシンボルの中央部分に影響を及ぼさず、それ故、伝送される情報の品質に影響を及ぼさない。発明の他の観点において、各パラレル信号について光学的振幅ディップの周期が異なり、検出された電気信号の周波数は、比較されてチャネル内スキューに比例する情報を生成するために変換される。

発明の他の観点において、各パラレル信号について光学的振幅ディップの周期が異なり、検出された電気信号の周波数は変換されて比較される。その上、ディップの周波数の差を用いて受信器におけるパラレル信号を区別する。

発明の他の観点において、パラレル信号の逆多重化後に、各パラレル信号についてディップの情報を含む電気信号が再生される。
発明の他の観点において、監視の精度を向上するため、パラレル信号にインプリントされる光学的振幅ディップの周期が伝送スキューの監視中に変更される。生成されるスキューに比例する信号は、光学的振幅ディップの周期の異なる場合について生成される。

発明の他の観点において、パラレル信号について再生された電気信号を用いてクロック信号を生成する。前記クロックシグナルを用いて、パラレル信号の逆多重化又は受信信号の処理を制御することができる。

発明の更に他の観点において、光トランスポンダは、伝送する情報を搬送する偏波多重信号を放出する光伝送器と、偏波多重信号によって搬送されたデータを再生する光受信器とを備える。伝送器は、各偏波多重信号について一定数のシンボルの間で光学的振幅にディップをインプリントすることができる装置を備える。受信器は、偏波多重方式と、各偏波多重信号について光学的振幅ディップに関連する電気信号を検出することができる装置と、偏波多重信号間の伝送スキューに比例する信号を前記電気信号から生成する装置とを備える。

発明の更に他の観点において、光トランスポンダは、高ビットレートのシリアル信号から生成された異なる波長のパラレル信号を放出する光伝送器と、パラレル信号によって搬送されたデータを再生する光受信器とを備える。伝送器は、各パラレル信号について一定数のシンボルの間で光学的振幅にディップをインプリントすることができる装置を備える。受信器は、各パラレル信号について光学的振幅ディップに関連する電気信号を生成することができる装置と、波長多重信号間の伝送スキューに比例する信号を前記電気信号から生成する装置とを備える。

発明の更に他の観点において、光トランスポンダは、高ビットレートシリアル信号から生成されたパラレル信号を放出する光伝送器と、ここでパラレル信号は空間分割多重化され、パラレル信号によって搬送されたデータを再生する光受信器とを備える。伝送器は、各パラレル信号について一定数のシンボルの間で光学的振幅にディップをインプリントすることができる装置を備える。受信器は、各パラレル信号について光学的振幅ディップに関連する電気信号を生成することができる装置と、電気信号から空間分割多重信号間の伝送スキューに比例する信号を生成することができる装置とを備える。発明の更に他の観点において、測定システムは、各パラレル信号について一定数のシンボルの間で振幅変動をインプリントすることができる装置と、各偏波多重信号について前記光学的振幅変動に関連する電気クロック信号を検出することができ、偏波多重信号について前記クロック信号間の位相差を検出することができる他の装置とを備える。システムは、クロック信号間の位相差に比例する値を復帰することができる。

本発明において、一定数のシンボルの間にディップが挿入されるが、シンボルの時間期間又はネットワーク内で伝送されるべきシンボルの数は変化しない。それ故、本発明を実現したとき、伝送器及び受信器は、実データを搬送するのに必要なものと同じ帯域を持つことができ、オーバーヘッド又はトレーニングパターンに頼る背景技術に比べて改良される。更に、本発明において、データの符号化に付け加えられる制約がなく、オーバーヘッド又はトレーニングパターンの利用に比べて符号化が簡潔になる。本発明において、スキュー監視は、オーバーヘッド又はトレーニングパターン付きで復号されるデータを必要としない、それ故、伝送ビットにおける誤りの影響を直接受けない。本発明は検出されたディップから生成された電気信号を比較する。それ故、ネットワークを介して伝送される１ビット又はシンボル期間より微細なスキューを測定可能である。本発明において、物理的受信器と高次レイヤ情報の間の関係に付け加えられる制約がない。スキュー監視は高次レイヤ情報から独立しており、ＦＥＣ又は上位レイヤ情報を用いる背景技術に比べて簡潔な受信器構造が可能である。

本発明の上記及び他の効果、及び特徴は、添付される図面と連携して下記の記述から、より明らかになる。
図１は、光学的振幅ディップを生成する装置の構成を概略的に示すブロック図である。
図２は、図１の装置のタイムチャートを示す図である。
図３Ａ乃至３Ｄは、光学的振幅にインプリントされたディップ付きの光信号についてのシミュレーション結果を示す図である。
図４は、クロック信号間の遅延に比例する信号を生成する装置の構成を概略的に示すブロック図である。
図５Ａ乃至５Ｅは、図４の装置のタイムチャート及びグラフである。
図６は、光信号にインプリントされたディップ付きの偏波多重信号を放出する光伝送器の構成を概略的に示すブロック図である。
図７は、光信号にインプリントされたディップ付きの偏波多重信号を放出する光伝送器の構成を概略的に示す他のブロック図である。
図８は、受信信号のデジタル逆多重化に適用する場合において偏波多重信号を放出及び受信するトランスポンダの構成を概略的に示すブロック図である。
図９は、偏波多重信号を放出及び受信するトランスポンダであって、受信信号のデジタル逆多重化に適用される発明を実現するものの概略的な提示である。
図１０は、偏波多重信号を放出及び受信するトランスポンダであって、受信信号の光逆多重化に適用される発明を実現するものの概略的な提示である。
図１１は、波長分割多重信号を放出及び受信するトランスポンダであって、発明を実現するものの概略的な提示である。
図１２は、空間分割多重信号を放出及び受信するトランスポンダであって、発明を実現するものの概略的な提示である。
図１３は、発明を実現する測定機器の概略的な提示である。

図１は、光信号の光学的振幅にディップをインプリントするために用いることができる装置の構成を概略的に示すブロック図である。図１の装置を詳細に説明する前に、指数ｎの擬ゼロ復帰方式（Ｐ−ＲＺ（ｎ））をゼロ復帰（ＲＺ）及び非ゼロ復帰（ＮＲＺ）方式とのアナロジーで定義する。ＲＺ方式において、２つの連続するシンボルの間で光学的振幅がゼロに復帰する。ＮＲＺ方式において、連続するシンボルの間で光学的振幅がゼロに復帰せず、シンボル振幅がゼロになる又はゼロを交差する場合に限って強制的にゼロにする。Ｐ−ＲＺ（ｎ）形式において、シンボル振幅がゼロになる又はゼロを交差する場合を除いて、連続するシンボルの間でｎシンボル毎に振幅がゼロに復帰し、その他の場合にはゼロに復帰しない。Ｐ−ＲＺ（ｎ）形式は、振幅が強制的にゼロにされて非常に急傾斜（ＲＺと同じ傾斜）で緩和されるため、クロック周波数がｎ倍遅いＲＺ形式ではない。Ｐ−ＲＺ（ｎ）は、本発明で要求されるようにｎシンボル毎に光学的振幅にディップを引き起こすので本発明に適している。これに対し、ｎ倍遅いクロック周波数のＲＺ形式は、振幅が強制的にゼロにされたときにｎ倍緩い傾斜を引き起こし、シンボルの中央部分が振幅変化の緩い傾斜の影響を受けるために伝送品質の低下を引き起こす。それ故、ｎ倍遅いクロックスピードのＲＺは本発明に適さず、一方Ｐ−ＲＺ（ｎ）は有効な選択肢である。我々の表記法の拡張として、Ｐ−ＲＺ（１）はＲＺ形式であり、Ｐ−ＲＺ（∞）はＮＲＺ形式である。

システム１００は、Ｐ−ＲＺ（ｎ）カーバーであり、ＮＲＺ光信号１０１をＰ−ＲＺ（ｎ）光信号１０２に変換する。クロック信号１０３は、入力ＮＲＺ光信号１０１の（周波数ｎの）シンボルレートの信号である。クロック信号１０３は、ディバイダ１２０によって２つの同じクロック信号に分割される。これらの信号の一方は、ディバイダ１２１によって再び分割されてＤ型フリップフロップ（ＤＦＦ）１４０及び１４１に送られる。ディバイダ１２０の他方の出力信号は、分周器１３０によって周波数ｆ／ｎのクロック信号１１０に変換される。ＤＦＦ１４０は、ディバイダ１２１から供給された周波数ｆのクロック信号に従って信号１１０の立ち上がりエッジを検出する。フリップフロップ１４０の出力は、信号１１１であり、ディバイダ１２２によって分割される。ディバイダ１２２の出力の一方は論理ＮＡＮＤゲート１４２に送られ、ディバイダ１２２の他の出力はＤＦＦ１４１に送られる。ＤＦＦ１４１は、ディバイダ１２１から供給された周波数ｆのクロック信号に従ってディバイダ１２２の出力（信号１１１に等しい）を検出する。Ｄ型フリップフロップ１４１のクロック入力は否定される。そのため、Ｄ型フリップフロップ１４１はディバイダ１２１の出力の立ち下りエッジで動作する。Ｄ型フリップフロップ１４１の否定された出力は信号１１２であり、論理ＮＡＮＤゲート１４２に送られる。ゲート１４２の出力信号は信号１１３であり、ドライバ１５１に送られる。ドライバ１５１はそれを強度変調器１５０に指令を出すための電圧に変換する。そのため、シグナル１１３がハイのときに強度変調器１５の伝送が最大になり、シグナル１１３がローのときに強度変調器１５０の伝送が最小（理想的にはヌル）になる。

図２は、ｎ＝４のときに、図１に示されたＰ−ＲＺ（ｎ）カーバーで用いられる論理信号のタイミングチャートを示す図である。図２において、２００は周波数ｆのクロック信号１０３を表し、２０１は周波数ｆ／４のクロック信号１１０を表す。２０２はＤ型フリップフロップ１４０の出力１１１を表し、２０３はＤ型フリップフロップ１４１の出力１１２を表し、２０４はＮＡＮＤゲート１４２の出力１１３を表す。この場合、ｆ／２幅のディップが４シンボルおきに光信号１０１にインプリントされる。この場合、出力１０２はＰ−ＲＺ（４）信号である。図２によれば、図１の装置は、Ｐ−ＲＺ（ｎ）形式を生成することができ、本発明に適している。

図３Ａ乃至３Ｄは、異なるＱＰＳＫ伝送器についてのシミュレーション結果のグラフを提示している。全ての伝送器は、５６ＧＨｚのビットレート、すなわち２８Ｇｂａｕｄ（図１の説明の表記法に従ってｆ＝２８ＧＨｚ）のボーレートを有している。グラフ３００はＮＲＺ ＱＰＳＫ （Ｐ−ＲＺ（∞）−ＱＰＳＫ）伝送器についての光学的振幅を提示し、対応するコンステレーションマップ３１０がプロットされている。連続するシンボルが同じ位相を有する場合、光学的振幅はシンボルの中央及びシンボル間で最大（１．４ＡＵ）である。連続するシンボルが（±π／２）ラジアンの位相差を有する場合、光学的振幅はシンボル間で１ＡＵに低下する。連続するシンボルがπラジアンの位相差を有する場合、光学的振幅はシンボル間で最小（０ＡＵ）である。グラフ３０１はＲＺ−ＱＰＳＫ （Ｐ−ＲＺ（１）−ＱＰＳＫ）伝送器についての光学的振幅を提示し、対応するコンステレーションマップ３１１がプロットされている。シンボル間の位相差がどうであれ、振幅は連続するシンボル間で０ＡＵに低下する。グラフ３０４はＰ−ＲＺ（４）−ＱＰＳＫ伝送器についての光学的振幅を提示し、対応するコンステレーションマップ３１４がプロットされている。光学的振幅はＮＲＺ−ＱＰＳＫのものに類似しているが、４シンボルごとにディップがインプリントされている。Ｐ−ＲＺ（４）によってインプリントされたディップは、シンボル間のＲＺのディップと同じである。グラフ３０８はＰ−ＲＺ（８） ＱＰＳＫ伝送器についての光学的振幅を提示し、対応するコンステレーションマップ３１８がプロットされている。光学的振幅はＮＲＺ ＱＰＳＫのものに類似しているが、８シンボルごとにディップがインプリントされている。Ｐ−ＲＺ（８）によってインプリントされたディップは、シンボル間のＲＺのディップと同じである。ＮＲＺ−ＱＰＳＫ伝送器の光信号のフォトダイオードによる変換により生成された電気信号のスペクトル３２０。一つのピークがシンボル周波数（ｆ＝２８ＧＨｚ）に立っている。ＲＺ ＱＰＳＫ伝送器の光信号のフォトダイオードによる変換により生成された電気信号のスペクトル３２１。一つのピークが周波数ｆに立っている。Ｐ−ＲＺ（４） ＱＰＳＫ伝送器の光信号のフォトダイオードによる変換により生成された電気信号のスペクトル３２４。主ピークが周波数ｆ／４に他のピークがｆに立っている。小ピークが周波数ｆ／４の他の高調波に提示されている。Ｐ−ＲＺ（８） ＱＰＳＫ伝送器の光信号のフォトダイオードによる変換により生成された電気信号のスペクトル３２８。主ピークが周波数ｆに他のピークがｆ／４に立っている。小ピークが周波数ｆ／８の他の高調波に提示されている。図２は、Ｐ−ＲＺ（ｎ）についてｎシンボルごとにディップがカービングされるという事実を図示している。光信号を電気信号に変換すると、主周波数成分がｆ及びｆ／ｎに現れる。

図４は、同じ周波数の２つの信号間の位相差を測定するために用いることができる装置である。位相比較器４００は入力信号４０１及び４０２の間の位相差を比較して位相差に比例する電圧４０３を生成する。２つのトグルフリップフロップ４２４及び４２５は、クリア端子を備える。入力信号４０１及び４０２は、それぞれ、フリップフロップ４２４及び４２５のクロック入力に接続される。フリップフロップ４２４及び４２５のＪ入力及びフリップフロップ４２４及び４２５の反転ＰＲバー入力はハイレベル電圧４１０に接続される。フリップフロップ４２４及び４２５の反転Ｋバー入力はグランドレベル４１１及び４１２に接続される。フリップフロップ４２４及び４２５のＱ出力４０４及び４０５は論理ＮＡＮＤゲート４２０の入力に接続される。ＮＡＮＤゲート４２０の出力４０６はフリップフロップ４２４及び４２５の反転ＣＬＲバー入力に接続される。積分増幅器４３１及び４３２は、それぞれ、信号４０１及び４０２を信号４０１及び４０２の一周期にわたって増幅及び積分する。

図５Ａ乃至５Ｄは、異なる位相差の場合について信号４０１、４０２、４０４、４０５及び４０６のタイムチャートを提示している。図５Ｅはグラフである。図５Ａにおいて、５０１、５０２、５０４、５０５及び５０６は、それぞれ、クロック信号４０１及び４０２間の位相差が０の場合、及び、クロック信号４０１で第１クロック立ち下りエッジ転移が検出された場合について、信号４０１、４０２、４０４、４０５及び４０６のタイムチャートを提示している。図５Ｂにおいて、５１１、５１２、５１４、５１５及び５１６は、それぞれ、クロック信号４０１及び４０２間の位相差がπ／８の場合、及び、クロック信号４０１で第１クロック立ち下りエッジ転移が検出された場合について、信号４０１、４０２、４０４、４０５及び４０６のタイムチャートを提示している。図５Ｃにおいて、５２１、５２２、５２４、５２５及び５２６は、それぞれ、クロック信号４０１及び４０２間の位相差がπの場合、及び、クロック信号４０１で第１クロック立ち下りエッジ転移が検出された場合について、信号４０１、４０２、４０４、４０５及び４０６のタイムチャートを提示している。図５Ｄにおいて、５３１、５３２、５３４、５３５及び５３６は、それぞれ、クロック信号４０１及び４０２間の位相差が７π／８の場合、及び、クロック信号４０１で第１クロック立ち下りエッジ転移が検出された場合について、信号４０１、４０２、４０４、４０５及び４０６のタイムチャートを提示している。図５Ｅに示すように、グラフ５９０は、クロック信号４０１で第１クロック立ち下りエッジ転移が検出された場合について、積分増幅器４３１の出力信号４０７をクロック信号４０１及び４０２の間の位相差に対してプロットしている。この場合、積分増幅器４３２の出力信号４０８はヌルである。クロック信号４０２で第１クロック立ち下りエッジが検出された場合について、グラフ５９０は、信号４０２及び４０１間の位相差に対してプロットされた信号４０８のプロットとして見ることができ、信号４０７はヌルである。一方側の要素４０１、４２４、４０４、４２０と他方側の要素４０２、４２５、４０５、４２０の間の対称性のためである。処理回路４３０は信号４０７及び４０８を検出する。信号４０８が信号４０７より低い場合、信号４０１で第１クロック立ち下りエッジが検出され、処理回路４３０が信号４０７に等しい信号４０３を生成することを意味する。信号４０７が信号４０８より低い場合、信号４０２で第１クロック立ち下りエッジが検出され、処理回路４３０が信号４０８によって達成可能な最大値と信号４０８の現在値の間の差である信号４０３を生成することを意味する。それ故、信号４０３は全ての場合において信号４０１及び４０２の間の位相差に比例する。装置４００は、信号４０１及び４０２の間の遅延に比例する電圧４０３を生成することができる。

図６は、各偏波信号にインプリントされた異なる周波数のディップ付きの偏波多重信号を放出する光偏波多重（ＰＭ）ＱＰＳＫ伝送器を概略的に示すブロック図である。光偏波多重Ｐ−ＲＺ（ｌ，ｍ）ＱＰＳＫ伝送器６００は２つのＰＭ光信号を放出し、一方はＰ−ＲＺ（ｌ）−ＱＰＳＫ、他方はＰ−ＲＺ（ｍ）−ＱＰＳＫである。シリアル電気データ６０１は符号化されて２つのパラレル電気信号６０３及び６０４に逆シリアル化される。パラレル信号６０３及び６０４はドライバ６１１及び６１２によって適切な電圧に変換され、ＱＰＳＫ変調器６３１及び６３２によって光キャリア信号６０５及び６０６の位相にデータがインプリントされる。放出された光キャリア信号６０２のボーレートに等しい周波数ｆのクロック信号６０９は分けられ、分周器６１３及び６１４によってｌ及びｍで分周される。周波数ｆ／ｌ及びｆ／ｍのクロック信号は、図１のカーバー１００と同じであるＰ−ＲＺ（ｌ）及びＰ−ＲＺ（ｍ）カーバー６３３及び６３４に送られる。レーザ６２０は線形偏波された光キャリア信号を放出し、それは５０対５０の比の偏波保持カップラ６２１によって２つの光キャリア信号６０５及び６０６に分割される。Ｐ−ＲＺ（ｌ）カーバー６３３は光キャリア信号６０５にディップを周波数ｆ／ｌでインプリントする。Ｐ−ＲＺ（ｍ）カーバー６３４は光キャリア信号６０４にディップを周波数ｆ／ｍでインプリントする。光キャリア信号６０５及び６０６の位相はＱＰＳＫ変調器６３１及び６３２によって変調される。偏波ローテータ６３６は、変調された光信号６０７及び６０８の偏波が互いに直交するように、キャリア信号６０６の偏波をπ／２ラジアン回転させる。直交偏波６０７及び６０８は、偏波コンバイナ６２２によって多重化される。光信号６０２は、シリアル信号６０１の逆シリアル化情報を搬送する２つのパラレル信号の偏波多重化の結果である。一方の偏波は、光学的振幅に周波数ｆ／ｌのディップを持つ。他方の偏波は、光学的振幅に周波数ｆ／ｍのディップを持つ。

図７は、各偏波信号にインプリントされたディップ付きの偏波多重信号を放出する光偏波多重ＱＰＳＫ伝送器を概略的に示すブロック図である。シリアル電気データ７０１が光偏波多重Ｐ−ＲＺ（ｋ）ＱＰＳＫ伝送器７００に送られる。光信号７０２が伝送器７００によって放出される。信号７０３、７０４、７０５、７０６、７０７、７０８及び７０９は、図６の信号６０３、６０４、６０５、６０６、６０７、６０８及び６０９に類似している。装置７１０、７１１、７１２、７２０、７２１、７２２、７３１、７３２及び７３６は図６の装置６１０、６１１、６１２、６２０、６２１、６２２、６３１、６３２及び６３６と同じである。可変光学的遅延線７３５は、偏波を放出前に偏移するために変調器７３１と偏波コンバイナ７２２の間の光学的経路に設置されている。放出される光信号７０２のボーレートと等しい周波数ｆのクロック信号７０９は周波数ドライバ７１３を通過し、結果として生じる周波数ｆ／ｋのクロック信号は図１のカーバーに類似したＰ−ＲＺ（ｋ）７２３に送られる。カーバー７２３はレーザ７２０によって放出された信号の光学的振幅にディップをインプリントし、結果として生じるカービングされた信号は偏波保持カップラ７２１によって分けられる。光信号７０２は、シリアル信号７０１の逆シリアル化情報を搬送する２つのパラレル信号の偏波多重化の結果である。両偏波は光学的振幅に周波数ｆ／ｋのディップを持つ。可変遅延線７３５は、放出される多重信号のタイミングを偏移することができる。例えば、一つの構成において、各偏波のディップが一致する（ビット重畳）。他の構成において、一方の偏波のディップがｋ／２シンボル遅れの他方の偏波のディップの間の区間の中央に一致する（ビット交互配置）。

一つの実施形態において、本発明は図８に示されたトランスポンダに組み込まれる。偏波多重ＱＰＳＫトランスポンダ８００は本発明を組み込む。トランスポンダ８００は、図６の伝送器６００に類似した光伝送器８０１と、光受信器８０２とを備える。１００Ｇｂｉｔ／ｓのデータストリーム８１０が、逆シリアル化されて伝送器８０１によって光キャリア信号８１１の２つの偏波上で２５Ｇｂａｕｄのシンボルレートで、それ故、４０ｐｓのシンボル期間で伝送される。±４０×（ｍ／２）＝８０ｐｓの経路スキュー監視を可能とするため、我々はｌ＝８及びｍ＝４を選択した。

他の偏波多重ＱＰＳＫ信号８１２が２５Ｇｂａｕｄで伝送器８０１に類似した光伝送器によって放出される。受信器８０２は信号８１２を受信し、信号８１２の伝送スキューを監視及び補償し、トリビュタリ信号を１００Ｇｂｉｔ／ｓのデータストリーム８１３に復号及び再シリアル化する。伝送器８０１の動作原理は、図６を参照して既に説明済みである。

これから、８０２の動作の例を説明する。コヒーレント受信器８２１は、偏波ダイバシティ方式に搭載された２つの９０°ハイブリッドから成り、それらの出力は４つの差動フォトダイオード（不図示、受信器８２１に含まれている）に接続され、それらの各々は増幅器（受信器８２１に含まれている）に接続されている。受信器８２１は信号８１２を受信して局部発振器として用いられるレーザ８２０からの光信号と混合し、光波信号を４つの電気信号に変換する。受信器８２１の出力信号は、信号ごとにシンボル当たり２サンプルで動作するアナログ／デジタル変換（ＡＤＣ）ユニット８２２によって４つのデジタル信号に変換される。結果として生じた４つのデジタル信号は処理装置８３０に伝送される。

偏波、偏波Ｘ及び偏波Ｙ、は逆多重化ユニット８３２で逆多重化される。ここで、処理は定モジュールアルゴリズム（Ｃ．Ｍ．Ａ）に基づく。偏波の一方の複合信号、偏波Ｘ、は受信信号の光学的振幅の特性を反映したそれの平方モジュールを計算するためにユニット８４０によって処理される。平方モジュールのスペクトルがＦＦＴユニット８４２による高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により計算され、その結果が解析ユニット８４４により解析される。解析ユニット８４４は、偏波ＸがＰ−ＲＺ（８）成分を持つ信号であり且つＰ−ＲＺ（４）成分を持つ信号でないことを調べるためにｆ／ｌ（３．１２５ＧＨｚ）の成分を探す。逆多重化ユニット８３２で逆多重化された信号が反転されると、ユニット８４４はｆ／ｌ成分を発見しないでユニット８３２に指示して回収された両偏波信号、偏波Ｘ及び偏波Ｙ、の出力を反転させる。Ｐ−ＲＺ（８）の成分を用いて信号を識別することで、プリフィクスの識別事例や伝送される光信号に組み込まれるトレーニングパターンを減らすことができる。同様に、偏波Ｙの平方モジュールがユニット８４１によって計算され、それのスペクトルがＦＥＴユニット８４３によって解析され、クロック発生器８２３においてｆ／ｍ＝６．２５ＧＨｚの成分を用いてデータをタイミング再生することができる。クロック発生器８２３はユニット８３３の出力を用いてＡＤＣユニット８２２のタイミングについてのクロック信号を生成する。

Ｐ−ＲＺ（４）の成分がクロック再生のために処理ユニット８３０においてほどほどの処理資源とともに用いられる。遅延監視ユニット８４８は偏波Ｘ及び偏波Ｙの各々の平方モジュールを解析し、ｆ／ｍ＝２×ｆ／ｌ＝６．２５ＧＨｚのディップ間の遅延を計算する。遅延監視ユニット８４８は、伝送器のＰ−ＲＺカーバーからの多重化偏波間のリンクスキューを計算し、信号８１３をコヒーレント受信器８２０へ放出する。ユニット８４８は、ユニット８４０及び８４１からの情報を比較して偏波Ｘ及びＹの間のスキューを検出する。遅延制御処理ユニット８４９は、遅延監視ユニット８４８からの情報に従って遅延フィルタユニット８４６及び８４７を制御して偏波Ｘ及び偏波Ｙの間のスキューを補償するために偏波Ｘ及び偏波Ｙをバッファ及び補間フィルタでフィルタする。すなわち、遅延制御処理ユニット８４９は、ユニット８４８によって検出されたスキューに従い、偏波Ｘ及びＹの間のスキューを補償するため、ユニット８４６及び８４７の係数及びバッファサイズを計算する。ユニット８３４及び８３５は同じであり、統合されてもよい。ＣＰＥはキャリア位相推定を表し、Ｒ．Ｎｏｅの「ＰＬＬ−Ｆｒｅｅ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＱＰＳＫ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ／Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｃｏｎｃｅｐｔ Ｗｉｔｈ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｉ＆Ｑ Ｂａｓｅｂａｎｄ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」（ＩＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒｓ，ＶＯＬ．１７，ＮＯ．４，Ａｐｒｉｌ ２００５ ｐｐ８８７−８８９）において詳細に説明されている。手短に言えば、それは、コヒーレント受信後にＰＬＬを用いずに位相情報を再生することを可能にする計算方法である。Ｄｅｃは複号を表す。それ故、ユニット８３４及び８３５の役割は位相情報を再生し且つこの位相情報を偏波Ｘ及びＹについて復号する（再生された受信情報についてバイナリデータを生成する）ことである。ユニット８３４及び８３５は、信号８１２の光キャリア信号の周波数に基づいてキャリア位相推定方法によりレーザ８２０からの光信号の周波数の偏移を補償し、偏波Ｘおよび偏波Ｙについて検出されるシンボルを決定する。ユニット８３６は、多重化偏波Ｘ及びＹの信号をシリアル化及び復号する。シグナル８１３は、１００Ｇｂｉｔ／ｓの信号であり、受信器８０２によって受信される。

受信器が偏波Ｘ及びＹの間のリンクスキューを本発明の監視情報を用いて補償したので、データ信号８１２が正しく受信されてデータ信号８１３に変換された。更に、本発明は、受信信号のクロック再生と偏波Ｘ及び偏波Ｙの間の区別とをほどほどの処理要求及び電力消費で実行することができる。スキューの監視は上位レイヤの情報を必要としない。スキューの監視はトレーニングシーケンスの実現を必要としない。

他の実施形態において、分周器６１３及び６１４がＰ−ＲＺカーバーのクロック信号を分周するための整数ｌ及びｍを変化させるように構成することができる。伝送の間、第１段階において、監視レンジが非常に広くするようにｌ及びｍを大きい整数に設定することができ、第２段階において、狭いレンジで監視するためにｌ及びｍを小さくすることができる。この場合、処理ユニット８４４及び８４８は動作をｌ及びｍの変化に適合させることができる。

他の実施形態において、本発明は図９に記載されたトランスポンダに組み込まれる。偏波多重ＱＰＳＫトランスポンダ９００は、本発明を組み込む。トランスポンダ９００は、図８の伝送器８００と同じ光伝送器９０１と、光受信器９０２とを備える。信号９１０、９１１、９１２及び９１３は、図８の信号８１０、８１１、８１２及び８１３と同じである。装置９２０、９２１、９２２、９２３は図８の装置９２０、９２１、９２２及び９２３と同じである。処理ユニット９３２、９３５、９３６、９４６、９４７及び９４９は、図８の処理ユニット８３２、８３５、８３６、８４６、８４７及び８４９と同じである。

この実施形態において、偏波間のリンクスキューの補正は、処理ユニット９３０を除いて同様に実行される。はじめに、受信された光信号９１２はカップラ９２４によって分割される。カップラ９２４の一方の出力はコヒーレント受信器９２１に接続されている。他の出力は、信号９１２の光学的振幅を電気信号に変換するフォトダイオード９５０に接続されている。この信号は２つに分けられ、分けられた信号はｆ／ｍ（先の数値例で６．２５ＧＨｚ）を中心とするバンドパスフィルタ９５１及びｆ／ｌ（数値例で３．１２５ＧＨｚ）を中心とするバンドパスフィルタ９５２によってフィルタされる。フィルタされた信号は、それぞれ６．２５ＧＨｚ及び３．１２５ＧＨｚの周波数の２つのクロック信号であり、それぞれの偏波Ｘ及びＹのＰ−ＲＺ情報を備える。クロック信号はそれぞれ両Ｐ−ＲＺ指数の最小公倍数と逆Ｐ−ＲＺ指数との比で逓倍される。この場合、周波数逓倍器９５４はフィルタ９５２後のクロック信号を２（＝８／４）で逓倍し、周波数逓倍器９５３はフィルタ９５１後のクロック信号を１で逓倍する。したがって、この例では、フィルタ９５１を電気的遅延線で置き換えることが可能である。位相比較器９５５は図４の装置４００と同じである。クロック信号のための電気的経路は、比較器９５５の出力信号が信号９１２の偏波Ｘ及びＹの間のリンクスキューに比例するように設計される。比較器９５５の出力信号はＡＤＣ回路９５６によってデジタル信号に変換される。ＡＤＣ回路９５６の情報は処理ユニット９３０の中の遅延制御ユニット９４６及び９４７の制御に用いられる。更に、フィルタ９５１後の周波数ｆ／ｍのクロック信号を用いてクロック発生器９２３を制御することができる。クロック発生器９２３はＡＤＣユニット９２２のタイミングの制御に用いられる。それは処理ユニット内でも用いることができる。偏波Ｘ及び偏波Ｙの区別は処理ユニット９３０においてパターン認識によりなされる。

受信器が偏波Ｘ及びＹの間のリンクスキューを本発明の監視情報を用いて補償したので、データ信号９１２が正しく受信されてデータ信号９１３に変換された。スキューの監視はいかなる上位レイヤの情報も必要としない。更に、本発明は受信信号のクロック再生が可能である。

他の実施形態において、本発明は図１０に記載されたトランスポンダに組み込まれる。偏波多重ＤＱＰＳＫトランスポンダ１０００は、本発明を組み込む。トランスポンダ１０００は、図７の伝送器７００と同じ光伝送器１００１と、光受信器１００２とを備える。変調方式はＤＰＱＳＫである。それ故、符号器７１０はデータ信号をＤＱＰＳＫ方式に従って符号化する。可変光学的遅延線７３５は、伝送器の出力において偏波Ｘが偏波Ｙからｋ／２シンボルの遅延を有するように設定されている。これは、ＲＺ偏波多重伝送器についてのビット交互配置に類似し、光偏波逆多重化が可能である。信号１０１０は、１００Ｇｂｉｔ／ｓのデータストリームであり、逆シリアル化されて光キャリア信号１０１１の２つの偏波上で２５Ｇｂａｕｄのシンボルレートで、それ故、４０ｐｓのシンボル期間で多重化ユニット１００１によって伝送される。±４０×（ｍ／２）＝８０ｐｓの経路スキュー監視を可能とするため、我々はｋ＝４を選択する。

信号１０１２は、伝送器１００１に類似の光伝送器によって２５Ｇｂａｕｄで放出される他の偏波多重ＱＰＳＫ信号である。受信器１００２は、信号１０１２を受信し、信号１０１２の伝送スキューを監視及び補償し、トリビュタリ信号を１００Ｇｂｉｔ／ｓのデータストリーム１０１３に復号及び再シリアル化する。偏波コントローラ１０３０は信号１０１２の偏波を回転させ、偏波ビームスプリッタ１０３１は多重化偏波を分けてそれらの各々をカップラ１０４０及び１０４１に送る。偏波は１シンボル遅延干渉計１０３２及び１０３３によって逆多重化され、復調された光学的シンボルはそれぞれバランスフォトダイオード１０３４及び１０３５によって受信される。バランスフォトダイオード１０３４及び１０３５は光信号を電気信号に変換し、データはクロック・データ再生（ＣＤＲ）ユニット１０３６及び１０３７によって再生される。再生されたデータは、パラレル／シリアル変換器１０３８によって復号及び再シリアル化される。変換器１０３８は、必要に応じて、偏波を識別及び置換することができる。カップラ１０４０は、分離された偏波の一部を分け、偏波の光学的振幅に比例した信号を電気的信号に変換するフォトダイオード１０４２に送る。信号はバンドパスフィルタ１０４４によってフィルタされ、バンドパスフィルタ１０４４は分離された偏波の情報を周波数ｆ／４で抽出する。抽出されたクロック信号は分けられる。一部を制御回路１０３９を介した偏波コントローラ１０３０へのフィードバックに用いることが可能であり、最大信号フィードバックとして作用する。偏波が完全に逆多重化される場合、Ｐ−ＲＺ（４）によって両偏波にカービングされたディップが伝送器の出力におけるそれらの間のｋ／２シンボルの遅延のために一致しないのでクロック信号が最大となる。フィルタ１０４４後のクロック信号のその他の部分は位相比較器１０４６に送られる。装置１０４１、１０４３及び１０４５はそれぞれ装置１０４０、１０４２及び１０４４と同じである。バンドパスフィルタ１０４５によって抽出された周波数ｆ／４のクロック信号は、位相比較器１０４６に送られ、位相比較器１０４６は周波数ｆ／４のクロック信号の間の位相差に比例した信号を放出し、それ故、偏波間のスキューに比例する。位相比較器１０４６は図４の装置４００と同じである。

制御回路１０４７は、信号１０１２を放出する伝送器による放出時に、偏波間の遅延がｋ／２シンボルにそのまま保持されるように、一方の偏波を他方に対して遅延させる差動偏波遅延を制御する。Ｘ偏波をｋ／２シンボル遅延させることは光学的処理のために必要であり、それは偏波Ｘ及びＹが識別された後にシリアライザ・符号器１０３８内で２シンボルのバッファによって最終的に補正される。受信器が偏波Ｘ及びＹの間のリンクスキューを本発明の監視情報を用いて補償したので、データ１０１２が正しく受信されてデータ１０１３に変換された。更に、本発明は光偏波逆多重方式の制御が可能である。

他の実施形態において、本発明は図１１に記載されたトランスポンダに組み込まれる。ＷＤＭトランスポンダ１１００は、本発明を組み込む。トランスポンダ１１００は、光伝送器１１０１を備える。光伝送器１１０１は、高ビットレートデータストリーム１１５０を４つの異なる波長の４つのパラレル信号で伝送し、それらのビットレートはストリーム１１５０よりも４倍低い。トランスポンダ１１００は、光受信器を備える。光受信器は、伝送器１１０１に類似した伝送器から放出された４つの異なる波長の４つのパラレル信号を受信し、それらをシリアルデータストリーム１１５３にシリアル化する。信号１１５１は、伝送器１１０１によって放出される４つのパラレルＷＤＭ信号を表す。信号１１５２は、受信器１１０２によって受信される４つのパラレルＷＤＭ信号を表す。ストリーム信号１１５０及び１０５３のビットレートは等しい。

符号器・逆シリアライザ１１６０はストリーム信号１１５０を４つのパラレル信号に分け、それらは変調器内臓レーザ１１１０、１１２０、１１３０及び１１４０に送られる。レーザの各々は波長ＮＲＺ強度変調信号を異なる波長で放出する。周波数ｆ（逆シリアライザ１１６０のビットレートの４分の１）のクロック信号が分周器１１６１によってｐで分周され（例えば、ｐ＝４）、周波数ｆ／ｐのクロック信号は、図１のカーバー１００に類似した４つのＰ−ＲＺ（ｐ）カーバーに分配される。Ｐ−ＲＺカーバーに１１１１、１１２１、１１３１及び１１４１が付されている。波長多重化器１１６２を用いて４つのＰ−ＲＺ（４）強度変調信号を信号１１５１に結合する。

波長逆多重化器１１７２は、信号１１５２の４つの波長を４つの単色信号に分離する。４つの信号はフォトダイオード１１１２、１１２２、１１３２及び１１４２によって受信される。フォトダイオードは信号１１５２のパラレル光波長の光電変換により電気信号を生成する。４つの電気信号の各々が分けられる。クロック・データ再生（ＣＤＲ）ユニット１１１３、１１２３、１１３３及び１１４３が電気信号の分けられた部分を復号し、周波数ｆ／ｐを中心とするバンドパスフィルタ１１１４がフォトダイオード１１１２によって変換された電気信号のその他の分けられた部分をフィルタする。それ故、バンドパスフィルタの出力における周波数ｆ／ｐのクロック信号はＰ−ＲＺ（４）カービングの情報を含む。フィルタ１１２４、１１３４及び１１４４は、フィルタ１１１４と同じであり、それぞれのフォトダイオード１１２２、１１３２及び１１４２からの信号に対して同様に動作する。位相比較器１１２５、１１３５及び１１４５は、図４の比較器４４０と同じであり、クロック信号１１１４とそれぞれのクロック信号１１２４、１１３４及び１１４４との位相を比較する。クロック信号間の位相遅延に比例する電気信号が位相比較器１１２４、１１３４及び１１４４によって生成され、位相シフタ制御ユニット１１７１に送られる。位相シフタ制御ユニット１１７１は、４つの電気信号を生成してそれぞれのフォトダイオード１１１２、１１２２、１１３２及び１１４２によって受信されるデータの経路に設置された４つの可変位相シフタ１１１６、１１２６、１１３６及び１１４６を制御する。制御ユニット１１７１は、位相シフタ１１１６、１１２６、１１３６、１１４６を制御して４つの受信された波長、それらは４つのバンドパスフィルタにより生成された周波数ｆ／ｐのクロック信号の間の位相遅延により監視される、の間のスキューを補償する。制御ユニット１１７１は、４つの受信された波長がスキューを持たないときに４つの位相シフタが同じ遅延を導入するように較正される。シリアライザ・復号器１１７０は４つのパラレル信号を補償されたスキューを用いてシリアル信号１１５３に変換する。

受信器が４つの波長の間のリンクスキューを本発明の監視情報を用いて補償したので、データ信号１１５２が正しく受信されてデータストリーム１１５３に変換された。

他の実施形態において、本発明は図１２に示されたトランスポンダに組み込まれる。ＳＤＭトランスポンダ１２００は本発明を組み込む。トランスポンド１２００は、光伝送器１２０１を備える。光伝送器１２０１は、ファイバリボン１２５１に取り付けられた１０の異なるファイバを介して高ビットレートデータストリーム１２５０を１０のパラレル信号で伝送し、それらのビットレートは信号１２５０よりも１０倍低い。トランスポンダ１２００は、光受信器を備える。光受信器は、ファイバリボン１２５２に取り付けられたファイバの１０のパラレル信号、伝送器１２０１に類似した伝送器によって放出された、を受信する。受信器１２０２はそれらをシリアルデータストリーム１２５３にシリアル化する。信号１２５０及び１２５３のビットレートは互いに等しい。ファイバリボン１２５１内を伝送されるパラレル信号のビットレートは、ファイバリボン１２５２内を伝送されるパラレル信号のビットレートに等しく、信号１２５０のビットレートの１０分の１である。

符号器・逆シリアライザ１２６０は信号１２５０を１０のパラレル信号に分ける。発光体１２１０はレーザを備え、それの光強度が符号器１２６０及びＰ−ＲＺ（ｑ）カーバー１２２１からのパラレル信号の一つで変調される。分周器１２６１は周波数ｆ（信号１２５０のビットレートの１０分の１）のクロックデータを周波数ｆ／ｑのクロック信号に変換し、それはＰ−ＲＺ（ｑ）カーバー１２２１に送られる。発光体１２１０は、符号器１２６０からのパラレル信号に従って、ファイバリボン１２５１に一つの光信号を放出する。１２１１から１２１９の連続番号が付された９つの他の発光体は、発光体１２１０と同じであり、符号器１２６０からの９つの他のパラレル信号の情報を含む９つのパラレル強度変調Ｐ−ＲＺ（ｑ）信号をリボン１２５１の残りの９つのファイバへ伝送する。

スキュー補償受信ユニット１２３０は、フォトダイオード１２２２、ＣＤＲ１２２３、周波数ｆ／ｑを中心とするバンドパスフィルタ１２２４及び可変位相シフタ１２２５を備える。フォトダイオード１２２２は、信号１２５２のファイバの一つからの光信号を電気信号に変換し、それは２つの信号に分けられる。一方の信号はＣＤＲ１２２３に送られて電気データに変換され、その他の信号はフィルタ１２２４によってフィルタされてＰ−ＲＺ（ｑ）光信号の周波数ｆ／ｑの高調波を含む周波数ｆ／ｑのクロック信号を生成する。位相シフタ１２２５は、ＣＤＲ後のデータを偏移し、制御ユニット１２７１によって制御される。ファイバリボン１２５２によって伝送されるその他の９つのパラレル信号は、受信ユニット１２３０と同じスキュー補償受信ユニット１２３１乃至１２３９の９つの連続番号が付された９つのスキュー補償受信器によって受信される。

１２４１から１２４９が付された９つの位相比較器は、受信ユニット１２３０によって放出された周波数ｆ／ｑのクロック信号とスキュー補償受信ユニット１２３１乃至１２４９からのそれぞれのクロック信号とを位相において比較する。クロック信号間の位相遅延に比例した電気信号が９つの位相比較器１２４１乃至１２４９によって生成され、位相シフタ制御ユニット１２７１に送られる。位相シフタ制御ユニット１２７１は、１０の電気信号を生成して受信ユニット１２３０乃至１２３９の１０の位相シフタ１２２５、・・・を制御する。制御ユニット１２７１は、位相シフタを制御して１０の受信信号の間のスキューを補償し、それらは受信ユニット１２３０乃至１２３９のバンドパスフィルタによって生成された周波数ｆ／ｑのクロック信号の間の位相遅延を介して監視される。制御ユニット１２７１は、１０の受信されたパラレル信号がスキューを持たないときに１０のシフタが同じ遅延を導入するように較正される。シリアライザ・復号器１２７０は１０のパラレル信号を補償されたスキューを用いてシリアル信号１２５３に変換する。

受信器が１０のパラレル信号の間のリンクスキューを本発明の監視情報を用いて補償したので、データ１２５２が正しく受信されてデータ１２５３に変換された。

他の実施形態において、本発明は図１３に示された測定機器１３００において実現される。１３１０、１３１２及び１３１５は光入力インタフェースを表す。１３１１及び１３１３は光出力インタフェースを表す。電気発振器１３２２は周波数ｆのクロック信号を生成する。Ｐ−ＲＺ（ｋ１）カーバー１３２０は、発振器１３２２からのクロック信号に従って、Ｐ−ＲＺディップをインタフェース１３２０の信号入力にインプリントする。分周器１３２３は周波数ｆのクロック信号を周波数ｆ／２のクロック信号に分周し、Ｐ−ＲＺディップをカーバー１３２１を用いてインタフェース１３１２における光信号入力にインプリントする。インタフェース１３１０及び１３１１の間の遅延は、インタフェース１３１２及び１３１３の間の遅延と等しくなるように設計・調節されている。フォトダイオード１３３０はインタフェース１３１５における光信号入力を電気信号に変換し、その電気信号は分けられてそれぞれ周波数ｆ及びｆ／２を中心とする２つのバンドパスフィルタ１３３２及び１３３３によってフィルタされる。周波数２倍器１３３５は、フィルタ１３３３の出力のクロック信号をフィルタ１３３２の出力におけるものと同じ周波数のクロック信号に変換する。位相比較器１３４０は、フィルタ１３３２及び周波数２倍器１３３５からのクロック信号の間の遅延を測定する。その位相比較の結果は表示され、インタフェース１３５０によってメディアに保存される。

次に、１３００の動作の例を説明する。機器１３００は伝送器６００における偏波の間のスキューを測定するために用いられる。カーバー６３３及び６３４に加えて変調器６３１及び６３２がオフされ、伝送器６００の出力信号が一定になる。出力ファイバ６０２がインタフェース１３１０に接続され、インタフェース１３１１が入力ファイバ６０１に接続されている。出力ファイバ６０２がインタフェース１３１２に接続され、インタフェース１３１３が入力ファイバ６０１に接続されている。伝送器６００の出力ファイバは１３１５に接続されている。カーバー１３２０及び１３２１はＰ−ＲＺディップを伝送器６００の２つの偏波にインプリントする。２つのインプリントされたＰ−ＲＺディップの情報を含む周波数ｆ及びｆ／２の２つのクロック信号がカーバー１３３２及び１３３３を介して生成される。周波数ｆ／２のクロック周波数が周波数２倍器１３３５によって２倍され、周波数ｆの２つのクロック信号が位相比較器１３４０によって比較される。測定された位相遅延はＰ−ＲＺディップ間の遅延、それ故、偏波間の遅延、を表す。ユーザインタフェース１３５０は、伝送器６００における多重化偏波の間で測定されたスキューを表示し、メディアに保存する。ファイバ長を調節すること又は可変遅延線を導入することにより、伝送器６００の出力におけるスキューを何回かの測定の後にゼロに設定することができる。最大測定可能スキューは２／ｆである。例えば、ｆ＝１ＧＨｚの場合、最大測定可能スキューは２ｎｓである。

上述したように、本発明によれば、様々な効果を得ることができる。更に、上記実施形態又は実施例を矛盾の無い範囲で組み合わせてもよい。

実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

Claims (20)

1. パラレル信号の光学的振幅にディップをシンボル間の一定間隔でインプリントすることと、
   前記パラレル信号の各々について前記インプリントされたディップの情報を含む電気信号を抽出することと、
   前記抽出した電気信号を比較して前記パラレル信号間のスキューを検出することと
   を具備する
   方法。
2. 請求項１に記載の方法であって、
   前記ディップは前記パラレル信号にそれぞれ異なる周波数でインプリントされる
   方法。
3. 請求項２に記載の方法であって、
   前記ディップについての前記異なる周波数は前記パラレル信号を区別するために用いられる
   方法。
4. 請求項１に記載の方法であって、
   前記ディップは前記パラレル信号に同じ周波数でインプリントされ、
   前記パラレル信号について前記電気信号が抽出される
   方法。
5. 請求項１乃至４のいずれかに記載の方法であって、
   監視中に前記光学的振幅に前記ディップがインプリントされる前記周波数を変更することが可能である
   方法。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載の方法であって、
   前記抽出された電気信号からクロック信号が生成される
   方法。
7. 請求項１乃至５のいずれかに記載の方法であって、
   前記パラレル信号は偏波多重信号である
   方法。
8. 請求項７に記載の方法であって、
   前記抽出された電気信号からクロック信号が生成される
   方法。
9. 請求項１乃至５のいずれかに記載の方法であって、
   前記パラレル信号は波長分割多重信号である
   方法。
10. 請求項１乃至５のいずれかに記載の方法であって、
    前記パラレル信号は空間分割多重信号である
    方法。
11. パラレル信号に変換されるシリアル光信号の情報を搬送するパラレル信号間のスキューを監視する監視システムであって、
    パラレル光信号の各々の光学的振幅にディップをシンボル間の一定間隔でインプリントするカーバーと、
    前記パラレル光信号を電気信号に変換する変換手段と、
    前記パラレル信号の各々について前記インプリントされたディップの情報を含む前記電気信号を抽出する抽出手段と、
    前記抽出された電気信号の間のスキューを検出する比較手段と
    を具備する
    監視システム。
12. 請求項１１に記載の監視システムであって、
    前記カーバーは、前記ディップを前記シンボル間の一定間隔でパラレル信号ごとに異なる間隔でインプリントする
    監視システム。
13. 請求項１１に記載の監視システムであって、
    前記シリアル光信号を前記パラレル光信号に分離するスプリッタ手段を更に具備する
    監視システム。
14. 請求項１１又は１２に記載の前記監視システムと、ここで前記シリアル光信号は偏波多重光信号であり、
    前記検出されたスキューに基づいて前記パラレル光信号に対応する偏波の間のスキューを補償するスキュー補償手段と
    を具備する
    偏波多重トランスポンダ。
15. 請求項１４に記載の偏波多重トランスポンダであって、
    前記監視システムは、前記シリアル光信号を前記パラレル光信号に分離するスプリッタ手段を更に具備し、
    前記偏波多重トランスポンダは、前記検出されたスキューに基づいて前記パラレル光信号に対応する偏波の間のスキューを補償するスキュー補償手段を更に具備する
    偏波多重トランスポンダ。
16. 請求項１５に記載の偏波多重トランスポンダであって、
    前記電気信号からクロック信号を生成し、前記クロック信号に基づいて前記スプリッタ手段を制御して前記シリアル光信号を前記パラレル光信号に分離するユニットを更に具備する
    偏波多重トランスポンダ。
17. 請求項１５又は１６に記載の偏波多重トランスポンダであって、
    前記監視システムは、
    前記シリアル光信号としての偏波多重光信号を受信及びデジタル化する光受信手段と、
    前記パラレル光信号にインプリントされた前記ディップの前記情報を回収する処理手段と
    を更に具備し、
    前記比較手段は前記情報を用いて前記抽出された電気信号の間の前記スキューを計算する
    偏波多重トランスポンダ。
18. 請求項１４乃至１７のいずれかに記載の偏波多重トランスポンダであって、
    前記光学的振幅に前記ディップがインプリントされる間隔は各偏波について異なる
    偏波多重トランスポンダ。
19. 請求項１１乃至１３のいずれかに記載の前記監視システムと、ここで前記シリアル光信号は偏波多重光信号であり、
    前記検出されたスキューに基づいて前記パラレル光信号に対応する偏波の間のスキューを補償するスキュー補償手段と
    を具備する
    波長分割多重トランスポンダ。
20. 請求項１１乃至１３のいずれかに記載の前記監視システムと、ここで前記シリアル光信号は偏波多重光信号であり、
    前記検出されたスキューに基づいて前記パラレル光信号に対応する偏波の間のスキューを補償するスキュー補償手段と
    を具備する
    空間分割多重トランスポンダ。

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