JP2012165629A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】電力変換装置において、スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のスイッチングを制御する制御部(5)を設ける。制御部(5)には、モータ(7)の電流を制御する電流制御部(53)と、電流制御部(53)へ入力される高調波成分を低減する高調波成分除去部(52)とを設ける。
【選択図】図2
Description
スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を備えて、交流電源(6)から供給された交流電力を所定の電圧及び周波数の交流電力に電力変換し、接続されたモータ(7)に供給する電力変換装置であって、
前記スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部(5)を備え、
前記制御部(5)は、前記モータ(7)の電流を制御する電流制御部(53)と、前記電流制御部(53)へ入力される高調波成分を低減する高調波成分除去部(52)とを備えていることを特徴とする。
第1の発明の電力変換装置において、
交流電源(6)の電源電圧(vin)を全波整流するコンバータ回路(2)と、
前記コンバータ回路(2)の出力に並列接続されたコンデンサ(3a)を有し、脈動する直流電圧(vdc)を出力する直流リンク部(3)と、
前記直流リンク部(3)の出力をスイッチングして交流に変換し、接続されたモータ(7)に供給するインバータ回路(4)とを備え、
前記制御部(5)は、前記モータ(7)の電流(iu,iv,iw)が、前記電源電圧(vin)の脈動に同期して脈動するように、前記スイッチングを制御することを特徴とする。
第1又は第2の発明の電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、入力電流(iin)、前記モータ(7)の実電流値(id,iq)、モータ(7)の電流指令値(id*,iq*)、及び前記実電流値(id,iq)と前記電流指令値(id*,iq*)の偏差の少なくとも1つに対して機能することを特徴とする。
第1から第3の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、該高調波成分除去部(52)への入力信号から所定の周波数領域の信号を除去して出力することを特徴とする。
第1から第3の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、該高調波成分除去部(52)への入力信号に含まれる予め定められた周波数の信号を、低減すべき除去成分として抽出し、該入力信号から前記除去成分を減算することを特徴とする。
第5の発明の電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、フーリエ変換によって前記除去成分を抽出することを特徴とする。
第5又は第6の発明の電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、前記減算が行われた減算信号に含まれる高調波成分が低減するように除去成分を修正することを特徴とする。
第1から第3の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、該高調波成分除去部(52)に入力される状態量をフーリエ変換することによって前記高調波成分を低減することを特徴とする。
第6又は第8の発明の電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、前記交流電源(6)の半周期の整数倍の期間に基づいて、フーリエ変換を行うことを特徴とする。
第1から第9の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記高調波成分には、前記モータ(7)の電圧の基本周波数を6n倍(nは整数)した周波数成分が含まれることを特徴とする。
第1から第10の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、前記モータ(7)の回転数、トルク、及び電力の何れかに応じて前記高調波成分の除去量を変化させることを特徴とする。
図1は、本発明の実施形態に係る電力変換装置(1)の構成を示すブロック図である。同図に示すように電力変換装置(1)は、コンバータ回路(2)、直流リンク部(3)、インバータ回路(4)、及び制御部(5)を備え、単相の交流電源(6)から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ(7)に供給するようになっている。なお、本実施形態のモータ(7)は、三相交流モータであり、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。より具体的には、モータ(7)は、4極6スロットの集中巻モータである。このモータ(7)では、誘起電圧の高調波成分として、基本波の5,7次成分が多く含まれる傾向にある。このモータ電圧歪みに基づく高調波成分は電源電流や直流リンク電圧(後述)にも現れる。
コンバータ回路(2)は、リアクトル(L)を介して交流電源(6)に接続され、交流電源(6)が出力した交流を直流に全波整流する。この例では、コンバータ回路(2)は、複数(本実施形態では4つ)のダイオード(D1〜D4)がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオード(D1〜D4)は、交流電源(6)の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。
直流リンク部(3)は、コンデンサ(3a)を備えている。コンデンサ(3a)は、コンバータ回路(2)の出力に並列接続され、該コンデンサ(3a)の両端に生じた直流電圧(直流リンク電圧(vdc))がインバータ回路(4)の入力ノードに接続されている。コンデンサ(3a)は、例えばフィルムコンデンサによって構成されている。このコンデンサ(3a)は、インバータ回路(4)のスイッチング素子(後述)がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧(電圧変動)のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ(3a)は、コンバータ回路(2)によって整流された電圧(電源電圧に起因する電圧変動)を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。そのため、直流リンク部(3)が出力する直流リンク電圧(vdc)は、その最大値がその最小値の2倍以上となるような大きな脈動を有している。
インバータ回路(4)は、入力ノードが直流リンク部(3)のコンデンサ(3a)に並列に接続され、直流リンク部(3)の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ(7)に供給するようになっている。本実施形態のインバータ回路(4)は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路(4)は、三相交流をモータ(7)に出力するので、6個のスイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を備えている。詳しくは、インバータ回路(4)は、2つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる3つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子(Su,Sv,Sw)と下アームのスイッチング素子(Sx,Sy,Sz)との中点が、それぞれモータ(7)の各相のコイル(図示は省略)に接続されている。また、各スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)には、還流ダイオード(Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz)が逆並列に接続されている。インバータ回路(4)は、これらのスイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のオンオフ動作によって、直流リンク部(3)から入力された直流リンク電圧(vdc)をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ(7)へ供給する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部(5)が行う。
制御部(5)は、モータ(7)に流れる電流(モータ電流(iu,iv,iw))が、電源電圧(vin)の脈動に同期して脈動するように、インバータ回路(4)におけるスイッチング(オンオフ動作)を制御する。すなわち、電力変換装置(1)は、いわゆるコンデンサレスインバータの一例である。図2は、制御部(5)の構成例を示すブロック図である。この例では、制御部(5)は、速度制御部(50)、電流指令生成部(51)、高調波成分除去部(52)、dq軸電流制御部(53)、電圧歪み補正部(54)及びPWM演算部(55)を備えている。
速度制御部(50)は、モータ(7)の機械角の回転角周波数(ωm)と、機械角の指令値(ωm*)との偏差を求めるとともに、該偏差に比例・積分演算(PI演算)を行ってトルク指令値(T*)を電流指令生成部(51)に出力する。
図3は、電流指令生成部(51)の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、この電流指令生成部(51)は、基本波成分演算部(51a)、絶対値演算部(51b)(図3ではabsと略記)、入力電流制御部(51c)、dq電流指令値生成部(51d)、乗算器(51e,51f)、及び加算器(51g)を備え、トルク指令値(T*)、電源電圧(vin)の位相角(θin)の正弦値(sin(θin))、及び入力電流(iin)の絶対値(|iin|)が入力されている。
高調波成分除去部(52)は、入力された信号から、モータ電流歪みに基づく高調波成分を低減する。図2に示すように、高調波成分除去部(52)は2箇所に設けられている。図2等では両者を区別するため、符号に枝番(-1,2)を付してある。図4は、高調波成分除去部(52)の構成例を示すブロック図である。図4では、電流指令生成部(51)に接続された高調波成分除去部(52-1)を例示してある。高調波成分除去部(52-1)には、電流指令値(id*,iq*)が入力されている。なお、高調波成分除去部(52-2)は、入力される信号が電流指令値(id’*,iq’*)と実電流値(id,iq)の偏差である点が高調波成分除去部(52-1)と異なる。
また、高調波成分除去部(52-1)は、q軸電流指令値(iq*)とsin(6θ)の積とq軸電流指令値(iq*)とcos(6θ)の積を加算し、平均化した値の2倍の値を求め、その値とsin(6θ)、cos(6θ)の積を加算し、q軸電流指令値(iq*)の6次成分(iq_6th*)として求める。高調波成分除去部(52-1)は、q軸電流指令値(iq*)から6次成分(iq_6th*)を減算した値を出力する。
dq軸電流制御部(53)は、本発明の電流制御部の一例である。dq軸電流制御部(53)は、モータ電流(iu,iv,iw)の指令値(id’*,iq’*)と実電流値(id,iq)との偏差が小さくなるように、電圧指令値(vd*,vq*)を生成する。
制御部(5)では、電源側に含まれる、モータ電圧歪みに基づく高調波成分(後述)が低減するように、インバータ回路(4)への電圧指令値(vd*,vq*)に、補償値(後述の補償電圧(vd_h,vq_h))を調整する。電圧歪み補正部(54)は、この補償電圧(vd_h,vq_h)を生成する。
PWM演算部(55)は、d軸電圧指令値(vd’*)、q軸電圧指令値(vq’*)、直流リンク電圧(vdc)、及び、モータ(7)の回転子(図示は省略)の回転角(電気角(θe))が入力されている。PWM演算部(55)は、これらの値に基づいて、各スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のオンオフ動作を制御するゲート信号(G)を生成する。
〈概要〉
本実施形態では、直流リンク部(3)に小容量のコンデンサ(3a)を設けているため、直流リンク電圧(vdc)がより大きく脈動する。直流リンク電圧(vdc)の脈動により、コンバータ回路(2)のダイオード(D1〜D4)の電流導通幅が広くなり、その結果力率が改善する。また制御部(5)は、モータ電流(iu,iv,iw)が、電源電圧(vin)の脈動に同期して脈動するように、インバータ回路(4)におけるスイッチングを制御する。
本実施形態では、制御部(5)の高調波成分除去部(52)は、dq軸電流制御部(53)へ入力される、モータ電流歪みに基づく高調波成分を低減する。具体的には、高調波成分除去部(52-1)は、交流電源(6)の半周期の整数倍の期間、フーリエ変換を行って電流指令値(id*,iq*)から、モータ(7)の電圧の6次成分を抽出する。そして、高調波成分除去部(52-1)は、電流指令値(id*,iq*)から抽出した6次成分(id_6th*,iq_6th*)を減じて新たな電流指令値(id’*,iq’*)を生成する。これにより、モータ電流歪みに基づく高調波成分を低減した信号がdq軸電流制御部(53)へ入力されることになる。
図7(A)及び図7(B)は、電圧歪み補正部(54)による補正の効果を説明する波形図である。図7(A)は、補償電圧(vd_h,vq_h)を重畳しなかった場合の、モータの入力電力(p)、U相の相電圧(vu)、U相の相電流(iu)(モータ電流)を示す波形図である。また、図7(B)は、補償電圧(vd_h,vq_h)を重畳した場合の、入力電力(p)、相電圧(vu)、モータ電流(iu)を示す波形図である。図7(A)と図7(B)を比較すると、図7(B)のモータ電流(iu)は波形が歪んでおり、モータ電圧歪みに基づく高調波成分が含まれていることが分かる。このように、補償電圧(vd_h,vq_h)を重畳することで、モータ電流(iu)には高調波成分が含まれるのである。そして、モータ電流(iu)に高調波成分が含まれると、図7(B)に示すように、モータの入力電力、電源側の電流、電力、直流リンク電圧の歪みを低減できる。
なお、モータ電圧歪みに基づく高調波成分は、インバータ回路(4)への入力電流をフーリエ変換したり、インバータ回路(4)への入力電力をフーリエ変換したりすることによって抽出するようにしてもよい。
2 コンバータ回路
3 直流リンク部
3a コンデンサ
4 インバータ回路
5 制御部
6 交流電源
7 モータ
52 高調波成分除去部
53 dq軸電流制御部(電流制御部)
Claims (11)
- スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を備えて、交流電源(6)から供給された交流電力を所定の電圧及び周波数の交流電力に電力変換し、接続されたモータ(7)に供給する電力変換装置であって、
前記スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部(5)を備え、
前記制御部(5)は、前記モータ(7)の電流を制御する電流制御部(53)と、前記電流制御部(53)へ入力される高調波成分を低減する高調波成分除去部(52)とを備えていることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1の電力変換装置において、
交流電源(6)の電源電圧(vin)を全波整流するコンバータ回路(2)と、
前記コンバータ回路(2)の出力に並列接続されたコンデンサ(3a)を有し、脈動する直流電圧(vdc)を出力する直流リンク部(3)と、
前記直流リンク部(3)の出力をスイッチングして交流に変換し、接続されたモータ(7)に供給するインバータ回路(4)とを備え、
前記制御部(5)は、前記モータ(7)の電流(iu,iv,iw)が、前記電源電圧(vin)の脈動に同期して脈動するように、前記スイッチングを制御することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1又は請求項2の電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、入力電流(iin)、前記モータ(7)の実電流値(id,iq)、モータ(7)の電流指令値(id*,iq*)、及び前記実電流値(id,iq)と前記電流指令値(id*,iq*)の偏差の少なくとも1つに対して機能することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1から請求項3のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、該高調波成分除去部(52)への入力信号から所定の周波数領域の信号を除去して出力することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1から請求項3のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、該高調波成分除去部(52)への入力信号に含まれる予め定められた周波数の信号を、低減すべき除去成分として抽出し、該入力信号から前記除去成分を減算することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項5の電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、フーリエ変換によって前記除去成分を抽出することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項5又は請求項6の電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、前記減算が行われた減算信号に含まれる高調波成分が低減するように除去成分を修正することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1から請求項3のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、該高調波成分除去部(52)に入力される状態量をフーリエ変換することによって前記高調波成分を低減することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項6又は請求項8の電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、前記交流電源(6)の半周期の整数倍の期間に基づいて、フーリエ変換を行うことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1から請求項9のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記高調波成分には、前記モータ(7)の電圧の基本周波数を6n倍(nは整数)した周波数成分が含まれることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1から請求項10のうちの何れか1つの電力変換装置において、
前記高調波成分除去部(52)は、前記モータ(7)の回転数、トルク、及び電力の何れかに応じて前記高調波成分の除去量を変化させることを特徴とする電力変換装置。
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