DE102019108725A1

DE102019108725A1 - Steuerung für einen sensorlosen elektromotor

Info

Publication number: DE102019108725A1
Application number: DE102019108725.2A
Authority: DE
Inventors: Martin Barth; Qifan Yang
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2019-04-03
Filing date: 2019-04-03
Publication date: 2020-10-08
Also published as: US20200321897A1; US11239782B2

Abstract

Im Folgenden wird ein Verfahren beschrieben, mit dem eine Rotorblockade eines sensorlosen Motors detektierbar ist. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Betreiben eines Elektromotors, wobei eine Drehzahl des Elektromotors mittels feldorientierter Regelung geregelt wird und wobei ein Schätzwert berechnet wird, der den magnetischen Fluss in dem Elektromotor repräsentiert. Das Verfahren umfasst weiter das Berechnen eines Wertes, der die Änderung des Betrags des Schätzwertes für den magnetischen Fluss repräsentiert und das Vergleichen des berechneten Wertes mit einem Schwellenwert, um zu detektieren, ob der berechnete Wert unterhalb des Schwellenwerts liegt. Ein Fehler wird signalisiert, wenn detektiert wird, dass der berechneten Wertes für eine bestimmte Zeit unter dem Schwellenwert liegt.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Beschreibung betrifft das Gebiet der Steuerung von Elektromotoren, insbesondere Synchronmotoren wie z.B. bürstenlose Gleichstrommotoren (brushless DC motor, BLDC motor) oder permanenterregte Synchronmotoren (permanent magnet synchronous motor, PMSM).
HINTERGRUND
Für die Regelung von sensorlosen Elektromotoren wie z.B. BLDC-Motoren oder PMSMs wird üblicherweise eine Technik verwendet, die allgemein unter dem Begriff feldorientierte Regelung (field oriented control, FOC) bekannt ist. Die feldorientierte Regelung wird auch als Vektorregelung (vector control) bezeichnet. Es sind auch Konzepte für eine sensorlose FOC bekannt, wobei in diesem Zusammenhang „sensorlos“ bedeutet, dass für die Steuerung des Motors der Motor nicht mit einem Drehgeber (rotary encoder) ausgestattet sein muss. In diesem Fall, kann die Drehzahl des Motors nicht direkt gemessen werden, sondern es werden basierend auf den Spannungen, mit denen die Motorwicklungen angesteuert werden, und dem Motorstrom Schätzwerte für die Winkel stellung und die Drehzahl des Rotors ermittelt. Die Winkelstellung wird dadurch ermittelt, indem mit Hilfe eines mathematischen Modells des Motors ein komplexer Wert (Amplitude und Winkel) für den magnetischen Fluss im Rotor (Rotorfluss) berechnet wird.
Die Schätzung der Rotorflusses und der Drehzahl des Rotors funktioniert dann nicht mehr korrekt, wenn der Rotor (aus welchen Gründen auch immer) steckenbleibt. Ein blockierter Rotor (stalled rotor) kann mit den bekannten FOC-Konzepten nicht zuverlässig detektiert werden, was zur Folge haben kann, dass die Regelung den Motor weiter ansteuert. Dies kann zur Überhitzung und zur Beschädigung des Motors führen.
ZUSAMMENFASSUNG
Im Folgenden wird ein Verfahren beschrieben, mit dem eine Rotorblockade eines sensorlosen Motors detektierbar ist. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Betreiben eines Elektromotors, wobei eine Drehzahl des Elektromotors mittels feldorientierter Regelung geregelt wird und wobei ein Schätzwert berechnet wird, der den magnetischen Fluss in dem Elektromotor repräsentiert. Das Verfahren umfasst weiter das Berechnen eines Wertes, der die Änderung des Betrags des Schätzwertes für den magnetischen Fluss repräsentiert und das Vergleichen des berechneten Wertes mit einem Schwellenwert, um zu detektieren, ob der berechnete Wert unterhalb des Schwellenwerts liegt. Ein Fehler wird signalisiert, wenn detektiert wird, dass der berechneten Wertes für eine bestimmte Zeit unter dem Schwellenwert liegt.
Des Weiteren wird ein System beschrieben, das gemäß einem Ausführungsbeispiel einen Elektromotor und eine mit dem Elektromotor gekoppelte Motorsteuerung umfasst, die dazu ausgebildet ist, den Elektromotor anzusteuern und dessen Drehzahl mittels feldorientierter Regelung zu regeln. Die Motorsteuerung ist weiter dazu ausgebildet, einen Schätzwert zu berechnen, der den magnetischen Fluss in dem Elektromotor repräsentiert, einen Wert zu berechnen, der die Änderung des Betrags des Schätzwertes für den magnetischen Fluss repräsentiert, den berechneten Wert mit einem Schwellenwert zu vergleichen, um zu detektieren, ob der berechnete Wert unterhalb des Schwellenwerts liegt. Ein Fehler wird signalisiert, wenn detektiert wird, dass der berechneten Wertes für eine bestimmte Zeit unter dem Schwellenwert liegt.
Darüber hinaus wird eine integrierte Schaltung beschrieben, die gemäß einem Ausführungsbeispiel eine Schaltungsanordnung aufweist, die dazu ausgebildet ist, eine feldorientierte Regelung für einen Synchronmotor durchzuführen. Die Schaltungsanordnung umfasst einen Flussschätzer, der dazu ausgebildet ist einen Schätzwert für einen magnetischen Fluss im Synchronmotor zu berechnen. Die integrierte Schaltung weist weiter eine Detektorschaltung auf, die dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Schätzwert eine Blockade des Rotors des Synchronmotors zu detektieren, indem: ein Wert berechnet wird, der die Änderung des Betrags des Schätzwertes für den magnetischen Fluss repräsentiert, der berechnete Wert mit einem Schwellenwert verglichen wird, um zu detektieren, ob der berechnete Wert unterhalb des Schwellenwerts liegt, und der Rotor als blockiert detektiert wird, wenn der berechnete Wert für eine bestimmte Zeit unter dem Schwellenwert liegt.
Figurenliste
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Ausführungsbeispiele sind nicht nur auf die dargestellten Aspekte beschränkt. Vielmehr wird Wert darauf gelegt, die den Ausführungsbeispielen zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen. In den Abbildungen zeigt:

1 zeigt in einem exemplarischen Blockdiagramm einen Elektromotor mit sensorloser feldorientierter Regelung der Drehzahl und einer Rotorblockade-Detektion (rotor stall detection).
2 enthält Timing-Diagramme zur exemplarischen Darstellung des zeitlichen Verlaufs des geschätzten Rotorflusses (Real- und Imaginärteil sowie Betrag und Phase) im Falle einer Rotorblockade.
3 und 4 enthält Timing-Diagramme zur exemplarischen Darstellung des zeitlichen Verlaufs von Statorspannung und Statorstrom (jeweils Real- und Imaginärteil korrespondierend zu 2).
5 enthält zur 2 korrespondierende Timing-Diagramme zur Darstellung des zeitlichen Verlaufs des geschätzten Rotorflusses (vgl. 2) und der korrespondierenden prozentualen Änderung des Rotorflusses.
6 enthält Timing-Diagramme zur Illustration einer Rotor-Blockade.
7 ist ein Flussdiagramm zur Illustration eines Beispiels des hier beschriebenen Verfahrens zur Detektion einer Rotorblockade.
8 illustriert eine exemplarische Implementierung eines Flussschätzers, der in dem Beispiel aus 1 verwendet werden kann.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
1 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung eines Elektromotors 10, wie z.B. einen permanenterregten Synchronmotor, mit sensorloser feldorientierter Regelung 2 (FOC), die häufig auch als Vektorregelung bezeichnet wird. Im vorliegenden Beispiel weist der Motor 10 drei Phasen auf, die mittels eines Inverters 11 angesteuert werden. Es können jedoch auch Systeme mit mehr als drei Phasen verwendet werden. Der Aufbau des Inverters 11 ist an sich bekannt. Üblicherweise umfasst ein geeigneter Inverter drei Transistorhalbbrücken (eine Halbbrücke pro Phase), wobei die Ausgänge der Halbbrücken jeweils mit einer Phase des Motors 10 verbunden sind. Der Inverter 11 kann auch Sensorschaltungen zur Messung der Phasenströme des Motors 10 beinhalten. Im dargestellten Beispiel werden die Strommesssignale mittels eines Analog-Digital-Wandlers 12 digitalisiert. Die digitalen Stromwerte der drei Phasenströme sind mit i_U, i_V und i_W bezeichnet. Es sind verschiedene Konzepte zur Messung der Phasenströme (Shunt-Widerstände, Sense-Transistoren, etc.) bekannt, und die spezifische Art der Strommessung ist für die weitere Diskussion nicht relevant und wird daher hier nicht weiter erläutert.
Zum Zwecke der feldorientierten Regelung werden die drei Phasenströme sind mit i_U, i_V und i_W mittels der Clarke-Transformation (Funktionsblock 21) in ein rechtwinkliges Koordinatensystem transformiert. Das Ergebnis der Clarke-Transformation sind die Ströme i_α und i_β, die auch als Realteil und Imaginärteil des komplexwertigen Stroms i=i_α+j·i_β betrachtet werden können (j bezeichnet die imaginäre Einheit). Die Ströme i_α und i_β (d.h. deren digitale Darstellung) werden anschließend einer Park-Transformation unterzogen, die auch als d/q-Transformation bezeichnet wird (Funktionsblock 22). Die Park-Transformation ist im Wesentlichen eine weitere Koordinatentransformation von einem ruhenden Koordinatensystem in ein mit dem Rotor mitrotierendes Koordinatensystem (d/q-Koordinatensystem). Die transformierten Ströme werden mit i_d und i_q bezeichnet und können ebenfalls als Realteil und Imaginärteil des komplexwertigen Stromes I=i_d+j·i_q betrachtet werden. Für die Durchführung der Park-Transformation ist die Winkelposition θ des Rotors nötig, welche entweder direkt gemessen (z.B. mittels Drehgeber) oder aus Strom- und Spannungswerten berechnet werden kann (siehe Flussschätzer 23). Die hier beschriebenen Beispiele bestreffen sensorlose Motoren, d.h. es findet keine direkte Messung der Winkelposition statt.
Die Ströme i_d und i_q (d.h. deren digitale Darstellung) werden mit einem zugehörigen Sollwert verglichen und die jeweilige Differenz wird jeweils einem digitalen Regler 26 bzw. 27 (z.B. einem PI-Regler) zugeführt. An den Ausgängen der Regler 26 und 27 werden die Motorspannungen V_d und V_q (im d/q-Koordinatensystem) als digitale Werte bereitgestellt. Anschließend werden die Spannungen V_d und V_q (d.h. deren digitale Darstellung) mittels einer inversen Park-Transformation (Funktionsblock 28) wieder in das nichtrotierende Koordinatensystem (α/β-Koordinatensystem) transformiert, und man erhält als Ergebnis die Spannungen V_α und V_β, die auch als Realteil und Imaginärteil der komplexwertigen Spannung V=V_α+j·V_β betrachtet werden können. Anschließend erfolgt eine Transformation in Polarkoordinaten |V|, θ (Betrag und Phase der komplexwertigen Spannung V) und die resultierenden Werte |V| und θ werden dem Modulator 20 zugeführt, der im beispielsweise eine PWM-Modulation (Raumzeigermodulation) durchführt. Die modulierten Ausgangssignale S_U, S_V, S_W sind der Treiberschaltung 13 zugeführt, welche dazu ausgebildet ist, die Gate-Ansteuersignale für die im Inverter enthaltenen Transistoren zu erzeugen. Im Falle eines dreiphasigen Systems weist der Inverter 11 drei Halbbrücken mit jeweils zwei Leistungstransistoren auf; es müssen also sechs Transistoren angesteuert werden.
Die Schätzung des (komplexwertigen) Rotorflusses Ψ basierend auf den Strömen i_α und i_β und den Spannungen V_α und V_β ist an sich bekannt. Zu diesem Zweck verwendet der Flussschätzer ein mathematisches Modell des Motors, welches von der spezifischen Konstruktion des Motors abhängen kann. Verschiedene Konzepte und Modelle zur Schätzung des Rotorflusses Ψ sind an sich bekannt und werden folglich hier nicht weiter erläutert. Es sei jedoch angemerkt, dass aktuelle Rotorwinkel θ direkt aus dem geschätzten komplexwertigen Fluss; der Rotorwinkel θ ist gleich dem Argument arg{Ψ} des komplexwertigen Rotorflusses. Der Rotorwinkel ist gleich dem Argument arg{Ψ} des geschätztes Werts des Flusses Ψ. Die Information über den Rotorwinkel wird einem Geschwindigkeitsschätzer 24 zugeführt, der dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Wert Ψ (genauer gesagt basierend auf arg{Ψ}) die aktuelle Motordrehzahl ω zu schätzen. Diese wird mit einem Sollwert ω_REF verglichen und die Differenz zum Sollwert wird dem Drehzahlregler 25 zugeführt, der ebenfalls als PI-Regler ausgebildet sein kann. Der Ausgang des Drehzahlreglers 25 liefert den Sollwert für den Strom i_q am Eingang des PI-Reglers 27. Der Sollwert für den Strom i_d am Eingang des PI-Reglers 26 kann auf null gesetzt werden.
In den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen umfasst die Motorsteuerung einen Rotorblockade-Detektor 14. Dieser ist dazu ausgebildet eine Blockierung des Rotors des Elektromotors zu basierend auf dem geschätzten Rotorfluss Ψ zu detektieren und ein entsprechendes Fehlersignal (Error-Flag) zu generieren, in dem Fall, dass eine Blockierung des Rotors detektiert wurde. Auf die Funktion der Rotorblockade-Detektor wird weiter unten unter Bezugnahme auf die 2 bis 6 noch näher eingegangen.
Wie in 1 zu sehen ist, können alle Komponenten der Vektorregelung 2 sowie die Geschwindigkeitsschätzung 24 und der Geschwindigkeitsregler 25, die Rotorblockade-Detektion 14, der Analog-Digital-Wandler 12 und die Treiberschaltung 13 in einer integrierten Schaltung (IC) integriert sein. Der Inverter 11 ist in der Regel eine separate Schaltungskomponente, könnte jedoch alternativ auch in der integrierte Motorsteuerung 1 enthalten sein (vor allem bei kleineren Leistungen). Die Komponenten der Vektorregelung 2 sowie der Geschwindigkeitsschätzer 24, der Geschwindigkeitsregler 25 und der Rotorblockade-Detektor 14 können digital implementiert werden, beispielsweise mittels Software/Firmware. Zu diesem Zweck kann die integrierte Motorsteuerung einen Prozessor enthalten, der die Software/Firmware ausführen kann, um die in 1 dargestellten Funktionen durchzuführen.
Der Flussschätzer 23 beinhaltet einen Tiefpass, um Störungen und Rauschen zu unterdrücken. Eine nennenswerte Störung ist beispielsweise die sogenannte DC-Drift, die durch den Tiefpass eliminiert werden kann. Der Tiefpass wird in dem Flussschätzer 23 als Näherung für einen Integrator zur Integration der Spannungen V_α und V_β (abzüglich dem Offset R_S·i_α bzw. R_S·i_β, wobei R_S der Widerstand der Statorwicklungen ist) verwendet. Dabei wird der Integrator - in Laplace-Schreibweise 1/s - ersetzt durch einen Tiefpass 1/(s+w). Dabei bezeichnet s die Laplace-Variable und w eine reelle Zahl. Der Tiefpass (als Näherung eines Integrators) hat zur Folge, dass die Flussschätzung bei niedrigen Drehzahlen nicht mehr zuverlässig funktioniert. Insbesondere kann eine Drehzahl von null (d.h. blockierter Rotor) nicht zuverlässig geschätzt werden. Eine exemplarische Implementierung eines Flussschätzers ist in 8 dargestellt.
2 illustriert exemplarisch in Diagramm (a) Realteil Ψ_α=ℜ{Ψ} und Imaginärteil Ψ_β=ℑ{Ψ} des geschätzten Rotorflusses Ψ, wobei zum Zeitpunkt t=1,5s der Rotor des Elektromotors abrupt blockiert wird. In den Diagrammen (b) und (c) der 2 werden der korrespondierende Betrag |Ψ| bzw. die Phase arg{Ψ} dargestellt. Man erkennt, dass der geschätzte Fluss (d.h. der komplexe Raumzeiger) ab dem Zeitpunkt t=1,5s zwar betragsmäßig kleiner wird, sich jedoch weiterdreht, obwohl der Rotor des Elektromotors tatsächlich still steht. Ähnliche Situationen können auch im normalen Betrieb auftreten (beispielsweise bei starken Lastwechseln) und man kann an dem geschätzten Rotorfluss Ψ nicht direkt eine Rotorblockade ablesen.
3 und 4 illustrieren exemplarisch Statorspannung (Realteil V_α und Imaginärteil V_β) sowie den zugehörigen Motorstrom (Realteil i_α und Imaginärteil i_β). Die Signalverläufe (waveforms) aus 3 und 4 korrespondieren mit den Signalverlauf des geschätzten Rotorflusses Ψ aus 2. Man erkennt in 4 z.B. ab dem Zeitpunkt der Rotorblockierung (t=1,5s) einen starken Anstieg der Stromamplitude bis auf ein Maximum. Ähnliches gilt für die in 3 dargestellte Statorspannung. Dieses Verhalten hat seine Ursache darin, dass der Regler (PI-Regler 25, siehe 1) versucht die Drehzahl zu halten und folglich den Sollwert für den Motorstrom i_q sukzessive erhöht, obwohl der Rotor blockiert ist.
5 illustriert in Diagramm (a) noch einmal den Betrag des geschätzten Rotorflusses |Ψ| und in Diagramm (b) die relative Änderung ΔΨ des geschätzten Rotorflusses. Das heißt, in jedem Zeitschritt (Zeitindex k) der digitalen Steuerung wird die Änderung ΔΨ[k] des Rotorflusses gemäß der folgenden Gleichung berechnet: $ΔΨ [k] = (| Ψ [k] | - | Ψ [k - 1] |) / | Ψ [k] | .$
Der Zeitparameter t ist dabei gleich k·T_S und T_S die Dauer des Abtastintervalls (sampling intervall). An dieser Stelle sei angemerkt, dass die Dauer des Abtastintervall Ts nicht notwendigerweise gleich sein muss wie zeitliche Schrittweite ΔT, die in der feldorientierten Regelung verwendet wird. In den hier verwendeten Beispielen ist das Abtastintervall Ts, die bei der Rotorblockade-Detektion (1, Funktionsblock 14) verwendet wird, ein Vielfaches der zeitlichen Schrittweite ΔT der (zeitdiskreten) Vektorregelung (1, Funktionsblöcke 20-22 und 26-29).
In dem dargestellten Beispiel fällt ab dem Zeitpunkt t= 1,5s der Betrag des geschätzten Rotorflusses Ψ exponentiell ab. Die exponentielle Abnahme hat seine Ursache in dem oben erwähnten Tiefpass, d.h. sie ist im Wesentlichen die Sprungantwort r(t) des Tiefpasses mit der Übertragungsfunktion T(s) = 1/(s+w) und kann wie folgt ausgedrückt werden: $Ψ (t) = Ψ_{0} \cdot exp (- w \cdot (t - t_{0})), f \ddot{u} r t \geq t_{0},$
wobei to den Zeitpunkt des Eintretens der Rotorblockade bezeichnet (also t₀=1,5s im vorliegenden Beispiel) und Ψ₀ den Betrag des Flusses zum Zeitpunkt to bezeichnet (im vorliegenden Beispiel ca. 0,009 Wb). Ein Einsetzen von Gleichung 2 in Gleichung 1 liefert (mit t = k·T_S) $ΔΨ [k] = 1 - exp (- w \cdot T_{s}),$
was ein (theoretisch) konstanter Systemparameter ist.
Im Hinblick auf die oben diskutierten theoretischen Überlegungen kann eine Rotorblockade vergleichsweise zuverlässig detektiert werden, indem man die Phase einer exponentiellen Abnahme des geschätzten Rotorflusses Ψ[k] detektiert. Diese Phase der exponentiellen Abnahme zeichnet sich dadurch aus, dass die Änderung ΔΨ[k] des geschätzten Rotorflusses abrupt auf einen konstanten Wert abfällt, was relativ einfach mittels eines Vergleichs mit einem Schwellenwert TH detektiert werden kann. Die berechnete relative Flussänderung ΔΨ[k] verbleibt für eine gewisse Zeit auf einem vergleichsweise niedrigen konstanten Wert, bevor sie wieder zunimmt. Bei einem Tiefpass mit der Charakteristik 1/(s+w) dauert die Phase, in der die berechnete relative Flussänderung ΔΨ[k] auf dem niedrigen konstanten Wert bleibt ca. 3/w. In dem hier dargestellten Beispiel (w=100s^-1) dauert diese Phase ca. 30 ms.
Bei den hier dargestellten Signalverläufen (waveforms) handelt es sich um Simulationsergebnisse. In praktischen Anwendungen wird ein einmaliges Unterschreiten des Schwellenwertes TH nicht ausreichen, um zuverlässig auf eine Rotorblockade zu schließen (das würde zu fehlerhaften Detektionen führen). Wie man in 5, Diagramm (b) sehen kann, dauert die Phase der exponentiellen Abnahme des geschätzten Rotorflusses Ψ vergleichsweise lange, im vorliegenden Beispiel über 30 Millisekunden. Diese Zeitdauer ist für ein bestimmtes System ebenfalls bekannt, da sie im Wesentlichen von Systemparametern bestimmt wird (Tiefpasscharakteristik und Charakteristika der PI-Regler).
Um sicherzustellen, dass eine Rotorblockade nur dann ausgelöst wird, wenn der Schwellenwert TH für eine gewisse Zeitdauer unterschritten wird, wird ein Zähler verwendet, der in jedem Abtastintervall um eins inkrementiert wird, wenn die berechnete relative Flussänderung ΔΨ[k] den Schwellenwert TH unterschreitet, und um eins dekrementiert wird, wenn die berechnete relative Flussänderung ΔΨ[k] den Schwellenwert TH nicht unterschreitet, wobei der Zählerwert nicht kleiner als null werden kann (d.h. ein Zählerstand von null wird nicht weiter dekrementiert). Ein Abtastintervall ist in dem dargestellten Beispiel ca. 1,7 ms. Eine Rotorblockade wird in dem in 6 dargestellten Beispiel erst erkannt, wenn der Zählerstand einen vordefinierten Wert (z.B. 4) erreicht hat. Die Rotorblockade kann z.B. über ein Fehlersignal (Error Flag) signalisiert werden. Im dargestellten Beispiel wird durch das Hochzählen des Zählers die Rotorblockade mit einer systematischen Verzögerung von ca. 7 ms signalisiert, die jedoch für die meisten Anwendungen unproblematisch ist. 6, Diagramm (a), illustriert schematisch den Zählerstand und Diagramm (b) das zugehörige Fehlersignal.
Das Fehlersignal ist ein boolscher Wert (z.B. ein Bit), der anzeigt, ob der Zählerstand einen kritischen Wert (Maximalwert) erreicht hat. Im vorliegenden Beispiel ist dieser kritische Wert vier. Als Reaktion auf ein Fehlersignal, das einen blockierten Rotor anzeigt, kann z.B. die Leistungsendstufe (d.h. der Inverter 11) deaktiviert werden, beispielsweise indem die Treiberschaltung 13 die Transistoren des Inverters nicht mehr leitend ansteuert. Somit wird eine Überhitzung des Inverters 11 oder des Motors 10 vermieden.
Ein Beispiel eines Verfahrens zur Detektion einer Blockade des Rotors des Elektromotors wird im Folgenden mit Bezug auf das Flussdiagram in 7 zusammengefasst. Das Verfahren kann in einer Motorsteuerung eines sensorlosen, permanenterregten Synchronmotors implementiert sein. Gemäß 7 umfasst das Verfahren das Betreiben eines Elektromotors, wobei eine Drehzahl des Elektromotors mittels feldorientierter Regelung (Vektorregelung) geregelt wird und wobei regelmäßig (z.B. in jedem Zeitschritt k der Regelung) ein Schätzwert Ψ[k] berechnet wird, der den magnetischen Fluss in dem Elektromotor repräsentiert (siehe 7, Schritt S1). Der Schätzwert Ψ[k] ist eine komplexe Zahl und Algorithmen zu dessen Berechnung sind an sich bekannt. Üblicherweise wird für die Berechnung ein mathematisches Modell des Motors verwendet. Auch die feldorientierte Regelung ist ein an sich bekanntes Regelungsverfahren. Das Verfahren aus 7 umfasst weiter das Berechnen eines Wertes ΔΨ[k], der die relative Änderung des Betrags des Schätzwertes |Ψ[k]| für den magnetischen Fluss repräsentiert (siehe 7, Schritt S2, und auch Gleichung 2) sowie das Vergleichen des berechneten Wertes ΔΨ[k] mit einem Schwellenwert, um zu detektieren, ob der berechnete Wert ΔΨ[k] unterhalb des Schwellenwerts liegt (siehe 7, Schritt S3). Ein Fehler wird signalisiert, wenn detektiert wird, dass der berechneten Wertes für eine bestimmte Zeit unter dem Schwellenwert liegt (siehe 7, Schritt S4).
In den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen erfolgt die feldorientierte Regelung in diskreten Zeitschritten (Zeitindex k) gemäß einem Taktsignal. Der Wert ΔΨ[k], der die Änderung des Betrags des Schätzwertes |Ψ[k]| für den magnetischen Fluss repräsentiert, wird ebenso regelmäßig nach Maßgabe des Taktsignals berechnet (z.B. in jedem Zeitschritt k der feldorientierten Regelung oder einem ganzzahligen Vielfachen davon). Ein Fehler wird dann signalisiert, wenn detektiert wird, dass der berechnete Wert ΔΨ[k] für eine vordefinierte Anzahl von Taktzyklen unter dem Schwellenwert liegt.
Um zu bestimmen, ob der berechnete Wertes ΔΨ[k] schon für die vordefinierte Zeit unter dem Schwellenwert liegt kann ein Zähler verwendet werden. In diesem Fall umfasst das Verfahren das Inkrementieren oder Dekrementieren des Zählers, abhängig von dem Ergebnis des Vergleichs von berechnetem Wert ΔΨ[k] und Schwellenwert in den einzelnen Taktzyklen. Beispielsweise kann ein Zähler mit null initialisiert werden und in jedem Taktzyklus (mit Index k) inkrementiert werden, in dem der berechnete Wert ΔΨ[k] unter dem Schwellenwert liegt. In jedem Taktzyklus, in dem der berechnete Wert ΔΨ[k] über dem Schwellenwert liegt, kann der Zähler dekrementiert werden, sofern der aktuelle Zählerstand größer null ist (d.h. der Zählerstand wird nicht kleiner null). Ein Fehler wird dann signalisiert, wenn der Zählerstand einen bestimmten, vordefinierten Wert erreicht.
8 ist ein Blockschaltbild zur Illustration einer exemplarischen Implementierung eines Flussschätzers, der in dem Beispiel aus 1 verwendet werden kann. Wie bereits erwähnt werden die Tiefpässe 231 und 232 zur Integration der der Spannungen V_α-R_S·i_α bzw. V_β-R_S·i_β verwendet (Statorspannungen V_α bzw. V_β jeweils abzüglich der Offsets R_S·i_α bzw. R_S·i_β). Der Parameter R_S bezeichnet der ohmschen Widerstand der Statorwicklungen des Elektromotors. Die Integration erfolgt dabei nur näherungsweise. Ein idealer Integrator hätte die Übertragungsfunktion 1/s, wohingegen im in der dargestellten Implementierung die Übertragungsfunktion 1/(s+w) verwendet wird (nicht normierter Tiefpass). Der Parameter w repräsentiert dabei die Zeitkonstante τ des Tiefpasses, wobei w=1/τ gilt. In den hier dargestellten Beispielen ist die Zeitkonstante τ gleich 10ms (w=100_s ^-1). Abhängig von der Implementierung sind auch andere Werte möglich. Von den Ausgangssignalen der Tiefpässe 231 und 232 wird jeweils das Produkt i_α·L_S bzw. i_β·L_S subtrahiert (der Parameter L_S bezeichnet die Induktivität der Statorwickungen). Die Ergebnisse der Subtraktion sind Realteil Ψ_α=ℜ{Ψ} bzw. Imaginärteil Ψ_β=ℑ{Ψ} des geschätzten Rotorflusses Ψ. Die Funktionsblöcke 233 und 234 sind dazu ausgebildet Realteil Ψ_α und Imaginärteil Ψ_β des geschätzten Rotorflusses Ψ in die Polardarstellung (Betrag |Ψ| und Phase θ) zu konvertieren. Die Schätzung der Rotationsgeschwindigkeit des Motors erfolgt dann auf Grundlage des Phasenwinkels θ.
Obwohl die Erfindung mit Bezug auf eine Implementierung beschrieben und dargestellt wurde, können an den dargestellten Beispielen Änderungen und/oder Modifizierungen vorgenommen werden, ohne den Geist und den Umfang der beigefügten Ansprüche zu verlassen. Insbesondere bezüglich der verschiedenen Funktionen, die von den oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Einheiten, Baugruppen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systemen, usw.) ausgeführt werden, sollen die Bezeichnungen und Begriffe, die verwendet werden, um solche Komponenten/Strukturen zu beschreiben, auch jeder anderen Komponente/Struktur entsprechen, welche die spezifische Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (d.h. die funktional gleichwertig ist), auch wenn sie jener Struktur, die in der hier beschriebenen Implementierung diese Funktion ausführt, nicht strukturell gleichwertig ist.

Claims

Ein Verfahren, das folgendes umfasst: Betreiben eines Elektromotors, wobei eine Drehzahl (ω) des Elektromotors mittels feldorientierter Regelung geregelt wird, wobei ein Schätzwert (Ψ[k]) berechnet wird, der den magnetischen Fluss in dem Elektromotor repräsentiert, Berechnen eines Wertes (ΔΨ[k]), der die Änderung des Betrags des Schätzwertes für den magnetischen Fluss repräsentiert; Vergleichen des berechneten Wertes (ΔΨ[k]) mit einem Schwellenwert (TH), um zu detektieren, ob der berechnete Wert (ΔΨ[k]) unterhalb des Schwellenwerts (TH) liegt; und Signalisieren eines Fehlers, wenn detektiert wird, dass der berechneten Wertes (dΨ) für eine bestimmte Zeit unter dem Schwellenwert (TH) liegt.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die feldorientierte Regelung in diskreten Zeitschritten gemäß einem Taktsignal erfolgt, wobei der Wert (ΔΨ[k]), der die Änderung des Betrags des Schätzwertes für den magnetischen Fluss repräsentiert, regelmäßig nach Maßgabe des Taktsignals berechnet wird, und wobei ein Fehler signalisiert wird, wenn detektiert wird, dass der berechnete Wert (dΨ) für eine vordefinierte Anzahl von Taktzyklen unter dem Schwellenwert (TH) liegt.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei das Signalisieren eines Fehlers, wenn detektiert wird, dass der berechneten Wertes (ΔΨ[k]) für eine vordefinierte Zeit unter dem Schwellenwert (TH) liegt umfasst: Inkrementieren oder Dekrementieren eines Zählers, abhängig von dem Ergebnis des Vergleichs von berechnetem Wert (ΔΨ[k]) und Schwellenwert (TH) in einem Taktzyklus, Signalisieren eines Fehlers, wenn der Zähler einen vordefinierten Zählerwert erreicht.
Ein System, das folgendes umfasst: einen Elektromotor (10); eine mit dem Elektromotor (10) gekoppelte Steuerung (1), die dazu ausgebildet ist, den Elektromotor anzusteuern und dessen Drehzahl mittels feldorientierter Regelung zu regelt; wobei die Steuerung weiter dazu ausgebildet ist, einen Schätzwert (Ψ[k]) zu berechnen, der den magnetischen Fluss in dem Elektromotor repräsentiert, einen Wert (ΔΨ[k]) zu berechnen, der die Änderung des Betrags des Schätzwertes für den magnetischen Fluss repräsentiert; den berechneten Wert (ΔΨ[k]) mit einem Schwellenwert (TH) zu vergleichen, um zu detektieren, ob der berechnete Wert (ΔΨ[k]) unterhalb des Schwellenwerts (TH) liegt, und einen Fehler zu signalisieren, wenn detektiert wird, dass der berechnete Wert (ΔΨ[k]) bereits für eine bestimmte Zeit unter dem Schwellenwert (TH) liegt.
Das System gemäß Anspruch 4, der weiter einen Taktgenerator aufweist, der dazu ausgebildet ist, ein Taktsignal zu erzeugen; wobei die Steuerung dazu ausgebildet ist, die feldorientierte Regelung in diskreten Zeitschritten gemäß dem Taktsignal durchzuführen, den Wert (ΔΨ[k]), der die Änderung des Betrags des Schätzwertes für den magnetischen Fluss repräsentiert, regelmäßig nach Maßgabe des Taktsignals zu berechnen, und einen Fehler zu signalisieren, wenn detektiert wird, dass der berechnete Wert (ΔΨ[k]) für eine vordefinierte Anzahl von Taktzyklen unter dem Schwellenwert (TH) liegt.
Das System gemäß Anspruch 4 oder 5, wobei die Steuerung (2) weiter dazu ausgebildet ist: einen Zähler zu Inkrementieren oder zu dekrementieren abhängig von dem Ergebnis des Vergleichs von berechnetem Wert (ΔΨ[k]) und Schwellenwert (TH) in einem Taktzyklus, und den Fehler zu signalisieren, wenn der Zähler einen vordefinierten Maximalwert erreicht.
Eine integrierte Schaltung (2), die folgendes aufweist: eine Schaltungsanordnung, die dazu ausgebildet ist, eine feldorientierte Regelung für einen Synchronmotor durchzuführen, wobei die Schaltungsanordnung einen Flussschätzer (23) aufweist, der dazu ausgebildet ist einen Schätzwert (Ψ) für einen magnetischen Fluss im Synchronmotor zu berechnen; eine Detektorschaltung (14), die dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Schätzwert (Ψ) eine Blockade des Rotors des Synchronmotors zu detektieren, indem: ein Wert (ΔΨ[k]) berechnet wird, der die Änderung des Betrags des Schätzwertes für den magnetischen Fluss repräsentiert, der berechnete Wert (ΔΨ[k]) mit einem Schwellenwert (TH) verglichen wird, um zu detektieren, ob der berechnete Wert (ΔΨ[k]) unterhalb des Schwellenwerts (TH) liegt, und der Rotor als blockiert detektiert wird, wenn der berechnete Wert (ΔΨ[k]) für eine bestimmte Zeit unter dem Schwellenwert (TH) liegt.
Die integrierte Schaltung gemäß Anspruch 7, wobei die Schaltungsanordnung eine Treiberschaltung (13) für einen Inverter (11) aufweist, der im Betrieb den Synchronmotor ansteuert, wobei die Schaltungsanordnung einen Analog-Digital-Wandler (12) aufweist, die dazu ausgebildet ist, ein oder mehrere Strommesssignale zu digitalisieren, und wobei die Schaltungsanordnung weiter eine Reglerschaltung (2) zur Durchführung einer Vektorregelung basierend auf den digitalisierten Strommesssignalen aufweist, wobei die Reglerschaltung (2) einen Modulator (20) umfasst, dessen Ausgangsignal der dem Eingang der Treiberschaltung (13) zugeführt ist.
Die integrierte Schaltung gemäß Anspruch 7 oder 8, wobei die Detektorschaltung (14) einen Zähler aufweist, der dazu ausgebildet ist, zu zählen für wieviele Taktzyklen eines Taktsignals der berechnete Wert (ΔΨ[k]) unterhalb des Schwellenwerts (TH) liegt.
Die integrierte Schaltung gemäß Anspruch 9, wobei die Detektorschaltung (14) dazu ausgebildet ist, den Zählerstand des Zählers in einem Taktzyklus zu inkrementieren, wenn der berechnete Wert (ΔΨ[k]) unterhalb des Schwellenwerts (TH) liegt und zu dekrementieren, wenn der berechnete Wert (ΔΨ[k]) nicht unterhalb des Schwellenwerts (TH) liegt und der aktuelle Zählerstand größer null ist.