JP2012124120A - 発光素子の駆動回路およびそれを用いた発光装置、電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】バースト調光の点灯時間が短いときに出力電圧の低下を抑制可能な制御回路を提供する。
【解決手段】位相補償用キャパシタＣ３の一端の電位は固定される。誤差増幅器２２は、ＬＥＤストリング６の第２端子に生ずる検出電圧Ｖ_ＬＥＤと所定の基準電圧Ｖｒｅｆの誤差に応じた電流をキャパシタＣ３に供給する。スイッチＳＷ１０ａは、誤差増幅器２２とキャパシタＣ３の間に設けられ、バースト調光パルスＰＷＭがアサートされる期間、オンする。パルス生成部２０は、キャパシタＣ３に生ずるフィードバック電圧Ｖ_ＦＢに応じたデューティ比を有するスイッチングパルス信号Ｓｐｗｍを生成する。フィードバック電圧調節回路５０は、バースト調光パルスＰＷＭのパルス幅に応じてオン、オフ状態が切りかえ可能に構成され、そのオン状態においてキャパシタＣ３に電流を注入する。
【選択図】図２

Description

本発明は、発光素子の駆動技術に関する。

近年、液晶パネルのバックライトや照明機器として、ＬＥＤ（発光ダイオード）をはじめとする発光素子を利用した発光装置が利用される。図１は、比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。発光装置１００３は、複数のＬＥＤストリング１００６＿１〜１００６＿ｎと、スイッチング電源１００４と、電流駆動回路１００８を備える。

各ＬＥＤストリング１００６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。スイッチング電源１００４は、入力電圧Ｖｉｎを昇圧してＬＥＤストリング１００６＿１〜１００６＿ｎの一端に駆動電圧Ｖｏｕｔを供給する。

電流駆動回路１００８は、ＬＥＤストリング１００６＿１〜１００６＿ｎごとに設けられた電流源ＣＳ_１〜ＣＳ_ｎを備える。各電流源ＣＳは、対応するＬＥＤストリング１００６に、目標輝度に応じた駆動電流Ｉ_ＬＥＤを供給する。

スイッチング電源１００４は、出力回路１１０２と、制御ＩＣ１１００を備える。出力回路１１０２は、インダクタＬ１、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１を含む。制御ＩＣ１１００は、ＬＥＤストリング１００６＿１〜１００６＿ｎそれぞれのカソード端子に生ずる電圧（検出電圧という）Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤｎのうち最も低いひとつが目標電圧Ｖｒｅｆに近づくように、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比をフィードバック制御する。その結果、スイッチング電源１００４の出力電圧Ｖｏｕｔは、（Ｖｒｅｆ＋Ｖｆ）に安定化される。Ｖｆは、ＬＥＤストリング１００６の順方向電圧（電圧降下）である。

特開２００６−１１４３２４号公報

こうした発光装置１００３において、ＬＥＤストリング１００６の輝度を調節するために、駆動電流Ｉ_ＬＥＤをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する場合がある。具体的には、電流駆動回路１００８のＰＷＭコントローラ１００９は、輝度に応じたデューティ比を有するバースト調光パルスＰＷＭ_１〜ＰＷＭ_ｎを生成し、それぞれに対応する電流源ＣＳ_１〜ＣＳ_ｎをスイッチング制御する。このような制御を、バースト調光あるいはバースト制御とも称する。

本発明者らは、かかる発光装置について検討を行った結果、以下の課題を認識するに至った。
電流源ＣＳがオフする期間つまりＬＥＤストリング１００６の消灯期間は、検出電圧Ｖ_ＬＥＤが不定となり、検出電圧Ｖ_ＬＥＤにもとづくフィードバック制御を行うことができない。そこで制御ＩＣ１１００は、電流源ＣＳがオンする期間、つまりＬＥＤストリング１００６の点灯期間における検出電圧Ｖ_ＬＥＤにもとづいて、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比を調節する。

ここでＬＥＤストリング１００６の点灯期間が短くなると、フィードバック制御が有効な期間が短くなる。点灯期間がスイッチング電源のスイッチングトランジスタＭ１のスイッチングパルスと同程度まで短くなると、誤差増幅器によるフィードバックが追従できなくなり、駆動電圧Ｖｏｕｔが低下し、点灯期間においてＬＥＤストリング６の輝度が低下し、あるいは発光しなくなる。

なお、この認識を本発明の分野における共通の一般知識の範囲として捉えてはならない。さらに言えば、上記検討自体が、本出願人がはじめて想到したものである。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、バースト調光の点灯時間が短いときに出力電圧の変動を抑制可能な制御回路の提供にある。

本発明のある態様は、発光素子の駆動回路に関する。駆動回路は、駆動対象の発光素子の第１端子に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、発光素子の第２端子に接続され、バースト調光パルスがアサートされる期間、発光素子に駆動電流を供給する電流ドライバと、を備える。スイッチング電源は、一端の電位が固定されたキャパシタと、発光素子の第２端子に生ずる検出電圧と所定の基準電圧の誤差に応じた電流をキャパシタに供給する誤差増幅器と、誤差増幅器の出力端子とキャパシタの間に設けられ、バースト調光パルスがアサートされる期間、オンするスイッチと、キャパシタに生ずるフィードバック電圧を受け、それに応じたデューティ比を有するスイッチングパルス信号を生成するパルス生成部と、スイッチングパルス信号にもとづき、スイッチング電源のスイッチング素子を駆動するドライバと、バースト調光パルスのパルス幅に応じてオン、オフ状態が切りかえ可能に構成され、オン状態においてキャパシタに電流を供給するフィードバック電圧調節回路と、を備える。

この態様によれば、バースト調光パルスのパルス幅が短い場合に、誤差増幅器の応答の遅れによってキャパシタへの電流供給が不足しても、フィードバック調整回路からの電流供給によってキャパシタが充電され、フィードバック電圧が上昇する。その結果、瞬時にスイッチングパルス信号のパルス幅を増大させ、出力電圧を増加させることにより、発光素子を確実に点灯させることができる。
またフィードバック調整回路がオンし続け、キャパシタへの電流供給が持続すると、フィードバック電圧が上昇し続け、出力電圧が上昇してしまう。そこでバースト調光パルスのパルス幅が短い場合には、適切なタイミングにてフィードバック電圧調節回路をオフすることにより、出力電圧の過度の上昇を抑制できる。

フィードバック電圧調節回路は、バースト調光パルスのパルス幅があるしきい値より長いときオン状態となり、バースト調光パルスのパルス幅がしきい値より短いとき、バースト調光パルスがアサートされる期間オン状態となり、その後オフ状態となってもよい。

ある態様の駆動回路は、検出電圧が所定のしきい値電圧より高いときにアサートされるショート検出信号を生成するショート検出コンパレータをさらに備えてもよい。フィードバック電圧調節回路は、バースト調光パルスがネゲートされるタイミングにおいて、ショート検出信号がアサートされているとき、オフしてもよい。

フィードバック電圧調節回路は、その入力端子にショート検出信号が入力され、そのクロック端子にバースト調光パルスの反転信号が入力されるフリップフロップを含んでもよい。フィードバック電圧調節回路は、当該フリップフロップの出力信号に応じてオン、オフ状態が切りかえられてもよい。

フィードバック電圧調節回路は、バースト調光パルスがネゲートされる期間にショート検出信号がアサートされると、オンしてもよい。

フィードバック電圧調節回路は、バースト調光パルスとショート検出信号の反転信号を受けるＮＡＮＤゲートと、その入力端子にショート検出信号が入力され、そのクロック端子にバースト調光パルスの反転信号が入力され、そのリセット端子にＮＡＮＤゲートの出力信号が入力されたフリップフロップを含んでもよい。フィードバック電圧調節回路は、当該フリップフロップの出力信号に応じてオン、オフ状態が切りかえられてもよい。

本発明の別の態様は、発光装置である。この装置は、発光素子と、発光素子を駆動する上述のいずれかの態様の駆動回路と、を備える。

本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルのバックライトとして設けられた上述の発光装置と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、バースト調光の点灯時間が短いときに出力電圧を安定化できる。

比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。 実施の形態に係る発光装置を備える電子機器の構成を示す回路図である。 フィードバック電圧調節回路の構成例を示す回路図である。 図２の制御ＩＣの動作を示すタイムチャートである。 図２の制御ＩＣの動作を示すタイムチャートである。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図２は、実施の形態に係る発光装置を備える電子機器の構成を示す回路図である。

電子機器２は、ノートＰＣ、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話端末、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）などの電池駆動型の機器であり、発光装置３とＬＣＤ（Liquid Crystal Display）パネル５を備える。発光装置３はＬＣＤパネル５のバックライトとして設けられる。

発光装置３は、発光素子であるＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎと、電流駆動回路８と、スイッチング電源４と、を備える。電流駆動回路８およびスイッチング電源４は、発光ストリングの駆動回路を構成する。

各ＬＥＤストリング６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。スイッチング電源４は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力端子Ｐ１に入力された入力電圧（たとえば電池電圧）Ｖｉｎを昇圧して、出力端子Ｐ２から出力電圧（駆動電圧）Ｖｏｕｔを出力する。複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎそれぞれの一端（アノード）は、出力端子Ｐ２に共通に接続される。

スイッチング電源４は、制御ＩＣ１００および出力回路１０２を備える。出力回路１０２は、インダクタＬ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、出力キャパシタＣ１を含む。出力回路１０２のトポロジーは一般的であるため、説明を省略する。またそのトポロジーにさまざまな変形があることが当業者には理解され、本発明において限定されるものではない。

制御ＩＣ１００のスイッチング端子Ｐ４は、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続される。制御ＩＣ１００は、ＬＥＤストリング６の点灯に必要な出力電圧Ｖｏｕｔが得られるように、フィードバックによりスイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比を調節する。なおスイッチングトランジスタＭ１は制御ＩＣ１００に内蔵されてもよい。

電流駆動回路８は、複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎの他端（カソード）と接続される。電流駆動回路８は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎそれぞれに、目標輝度に応じた間欠的な駆動電流Ｉ_ＬＥＤ１〜Ｉ_ＬＥＤｎを供給する。具体的には電流駆動回路８は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎごとに設けられた複数の電流源ＣＳ_１〜ＣＳ_ｎと、ＰＷＭコントローラ９を備える。ｉ番目の電流源ＣＳ_ｉは、対応するｉ番目のＬＥＤストリング６＿ｉのカソードと接続されている。電流源ＣＳ_ｉは、ＰＷＭコントローラ９から出力されるバースト調光パルスＰＷＭ_ｉに応じて、駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉを出力する動作（アクティブ）状態φ_ＯＮと、駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉを停止する停止状態φ_ＯＦＦが切りかえ可能に構成される。ＰＷＭコントローラ９は、目標輝度に応じたデューティ比を有するバースト調光パルスＰＷＭ_ｉ〜ＰＷＭ_ｎを生成し、電流源ＣＳ_１〜ＣＳ_ｎに出力する。バースト調光パルスＰＷＭ_ｉがアサート（たとえばハイレベル）される期間（点灯期間Ｔ_ＯＮ）、対応する電流源ＣＳ_ｉは動作状態φ_ＯＮとなり、ＬＥＤストリング６＿ｉは点灯する。バースト調光パルスＰＷＭ_ｉがネゲート（たとえばローレベル）される期間（消灯期間Ｔ_ＯＦＦ）、対応する電流源ＣＳ_ｉは停止状態φ_ＯＦＦとなり、ＬＥＤストリング６＿ｉは消灯する。点灯期間Ｔ_ＯＮと消灯期間Ｔ_ＯＦＦの時間比率を制御することにより、ＬＥＤストリング６＿ｉに流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤの実効値（時間平均値）が制御され、輝度を調節することができる。電流駆動回路８によるＰＷＭ駆動の周波数は数十〜数百Ｈｚである。以下、バースト調光パルスＰＷＭ_１〜ＰＷＭ_ｎは同じタイミングで遷移するものとし、それらをバースト調光パルスＰＷＭと総称する。

制御ＩＣ１００と電流駆動回路８は、単一の半導体チップに集積化されてもよいし、別々のチップに集積化されてもよい。それらは、単一のパッケージ（モジュール）を構成してもよいし、別々のパッケージを構成してもよい。

以上が発光装置３全体の構成である。続いて制御ＩＣ１００の構成を説明する。制御ＩＣ１００は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎごとに設けられたＬＥＤ端子ＬＥＤ_１〜ＬＥＤ_ｎを備える。各ＬＥＤ端子ＬＥＤ_ｉは、対応するＬＥＤストリング６＿ｉのカソード端子と接続される。なお、ＬＥＤストリングは複数である必要はなく、１個であってもよい。

制御ＩＣ１００は、主として誤差増幅器２２、第１スイッチＳＷ１０ａ、パルス生成部２０、ドライバ２８、ショート検出回路６０_１〜６０_ｎ、フィードバック回路７０_１〜７０_ｎを備える。

ＦＢ端子と外部の固定電圧端子（接地端子）の間には、位相補償用抵抗Ｒ７および位相補償用キャパシタＣ３が設けられる。

フィードバック回路７０_１〜７０_ｎはそれぞれ、ＬＥＤ端子（チャンネル）ごとに設けられる。ｉ番目のフィードバック回路７０_ｉは、対応するＬＥＤ端子の検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉに応じた電圧Ｖ_ＬＥＤｉ’を、誤差増幅器２２に出力する。具体的には、フィードバック回路７０は、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を含む分圧回路であり、検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉを分圧比Ｋ１で分圧する。第１スイッチＳＷ１１は、対応するチャンネルのバースト調光信号ＰＷＭ_ｉがアサートされる期間（点灯期間）オンし、ネゲートされる期間（消灯期間）においてオフする。また、第ｉチャンネルの第１スイッチＳＷ１１は、そのチャンネルがフィードバックの対象から除外されるときにはオフとなる。たとえば第１スイッチＳＷ１１は、バースト調光信号ＰＷＭ_ｉに応じて制御されるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。第２スイッチＳＷ１２は、そのチャンネルがフィードバックの対象から除外すべきときにはオンとなり、検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉ’をたとえば電源電圧Ｖ_ＤＤにプルアップする。これにより、そのチャンネルの検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉ’を、他のチャンネルの検出電圧Ｖ_ＬＥＤｊ’（ｊ≠ｉ）よりも高くすることができ、フィードバックから除外できる。なお、検出電圧の分圧は、本質的な処理ではないため、以下の説明では、特に必要が無い限り、Ｖ_ＬＥＤ’とＶ_ＬＥＤを区別しない。たとえば第２スイッチＳＷ１２は、バースト調光信号ＰＷＭ_ｉに応じて制御されるＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである。

誤差増幅器２２はいわゆるｇｍ（トランスコンダクタンス）アンプであって、ＬＥＤストリング６の点灯期間において、検出電圧Ｖ_ＬＥＤと基準電圧Ｖｒｅｆの誤差に応じた電流を生成し、ＦＢ端子に供給する。ＦＢ端子には、検出電圧Ｖ_ＬＥＤと基準電圧Ｖｒｅｆの誤差に応じたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが発生する。

具体的には誤差増幅器２２は、複数の反転入力端子（−）と、ひとつの非反転入力端子（＋）を有する。複数の反転入力端子にはそれぞれ、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤｎが入力され、非反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。誤差増幅器２２は、最も低い検出電圧Ｖ_ＬＥＤと基準電圧Ｖｒｅｆの誤差に応じた電流を出力する。

第１スイッチＳＷ１０ａは、誤差増幅器２２の出力端子とＦＢ端子の間に設けられる。第１スイッチＳＷ１０ａは、バースト調光パルスＰＷＭがアサートされる期間、つまり点灯期間Ｔ_ＯＮにオンし、ネゲートされる期間つまり消灯期間Ｔ_ＯＦＦにオフする。複数の電流源ＣＳ_１〜ＣＳ_ｎに対するバースト調光パルスＰＷＭ_１〜ＰＷＭ_ｎの位相がシフトしている場合、少なくともひとつのバースト調光パルスＰＷＭがアサートされる期間、第１スイッチＳＷ１０ａはオンする。

パルス生成部２０は、たとえばパルス幅変調器であり、ＦＢ端子に生ずる電圧Ｖ_ＦＢを受け、それに応じたデューティ比を有するスイッチングパルス信号Ｓｐｗｍを生成する。具体的にはフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが高いほどスイッチングパルス信号Ｓｐｗｍのデューティ比は大きくなる。
パルス生成部２０は、オシレータ２４、ＰＷＭコンパレータ２６を含む。オシレータ２４は、三角波もしくはのこぎり波の周期電圧Ｖｏｓｃを生成する。

ＰＷＭコンパレータ２６はフィードバック電圧Ｖ_ＦＢを周期電圧Ｖｏｓｃと比較し、比較結果に応じたレベルを有するＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを生成する。なお、パルス生成部２０としてパルス周波数変調器などを用いてもよい。ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの周波数は、電流駆動回路８によるＰＷＭ駆動の周波数に比べて十分に高く、数百ｋＨｚ（たとえば６００ｋＨｚ）である。

ドライバ２８は、スイッチングパルス信号Ｓｐｗｍにもとづき、スイッチング電源４のスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。

ショート検出回路６０_１〜６０_ｎは、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎのチャンネルごとに設けられ、同様に構成される。ショート検出回路６０_ｉは、点灯期間Ｔ_ＯＮにおけるＬＥＤ端子の検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉが、所定のしきい値電圧Ｖ_ＴＨより高いときアサートされるショート検出信号ＬＳＰｉＣＨを生成する。消灯期間Ｔ_ＯＦＦでは、ショート検出は無効化される。

ショート検出回路６０_ｉは、ショート検出コンパレータ６２、抵抗Ｒ１、Ｒ２、トランジスタ６３を含む。
ＬＥＤ端子の検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉは、抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分圧される。Ｒ１＝２．４ＭΩ、Ｒ２＝０．６ＭΩのとき、分圧比β＝１／５である。トランジスタ６３は、バースト調光パルスＰＷＭ_ｉと同期制御され、点灯期間Ｔ_ＯＮにおいてオン、消灯期間Ｔ_ＯＦＦにおいてオフする。ショート検出コンパレータ６２は、点灯期間Ｔ_ＯＮにおいて、抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分圧された検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉ’を、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ’と比較し、Ｖ_ＬＥＤｉ’＞Ｖ_ＴＨ’のときハイレベル（アサート）となるショート検出信号ＬＳＰｉＣＨを出力する。Ｖ_ＴＨ’＝Ｖ_ＴＨ×βが成り立つ。

フィードバック電圧調節回路５０は、バースト調光パルスＰＷＭのパルス幅に応じてオン、オフ状態が切りかえ可能に構成され、オン状態において位相補償用キャパシタＣ３に電流Ｉｃを供給し、オフ状態において位相補償用キャパシタＣ３への電流供給を停止する。

フィードバック電圧調節回路５０は、バースト調光信号ＰＷＭのパルス幅があるしきい値より長いときには点灯期間、消灯期間ともにオン状態となる。またフィードバック電圧調節回路５０は、バースト調光信号ＰＷＭのパルス幅がしきい値より短いときには、点灯期間の終了後にオフする。

フィードバック電圧調節回路５０がオン状態において電流Ｉｃを注入することにより、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間が長くなるように、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを変化させる。具体的にはフィードバック電圧調節回路５０は、オン状態においてフィードバック電圧Ｖｆｂを上昇させることにより、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間を長くする。

注入電流Ｉｃは、誤差増幅器２２のソース電流、シンク電流より小さいことが望ましく、たとえばソース電流、シンク電流が最大で１００μＡのとき、フィードバック電圧調節回路５０の注入電流Ｉｃは１μＡ程度が好ましい。

具体的には、フィードバック電圧調節回路５０は、以下の条件を満たすときに、オンからオフに遷移する。ｉ番目のチャンネルの検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉがフィードバックされているとする。このときフィードバック電圧調節回路５０は、バースト調光パルスＰＷＭ_ｉがアサートからネゲートに遷移するタイミングにおいて、ショート検出信号ＬＳＰｉＣＨがアサートされているときにオフとなる。

その後、フィードバック電圧調節回路５０は、バースト調光パルスＰＷＭがネゲートされる期間にショート検出信号ＬＳＰｉＣＨがアサートされると、オンとなる。

図３は、フィードバック電圧調節回路５０の構成例を示す回路図である。フィードバック電圧調節回路５０は、フリップフロップ５２、ＮＡＮＤゲート５４、電流源５６、スイッチ５８、ＯＲゲート５９を備える。

電流源５６は、位相補償用キャパシタＣ３に供給すべき電流Ｉｃを生成する。電流Ｉｃはたとえば１μＡ程度である。スイッチ５８は電流Ｉｃの経路上に設けられ、スイッチ５８のオン・オフが、フィードバック電圧調節回路５０のオン・オフと対応付けられる。電流Ｉｃが位相補償用キャパシタＣ３に流れ込むことにより、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが上昇する。

フリップフロップ５２およびＮＡＮＤゲート５４は、ＬＥＤストリング６のチャンネルごとに設けられる。ｉ番目のフリップフロップ５２の入力端子Ｄには、ショート検出信号ＬＳＰｉＣＨが入力され、そのクロック端子にはバースト調光パルスＰＷＭの反転信号ＰＷＭ＃が入力される。図面において、論理反転はバーで示される。

ＮＡＮＤゲート５４は、バースト調光パルスＰＷＭとショート検出信号ＬＳＰｉＣＨ＃の反転信号の否定論理積（ＮＡＮＤ）を生成する。ＮＡＮＤゲート５４の出力信号は、フリップフロップ５２のリセット端子に入力される。

ＯＲゲート５９は、各チャンネルのフリップフロップ５２の出力信号Ｑ_１〜Ｑ_ｎの論理和を生成し、論理和に応じてスイッチ５８に供給する。スイッチ５８は、ＯＲゲート５９の出力信号がローレベルのときオンし、ＯＲゲート５９の出力信号がハイレベルのときオフとなる。

以上が制御ＩＣ１００の構成である。続いてその動作を説明する。図４は、バースト調光パルスＰＷＭのパルス幅がある程度長い場合のタイムチャートを、図５は、バースト調光パルスＰＷＭのパルス幅が短い場合のタイムチャートを示す。

まず図４を参照する。いま、ある程度長いパルス幅を有するバースト調光パルスＰＷＭが繰り返し生成されている。理解の容易と説明の簡略のため、第１チャンネルのみに着目して説明する。

時刻ｔ０以前、バースト調光パルスＰＷＭ_１はローレベルであるから電流源ＣＳ_１はオフであり、ＬＥＤストリング６＿１は消灯状態である。このときトランジスタ６３がオフしてショート検出が無効化され、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１’はローレベル（接地電圧）にプルダウンされるため、ＬＳＰ１ＣＨはローレベルである。

時刻ｔ０にバースト調光パルスＰＷＭ_１がハイレベルに遷移すると、電流源ＣＳ_１がオンし、ＬＥＤストリング６＿１に駆動電流が流れ始め、ＬＥＤストリング６＿１の電圧降下Ｖｆがゼロから徐々に増大する。検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１は、
Ｖ_ＬＥＤ１＝Ｖｏｕｔ−Ｖｆ
で与えられるから、時間とともに次第に低下していく。バースト調光パルスＰＷＭ_１がハイレベルに遷移した直後、Ｖ_ＬＥＤ１’＞Ｖ_ＴＨ’が成り立つため、ショート検出信号ＬＳＰ１ＣＨはハイレベルとなる。時刻ｔ１に、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１’がしきい値電圧Ｖ_ＴＨ’より低くなると、ショート検出信号ＬＳＰ１ＣＨはローレベルに遷移し、その後ローレベルを持続する。

時刻ｔ２にバースト調光信号ＰＷＭがローレベルに遷移したタイミングにおいて、反転されたショート検出信号ＬＳＰ１ＣＨ＃はローレベルであるから、フリップフロップ５２の出力信号Ｑ１はローレベルであり、次にバースト調光信号ＰＷＭがハイレベルに遷移する時刻ｔ３までの消灯期間Ｔ_ＯＦＦ、出力信号Ｑ１はローレベルとなる。

時刻ｔ０〜ｔ３の動作が繰り返され、スイッチ５８の制御信号はローレベルを維持するため、スイッチ５８つまりフィードバック電圧調節回路５０はオンし続け、位相補償用キャパシタＣ３には、注入電流Ｉｃが供給され続ける。このように、バースト調光信号ＰＷＭのパルス幅がある程度長いときには、フィードバック電圧調節回路５０はオン状態となる。誤差増幅器２２の電流能力は、フィードバック電圧調節回路５０の注入電流Ｉｃよりも十分大きいため、注入電流Ｉｃの影響をほとんどない。

続いて図５を参照する。時刻ｔ０にバースト調光パルスＰＷＭ_１がハイレベルに遷移し、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１が時間とともに次第に低下していく。バースト調光信号ＰＷＭのパルス幅が短くなると、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１がしきい値電圧Ｖ_ＴＨより低くなる前に、つまりショート検出信号ＬＳＰ１ＣＨがローレベルに遷移する前に、バースト調光信号ＰＷＭがローレベルに遷移する（時刻ｔ１）。したがってフリップフロップ５２の出力信号Ｑ１がハイレベルとなる。

ここで図２の制御ＩＣ１００の効果を明確とするため、フィードバック電圧調節回路５０が存在しない場合の動作を説明する。
バースト調光パルスＰＷＭ_１のパルス幅が短いと、誤差増幅器２２の応答が遅れるため、誤差増幅器２２から位相補償用キャパシタＣ３への電流供給が不十分となり、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが低下する。その結果、スイッチングパルス信号Ｓｐｗｍのオン時間が短くなり、駆動電圧Ｖｏｕｔが低下してしまう。駆動電圧Ｖｏｕｔが低下すると、ＬＥＤストリング６が発光しなくなる。

続いてフィードバック電圧調節回路５０を設けた場合の動作を説明する。誤差増幅器２２の応答が遅れ、誤差増幅器２２から位相補償用キャパシタＣ３への電流供給が不足した場合であっても、フィードバック電圧調節回路５０から位相補償用キャパシタＣ３に対して注入電流Ｉｃが供給されるため、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢの低下を抑制もしくは上昇させることができ、スイッチングパルス信号Ｓｐｗｍのオン時間が長くなる。その結果、駆動電圧Ｖｏｕｔの低下を抑制することができ、ＬＥＤストリング６を発光させることができる。

ただし、その後の消灯期間Ｔ_ＯＦＦにおいて、電流Ｉｃが位相補償用キャパシタＣ３に供給され続けると、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが上昇し続け、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなりすぎる。バースト調光パルスＰＷＭのパルス幅が短い場合には、消灯期間Ｔ_ＯＦＦに遷移した後に電流Ｉｃを遮断することにより、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇を抑制することができる。

このように、実施の形態に係る制御ＩＣ１００によれば、誤差増幅器２２の応答速度の遅れによる出力電圧の低下を抑制することができ、ＬＥＤストリング６を発光させることができる。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。

実施の形態ではインダクタを用いた非絶縁型のスイッチング電源を説明したが、本発明はトランスを用いた絶縁型のスイッチング電源にも適用可能である。

実施の形態では、発光装置３のアプリケーションとして電子機器を説明したが、用途は特に限定されず、照明などにも利用できる。

また、本実施の形態において、ハイレベル、ローレベル、アサート、ネゲートの論理信号の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。

実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

２…電子機器、３…発光装置、４…スイッチング電源、５…ＬＣＤパネル、６…ＬＥＤストリング、８…電流駆動回路、９…ＰＷＭコントローラ、１００…制御ＩＣ、１０２…出力回路、１９…パルス変調器、２０…パルス幅変調器、２２…誤差増幅器、２４…オシレータ、２６…ＰＷＭコンパレータ、２８…ドライバ、Ｃ３…位相補償用キャパシタ、Ｒ７…位相補償用抵抗、ＳＷ１０ａ…第１スイッチ、４０…ソフトオフ回路、Ｃ４…ソフトオフ用キャパシタ、４２…放電回路、４４…電流源、Ｍ６…スイッチ、Ｃ２…キャパシタ、Ｍ２，Ｍ３…トランジスタ、Ｌ１…インダクタ、Ｃ１…出力キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、５０…フィードバック電圧調節回路、５２…フリップフロップ、５４…ＮＡＮＤゲート、５６…電流源、５８…スイッチ、５９…ＯＲゲート、６０…ショート検出回路、６２…ショート検出コンパレータ。

Claims (9)

1. 駆動対象の発光素子の第１端子に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、
   前記発光素子の第２端子に接続され、バースト調光パルスがアサートされる期間、前記発光素子に駆動電流を供給する電流ドライバと、
   を備え、
   前記スイッチング電源は、
   一端の電位が固定されたキャパシタと、
   前記発光素子の第２端子に生ずる検出電圧と所定の基準電圧の誤差に応じた電流を前記キャパシタに供給する誤差増幅器と、
   前記誤差増幅器の出力端子と前記キャパシタの間に設けられ、前記バースト調光パルスがアサートされる期間、オンするスイッチと、
   前記キャパシタに生ずるフィードバック電圧を受け、それに応じたデューティ比を有するスイッチングパルス信号を生成するパルス生成部と、
   前記スイッチングパルス信号にもとづき、前記スイッチング電源のスイッチング素子を駆動するドライバと、
   前記バースト調光パルスのパルス幅に応じてオン、オフ状態が切りかえ可能に構成され、オン状態において、前記キャパシタに電流を供給するフィードバック電圧調節回路と、
   を備えることを特徴とする発光素子の駆動回路。
2. 前記フィードバック電圧調節回路は、前記バースト調光パルスのパルス幅があるしきい値より長いときオン状態となり、前記バースト調光パルスのパルス幅が前記しきい値より短いとき、バースト調光パルスがアサートされる期間オンとなり、その後オフとなることを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
3. 前記検出電圧が所定のしきい値電圧より高いときにアサートされるショート検出信号を生成するショート検出コンパレータをさらに備え、
   前記フィードバック電圧調節回路は、
   前記バースト調光パルスがネゲートされるタイミングにおいて、前記ショート検出信号がアサートされているとき、オフすることを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
4. 前記フィードバック電圧調節回路は、
   その入力端子に前記ショート検出信号が入力され、そのクロック端子に前記バースト調光パルスの反転信号が入力されるフリップフロップを含み、
   当該フリップフロップの出力信号に応じてオン、オフ状態が切りかえられることを特徴とする請求項３に記載の駆動回路。
5. 前記フィードバック電圧調節回路は、前記バースト調光パルスがネゲートされる期間に前記ショート検出信号がアサートされると、オンすることを特徴とする請求項３または４に記載の駆動回路。
6. 前記フィードバック電圧調節回路は、
   前記バースト調光パルスと前記ショート検出信号の反転信号を受けるＮＡＮＤゲートと、
   その入力端子に前記ショート検出信号が入力され、そのクロック端子に前記バースト調光パルスの反転信号が入力され、そのリセット端子に前記ＮＡＮＤゲートの出力信号が入力されたフリップフロップを含み、
   当該フリップフロップの出力信号に応じてオン、オフ状態が切りかえられることを特徴とする請求項３に記載の駆動回路。
7. 前記フィードバック電圧調節回路は、
   オン状態において前記キャパシタに電流を供給する電流源を含むことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の駆動回路。
8. 発光素子と、
   前記発光素子を駆動する請求項１から７のいずれかに記載の駆動回路と、
   を備えることを特徴とする発光装置。
9. 液晶パネルと、
   前記液晶パネルのバックライトとして設けられた請求項８に記載の発光装置と、
   を備えることを特徴とする電子機器。

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