JP2012170324A - 電力コンバータのためのコントローラおよびその動作方法 - Google Patents

Abstract

【課題】コンバータ（１０２）用コントローラ（１１６）と、このようなコントローラを動作する各方法とが提供される。
【解決手段】スイッチング動作により入力電力を受け取り、かつ、出力電力を供給するコンバータ（１０２）のコントローラ（１１６）であって、コンバータの出力電力に依存するフィードバック信号（１１４）を受け取る入力部（１１８）と、コンバータ（１０２）のスイッチング動作を制御するために、コンバータ（１０２）に制御信号（１２２）を供給する出力部（１２０）とを備え、制御信号（１２２）はフィードバック信号（１１４）に応答して更新されるスイッチングパターンに対応し、制御信号（１２２）は出力電力における高次の高調波を低減する高調波補償信号（１２３）を含み、高次の高調波はフィードバック信号（１１４）の受信と、スイッチングパターンの更新との間の時間遅延（４０６）から生じる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力コンバータの分野に関する。

サンプリングしたフィードバックデータを用いる閉ループ制御システムにおいて、フィードバック変数のサンプリングと、これらのフィードバック信号に応じたアクチュエータの変化との間には一定の遅延が存在する。たとえば、３相電源コンバータの場合、フィードバック変数は３相電流であり、アクチュエータは、実際には、３相電圧の振幅および位相の変化により３相電流が制御される、パルス幅変調（ＰＷＭ）ブリッジである。

典型的には、固定スイッチング周波数のＰＷＭスキームにおいて、電流はＰＷＭ期間（ＰＷＭ期間＝１／（スイッチング周波数））全体において何度もサンプリングされ、これらの複数のサンプルの平均がコントローラにより用いられる電流フィードバック変数となる。この方法を用いて、高調波電流に関連するＰＷＭスイッチング周波数の良好な減衰が実現される。しかし、電流のサンプリング、必要な算術計算の実行および電圧変化の間の遅延により、一定の位相遅延が制御ループに入ってしまう。すなわち、ＰＷＭ電圧は、実際に、所定の遅延分、このサンプリングされた電流を変化させる。制御システムの安定性の観点から、特に、ＰＷＭブリッジに接続されたネットワークアレイを考慮する場合、これらの位相遅延が最小化されることが望ましい。

上記状況を鑑みて、上掲の問題の少なくとも１つを実質的に解消しまたは少なくとも低減させる、改善された特性を有するコンバータのコントローラを提供する改善された技術に対する要求が存在した。

この要求は、独立請求項に係る発明により満たされる。本明細書中に開示される発明の有利な実施形態は、従属請求項に記載される。

本発明の第１の態様によれば、入力電力を受け取り、かつ、スイッチング動作により出力電力を供給するコンバータのコントローラが提供され、該コンバータは、コンバータの出力電力に依存するフィードバック信号を受け取る入力部と、コンバータのスイッチング動作を制御するために、コンバータに制御信号を供給する出力部とを備え、制御信号はフィードバック信号に応答して更新されるスイッチングパターンに対応し、制御信号は出力電力における高次の高調波を低減する高調波補償信号を含み、高次の高調波はフィードバック信号の受信と、スイッチングパターンの更新との間の時間遅延から生じる。

本発明のこの態様は、許容可能なレベルの不所望の高調波を維持しつつ、同時にコンバータへの制御信号中の少なくとも１つの高調波補償信号によってこれらの高調波を補償することにより、フィードバック信号の受信とスイッチングパターンの更新との間の遅延が低減可能であるという着想に基づいている。

一実施形態では、上記コンバータは電力コンバータ、たとえば、風力タービン装置の電力コンバータである。

一実施形態では、出力電力は複数の位相、たとえば３つの位相（３相電力）を有する。たとえば、一実施形態では、出力電力は、各導電体中の電圧波の間で一定の時間オフセットでもって交流電流を搬送する複数の導電体（各位相に１つ）に供給される。他の実施形態では、出力電力は単相である。

一実施形態では、上記コントローラは、変調信号を供給する変調信号発生器と、高調波補償成分を発生する補償発生器と、をさらに備え、該コントローラは、変調信号および高調波補償成分に依存する制御信号を供給する。

一実施形態では、高調波補償成分は、ＰＷＭ電圧中の不所望な高調波を補償するために適切な位相および大きさの１つまたは複数の高調波成分を含む。本明細書中、概して、高調波補償成分は、（適切な相および大きさの）このような高調波成分の１つ、または、別の実施形態では、このような高調波成分の複数を含む。

別の実施形態では、上記コントローラは、変調信号と高調波補償成分とを加算し、和信号を発生する加算器をさらに備える。たとえば、一実施形態では、高調波補償成分は、変調信号に直接加えられる高調波成分である。このような場合、和信号が制御信号である。

別の実施形態では、上記コントローラは、和信号を処理し、制御信号を発生する信号処理ユニットをさらに備える。たとえば、和信号は、スイッチングが行われる時間を得るために、基準信号、たとえば三角搬送波信号と比較される。

別の実施形態では、上記コントローラは、複数の補償指標を保存するルックアップテーブルをさらに備え、各補償指標は各高調波補償成分に対応するものであり、補償発生器は、選択された補償指標に基づいて、高調波補償成分を発生する。さらに一実施形態では、補償発生器は、変調度、変調角および時間遅延の少なくともいずれか１つを受け取り、これに応じて、高調波補償成分を供給する。

たとえば、一実施形態では、ルックアップテーブルは、複数の異なる変調度、変調角および時間遅延に関する補償指標を保存している。補償発生器は、このため、実際の変調度、変調角および時間遅延を受け取り、対応する補償指標に応じて選択するために構成されている。補償発生器は、選択された補償指標に基づいて高調波補償成分を発生する。

別の実施形態では、出力電力は複数の位相を有し、複数の位相の電圧レベルが異なる時点において、スイッチングパターンの更新が行われる。たとえば、高調波補償信号なしに、スイッチングパターンの更新がゼロベクトルの中間点で行われ、ここで、ゼロベクトルとは電圧レベルが複数の位相のすべてに関して等しい時間間隔に相当する。本明細書に開示される実施形態に従って高調波補償信号を有することにより、スイッチングパターンの更新は、ゼロベクトルの中間点に依存せず、任意の時点で、すなわち有利には複数の位相の電圧レベルが異なる時点で行われうる。「複数の位相の電圧レベルが異なる時点」は、換言すれば、複数の位相のそれぞれについての制御信号成分が異なる時点である。

他の実施形態では、時間遅延は、制御信号を決定するために必要な計算時間により決定される。たとえば、一実施形態では、時間遅延は意図的に長いものとされることはなく、必要な計算時間によってのみ定められる。この意味で、このような時間遅延はコントローラの構成に基づく最小の時間遅延である。

本明細書に開示される発明の第２の態様では、コンバータ装置が提供され、該コンバータ装置は、第１の態様またはその実施形態に係るコントローラと、第１の態様に係るコンバータと、を備え、該コンバータは、スイッチング動作により、入力電力を受け取る入力部と、出力電力を供給する出力部と、を有する。

本明細書に開示される発明の第３の態様によれば、入力電力を受け取り、かつ、スイッチング動作により出力電力を供給するコンバータのコントローラの動作方法が提供され、該方法は、コンバータの出力電力に依存するフィードバック信号を受け取るステップと、コンバータのスイッチング動作を制御するために、コンバータに制御信号を供給するステップと、を含み、制御信号はフィードバック信号に応答して更新されるスイッチングパターンに対応し、制御信号は出力電力における高次の高調波を低減する高調波補償信号を含み、高次の高調波は、フィードバック信号の受信と、スイッチングパターンの更新との間の時間遅延から生じる。

第３の態様の一実施形態では、出力電力は複数の位相を有する。

第３の態様の一実施形態では、上記方法は、変調信号を供給するステップと、高調波補償成分を発生するステップと、変調信号および高調波補償成分に依存する制御信号を供給するステップと、をさらに含む。

さらに別の実施形態では、上記方法は、変調信号と高調波補償成分とを加算し、和信号を発生するステップをさらに含む。

さらに別の実施形態では、上記方法は、複数の補償指標を保存するルックアップテーブルを用意するステップであって、各補償指標は各高調波補償成分に対応する、ステップと、複数の補償指標の少なくとも１つを選択するステップと、補償発生器が、選択された補償指標に基づいて、高調波補償成分（７２０）を発生するステップと、をさらに含む。

第３の態様の他の実施形態では、出力電力は複数の位相を有し、複数の位相の電圧レベルが異なる時点において、スイッチングパターンの更新が行われる。

本明細書中、概して、第３の方法の態様の各実施形態は、第１の装置の態様に関して記載された１つまたは複数の特徴および／または機能を含んでよい。このような場合、第１の態様に関して記載される装置の特徴は方法にかかる請求項の範囲を限定するものと考えられるべきではない。むしろ、装置に関して記載された特徴を少なくとも参照する際、このような装置の開示は各装置の特徴とは独立な各機能または各方法の特徴を明確に開示するものと理解されたい。

すなわち、第３の態様の実施形態では、この方法は、第１の態様またはその実施形態にしたがって構成される。

本明細書中に開示される発明の第４の態様では、コンピュータプログラムが提供され、該コンピュータプログラムは、第３の態様またはその実施形態に述べた制御方法をコンピュータに実行させる。

本明細書中、コンピュータプログラムについての参照は、上記方法またはその実施形態の実行を調和させるためのコンピュータシステムを制御するための命令を含むプログラム要素および／またはコンピュータ読み取り可能な媒体の参照と同等であると意図される。

コンピュータプログラムは、例えば、ＪＡＶＡ、Ｃ＋＋のような任意の適したプログラム言語のコンピュータ読み取り可能な命令コードとして組み込まれてもよく、コンピュータ読み取り可能な媒体（リムーバブルディスク、揮発性または不揮発性メモリ、組込メモリ／プロセッサ等）に格納されていてもよい。指示コードは、コンピュータまたは意図された機能を実行するための任意の他のプログラム可能な装置のプログラムに動作可能である。コンピュータプログラムは、Ｗｏｒｌｄ Ｗｉｄｅ Ｗｅｂなどの、ダウンロード可能なネットワークから、入手可能であってもよい。

本発明は、コンピュータプログラムソフトウェアにより実現されてもよい。しかし、本発明は、１または複数の特定の電子回路ハードウェアにより実現されてもよい。さらに、本発明は、ハイブリッドの形態、すなわち、ソフトウェアモジュールとハードウェアモジュールの組み合わせにより実現されてもよい。

上記および下記において、コンバータ装置のコントローラ、コンバータ装置およびこのようなコントローラの動作方法に関して、本明細書中に開示された発明の例示的な実施形態が記載される。勿論、本明細書中に開示された発明の異なる態様に関連する特徴の組み合わせも可能であることに留意されたい。特に、ある実施形態は装置型の請求項を参照して記載され、他の実施形態は方法型の請求項を参照して記載される。しかし、当業者は、上記および下記の記載から、他に指摘しない限り、一つの態様に属する特徴の任意の組み合わせだけでなく、異なる態様または実施形態に関連する特徴の任意の組み合わせ、たとえば、本願に開示されると考えられる、装置型の請求項の特徴と方法型の請求項の特徴との組み合わせから理解するであろう。

本発明の上記実施態様および他の態様および実施形態は、以下に示す実施例から明らかとなり、図面を参照して説明される。しかし、本発明はこれに限定されない。

本明細書に開示される発明の実施形態に係るコンバータ装置を示す。 先のＰＷＭ期間におけるサンプルの平均が電流フィードバックとして用いられるＰＷＭ期間にわたる電流サンプリングを示す。 電流サンプリング点がＰＷＭ期間の中間点であるゼロベクトルの中間点における電流サンプリングを示す。 ゼロベクトルの後の中間点以外の時点におけるスイッチングパターンの更新を示す。 高調波の次数（ｘ軸）およびスイッチングパターンの更新オフセットｔｃ（ｙ軸）に対する高調波電流の大きさ（ｚ軸）を示す。 単相に関する、例示的な変調波および三角搬送波からのＰＷＭスイッチングパターンの決定を示す。 本明細書に開示される発明の実施形態に係るコントローラを示す。

図面における記載は概略的なものである。異なる図面中、同様または同じ要素には同一の参照符号が付され、これらの要素の説明はこれらの要素が現れるごとに繰り返さない。

図１は本明細書に開示される発明の実施形態に係るコンバータ装置１００を示す。一実施形態において、コンバータ装置１００は、全体として１０２で示されるコンバータを備える。コンバータ１０２は、入力電圧たとえばＤＣ電圧を受け取る入力部１０４と、コンバータ１０２のスイッチング動作により出力電圧を提供する出力部１０６とを備える。一実施形態では、出力電力は３相電力である。したがって、出力部１０６は、３相に対応する３本の出力線１０８ａ、１０８ｂ、１０８ｃを備える。

一実施形態では、コンバータは１相当たり２つのスイッチング素子を有するパルス幅変調ブリッジを備える。スイッチング素子１１０は、図１に示されるように並列接続されたフリーホイールダイオードを有する絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）である。

さらに、コンバータ装置１００は、各出力線１０８ａ、１０８ｂ、１０８ｃに接続されたフィードバック線１１２を有し、各相の出力電流を検出する。さらに、検出電流に応じて各フィードバック信号１１４を各相に供給するため、アナログ／デジタルコンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）１１３が各相に対して設けられている。

コンバータ装置は、さらに、本明細書中に開示される発明の実施形態にしたがって構成されているコントローラ１１６を有する。コントローラ１１６は、コンバータ１０２の出力電力に依存するフィードバック信号１１４を受け取る入力部１１８を有する。さらに、コントローラは、コンバータ１２０に送られて、コンバータ１０２のスイッチング動作を制御する制御信号１２２を供給する出力部１２０を有する。たとえば、一実施形態では、スイッチング信号１２２はＩＧＢＴのゲートに送られるＩＧＢＴゲート信号である。

一実施形態では、コントローラ１１６は、コントローラ１１６の少なくとも１つの機能を提供するコンピュータプログラムを実行するよう構成されたプロセッサ装置１２１を備える。

一実施形態では、制御信号１０２は、フィードバック信号１１４に応じて更新されるスイッチングパターンに相応する。さらに、制御信号１２２は、出力電力中の高次の高調波を低減させる高調波補償信号１２３を含み、この高次の高調波とは、フィードバック信号の受信とスイッチングパターンの更新との間の時間遅延から生じるものである。

さらに、図１には、リアクタ／インダクタの巻線１２４およびフィルタコンデンサ１２６が示されている。しかし、これらの要素は通常の機能を行うものであり、本明細書においてはさらに説明しない。

以下、コンバータ装置の可能な動作スキームが記載され、本明細書に開示される発明の態様および実施形態の利点をさらに記載する。

図２は、ＰＷＭ期間における電流サンプリングを示し、ここで、先のＰＷＭ期間におけるＮ個のサンプルの平均が電流フィードバックとして用いられる。図２には、時間ｔにかけての図１の線１０８ａ、１０８ｂ、１０８ｃにおける位相に相応する制御信号成分１２２ａ、１２２ｂ、１２２ｃが示されている。図２にはさらに、固定スイッチング周波数に対応するＰＷＭ期間１２８が示されている。ＰＷＭ期間はＰＷＭ期間＝１（スイッチング周波数）として定義される。

典型的には、ＰＷＭの全期間１２８にわたり何度も電流のサンプリングが行われる。なお、サンプリングは１３０で示されている。これらの複数（たとえばＮ個）のサンプルの平均が、電流フィードバック変数として用いられ、１３２で示される時間における更新されたスイッチングパターンが得られる。記載される方法は、高調波電流に関連するＰＷＭスイッチング周波数の良好な減衰の方法を提供する一方で、区間１ａおよび１ｂにおける電流のサンプリング、区間２ａにおける必要な数学的計算の実行およびブリッジの出力におけるＰＷＭ電圧の各変化の間の時間遅延により、一定の位相遅延を入れてしまう。制御システムの安定性の観点から、特に、風力タービンのアレイまたはネットワーク接続されたＰＷＭブリッジのアレイを考慮する場合、これらの位相遅延が解消されることが望ましい。図２に示されるようなスキームでは、効果的な遅延は５００マイクロ秒（μｓ）である（たとえば風力タービンについて典型的な４００μｓのＰＷＭ期間を仮定）。

図３は、電流サンプリング点がＰＷＭ期間の中間点である、ゼロベクトルの中間点３０２における「同期」電流サンプリングを示す。このスイッチングパターンは、ゼロベクトルの次の中間点（３０４で示す）において更新される。矢印３０６はフィードバック信号の受信とスイッチングパターンの更新との間の時間遅延を示す。

すべての上側ＩＧＢＴがオンであるか、または、すべての下側ＩＧＢＴがオンであるかのようにＩＧＢＴがスイッチングされる状態は、ゼロベクトルとして知られ、このとき、ＰＷＭパルス発生のための正弦三角比較法における上側および下側のピークに等しい。上述のように、電流は、図３に示されるようにゼロベクトルの中間点（たとえばＰＷＭ期間の中間）でサンプリングされる。ゼロベクトルの中間点は、図３中、垂直の線により示されている。スイッチング周波数の高調波の好ましいキャンセリングが得られるため、この点、すなわち、ゼロベクトルの中間点で電流はサンプリングされる。図３に示すように、３相電流の同期サンプリングおよび（非対称ＰＷＭ）ゼロベクトルの中間点におけるＰＷＭパターンの更新という技術を使うと、３／４ＰＷＭ期間のブリッジの出力に現れる電流サンプルと電圧との間の効果的な遅延が得られる。４００μｓのＰＷＭ期間を仮定すると、これは３００μｓの遅延に等しい。

しかし、ゼロベクトルの中間点においてのみＰＷＭスイッチングパターンを更新するという制約により、１／２ＰＷＭ期間の遅延が入ることになる。これは制御計算のための十分な時間が確保されることにより、マイクロプロセッサシステムの処理に適している場合もあるが、導入される遅延が絶対的に最小なものではないので、制御ループの安定性の観点から最適な挙動は得られない。

制御計算が１／２ＰＷＭ期間ごとに実行される場合、１００μｓが効果的な遅延である。Ａ／Ｄ変換に要する時間がゼロで、かつ、マイクロプロセッサのＣＰＵリソースが無限であるという理想状態においても、したがってこの１００μｓは可能な最小の遅延である。

これまでのウインドファームコレクタシステムに関して、経験的に、ウインドファームコレクタシステムにおける共振により、最小の位相ラグ（位相遅延）がコントローラにより導入されることが望ましい。共振は通常たとえば中電圧（ＭＶ）および／または高電圧（ＨＶ）ケーブルにより生じ、または、ＶＡｒ補償のためのポテンシャルコンデンサバンクまたはＡＣフィルタにより生じる。この最小の位相ラグにより、個々のネットワークブリッジ（またはタービン）レベルにおける、および、ネットワークブリッジ（またはタービン）の完全なアレイにわたる、ロバストな電流制御構成が実現可能である。この最小の位相遅延により、電流コントローラがＡＣシステム共振との相互作用する可能性は低くなる。

しかし、図２および３に記載されるＰＷＭスイッチングパターンの電流サンプリングおよび更新の方法は、モータドライブコンバータ装置に適していることがわかる。

これに比べ、高電力の送電系統に接続された電圧型インバータは、本明細書中に開示された本発明の一用途であるが、異なる制約がある。このような用途のコンバータが、たとえば、共振を含むウインドファームコレクタシステムに接続されているということから、従来のモータ制御用途よりもより厳しい、電流制御ループ安定性に関する新たな厳しい制限がある。

しかし、ＰＷＭ期間内の任意の時点におけるＰＷＭ変調波形（離散信号である）の更新は、ＰＷＭ電圧の低次の高調波成分を増加させるため、ゼロベクトルの中間点以外におけるＰＷＭ期間内のスイッチングパターンの更新は直接のタスクではない。

しかし、低次の高調波は望ましくは最小化され、すなわち、ゼロベクトルの中間点以外におけるスイッチングパターンの更新（または、実施形態では、ＰＷＭ変調波形の更新）は、本明細書中に開示される発明の態様および実施形態により提供される概念無しでは適していないことがわかる。

しかし、正弦三角比較が行われる、伝統的な「アナログ」型のＰＷＭスキームでは、正弦または変調波形が連続的な（非サンプリング）波形であることは留意されたい。

有利には、本明細書中に開示される発明の態様および実施形態により、ゼロベクトルの、後の中間点以外の時点におけるスイッチングパターンの更新が可能となる。

たとえば、電流のサンプリングとＰＷＭブリッジの電圧の更新との間の遅延を試しかつ低減するために、図４に示されるようなスキームが提案される。電流フィードバックは同じくゼロベクトルの中間点３０２においてサンプリングされる。これにはサンプリングされた電流のフィードバック信号中の高調波成分を最小化する利点がある。しかし、一実施形態によれば、図４はゼロベクトルの後の中間点以外の時点４０４におけるスイッチングパターンの更新を示し、電流サンプルの後の遅延（ｔｃ）が設定される。一実施形態では、遅延４０６がマイクロプロセッサが必要な計算を実行するために設定される時間であり、これらの計算はコントローラにより導入される効果的な遅延を低減するために最小化される。

例示を目的とするものであるが、遅延４０６はｔｃ＝５０μｓであると仮定する。図４に提示されるスキームにより、コントローラにより導入される遅延が１／４ＰＷＭ期間＋５０μｓまで低減可能となる。すなわち、４００μｓのＰＷＭに基づいて、電流はＰＷＭ期間ごとに二度、すなわち、２００μｓごとにサンプリングされる。ＰＷＭパターンは電流サンプリングの５０μｓ後に更新され、これにより１５０μｓの効果的な遅延が生じる。その利点は、コントローラ応答の、開ループ位相が−１８０°へとロールオフする時点が、０．５／３００μｓ＝３３３３ヘルツ（Ｈｚ）であることである。

３００μｓ（３／４ＰＷＭ期間）の効果的な遅延を有する、図３に示される先のスキームについて同様に考えると、１８０°の位相はおおよそ０．５／３００μｓ＝１６６６Ｈｚにおいて得られる。

さらに、５００μｓの効果的な遅延を有する、図２に示される先のスキームについて同様に考えると、位相は０．５／５００μｓ＝１ｋＨｚにおいてロールオフする。

コントロールシステムにおいて開ループシステムのゲインが、位相が−１８０°以下（≧）の角度までロールオフする周波数を超える周波数において１よりも大きい場合、対応する閉ループシステムは不安定となる。現実にＡＣ直列共振は１よりも大きいゲインとなる。

したがって、基本的に、上記提案の例示的な最小化された遅延スキームの１つの結果は、閉ループシステムが、３３３３Ｈｚ以下の周波数における共振に耐性を有することであり、一方で、図２および３に示すスキームは、図２の場合には１０００Ｈｚ未満、または、図３の場合の１６６６Ｈｚ未満においてのみ耐性を有することである。実際には、共振は３ｋＨｚ未満（＜）の周波数において存在し、これにより、これらのスキームはＡＣシステム共振に対する完全な耐性をもたらさない可能性がある。しかし、位相がロールオフする前の最大３３３３Ｈｚの共振に耐性を有するコントローラを用いることによって、大きな改善が考えられる。

しかし、ゼロベクトルの中間点においてＰＷＭパターンを更新しないことにより、ＰＷＭ出力電圧の低次の高調波電圧成分が増加する。

図５は高調波の次数（ｘ軸）およびスイッチングパターンの更新オフセットｔｃ（ｙ軸）にかけての高調波電流（ｚ軸）の大きさを示す。

１次の高調波（基本成分）は所望の信号に対応する。高次の高調波（最大約２０次まで示される）が、スイッチングパターンがゼロベクトルの中間点以外の時点で更新される場合に現れる。図５からわかるように、ゼロベクトルにおいて、効果的にＹ軸上の０μｓおよび２００μｓにおいて、低次の高調波電流はおおよそゼロであり、しかし、この間の点においては、このことは１００μｓにおける最小以外の場合にはあてはまらない。

また、図５には、ゼロベクトルの中間点以外の時点で更新されるスイッチングパターンに関して、５次の高調波電流（しかし５次の高調波だけではない）が大きく増加していることが示されている。説明のみを目的とするものであるが、図５に示すスペクトルは、高調波電圧スペクトルを考慮可能である。

しかし、図５に示されるシミュレーション結果は、出力電力中の高次の高調波を低減する高調波補償信号なしで得られた。

以下では、高調波補償信号に関連する実施形態についてさらに説明する。

一実施形態では、高調波補償信号はＰＷＭ変調波形に補償波形を導入することにより得られ、この補償波形は、ゼロベクトルの中間点以外の時点においてスイッチングパターンを更新することにより導入される高調波電圧を補償する。

図６は、単相に関する、例示的な変調波形６０４および三角搬送波６０６からのＰＷＭスイッチングパターン６０２の決定を示す（任意単位）。

ＰＷＭスイッチングパターン６０２（ｕｃは図１中のコンデンサ１２６にかかる電圧である）、変調波形６０４および三角搬送波６０６について、秒ｔ（ｓ）に関して描画されている。図６中の単相に関して示されるような変調波形は、いくつかの異なる手段により得られ、典型的には３次の高調波電圧成分または複数の一連の３次の高調波電圧成分が基本成分に加えられ、得られる出力電圧を最大化する。空間ベクトルＰＷＭ法によって、ＩＧＢＴスイッチング時間の数学的計算により同様の出力電圧高調波スペクトルが得られる。変調波形６０４が三角搬送波６０６と交差する時点はスイッチングの発生を示し、線６１０により例示されている。

適切な位相および大きさの一連の高調波成分が、図６の変調波形６０４に加えられ、図５のＰＷＭ電圧スペクトル中に存在する高調波電圧を補償し、得られるＰＷＭ電圧は低次の高調波電圧成分を含まないか、または、低次の高調波成分は少なくとも低減される。

図７は本明細書中に開示される発明の実施形態に従うコントローラ１１６を示す。

例示的実施形態では、コントローラ１１６はベクトル制御ユニット７０２および変調計算器７０４を有し、変調計算器７０４は、ｑ軸成分（Ｖｑ）７０６およびｄ軸成分（Ｖｄ）７０８、ならびに、ベクトル制御のｑ軸およびｄ軸を定義する回転基準フレームの位置を示す位相角７１０を受け取る。ベクトル制御ユニット７０２から受け取る値に応じて、変調計算機７０４は変調度７１２および変調角７１４を計算する。さらに、変調信号発生器７１６が設けられており、変調信号発生器７１６はたとえば変調波形６０４の形態の変調信号を提供する。

さらに、一実施形態では、補償発生器７１８が設けられており、補償発生器７１８は入力パラメタに応答して高調波補償成分７２０を発生する。一実施形態では、この入力パラメタは、変調度７１２、変調角７１４および電流のサンプリングとスイッチングパターンの更新との間の時間遅延ｔｃである。一実施形態では、入力パラメタ７１４および電流サンプリングと対応するスイッチングパターン更新との間の時間遅延ｔｃである。一実施形態では、高調波補償成分７２０はこれらの変数、変調度７１２、変調角７１４および時間遅延ｔｃ４０６の関数である。しかし、実施形態では、このような関数は、補償発生器７１８においてルックアップテーブルにより定義可能である。また、一実施形態では、コントローラ１１６は、変調信号６０４および高調波補償成分７２０に依存する制御信号１２２を提供する。

一実施形態では、変調信号発生器７１６は３倍に強められた正弦基準波形またはルックアップテーブルを用い、あるいは、オンライン計算を用い、振幅、すなわち、変調波形６０４を得る。一実施形態では、別の高調波補償成分７２０が加算器７２４により変調波形６０４に加えられ、これにより、和信号７２６が発生される。

一実施形態では、コントローラは和信号７２６を処理し、これにより制御信号１２２を発生する信号処理ユニット７２８をさらに有する。たとえば、一実施形態では、変調波形６０４は信号処理ユニット７２８により三角搬送波７２２と比較され、位相ラグ、すなわち、フィードバック信号の受信とスイッチングパターンの更新との間の時間遅延から生じる高調波を補償する個々の制御信号１２２を得る。

デッドタイムの補償および／または他のブリッジ線形化特徴は、この図には記載されておらず、この技術に関して特定的に補償されない。代替的な技術がこれを実現するために存在すると考えられる。

一実施形態では、高調波補償成分７２０は、変調度、変調角および電流のサンプリングとスイッチングパターンの更新との間の時間遅延「ｔｃ」に基づく、一連の正規化された高調波電圧を含む。

一実施形態では、ルックアップテーブルが、１つまたは複数の定義パラメタたとえば変調度、変調角および時間遅延などに基づいて、高調波補償成分７２０を提供するために設けられている。一実施形態では、ルックアップテーブルは複数の補償指標を保存しており、各補償指標は各高調波補償成分に対応する。補償発生器は、選択された補償指標に基づいて高調波補償成分を発生する。典型的には、ルックアップテーブル（補償テーブル）は、得られるＰＷＭ電圧は変調度の動作範囲全体にわたる図５の高調波電圧を含まないように、所望の「ｔｃ」４０６に基づいてオフラインで計算される。

記載されている技術は、ウインドファームＡＣコレクタシステムに関連する周波数範囲にわたるデジタル電流コントローラにより導入される位相シフトにおいて大きく、技術的には有利な低減を可能とし、出力ＰＷＭ波形中の不所望の低次高調波電圧の影響を受けないものでなければならない。

本発明の実施形態では、本明細書中に開示されるすべての適したもの（たとえばコントローラ、構成部品、ユニットおよび装置）は、少なくとも部分的に、プロセッサ装置を本明細書中に開示されるそれぞれのものの機能を提供させる各コンピュータプログラムの形態で提供される。他の実施形態では、本明細書中に開示されるすべての適したものは、ハードウェアで提供されてもよい。他の（組み合わせ型の）実施形態では、いくつかのものはソフトウェアで提供され、他のものはハードウェアで提供されてもよい。

本明細書に開示されるすべてのもの（たとえば、コントローラ、構成部品、ユニットおよび装置）は、いくつかの実施形態に記載される専用のものに限定されない。むしろ、本明細書中に開示される発明は、所望の機能を提供し続ける一方で、種々の方法において、および、装置レベルまたはソフトウェアモジュールレベルにおける種々の詳細により実施可能である。さらに、実施形態では、個別のもの（たとえばソフトウェアモジュール、ハードウェアモジュールまたは組み合わせのモジュール）が本明細書に生地される各機能のために提供されてもよい。別の実施形態では、もの（たとえばソフトウェアモジュール、ハードウェアモジュールまたは組み合わせのモジュール（組み合わされたソフトウェア／ハードウェアモジュール））は本明細書中に開示される２つ以上の機能を提供する。一実施形態では、コントローラは各ソフトウェアモジュールに対応する少なくとも１つのコンピュータプログラムを実行する複数のプロセッサを有する処理装置を備える。

「含む」、「有する」、「備える」の語は、他の要素またはステップを除外せず、「１つ」、「一」の語は、複数を除外しない。また、異なる実施形態に関連して記載された要素は組み合わせてもよい。また、請求項中の参照符号は請求項の範囲を限定するものと理解するべきではない。

本発明の上記実施形態をまとめると、以下のことがいえる。

コンバータ用コントローラと、このようなコントローラを動作する各方法とが提供される。コンバータは、入力電力を受け取り、一実施形態では、出力電力が複数の位相を有する場合、スイッチング動作により、出力電力を提供する。実施形態では、該コントローラは、コンバータの出力電力に依存するフィードバック信号を受け取る入力部と、コンバータのスイッチング動作を制御するために、コンバータに制御信号を供給する出力部とを備え、制御信号はフィードバック信号に応答して更新されるスイッチングパターンに対応し、制御信号は出力電力における高次の高調波を低減する高調波補償信号を含み、高次の高調波はフィードバック信号の受信と、スイッチングパターンの更新との間の時間遅延から生じる。

本明細書中に開示される発明の実施形態は、１つまたは複数の以下の利点を有し、当業者には容易に理解される。

１．電流ループ安定性および全体的なウインドファームの電流ループ安定性に関して、電流コントローラにより導入される位相ずれ／時間遅延の有利な低減が実現される。効果的な位相マージンを大きく増加させる能力は、電流コントローラが接続される電気系に対して少なくともある程度耐性を有するロバストな電流コントローラが実現可能であることを意味する。これを行う能力は、「１つのサイズですべてに適合（one size fits all）」のアプローチを複数タービンの電気接続に用いることができ、特定のウインドファーム構成の安定性マージンを評価するための個々の研究がほとんどまたは全く必要とされないことを意味する。典型的には、１つのウインドファームから次のウインドファームまで、コレクタシステムは、中電圧および／または高電圧ケーブルまたは架空送電線（および／または局所的に接続された力率補正装置または調整フィルタ）を有するが故に、それに関連する共振周波数の範囲を有する。

２．上記事項１を達成し、結果としてのＰＷＭ中の高調波電圧のために、タービンが発生する高調波発生は解決できず、それは、ＰＷＭ変調波形発生器における高調波補償テーブルの付加により解決される。

３．実施形態では、ゼロベクトルの中間点以外の時点におけるＰＷＭ変調波形を更新することができる。

４．本明細書中に開示される本発明の実施形態の利点は、制御の改善により十分な位相マージンが得られ、大きなコストとなる電力ハードウェアによる解決策に頼る必要なく、特定のウインドファームコレクタシステムを安定化するための電力フィルタを設ける必要がないことである。

１０２ コンバータ、 １１４ フィードバック信号、 １１６ コントローラ、 １２２ 制御信号

Claims (15)

1. 入力電力を受け取り、かつ、スイッチング動作により出力電力を供給するコンバータ（１０２）のコントローラ（１１６）であって、
   前記コンバータの出力電力に依存するフィードバック信号（１１４）を受け取る入力部（１１８）と、
   前記コンバータ（１０２）のスイッチング動作を制御するために、前記コンバータ（１０２）に制御信号（１２２）を供給する出力部（１２０）とを備え、
   前記制御信号（１２２）は前記フィードバック信号（１１４）に応答して更新されるスイッチングパターンに対応し、
   前記制御信号（１２２）は出力電力における高次の高調波を低減する高調波補償信号（１２３）を含み、
   前記高次の高調波は前記フィードバック信号（１１４）の受信と、前記スイッチングパターンの更新との間の時間遅延（４０６）から生じる、
   ことを特徴とするコントローラ。
2. 前記コントローラ（１１６）は、
   変調信号（６０４）を供給する変調信号発生器（７１６）と、
   高調波補償成分（７２０）を発生する補償発生器（７１８）と、をさらに備え、
   前記コントローラ（１１６）は、前記変調信号（６０４）および前記高調波補償成分（７２０）に依存する前記制御信号（１２２）を供給する、
   請求項１記載のコントローラ。
3. 前記変調信号（６０４）と前記高調波補償成分（７２０）とを加算し、和信号（７２６）を発生する加算器（７２４）をさらに備える、請求項２記載のコントローラ。
4. 前記和信号（７２６）を処理し、前記制御信号（１２２）を発生する信号処理ユニット（７２８）をさらに備える、請求項３記載のコントローラ。
5. 複数の補償指標を保存するルックアップテーブルをさらに備え、
   各補償指標は、各高調波補償成分（７２０）に対応するものであり、
   前記補償発生器（７１８）は、選択された前記補償指標に基づいて、前記高調波補償成分（７２０）を発生する、
   請求項２から４のいずれか１項記載のコントローラ。
6. 前記補償発生器は、
   変調度（７１２）、変調角（７１４）および前記時間遅延（４０６）の少なくともいずれか１つを受け取り、
   これに応じて、前記高調波補償成分（７２０）を供給する、
   請求項２から５のいずれか１項記載のコントローラ。
7. 前記出力電力は複数の位相を有し、
   前記複数の位相の電圧レベルが異なる時点（４０４）において、前記スイッチングパターンの更新が行われる、
   請求項１から６のいずれか１項記載のコントローラ。
8. 前記時間遅延（４０６）は、前記制御信号（１２２）を決定するために必要な計算時間により決定される、請求項１から７のいずれか１項記載のコントローラ。
9. 請求項１から８のいずれか１項記載のコントローラ（１１６）と、
   前記スイッチング動作により、入力電力を受け取る入力部（１０４）と、出力電力を供給する出力部（１０６）と、を有する前記コンバータ（１０２）と、
   を備える、ことを特徴とするコンバータ装置（１００）。
10. 入力電力を受け取り、かつ、スイッチング動作により出力電力を供給するコンバータ（１０２）のコントローラ（１１６）の動作方法であって、
    前記コンバータ（１０２）の出力電力に依存するフィードバック信号（１１４）を受け取るステップと、
    前記コンバータ（１０２）のスイッチング動作を制御するために、前記コンバータ（１０２）に制御信号（１２２）を供給するステップと、を含み、
    前記制御信号（１２２）は前記フィードバック信号（１１４）に応答して更新されるスイッチングパターンに対応し、
    前記制御信号（１２２）は出力電力における高次の高調波を低減する高調波補償信号（１２３）を含み、
    前記高次の高調波は、前記フィードバック信号（１１４）の受信と、前記スイッチングパターンの更新との間の時間遅延（４０６）から生じる、
    ことを特徴とする方法。
11. 変調信号（６０４）を供給するステップと、
    高調波補償成分（７２０）を発生するステップと、
    前記変調信号（６０４）および前記高調波補償成分（７２０）に依存する前記制御信号（１２２）を供給するステップと、
    をさらに含む、請求項１０記載の方法。
12. 前記変調信号（６０４）と前記高調波補償成分（７２０）とを加算し、和信号（７２６）を発生するステップをさらに含む、請求項１１記載の方法。
13. 複数の補償指標を保存するルックアップテーブルを用意するステップであって、各補償指標は各高調波補償成分（７２０）に対応するものである、ステップと、
    前記複数の補償指標の少なくとも１つを選択するステップと、
    前記補償発生器（７１８）が、選択された前記補償指標に基づいて、前記高調波補償成分（７２０）を発生するステップと、
    をさらに含む、請求項１０から１２のいずれか１項記載の方法。
14. 前記出力電力は複数の位相を有し、
    前記複数の位相の電圧レベルが異なる時点（４０４）において、前記スイッチングパターンの更新が行われる、
    請求項１０から１３のいずれか１項記載の方法。
15. 請求項１０から１４のいずれか１項記載の制御方法をコンピュータに実行させるためのコンピュータプログラム。

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