JP2012210150A - 多レベル電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】主回路素子の過電流異常を素早く確実に検出して過電流保護を行なうことが可能な多レベル電力変換装置を提供する。
【解決手段】N(Nは3以上の整数)レベルの電位を有する直流電源と、この直流電源の直流電圧をNレベルの相電圧に変換する複数個のスイッチングレグ3と、スイッチングレグ内のスイッチング素子の制御極にゲートパルスを供給する制御手段6と、制御手段6から各々のスイッチング素子にオンパルスが与えられたとき、当該スイッチング素子の主電極間の電圧が所定値以上であるとき異常信号を出力する電圧監視手段51と、スイッチングレグ毎に前記電圧監視手段の出力を論理演算して当該スイッチングレグ内の主回路素子の異常を判定する演算手段7とで構成し、演算手段7による演算は、少なくとも2個以上の異常信号のAND条件を含む演算とする。
【選択図】図1

Description

本発明は、改良された過電流保護機能を有する多レベル電力変換装置に関する。
直流を交流に変換する電力変換装置として、従来は通常の2レベルのインバータ装置が用いられていた。最近になって、高電圧で大容量の電力変換装置のニーズが拡大し、3レベル以上の所謂多レベルのインバータ装置が、例えばモータ駆動用のインバータ装置に適用されるようになってきた。
3レベルのインバータ装置は、文字通り3つの直流電位を出力する装置である。これに対し、従来の2レベルのインバータ装置は2つの直流電位を出力する。インバータの構成の違いは、2レベルのインバータ装置が、直流電源に対して直列接続された2個のスイッチング素子を並列に接続してその中間点から交流出力を得るのに対し、3レベルのインバータ装置は、正、ゼロ及び負の3つの電位を持つ直流電源に対して4個のスイッチング素子を直列接続して直列接続体を構成し、その中点から交流出力を得る。3レベルのインバータ装置の直列接続体の両端は正、負の直流電位に接続され、正側及び負側の端部のスイッチング素子と中間のスイッチング素子の中間点は夫々ダイオードを介してゼロ電位にクランプされる。直列接続体を構成するスイッチング素子は各々フライホイルダイオードが逆並列接続されている。そして直列接続体と上記クランプダイオードを含めた部分をスイッチングレグと呼称する。
2レベル、3レベル何れのインバータ装置であっても、2つのスイッチングレグを並列接続することによって単相の交流出力を得、3つのスイッチングレグを並列接続することによって3相の交流出力を得ることができる。
従来の2レベルインバータ装置では、スイッチング素子の過電流保護を目的に、スイッチング素子の主電極間の電圧を検出し、スイッチング素子をオンしたときに、スイッチング素子の主電極間の電圧が基準電圧以上あった場合は、ゲート電圧の低減または装置停止を行なう方法が用いられていた。
即ち、正常運転状態ではスイッチング素子の制御極にオンパルスが与えられたとき、素子の主電極間の電圧は若干の遅れ時間を持って飽和電圧まで減少する。一方素子をオンしたときに過電流が流れた場合、素子の内部抵抗があるため、素子の主電極間の電圧は低下しない。よってオンパルスが与えられて所定の遅延時間後に素子の主電極間の電圧が検出レベル以上であるとき過電流が流れていると判定し、装置を停止すれば過電流保護が可能となる。
この考え方を3レベルインバータ装置に適用した提案も各種為されている(例えば特許文献1参照。)。
特開2000−354383号公報(第5頁、図3)
特許文献1に示された手法は電流検出手段が不要であるので装置の実装が容易な構成となる。しかしながら、スイッチング素子の主電極間の電圧が低下する速度は、素子の特性や負荷電流によって左右され、その調整/設定が困難であると共に動作遅れの問題があった。
また、3レベルインバータ装置のスイッチングレグの両端に接続されない中間部のスイッチング素子においては、還流モードの時に素子にオンパルスを与えても素子に電流が流れていないため、素子の主電極間の電位を積極的に固定できず、結局、主電極間の電圧検出による過電流保護を用いることができないという問題があった。
更に、直流短絡は必ずしもスイッチング素子の誤点弧のようにスイッチング素子が健全な状態で生ずるとは限らず、短絡した状態でインピーダンスが低下すれば、場合によってはこの方法では検出できないという問題もあった。
この発明は上記のような問題に鑑みて為されたものであり、主回路素子の過電流異常を素早く確実に検出して過電流保護を行なうことが可能な多レベル電力変換装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明の多レベル電力変換装置は、N(Nは3以上の整数)レベルの電位を有する直流電源と、前記直流電源に並列接続され、夫々フライホイルダイオードを逆並列接続した(N−1)×2個のスイッチング素子の直列接続体と、前記直流電源の(N−2)個の中間電位に前記直列接続体の中間部を固定するように接続された(N−2)×2個のクランプダイオードで構成される複数個のスイッチングレグと、前記直列接続体の中点からNレベルの相電圧を得るため、前記スイッチング素子の制御極にゲートパルスを供給する制御手段と、前記制御手段から各々のスイッチング素子をオンするためのオンパルスが与えられたとき、当該スイッチング素子の主電極間の電圧が所定値以上であるとき異常信号を出力する電圧監視手段と、前記スイッチングレグ毎に前記電圧監視手段の出力を論理演算して当該スイッチングレグ内の主回路素子の異常を判定する演算手段とを有し、前記演算手段は、前記電圧監視手段から何れか必ず2個の前記異常信号が入力されたとき、異常と判断することを特徴としている。
本発明によれば、主回路素子の過電流異常を素早く確実に検出して過電流保護を行なうことが可能な多レベル電力変換装置を提供することができる。
本発明の実施例1に係る電力変換装置の回路構成図。 実施例1の電力変換装置に使用される電圧検出器の内部構成図。 実施例1の電力変換装置に使用される演算回路の内部構成図。 3レベルインバータの短絡モード解析図。 本発明の実施例2に係る電力変換装置に使用される電圧検出器の内部構成図。 実施例2の電力変換装置に使用される演算回路の内部構成図。 3レベルインバータのクランプダイオード故障時の短絡モード解析図。 本発明の実施例3に係る電力変換装置に使用される電圧検出器の内部構成図。 実施例3の電力変換装置に使用される演算回路の内部構成図。 本発明の実施例4に係る電力変換装置の回路構成図。 4レベルインバータの短絡モード解析図。 4レベルインバータのクランプダイオード故障時の短絡モード解析図。 実施例4の電力変換装置に使用される演算回路の内部構成図。
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
本発明の実施例1に係る電力変換装置を図1乃至図4を参照して説明する。図1は本発明の実施例1に係る電力変換装置の回路構成図である。
直流電源1から得られる直流電圧を、直流分圧コンデンサ2p及び2nで構成される直列回路に供給する。直流電源1は2Eの電圧を有している。従って、直流分圧コンデンサ2pの正側電位を+Eとすると、直流分圧コンデンサ2p及び2nの中点の電位は0、直流分圧コンデンサ2nの負側の電位は−Eとなる。
このようにして得られた3レベルの電位を有する直流電圧はスイッチングレグ3u、3v及び3wに供給される。図1においてはスイッチングレグ3uの内部構成が図示してある。他のスイッチングレグ3v及び3wの内部構成は、基本的にスイッチングレグ3uと同一であるので、それらの図示及び説明は省略する。
スイッチングレグ3uは、直列接続された4個のスイッチング素子Q1、Q2、Q3及びQ4、これ等のスイッチング素子に夫々逆並列接続されたフライホイルダイオードD1、D2、D3及びD4、更に平滑コンデンサ2p及び2nの中点からスイッチング素子Q1及びQ2の中点に接続されたクランプダイオードDP、平滑コンデンサ2p及び2nの中点からスイッチング素子Q3及びQ4の中点に接続されたクランプダイオードDNから構成されている。ここで、スイッチング素子Q1及びスイッチング素子Q4は夫々直流電源の+E電位及び−E電位に接続されている。そして、スイッチング素子Q1及びスイッチング素子Q4はスイッチングレグ3uの端部を形成しているので、両端部のスイッチング素子と呼ぶ。これに対して、スイッチング素子Q2及びスイッチング素子Q3はスイッチングレグ3uの中間部を形成しているので、中間部のスイッチング素子と呼ぶ。そしてスイッチングレグ内のスイッチング素子、フライホイルダイオード及びクランプダイオードを総称して主回路素子と呼称する。
スイッチングレグ3uを構成するスイッチング素子Q1、Q2、Q3及びQ4の制御極には、制御回路6からゲートパルスが与えられる。そして、スイッチング素子Q1、Q2、Q3及びQ4は例えばPWM制御によって所望のU相出力電圧をスイッチング素子Q2及びQ3の中点に出力する。このU相出力電圧は、負荷である交流電動機4の1次巻線に供給される。同様にして、スイッチングレグ3v及び3wから交流電動機4の1次巻線にV相出力電圧及びW相出力電圧が夫々供給される。
スイッチング素子Q1、Q2、Q3及びQ4の主電極間の電圧Vceは夫々電圧監視器51、52、53及び54に与えられる。この電圧監視器51、52、53及び54には制御回路6から当該スイッチング素子用のゲートパルスも併せて供給される。電圧監視器51、52、53及び54の出力は演算回路7に与えられる。演算回路7において、後述する条件演算を行なうことにより、スイッチングレグ3u内のスイッチング素子及びダイオードの過電流異常を検出する。同様に、スイッチングレグ3v及び3wを構成する各スイッチング素子の主電極間の電圧も対応する電圧監視器で監視され、過電流異常が検出される構成となっているが、図示を省略している。
図2は電圧監視器51の内部構成図である。
スイッチング素子Q1の主電極間の電圧Vceの正電位側は、逆向きに接続された逆阻止用ダイオード511を介して比較器512の正側の入力に接続される。また、電圧Vceの負電位側は、検出レベル設定器513による電圧バイアスを介して比較器512の負側の入力に接続される。このようにして、電圧Vceが検出レベルを超えたとき、比較器512は1を出力する。比較器512の出力はAND回路514の一方の入力となる。AND回路514の他方の入力には、制御回路6から得られるスイッチング素子Q1用のゲートパルスが与えられる。このようにしてスイッチング素子Q1がオンしている時の主電極間の電圧Vceが過大となったかどうかを検出することが可能となる。
この実施例1においては、電圧監視器51は、全てのスイッチングレグ内のスイッチング素子に適用される。従って電圧監視器52、53及び54も電圧監視器51と同一の構成となる。
図3は図1における演算回路7の内部構成図である。
電圧監視器51、52、53及び54の出力信号は夫々AND回路71、72、73及び74の一方の入力となる。そして、AND回路71、72、73の他方の入力には、OR回路81、82、83及び84の出力が与えられる。OR回路81の入力はAND回路71の一方の入力である電圧監視器51の出力信号以外の3つの信号、即ち電圧監視器52、53及び54の出力信号が与えられる。OR回路82、83及び84についても同様に夫々電圧監視器52、53及び54の出力信号以外の3つの信号が与えられる。そしてAND回路71、72、73及び74の出力信号はOR回路75に与えられる。このように構成すれば、電圧監視器51、52、53及び54の出力信号のうち、任意の2つ以上の信号が1となったとき、OR回路75の出力即ち演算回路7の出力が1となる。
以下、図4の短絡モード解析図を参照して本実施例1の動作について説明する。
図4(a)はスイッチングレグ内のフライホイルダイオードD1が短絡状態となったときの短絡電流の電流ルートを示したものである。フライホイルダイオードD1とスイッチング素子Q1は並列接続されているので、以下の議論は、スイッチング素子Q1が短絡状態となった場合にも適用される。
図4(a)に示したように、スイッチング素子Q2とQ3が同時にオンしたとき、+E電位からD1(またはQ1)、Q2、Q3、DN、そして0電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q2及びQ3のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、フライホイルダイオードD1またはスイッチング素子Q1が短絡状態になったと判定できる。
ここで、図2に示した電圧監視器51の回路で、従来必要であった遅延要素が不要となる理由について説明する。上述したように、フライホイルダイオードD1またはスイッチング素子Q1の過電流異常を検出する場合、スイッチング素子Q2及びQ3の両方のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超える条件が必要となる。スイッチング素子Q2及びQ3は同時にオフ状態からオン状態に変化することはないので、スイッチング素子Q2及びQ3の何れかが過渡オン状態にあってオン時電極間電圧Vceが検出レベルを超えていても、正常状態であれば他方の電極間電圧Vceは検出レベルを超えない。従って、遅延要素を省いてより素早い過電流異常の検出が可能となる。
図4(b)はスイッチングレグ内のフライホイルダイオードD2またはスイッチング素子Q2が短絡状態となったときの短絡電流の電流ルートを示したものである。図4(b)に示したように、スイッチング素子Q3とQ4が同時にオンしたとき、0電位からDP、D2(またはQ2)、Q3、Q4、そして−E電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q3及びQ4のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、フライホイルダイオードD2またはスイッチング素子Q2が短絡状態となったと判定できる。
図4(c)はスイッチングレグ内のフライホイルダイオードD3またはスイッチング素子Q3が短絡状態となったときの短絡電流の電流ルートを示したものである。図4(c)に示したように、スイッチング素子Q1とQ2が同時にオンしたとき、+E電位からQ1、Q2、D3(またはQ3)、DN、そして0電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q1及びQ2のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、フライホイルダイオードD3またはスイッチング素子Q3が短絡状態となったと判定できる。
図4(d)はスイッチングレグ内のフライホイルダイオードD4またはスイッチング素子Q4が短絡状態となったときの短絡電流の電流ルートを示したものである。図4(d)に示したように、スイッチング素子Q2とQ3が同時にオンしたとき、0電位からDP、Q2、Q3、D4(またはQ4)、そして−E電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q2及びQ3のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、フライホイルダイオードD4またはスイッチング素子Q4が短絡状態となったと判定できる。
以上説明したように、スイッチングレグ内の任意の主回路素子が短絡状態となったときには必ず2つのスイッチング素子のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超える。従って図2に示した電圧監視器と図3に示した演算回路を組み合わせて用いればこの過電流異常の検出が可能になる。
尚、図3の演算回路は、任意の2つ以上のスイッチング素子のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、過電流異常を検出するように構成したが、図4で故障モード解析を行ったように、スイッチングレグ内の隣り合う2つのスイッチング素子のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、過電流異常を検出するように構成すれば、更に信頼性の高い過電流異常の検出が可能になることは明らかである。
以下、本発明の実施例2に係る電力変換装置を図5乃至図7を参照して説明する。
図5は本発明の実施例2に係る電力変換装置に使用される電圧監視器51Aの内部構成図である。この実施例2の各部について、図2の実施例1に係る電力変換装置に使用される電圧監視器の内部構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例2が実施例1と異なる点は、電圧監視器51A内の比較器512の出力側に遅延器515を設け、この遅延器515の出力をAND回路514に与える様に構成した点である。
前述したように遅延器515は、スイッチング素子Q1がオンするときの過渡状態は検出しないようにする為である。この過渡状態においては、電圧Vceは過電流異常の有無に拘らず検出レベルを超えているため、この実施例2においては誤検出の要因となる。
尚、この実施例2においては、図1におけるスイッチングレグの両端部のスイッチング素子の電圧監視器51及び54にこの遅延付の電圧監視器51Aを適用し、中間部のスイッチング素子用には図2に示した遅延なしの電圧監視器を適用する。
図6は本発明の実施例2に係る電力変換装置に使用される演算回路7Aの内部構成図である。図6に示したように、電圧監視器51及び54の出力信号は直接OR回路75Aに与えられる。そして、電圧監視器52及び53の出力信号は、AND回路76に与えられ、AND回路76の出力信号はOR回路75Aに与えられる。そしてOR回路75Aの出力が演算回路7Aの出力となるように構成されている。
以下、図7の短絡モード解析図を参照して本実施例2の動作について説明する。
図7(a)はスイッチングレグ内のクランプダイオードDPが短絡状態となったときの短絡電流の電流ルートを示したものである。図7(a)に示したように、スイッチング素子Q1がオンしたとき、+E電位からQ1、DP、そして0電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q1のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、クランプダイオードDPが短絡状態となったと判定できる。
図7(b)はスイッチングレグ内のクランプダイオードDNが短絡状態となったときの短絡電流の電流ルートを示したものである。図7(b)に示したように、スイッチング素子Q4がオンしたとき、0電位からDN、Q4、そして−E電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q4のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、クランプダイオードDNが短絡状態となったと判定できる。
図7の短絡モード解析図から言えることは、クランプダイオードの過電流異常を検出するためには、スイッチングレグ内の両端部の何れかのスイッチング素子のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたことによって行なえば良いことが分かる。
従って、クランプダイオードを含む全ての主回路素子の過電流異常時の動作を考慮すれば、何れかのスイッチングレグ内の主回路素子が短絡状態となったときには、スイッチング素子Q1のオン時主電極間電圧Vceが大となるか、スイッチング素子Q4のオン時主電極間電圧Vceが大となるか、またはスイッチング素子Q2及びQ3のオン時主電極間電圧Vceが共に大となることが分かる。
以上の理由により、図6に示した演算回路7Aを用いれば、何れかの主回路素子が短絡状態になったことを素早く検出することが可能となる。スイッチング素子Q1のオン時主電極間電圧Vceが大のときは、スイッチング素子Q3またはフライホイルダイオードD3、或いはクランプダイオードDPが短絡状態になったと考えられる。スイッチング素子Q4のオン時主電極間電圧Vceが大のときは、スイッチング素子Q2またはフライホイルダイオードD2、或いはクランプダイオードDNが短絡状態になったと考えられる。そして、スイッチング素子Q2及びQ3のオン時主電極間電圧Vceが共に大のときは、スイッチング素子Q1またはフライホイルダイオードD1、或いはスイッチング素子Q4またはフライホイルダイオードD4が短絡状態となったと考えられる。
以下、本発明の実施例3に係る電力変換装置を図8及び図9を参照して説明する。
図8は本発明の実施例3に係る電力変換装置に使用される電圧監視器51Bの内部構成図である。この実施例3の各部について、図5の実施例2に係る電力変換装置に使用される電圧監視器の内部構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例3が実施例2と異なる点は、比較器512の出力とゲート信号を入力とするAND回路514Aを設け、このAND回路514Aの出力も電圧監視器51Bのもう1つの出力とするように構成した点である。従って、電圧監視器51Bは、オン時主極間電圧Vce大の信号として遅延付と遅延なしの2信号を出力する。尚、この実施例3においては、図1におけるスイッチングレグの両端部のスイッチング素子用の電圧監視器51及び54にこの2信号を出力する電圧監視器51Bを適用する。
図9は本発明の実施例3に係る電力変換装置に使用される演算回路7Bの内部構成図である。この実施例3の各部について、図3の実施例1に係る電力変換装置に使用される演算回路の内部構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例3が実施例1と異なる点は、電圧監視器51B及び54の遅延付出力信号をOR回路75Bの入力に加えた点である。
実施例2の図6に示した演算回路7Aは簡単な回路構成ではあるが、スイッチングレグの両端部に遅延付の電圧監視器51Aを用いているため、スイッチングレグの中間部のスイッチング素子またはフライホイルダイオードの過電流異常時にも遅延器515で設定された遅延時間だけ過電流異常検出が遅れてしまう。この対策として、本実施例の電圧監視器51Bと演算回路7Bを組み合わせて使用すれば、スイッチングレグの中間部のスイッチング素子またはフライホイルダイオードの過電流異常時であっても時間遅れなしで検出することが可能となる。
以下、本発明の実施例4に係る電力変換装置を図10乃至図13を参照して説明する。
図10は本発明の実施例4に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例4の各部について、図1の実施例1に係る電力変換装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例4が実施例1と異なる点は、直流電源部に直流分圧コンデンサ2cを直流分圧コンデンサ2pと直流分圧コンデンサ2nの中間に設け、電位+E,−Eに加え電位+E/3及び電位−E/3を出力可能な4レベル構成とした点、これに伴い、スイッチングレグ3u1内にスイッチング素子Q5及びフライホイルダイオードD5、並びにスイッチング素子Q6及びフライホイルダイオードD6を直列に設けた点、出力電位を+E/3にクランプするためのクランプダイオードDP1及びDN1を設け、夫々スイッチング素子Q1とQ2の中間点、スイッチング素子Q4とQ5の中間点を、また出力電位を−E/3にクランプするためのクランプダイオードDP2及びDN2を設け、夫々スイッチング素子Q2とQ3の中間点、スイッチング素子Q5とQ6の中間点をクランプする構成とした点、更にスイッチング素子Q5及びQ6のオン時主電極間電圧Vceを検出する電圧監視器55及び56を設け、その出力を演算回路7Cに与えるように構成した点である。
即ち、図1の3レベルインバータ装置を4レベルインバータ装置に変更したのが図10の回路構成図である。尚、図10においては、制御回路6から与えられる各スイッチング素子へのゲート信号を単線で図示している。
以下、図11及び図12の短絡モード解析図を参照して本実施例4の動作について説明する。
図11(a)はスイッチングレグ内のフライホイルダイオードD1が短絡状態となった
ときの短絡電流の電流ルートを示したものである。フライホイルダイオードD1とスイッチング素子Q1は並列接続されているので、以下の議論は、スイッチング素子Q1が短絡状態となった場合にも適用される。
図11(a)に示したように、スイッチング素子Q2、Q3及びQ4が同時にオンしたとき、+E電位からD1(またはQ1)、Q2、Q3、Q4,DN1、そして+E/3電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q2、Q3及びQ4のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、フライホイルダイオードD1またはスイッチング素子Q1が短絡状態となったと判定できる。
図11(b)はスイッチングレグ内のフライホイルダイオードD2またはスイッチング素子Q2が短絡状態となったときの短絡電流の電流ルートを示したものである。図11(b)に示したように、スイッチング素子Q3、Q4及びQ5が同時にオンしたとき、+E/3電位からDP1、D2(またはQ2)、Q3、Q4、Q5、DN2そして−3/E電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q3、Q4及びQ5のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、フライホイルダイオードD2またはスイッチング素子Q2が短絡状態となったと判定できる。
図11(c)はスイッチングレグ内のフライホイルダイオードD3またはスイッチング素子Q3が短絡状態となったときの短絡電流の電流ルートを示したものである。図11(c)に示したように、スイッチング素子Q4、Q5及びQ6が同時にオンしたとき、−E/3電位から、D3(またはQ3)、DN、Q5、Q6、そして−E電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q4、Q5及びQ6のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、フライホイルダイオードD3またはスイッチング素子Q3が短絡状態となったと判定できる。
図11(d)はスイッチングレグ内のフライホイルダイオードD4またはスイッチング素子Q4が短絡状態となったときの短絡電流の電流ルートを示したものである。図11(d)に示したように、スイッチング素子Q1、Q2及びQ3が同時にオンしたとき、+E電位からQ1、Q2、Q3、D4(またはQ4)、DN1、そして+E/3電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q1、Q2及びQ3のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、フライホイルダイオードD4またはスイッチング素子Q4が短絡状態となったと判定できる。
図11(e)はスイッチングレグ内のフライホイルダイオードD5またはスイッチング素子Q5が短絡状態となったときの短絡電流の電流ルートを示したものである。図11(e)に示したように、スイッチング素子Q2、Q3及びQ4が同時にオンしたとき、+E/3電位からDP1、Q2、Q3、Q4、D5(またはQ5)、DN2、そして−E/3電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q2、Q3及びQ4のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、フライホイルダイオードD5またはスイッチング素子Q5が短絡状態となったと判定できる。
図11(f)はスイッチングレグ内のフライホイルダイオードD6またはスイッチング素子Q6が短絡状態となったときの短絡電流の電流ルートを示したものである。図11(f)に示したように、スイッチング素子Q3、Q4及びQ5が同時にオンしたとき、−E/3電位からDP2、Q3、Q4、Q5、D6(またはQ6)、そして−E電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q3、Q4及びQ5のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、フライホイルダイオードD6またはスイッチング素子Q6が短絡状態となったと判定できる。
以上の短絡モード解析で分かるように、4レベルインバータの場合は隣接する3個のスイッチング素子のオン時主極間電圧Vceが検出レベルを超えたことを検出すれば、スイッチングレグ内の任意のスイッチング素子またはフライホイルダイオードの過電流異常の検出が可能となる。また、このように厳密に検出を行なえば、短絡状態となった部位をある程度特定できる。これをN(Nは整数でN>2)レベルインバータに拡張したときは、隣り合う(N−1)個のスイッチング素子のオン時主極間電圧Vceが検出レベルを超えたことを検出すれば良いことが分かる。
上記は厳密な過電流異常検出の場合であるが、実施例1で述べたように、任意の2つのスイッチング素子のオン時主極間電圧Vceが検出レベルを超えたことを検出してもこの検出が可能であることは容易に考えられる。これをNレベルインバータに拡張すると、Nレベルインバータのスイッチングレグ内の任意の2つのスイッチング素子のオン時主極間電圧Vceが検出レベルを超えたことを検出すれば、スイッチングレグ内の任意のスイッチング素子またはフライホイルダイオードの過電流異常の検出が可能となると言える。
図12はクランプダイオードが短絡状態となったときの故障モード解析図である。この図12は3レベルインバータにおける図7に対応している。
図12(a)はスイッチングレグ内のクランプダイオードDP1が短絡状態となったときの短絡電流の電流ルートを示したものである。図12(a)に示したように、スイッチング素子Q1がオンしたとき、+E電位からQ1、DP、そして+E/3電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q1のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、クランプダイオードDPが短絡状態になったと判定できる。
図12(b)はスイッチングレグ内のクランプダイオードDP2が短絡状態になったときの短絡電流の電流ルートを示したものである。図12(b)に示したように、スイッチング素子Q1及びQ2がオンしたとき、+E電位からQ1、Q2、DP2、そして−E/3電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q1及びQ2のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、クランプダイオードDP2が短絡状態になったと判定できる。
図12(c)はスイッチングレグ内のクランプダイオードDN1が短絡状態になったときの短絡電流の電流ルートを示したものである。図12(c)に示したように、スイッチング素子Q5及びQ6がオンしたとき、+E/3電位からDN1、Q5、Q6、そして−E電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q5及びQ6のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、クランプダイオードDN1が短絡状態になったと判定できる。
図12(d)はスイッチングレグ内のクランプダイオードDN2が短絡状態になったときの短絡電流の電流ルートを示したものである。図12(d)に示したように、スイッチング素子Q6がオンしたとき、−E/3電位からDN2、Q6、そして−E電位のルートで短絡電流が流れる。従ってスイッチング素子Q6のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたとき、クランプダイオードDN2が短絡状態になったと判定できる。
以上述べたように3レベルインバータの場合と同様、スイッチングレグ内の両端部のスイッチング素子のオン時主電極間電圧Vceを監視することによって、クランプダイオードの過電流異常を検出することが可能となる。更にこの両端部に隣り合うスイッチング素子のオン時主電極間電圧Vceを監視すれば、短絡故障したクランプダイオードを特定可能となる。Nレベルインバータの場合、両端部に隣り合う(N−3)個のスイッチング素子のオン時主電極間電圧Vceを監視すれば、短絡故障したクランプダイオードを特定可能となる。
図13は本発明の実施例4に係る電力変換装置に使用される演算回路7Cの内部構成図の1例である。この実施例4の各部について、図3の実施例1に係る電力変換装置に使用される演算回路の内部構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例4が実施例1と異なる点は、電圧監視器52乃至55の出力をAND回路71乃至74及びOR回路81乃至84の入力となるように構成した点、また電圧監視器51及び56の出力をOR回路75Cの入力に追加した点である。ここでスイッチングレグの両端部のスイッチング素子の電圧監視器51及び56は、図5に示した遅延付電圧監視器を使用し、中間部のスイッチング素子の電圧監視器52乃至55は、図2に示した遅延なし電圧監視器を使用する。
以上の構成によれば、図6に示した3レベルインバータにおける演算回路7Aと同様、比較的簡単な構成で、全ての主回路素子の過電流異常を検出することが可能である。これをNレベルインバータに拡張すると、スイッチングレグ内の何れかの両端部のスイッチング素子のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたか、またはN個の中間部のスイッチング素子のうち任意の2つ以上のスイッチング素子のオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたかによって過電流異常の検出が可能になる。
また、3レベルインバータにおける実施例3をNレベルインバータに拡張すると、スイッチングレグ内の何れかの両端部のスイッチング素子の遅延付オン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたか、またはスイッチングレグ内のスイッチング素子のうち任意の2つ以上の遅延なしオン時主電極間電圧Vceが検出レベルを超えたかによってより素早い過電流異常検出が可能となる。
通常、過電流異常が検出されたときには、ゲートパルスをブロックし、場合によっては電力変換装置の主回路の遮断器をオフして電力変換装置を停止する。このとき、前述したように電圧監視器からの異常信号が記憶されていれば、どの主回路素子が過電流異常となったのかをある程度特定することが可能となる。
1 直流電源
2p、2n、2c 直流分圧コンデンサ
3u、3v、3w スイッチングレグ
3u1、3v1、3w1 スイッチングレグ
Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6 スイッチング素子
D1、D2、D3、D4、D5、D6 フライホイルダイオード
DP、DN、DP1、DN1、DP2、DN2 クランプダイオード
4 交流電動機
51、51A、51B、52、53、54、55、56 電圧監視器
511 逆阻止用ダイオード
512 比較器
513 検出レベル設定器
514、514A AND回路
515 遅延器
6 制御回路
7、7A、7B、7C 演算回路
71、72,73、74 AND回路
75、75A、75B、75C OR回路
81、82、83,84 OR回路

Claims (3)

  1. N(Nは3以上の整数)レベルの電位を有する直流電源と、
    前記直流電源に並列接続され、夫々フライホイルダイオードを逆並列接続した(N−1)×2個のスイッチング素子の直列接続体と、前記直流電源の(N−2)個の中間電位に
    前記直列接続体の中間部を固定するように接続された(N−2)×2個のクランプダイオードで構成される複数個のスイッチングレグと、
    前記直列接続体の中点からNレベルの相電圧を得るため、前記スイッチング素子の制御極にゲートパルスを供給する制御手段と、
    前記制御手段から各々のスイッチング素子をオンするためのオンパルスが与えられたとき、当該スイッチング素子の主電極間の電圧が所定値以上であるとき異常信号を出力する電圧監視手段と、
    前記スイッチングレグ毎に前記電圧監視手段の出力を論理演算して当該スイッチングレグ内の主回路素子の異常を判定する演算手段と
    を有し、
    前記演算手段は、前記電圧監視手段から何れか必ず2個の前記異常信号が入力されたとき、異常と判断することを特徴とする多レベル電力変換装置。
  2. 前記演算手段は、
    前記スイッチングレグの中間部のスイッチング素子の何れか2個の前記異常信号が入力されたとき異常と判断することを特徴とする請求項1に記載の多レベル電力変換装置。
  3. 前記演算手段が異常と判断したとき過電流保護動作を行い、装置を停止するようにしたことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の多レベル電力変換装置。
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