JP2012100370A - モータ駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】制御対象のモータの駆動電流がＰＷＭ制御の目標電流に増大してからＰＷＭ制御に移行し、ＰＷＭ制御で駆動電流を目標電流に維持する場合に、目標電流に到達するタイミングとＰＷＭ制御のキャリア周期（制御周期）とのずれに基づくモータの駆動電流の変動ひいてはトルクの低下や変動を防止する。
【解決手段】演算処理部４１の演算部４１ａおよび補正部４１ｃにより、制御対象のＳＲモータ１の通電開始タイミングからの通電によって駆動電流がＰＷＭ制御の目標電流に立ち上がるタイミングを導出して予測し、キャリア周期と駆動電流がＰＷＭ制御の目標電流に立ち上がるタイミングとの偏差に基づいて通電開始タイミングを補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、制御対象のモータの駆動電流（モータ電流）をＰＷＭ制御するモータ駆動制御装置に関し、詳しくは、駆動電流がＰＷＭ制御の目標電流に立ち上がるタイミングとＰＷＭ制御のキャリア周期（制御周期）とのずれの対策に関する。

従来、電気自動車やハイブリッド車の駆動モータとして、ロータ側に永久磁石や巻線が不要で安価かつ構造が簡単なスイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータという）が注目されている（例えば、特許文献１（段落［０００１］、［０００２］、［００１２］、［００２４］−［００２６］、図１、図５等）参照）。

図８は特許文献１に記載の３相駆動のラジアルギャップ型のＳＲモータの構造を示し、図中のＳＲモータ１２９は、内側に放射状に突出したステータ磁極としての複数の突極１５２ａを有する中空円筒状のステータ１５２と、その内側に外側に放射状に突出した複数の突極１１５ａを有するロータ１５１とを備える。ここで、ステータ１５２の突極１５２ａは３０度間隔に相順に１２個並んでおり、同相のステータ磁極の突極１５２ａは９０度間隔である。また、ロータ５１の突極１１５ａは４５度間隔の８個である。さらに、ステータ１５２の各突極１５２ａには各相それぞれの励磁用のコイル１５３が集中巻されている。なお、ロータ１５１を回転するため、ロータ１５１の突極１５１ａの個数と、ステータ１５２の突極１５２ａの個数とは異なっている。

そして、ＳＲモータ１２９は、ロータ１５１が所定角度回転する毎にロータ１５１の突極１５１ａに完全に非対向の状態になるステータ１５２の通電相の突極１５２ａが切り替わり、周知のＰＷＭ制御により、アクセル開度等から演算されたトルク指令値に応じた目標電流に制御された駆動電流（モータ電流）が駆動相の突極１５２ａのコイル１５３に流れ、ロータ１５１とステータ１５２の電磁作用でロータ１５１が回転する。

ところで、ＰＷＭ制御のキャリア周期（制御周期）をＴｃとすると、キャリア周期Ｔｃは、動作制御の基準クロックのカウント等に基づいて設定され、ロータ１５１の回転に基づくＳＲモータ１２９の駆動相の切り替えとは非同期である。そのため、駆動相が切り替わる際に、その切り替えに基づく駆動相の通電開始（励磁開始）タイミングとキャリア周期Ｔｃのタイミングとがずれる。そして、ＳＲモータ１２９の起動も含めた全ての駆動をＰＷＭ制御で行なう場合、駆動相の通電開始（励磁開始）タイミングが到来しても、そのタイミングによっては駆動相のＰＷＭ制御による通電開始がつぎのキャリア周期Ｔｃまで遅れ、その結果、ＳＲモータ１２９の駆動電流ひいてはトルクが変動する。この影響は、ＳＲモータ１２９が高速回転になるにしたがって顕著になる。

そこで、特許文献１においては、ＳＲモータ１２９をＰＷＭ制御で起動する場合に、駆動相のＰＷＭ制御の開始時、キャリア周期Ｔｃのタイミング（起動タイミング）をＳＲモータ１２９の駆動相の通電開始タイミング（励磁タイミング）に同期させることで、ＳＲモータ１２９の駆動電流やトルクの低下や変動を防止することが提案されている。

特開平９−１８２４９０号公報

特許文献１に記載のようにＰＷＭ制御の開始時にキャリア周期Ｔｃのタイミング（起動タイミング）をＳＲモータ１２９の駆動相の通電開始タイミング（励磁タイミング）に同期させたとしても、ＳＲモータ１２９の駆動電流がＰＷＭ制御の目標電流に到達するタイミングはキャリア周期Ｔｃとは非同期に発生する。そのため、ＳＲモータ１２９の駆動電流がＰＷＭ制御の目標電流に到達するタイミングによっては通電開始までの待ち時間が長くなり、その結果、ＳＲモータ１２９の駆動電が大きく変動してトルクの低下や変動が生じる。

ところで、ＳＲモータ１２９をより精度よく安定に駆動するため、駆動相が切り替わったときにＳＲモータ１２９の駆動電流をより速やかにＰＷＭ制御の目標電流に立ち上げることが望まれる。

そこで、ＳＲモータ１２９の駆動相が切り替わったときに、駆動相の励磁用のコイルを連続的に通電して駆動電流を速やかにＰＷＭ制御の目標電流に増大し、その後、ＰＷＭ制御に移行して駆動電流をＰＷＭ制御で目標電流に維持することが考えられるが、この場合も、連続通電の終了タイミングはＰＷＭ制御のキャリア周期Ｔｃとは非同期に発生し、その結果、駆動電流の変動ひいてはトルクの低下や変動が生じる。

図９（ａ）はＰＷＭ制御のキャリア周期Ｔｃを示し、ｎ−２、ｎ−１、ｎ、ｎ＋１、ｎ＋２はキャリア周期Ｔｃの番号であり、実線（縦線）は各キャリア周期Ｔｃの前縁（後縁）のタイミングである。また、ＰＷＭ制御では一般的にキャリア周期Ｔｃの前縁（後縁）のタイミングの電流値を目標電流Ｉｋに一致させるように制御する。同図（ｂ）の実線は前記の連続通電によりＰＷＭ制御の目標電流Ｉｋに増大するＳＲモータ１２９の駆動電流（モータ電流）の一例を示し、駆動電流が目標電流Ｉｋに立ち上がる回転角度θｋ（時刻ｔｋ）が、キャリア周期Ｔｃの前縁（後縁）のタイミングからずれるので、駆動電流はつぎのキャリア周期ＴｃのＰＷＭ制御の通電の開始タイミングまで低下して大きく変動する。

そして、種々のモータの同様の駆動制御を行なう場合に、同じような問題が生じる。

本発明は、制御対象のモータの駆動電流がＰＷＭ制御の目標電流に増大してからＰＷＭ制御に移行し、ＰＷＭ制御で駆動電流を目標電流に維持する場合に、目標電流に到達するタイミングとＰＷＭ制御のキャリア周期（制御周期）との偏差に基づくモータの駆動電流の変動ひいてはトルクの低下や変動を防止することを目的とする。

上記した目的を達成するために、本発明のモータ駆動制御装置は、所定のキャリア周期で制御対象のモータの駆動電流をＰＷＭ制御するモータ駆動制御装置であって、前記モータの通電開始タイミングからの通電によって前記駆動電流がＰＷＭ制御の目標電流に立ち上がるタイミングを導出する電流立上タイミング導出手段と、前記キャリア周期と前記駆動電流がＰＷＭ制御の目標電流に立ち上がるタイミングとの偏差に基づいて前記通電開始タイミングを補正する補正手段とを備えたことを特徴としている（請求項１）。

また、本発明のモータ駆動制御装置は、さらに、前記補正手段の補正度合いを前記モータの誘起電圧に応じて設定する設定手段を備えたことを特徴としている（請求項２）。

請求項１に係る本発明のモータ駆動制御装置の場合、電流立上タイミング導出手段により、制御対象のモータの通電開始タイミングからの通電によって駆動電流がＰＷＭ制御の目標電流に立ち上がるタイミングが導出されて予測され、さらに、補正手段により、駆動電流がＰＷＭ制御の目標電流に立ち上がるタイミングとＰＷＭ制御のキャリア周期とのずれに基づいて通電開始タイミングが補正される。そのため、制御対象のモータの駆動電流がＰＷＭ制御の目標電流に到達するタイミングとＰＷＭ制御のキヤリア周期とが同期し、目標電流に到達するタイミングとＰＷＭ制御のキャリア周期との偏差に基づく制御対象のモータの駆動電流ひいてはトルクの低下や変動を防止することができる。

請求項２に係る本発明のモータ駆動制御装置の場合、設定手段により、補正手段の補正度合いを制御対象のモータの誘起電圧に応じて設定するため、モータの誘起電圧による駆動電流の増減変化の影響も考慮して、通電開始タイミングをより適切に設定できる。

本発明の一実施形態の回路構成の説明図である。 図１の動作説明用のフローチャートである。 図１の遅角シフト補正の説明図である。 図１の進角シフト補正の説明図である。 図１のＳＲモータの誘起電圧の説明図である。 図１の誘起電圧を考慮した遅角シフト補正の説明図である。 図１の誘起電圧を考慮した進角シフト補正の説明図である。 ＳＲモータの一例の構成の説明図である。 図８のＳＲモータの通電波形例の説明図である。

つぎに、本発明をより詳細に説明するため、一実施形態について、図１〜図７を参照して詳述する。

図１は本実施形態のモータ駆動制御装置の構成を示し、制御対象のモータは、例えば電気自動車やハイブリッド車の駆動モータとしてのＵ、Ｖ、Ｗの３相駆動のＳＲモータ１である。ＳＲモータ１は例えば図７のＳＲモータ１２９と同じ構成である。ＳＲモータ１の回転位置は周知のレゾルバやエンコーダ等の位置センサ２により検出される。

そして、本実施形態のモータ駆動制御装置は、概略、ＳＲモータ１を駆動する３相のインバータ３およびその制御部４を備える。

インバータ３の入力電源は、車載のバッテリ等の電源５と、電源５に並列に接続されたキャパシタ６とからなり、その電源電圧は電圧センサ７により検出される。

インバータ３においては、電源５の正負の電源端子ｐ、ｎ間に、ＳＲモータ１のＵ相のステータ巻線Ｌｕを挟んでＵ相の上下アームのスイッチング素子Ｓｕａ、Ｓｕｂが直列に設けられ、同様に、ＳＲモータ１のＶ相のステータ巻線Ｌｖを挟んでＶ相の上下アームのスイッチング素子Ｓｖａ、Ｓｖｂが直列に設けられ、ＳＲモータ１のＷ相のステータ巻線Ｌｗを挟んでＷ相の上下アームのスイッチング素子Ｓｗａ、Ｓｗｂが直列に設けられる。各スイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂは、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等で形成され、図１ではＩＧＢＴからなる。また、ステータ巻線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗは、図７の各相それぞれの巻線１５３を直列又は並列に接続したものである。

さらに、正の電源端子ｐと、各相のステータ巻線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗの下アーム側の端部との間に、カソードが電源端子ｐに接続された還流・回生用のダイオードＤｕａ、Ｄｖａ、Ｄｗａが設けられ、負の電源端子ｎと各相のステータ巻線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗの上アーム側の端部との間に、アノードが電源端子ｎに接続された還流・回生用のダイオードＤｕｂ、Ｄｖｂ、Ｄｗｂが設けられる。

また、ＳＲモータ１の各相の電流は、各相の電流センサ８ｕ、８ｖ、８ｗにより検出される。

制御部４は、マイクロコンピュータ構成の演算処理部４１と、この演算処理部４１の制御にしたがってインバータ３の各相のスイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂに制御信号を供給する駆動制御部４２を有し、演算処理部４１は、概略、ＣＰＵからなる演算部（本発明の電流立上タイミング導出手段を形成する）４１ａおよび、各種データ等を記憶するとともに演算の作業メモリを形成する記憶部４１ｂ、補正部４１ｃ（本発明の補正手段を形成する）、設定部（本発明の設定手段を形成する）４１ｄを備える。

そして、位置センサ２の位置検出信号、電圧センサ７の検出電圧信号および、電流センサ８ｕ〜８ｗの検出電流信号が演算処理部４１に入力され、その演算部４１ａは、記憶部４１ｂの駆動制御のプログラムを実行することにより、位置センサ２の位置検出信号からＳＲモータ１の現在の回転角度（ロータの基準位置からの回転位置）を検出し、この回転角度から駆動相のステータ磁極の非対向、対向の状態を検出監視してＳＲモータ１の駆動相の切り替えタイミングを把握する。

また、演算部４１ａは、電圧センサ７の検出電圧信号からインバータ３の入力電源の電圧（電源電圧）を監視し、電流センサ８ｕ〜８ｗの検出電流信号からＳＲモータ１の駆動相の駆動電流（モータ電流）を監視する。

そして、演算部４１ａの各相の制御出力が演算処理部４１から駆動制御部４２の電力増幅処理等を介してインバータ３の各相のスイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂのゲートに供給され、インバータ３の駆動相のスイッチング素子Ｓｕａ（Ｓｖａ、Ｓｗａ）、Ｓｕｂ（Ｓｖｂ、Ｓｗｂ）をオフ・オンしてＳＲモータ１の駆動電圧を制御し、ＳＲモータ１の駆動電流を、電源電圧、前記位置検出信号から検出したＳＲモータ１の回転数、アクセル開度に応じたトルク指令値等をパラメータとして記憶部４１ｂの目標電流マップから読み出した時々刻々の目標電流ＩｋにＰＷＭ制御する。

そのため、演算部４１ａは、制御部４のクロック回路（図示せず）のクロック信号をカウントして、各相に共通のＰＷＭ制御の所定のキャリア周期Ｔｃの信号を形成する。さらに、このキャリア周期Ｔｃの信号に基づき、ＰＷＭ制御中には、検出した駆動電流と目標電流Ｉｋの差に応じて周知のＰＩＤ制御等によってパルス幅（オンデューティ）が変化するＰＷＭ信号を形成する。

ところで、駆動相が切り替わったときには前記したように駆動相の励磁用のコイル（ステータ巻線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）を連続的に通電して速やかにモータ電流を０から目標電流Ｉｋに立ち上げ、その後、ＰＷＭ制御に移行してＰＷＭ制御でモータ電流を目標電流Ｉｋに維持することが望ましい。その際、駆動電流が目標電流Ｉｋに立ち上がるタイミングとＰＷＭ制御のキャリア周期Ｔｃとのずれに基づくモータ電流の変動ひいてはトルクの低下や変動が生じないようにする。

そこで、本実施形態の場合、演算部４１ａは、図２の補正処理をくり返し実行し、つぎに説明するようにして、駆動相の通電開始タイミングを補正する。

演算部４１ａは、まず、いわゆる「マップ引き」により記憶部４１ｂのデータマップから、通電開始角度θｏｎ及び、通電開始角度θｏｎからの連続通電で駆動電流が０からＰＷＭ制御の目標電流Ｉｋに立ち上がる電流立上角度θｒｉｓｅを読み出して、通電開始タイミングからの通電によって駆動電流がＰＷＭ制御の目標電流Ｉｋに立ち上がるタイミングを予測して導出する（ステップＳ１）。また、位置センサ２の位置検出信号に基づいて得られる現在の回転角度（以下、現在角度という）θｎを取得する（ステップＳ２）。なお、電流立上角度θｒｉｓｅに代えて電流立上時間Ｔｒｉｓｅを前記データマップから読み出し、位置センサ２の位置検出信に基づいて検出したＳＲモータ１の現在の回転速度（モータ回転数）ωを参照して、θｒｉｓｅ＝θｏｎ＋Ｔｒｉｓｅ・ωの演算から電流立上角度θｒｉｓｅを求めてもよい。

つぎに、ＰＷＭ制御のキャリア周期（制御周期）Ｔｃと電流立上角度θｒｉｓｅに到達するタイミングとのずれを予測して補正するため、演算部４１ａは、現在角度θｎから電流立上角度θｒｉｓｅに到達する時間ΔＴを、ΔＴ＝（θｒｉｓｅ−θｎ）／ωの演算によって算出する。また、キャリア周期Ｔｃのα（整数値）倍が時間ΔＴ以上になるとして、ΔＴ／Ｔｃについての小数点以下を切り上げる演算から倍数αを求める。さらに、電流立上角度θｒｉｓｅに到達した直後のキャリア周期（次のキャリア周期）Ｔｃの前縁（電流立上角度θｒｉｓｅに到達するキャリア周期（前のキャリア周期）Ｔｃの後縁でもある）の角度を電流立上直後のキャリア周期タイミング角度θｃｎとし、この角度θｃｎを、θｃｎ＝θｎ＋α・Ｔｃ・ωの演算から求める（ステップＳ３）。

そして、ＳＲモータ１が一定回転数以上で回転するようになり、電流立上角度θｒｉｓｅが電流立上直後のキャリア周期タイミング角度θｃｎから１キャリア周期Ｔｃ以内に発生してθｃｎ＜θｒｉｓｅ＜（θｃｎ＋Ｔｃ・ω）を満たすようになるまで待機し（ステップＳ４のＮＯ）、θｃｎ＜θｒｉｓｅ＜（θｃｎ＋Ｔｃ・ω）を満たすようになると（ステップＳ４のＹＥＳ）、通電開始角度θｏｎを補正するため、電流立上角度θｒｉｓｅとキャリア周期タイミング角度θｃｎとのずれを示す差分角度（θｒｉｓｅ−θｃｎ）が時間換算でキャリア周期Ｔｃの半分以上になるか否か、すなわち、（θｒｉｓｅ−θｃｎ）≧Ｔｃ・ω／２か否かを判断する（ステップＳ５）。

（θｒｉｓｅ−θｃｎ）≧（Ｔｃ／２）・ωであれば、電流立上角度θｒｉｓｅが次のキャリア周期Ｔｃのキャリア周期タイミング角度θｃｎ＋ω・Ｔｃに近いと判断してステップＳ５をＹＥＳで通過し、電流立上角度θｒｉｓｅが次のキャリア周期Ｔｃのキャリア周期タイミング角度θｃｎ＋ω・Ｔｃに一致するように、補正部４１ｃにより、演算部４１ａに読み出された通電開始角θｏｎをつぎの（１）式の演算により算出した補正通電開始角θｏｎ*に遅角シフト補正する（ステップＳ６）。

図３は遅角シフト補正の補正例を示し、図３（ａ）は図８（ａ）と同様のＰＷＭ制御のキャリア周期Ｔｃを示し、図３（ｂ）はＳＲモータ１の駆動電流の波形例を示す。そして、通電開始角θｏｎからの連続通電では、図３（ｂ）の破線に示すように駆動電流の目標電流Ｉｋに立ち上がる電流立上角度θｒｉｓｅがキャリア周期Ｔｃと非同期になって次のキャリア周期タイミング角度θｃｎ＋ω・Ｔｃからずれるが、補正通電開始角θｏｎ*からの連続通電では、図３（ｂ）に示すように、白抜きの矢印αの遅角シフトに基づき、実線の駆動電流は目標電流Ｉｋに立ち上がる電流立上角度θｒｉｓｅ*がキャリア周期Ｔｃに同期して次のキャリア周期タイミング角度θｃｎ＋ω・Ｔｃに一致するようになる。

（θｒｉｓｅ−θｃｎ）≧（Ｔｃ／２）・ωでなければ、電流立上角度θｒｉｓｅは前のキャリア周期Ｔｃのキャリア周期タイミング角度θｃｎに近いと判断して図２のステップＳ５をＮＯで通過し、補正部４１ｃにより、電流立上角度θｒｉｓｅが前のキャリア周期Ｔｃのキャリア周期タイミング角度θｃｎに一致するように、演算部４１ａに読み出された通電開始角θｏｎをつぎの（２）式の演算により算出した補正通電開始角θｏｎ*に進角シフト補正する（ステップＳ７）。

図４は進角シフト補正の補正例を示し、図４（ａ）は図３（ａ）と同様のＰＷＭ制御のキャリア周期Ｔｃを示し、図４（ｂ）はＳＲモータ１の駆動電流の波形例を示す。そして、通電開始角θｏｎからの連続通電では、図４（ｂ）の破線に示すように駆動電流の目標電流Ｉｋに立ち上がる電流立上角度θｒｉｓｅがキャリア周期Ｔｃと非同期になって次のキャリア周期タイミング角度θｃｎ＋ω・Ｔｃからずれるが、補正通電開始角θｏｎ*からの連続通電では、図４（ｂ）に示すように、白抜きの矢印βの進角シフトに基づき、実線の駆動電流の目標電流Ｉｋに立ち上がる電流立上角度θｒｉｓｅ*がキャリア周期Ｔｃに同期して次のキャリア周期タイミング角度θｃｎ＋ω・Ｔｃに一致するようになる。

そして、相毎に通電開始角θｏｎに代えて補正通電開始角θｏｎ*を実際の通電開始角として予測し、記憶部４１ｂに書換え自在に設定して保持する（ステップＳ８）。

さらに、位置センサ２の位置検出信に基づく現在角度θｎから、駆動相の切り替えタイミングを検出すると、記憶部４１ｂの駆動相の補正通電開始角θｏｎ*のタイミングから駆動相の励磁用のコイルを連続的に通電して駆動電流を速やかにＰＷＭ制御の目標電流Ｉｋに増大し、その後、ＰＷＭ制御に移行して駆動電流をＰＷＭ制御で目標電流に維持する。

この場合、駆動相が切り替わったときにはＳＲモータ１の駆動相の励磁用のコイル（ステータ巻線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）を補正通電開始角θｏｎ*のタイミングから連続的に通電して速やかに駆動電流を０から目標電流Ｉｋに立ち上げ、その後、ＰＷＭ制御に移行してＰＷＭ制御でモータ電流を目標電流Ｉｋに維持することができる。その際、駆動電流が目標電流Ｉｋに立ち上がるタイミングはＰＷＭ制御のキャリア周期Ｔｃに同期し、それらのタイミングのずれに基づく駆動電流やトルクの低下や変動を防止できる。

ところで、本実施形態においては、つぎに説明するように、ＳＲモータ１の誘起電圧の影響も考慮して各相の通電開始のタイミングを一層適切なものに補正する。

ＳＲモータ１は、ロータの突極がステータの各相の突極（磁極）に完全ないしは不完全に非対向になる非対向範囲では、誘起電圧がほぼ線形に変化することから、誘起電圧を直線近似で予測できる。

図５はＳＲモータ１の例えばＵ相の誘起電圧の変化例を示し、図中のδａ、δｂは完全な対向状態の電気角、δｃは電気角δａ、δｂの中間の完全な非対向の電気角であり、電気角δｃを中心とする斜線部が非対向範囲ｄである。この非対向範囲ｄでは誘起電圧は電気角δｃで０であり、それから略線形に、角度が電気角δｃから大きくなると正（＋）方向に、電気角δｃより小さくなると負（−）方向に、それぞれ変化する。

そして、進角シフト補正をする場合、誘起電圧は負方向に変化し、駆動相が切り替わる非対向範囲ｄでは、電源電圧に誘起電圧を重畳した電圧が駆動相の励磁用のコイルに印加されるようになり、駆動電流の時間変化（ｄｉ／ｄｔ）が大きくなるので、誘起電圧の影響を考慮しなければ、補正後の駆動電流が目標電流Ｉｋを超える可能性がある。

また、遅角シフト補正をする場合、誘起電圧は正方向に変化し、駆動相が切り替わる非対向範囲ｄでは、電源電圧から誘起電圧を引いた電圧が駆動相の励磁用のコイルに印加されるようになり、駆動電流の時間変化（ｄｉ／ｄｔ）が小さくなるので、誘起電圧の影響を考慮しなければ、補正後の駆動電流が目標電流Ｉｋに達しない可能性がある。

そこで、駆動電流のより高精度の補正を行なう場合、誘起電圧を考慮し、設定部４１ｄが誘起電圧に応じて設定する補正の度合いにしたがって、補正部４１ｃが遅角シフト補正及び進角シフト補正を行なう。

設定部４１ｄの補正の度合いは、電圧センサ７が検出する電源電圧と、位置センサ２の位置検出信号から検出されるＳＲモータ１の回転数に応じて設定部４１ｄのマップから読み出した誘起電圧とに基づき、遅角シフト補正の場合、「電源電圧／（電源電圧十誘起電圧）」として求められて設定され、進角シフト補正の場合、「（電源電圧十誘起電圧）／電源電圧」として求めて設定される。この時、遅角シフト補正では誘起電圧が正のため補正の度合いは１より小さくなり、結果として通電期間が長くなることによって遅角時の駆動電流の時間変化の減少を補正する。同様に、進角シフト補正では誘起電圧が負となるため、補正の度合いは１より大きくなり、結果として通電期間が短くなることによって進角時の駆動電流の時間変化の増加を補正する。

そして、遅角シフト補正の際は、補正部４１ｃにより、（θｒｉｓｅ−θｃｎ）≧Ｔｃ・ω／２の条件下、演算部４１ａに読み出された通電開始角θｏｎを、つぎの（３）式の演算により算出した補正通電開始角θｏｎ**に補正する。

また、進角シフト補正の際は、補正部４１ｃにより、図２のステップＳ５不成立時には、演算部４１ａに読み出された通電開始角θｏｎを、つぎの（４）式の演算により算出した補正通電開始角θｏｎ**に補正する。

図６、図７はそれぞれ上記の誘起電圧を考慮した遅角シフト補正、進角シフト補正の補正例を示し、それらの図において、（１）の線は通電開始角θｏｎから、（２）の線は補正通電開始角θｏｎ＊から、（３）の線は補正通電開始角θｏｎ＊＊から、それぞれ通電した時の電流波形である。

図６からも明らかなように、ＳＲモータ１の誘起電圧を考慮して白抜きの矢印に示すように、（２）から（３）に補正した場合は、目標電流Ｉｋに比して駆動電流が誘起電圧に相当する分増加するように、通電時間を増加して駆動制御され、図７の白抜きの矢印に示すように（２）から（３）に補正した場合は、目標電流Ｉｋに比して駆動電流が誘起電圧に相当する分減少するように、通電時間を減少して駆動制御され、結果として、いずれの補正の場合も、駆動電流は目標電流Ｉｋに到達して過不足なくＰＷＭ制御される。

したがって、ＳＲモータ１の誘起電圧の影響も考慮して各相の通電開始のタイミングを一層適切なものに補正することができる。

なお、アクセルペダルが踏み込まれなくなったりしてＳＲモータ１が発電機として動作する回生時にも、制御部４によりインバータ３を同様に駆動制御すれはよいが、その際、（３）式、（４）式と同様の式の演算により、通電開始角θｏｎを補正通電開始角θｏｎ**に相当する補正通電開始角に遅角シフト補正、進角シフト補正することが好ましい。さらに、遅角補正による誘起電圧の増加を防止して過電流によるインバータ３等の損傷を確実に防ぎ、安全性を高める場合は、電流立上角度θｒｉｓｅとキャリア周期タイミング角度θｃｎとの関係にかかわらず、回生時は常に（４）式と同様の式の演算により進角シフト補正のみを行なうようにすればよい。

そして、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない限りにおいて上述したもの以外に種々の変更を行うことが可能であり、例えば、インバータ３や制御部４の構成等は前記実施形態と異なっていてもよい。

また、ＳＲモータ１が４相以上の多相の場合にも、インバータ３のアーム数、スイッチング素子数が３相の場合より多くなるだけであり、本発明を同様に適用できる。

さらに、本発明は、例えばアキシャルギャップ型のＳＲモータのモータ駆動装置にも同様に適用することができ、さらには、ＳＲモータ以外のモータのモータ駆動装置にも適用できる。

そして、本発明は、電気自動車、ハイブリッド車の駆動モータだけでなく、種々の用途のモータのモータ駆動装置に適用することができる。

１ ＳＲモータ
３ インバータ
４ 制御部
４１ 演算処理部
４１ａ 演算部
４１ｂ 記憶部
４１ｃ 補正部
４１ｄ 設定部

Claims (2)

1. 所定のキャリア周期に同期して制御対象のモータの電流をＰＷＭ制御するモータ駆動制御装置であって、
   前記モータの通電開始タイミングから前記電流が立ち上がるタイミングを導出する電流立上タイミング導出手段と、
   前記キャリア周期と前記電流が立ち上がるタイミングとの偏差に基づいて前記通電開始タイミングを補正する補正手段とを備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置おいて、
   さらに、前記補正手段の補正度合いを前記モータの誘起電圧に応じて設定する設定手段を備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。

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