JP2012085528A - エネルギ伝達エレメントの入力にわたる電圧から導かれた電流に応答するための回路および方法 - Google Patents

エネルギ伝達エレメントの入力にわたる電圧から導かれた電流に応答するための回路および方法 Download PDF

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Abstract

【課題】レギュレーション済みの反射電圧を有するスイッチ・モード電源のための回路および方法を提供する。
【解決手段】一実施形態においては、スイッチ・モード電源が、電源の正の入力電源レールとエネルギ伝達エレメントの１次巻き線の間に結合される電源レギュレータを含む。エネルギ伝達エレメントの１次巻き線の両端にわたる反射電圧は、当該エネルギ伝達エレメントの２次巻き線の両端の出力電圧との間に、当該エネルギ伝達エレメントの巻き線比に従った相関を有する。電源レギュレータは、１次巻き線の両端にわたる反射電圧のレギュレーションを行うために結合され、それによって２次巻き線の両端の出力電圧のレギュレーションを行う。１次巻き線の両端にわたる反射電圧は、電源レギュレータによって受け取られる反射電圧を表す電流を介して検出される。
【選択図】図１

Description

本発明は、本件出願の譲り受け人に譲渡され、２０００年３月２日に出願された同時係属出願第０９／５１７，４６１号の「Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｍｏｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ Ｒｅｓｐｏｎｓｉｖｅ Ｔｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ａｃｒｏｓｓ Ｅｎｅｒｇｙ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｅｌｅｍｅｎｔ」（エネルギ伝達エレメントにわたる電圧に応答するスイッチ・モード電源）の一部継続出願である。
本発明は概して電源に関し、より詳細を述べれば、スイッチ・モード電源のための回路および方法に関する。
電子デバイスは電力を使用して動作する。リニア電源またはアダプタは、コストが低いことから、電気製品に対する電力の供給をはじめ、たとえばワイヤレス電話機、パーム・トップ・コンピュータ等のモバイル製品、がん具等に対する電力の供給に使用されるバッテリの充電に広く使用されている。しかしながら、リニア・アダプタは、通常、５０〜６０Ｈｚのトランスを含んでおり、そのためリニア電源は、非常にかさばった効率の低いものとなっている。
国際公開第００／７４２２１号
スイッチ・モード電源は、高い効率ならびに良好な出力レギュレーションが得られることから、今日の電子デバイスの多くにおいて電力の供給に広く使用されている。スイッチ・モード電源は、多くの応用において、リニア電源に比べてサイズが小さい、重量が軽い、効率が高い、また無負荷時の消費電力が低いといった恩典を提供する。しかしながら周知のスイッチ・モード電源は、部品が比較的多く、そのコストが比較的高いこと、および回路が複雑であることから、電力レベルがたとえば５ワットというように低い場合には、同等のリニア電源に比べると、一般に高価になる。そのため、かさが大きく効率が低いリニア電源であるにもかかわらず、５ワットより低い電力レベルを有する応用においては、いまだにリニア電源が広く使用されている。
この発明のある局面による回路は、第１の電気端子と第２の電気端子との間に結合されるパワー・スイッチと、パワー・スイッチの第１の電気端子に結合されるエネルギ伝達エレメントと、第２の電気端子に結合される電源レールと、エネルギ伝達エレメントおよびパワー・スイッチに結合される制御回路とを含み、制御回路は、回路の出力を調整するためにエネルギ伝達エレメントの両端間の電圧から導かれる信号に応じてパワー・スイッチのスイッチングを行う。
好ましくは、フォト・カプラをさらに含み、フォト・カプラは、エネルギ伝達エレメントおよび回路の出力に結合される入力発光ダイオード（ＬＥＤ）と、制御回路に結合される出力トランジスタとを含む。
好ましくは、出力トランジスタを通る電流が、制御回路によって受け取られるように結合され、かつ、エネルギ伝達エレメントにわたる電圧から導かれる信号に応じたものである。
好ましくは、エネルギ伝達エレメントが、１次巻き線および２次巻き線を有するトランスを含む。
好ましくは、エネルギ伝達エレメントにわたる電圧が、１次巻き線の両端間の反射電圧を含む。
好ましくは、パワー・スイッチが、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む。
好ましくは、ＭＯＳＦＥＴが、ソース端子をエネルギ伝達エレメントに結合し、ドレイン端子を電源レールに結合し、かつゲート端子を制御回路に結合したｎチャンネルＭＯＳＦＥＴである。
好ましくは、パワー・スイッチのオフ・サイクルの間に１次巻き線と並列に結合される第１のキャパシタをさらに含み、第１のキャパシタは、パワー・スイッチのオン・サイクルの間は１次巻き線から切り離され、制御回路が第１のキャパシタに結合されており、１次巻き線にわたる電圧から導かれる信号が、２次巻き線の両端間の電圧に応じたものとなる。
好ましくは、制御回路が、パワー・スイッチに結合されるパルス幅変調器を含み、パルス幅変調器が、エネルギ伝達エレメントにわたる電圧から導かれる信号に応じてパワー・スイッチをパルス幅変調する。
好ましくは、制御回路が、パワー・スイッチに結合されるオン／オフ制御回路を含み、オン／オフ制御回路が、パワー・スイッチによって受け取られるように結合された制御信号の周期を、エネルギ伝達エレメントにわたる電圧から導かれる信号に応じて調整する。
好ましくは、エネルギ伝達エレメントにわたる電圧から導かれる信号がしきい値を超えたことに応答して、制御回路がパワー・スイッチのスイッチングをディスエーブルする。
好ましくは、制御回路およびパワー・スイッチが３つの電気端子しか有していないシングル・モノリシック・チップ上に含まれる。
好ましくは、回路の出力を調整するためのエネルギ伝達エレメントにわたる電圧から導かれる信号の制御は、エネルギ伝達エレメントの入力における電圧から導かれる電流を含む。
この発明の他の局面による方法は、入力電源レールとエネルギ伝達エレメントのエネルギ伝達エレメント入力との間に結合されるスイッチのスイッチングを行うステップを含み、エネルギ伝達エレメントは、エネルギ伝達エレメント入力およびエネルギ伝達エレメント出力を含み、方法はさらに、スイッチのスイッチングに応じて、エネルギをエネルギ伝達エレメント入力からエネルギ伝達エレメント出力に伝達するステップと、信号をエネルギ伝達エレメント出力からエネルギ伝達エレメント入力に反射させるステップと、エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号に応じて、エネルギ伝達エレメント入力およびスイッチに結合される制御回路でスイッチのスイッチングを制御するステップとを含む。
好ましくは、エネルギ伝達エレメント入力において、エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号から電流を導くステップと、フォト・カプラの出力トランジスタを通る電流を制御回路で受け取るステップとを含み、フォト・カプラは、エネルギ伝達エレメント出力および電源の出力および制御回路に結合される出力トランジスタに結合される入力発光ダイオード（ＬＥＤ）を含む。
好ましくは、エネルギをエネルギ伝達エレメント入力からエネルギ伝達エレメント出力に伝達するステップは、エネルギを、エネルギ伝達エレメント入力に結合されるトランスの１次巻き線からエネルギ伝達エレメント出力に結合されるトランスの２次巻き線に伝達するステップを含む。
好ましくは、エネルギ伝達エレメント入力におけるエネルギ伝達エレメント出力からの反射信号は、１次巻き線の両端間の電圧を含む。
好ましくは、スイッチのスイッチングを行うステップは、ソース端子をエネルギ伝達エレメント入力に結合し、ドレイン端子を入力電源レールに結合し、かつゲート端子を制御回路に結合したｎチャンネルＭＯＳＦＥＴのスイッチングを行うステップを含む。
好ましくは、スイッチのオフ・サイクルの間に１次巻き線と並列に結合される第１のキャパシタを結合するステップと、スイッチのオン・サイクルの間、第１のキャパシタを１次巻き線から切り離すステップとをさらに含み、制御回路は、第１のキャパシタに結合され、エネルギ伝達エレメント入力におけるエネルギ伝達エレメント出力からの反射信号は、エネルギ伝達エレメント出力の両端間の電圧に応じたものである。
好ましくは、制御回路でスイッチのスイッチングを制御するステップは、エネルギ伝達エレメント入力におけるエネルギ伝達エレメント出力からの反射信号に応じて、スイッチに結合される制御回路に含まれるパルス幅変調器でスイッチをパルス幅変調するステップを含む。
好ましくは、制御回路でスイッチのスイッチングを制御するステップは、スイッチに結合される制御回路に含まれるオン／オフ制御回路で、スイッチによって受け取られるように結合された制御信号の周期を、エネルギ伝達エレメント入力におけるエネルギ伝達エレメント出力からの反射信号に応じて調整するステップを含む。
好ましくは、制御回路でスイッチのスイッチングを制御するステップは、エネルギ伝達エレメント入力におけるエネルギ伝達エレメント出力からの反射信号がしきい値を超えたことに応答して、スイッチのスイッチングをディスエーブルするステップを含む。
このほかの本発明の特徴ならびに利点については、以下に示す詳細な説明、図面および特許請求の範囲から明らかなものとなろう。
本発明については、例示を目的として添付図面内に詳細な図解が行われているが、これは、これらの添付図面に本発明が限定されることを意味したものではない。
本発明の教示に従って、エネルギ伝達エレメントの１次巻き線からの反射電圧のレギュレーションを行うために結合される電源レギュレータを含む電源の一実施形態を示した回路図である。 本発明の教示に従って、エネルギ伝達エレメントの１次巻き線からの反射電圧のレギュレーションを行うために結合される電源レギュレータを含む電源の別の実施形態を示した回路図である。 本発明の教示に従って、電源のエネルギ伝達エレメントからの反射電圧のレギュレーションを行う回路を含む電源レギュレータを示したブロック図である。 本発明の教示に従ったいくつかの電源レギュレータの実施形態について、出力電流／電圧の関係を示したグラフである。 本発明の教示に従って、エネルギ伝達エレメントの入力の両端間の電圧から導かれる電流を使用し、エネルギ伝達エレメントの出力における電圧のレギュレーションを行うために結合される電源レギュレータを含む電源のさらに別の実施形態を示した回路図である。 本発明の教示に従った電源レギュレータの別の実施形態について、出力電流／電圧の関係を示したグラフである。 本発明の教示に従って、エネルギ伝達エレメントの入力の両端間の電圧から導かれる電流を使用し、エネルギ伝達エレメントの出力における電圧のレギュレーションを行うために結合される電源レギュレータを含む電源のさらに別の実施形態を示した回路図である。 本発明の教示に従った電源レギュレータのさらに別の実施形態について、出力電流／電圧の関係を示したグラフである。
新しいスイッチ・モード電源レギュレータを開示する。以下の説明においては、本発明の完全な理解を提供するために多くの具体的な詳細が示されている。しかしながら、当業者であれば、これらの具体的な詳細を用いなくても本発明が実施可能であることを認識されよう。なお、周知の材料ないし方法については、本発明の不明瞭化を防止するために説明が省略されている。
一実施形態において、本発明は、簡単な低コストのスイッチ・モード電源を提供する。本発明は、スイッチ・モード電源のコストならびに部品数を下げ、それによって現在説明している電源が低電力応用、すなわち電力レベルが５ワットを下回る場合も含めた低電力応用に用いられたときのそのコスト効果を高めることを可能にする。したがって、たとえばワイヤレス電話機用のバッテリ・チャージャ等に用いられる電源のように、５０〜６０Ｈｚのトランスを使用するバッテリ・チャージャおよびＡＣ‐ＤＣリニア・アダプタに代わるコスト効果の高い代替選択肢として、本発明の電源の各種実施形態を使用することができる。
一実施形態においては、ここで説明している電源が、エネルギ伝達エレメントからの反射電圧のレギュレーションを行うことによって、周知のスイッチ・モード電源より部品数を少なくする。エネルギ伝達エレメントは、トランス、インダクタ、結合インダクタ等とすることができる。たとえば、１次巻き線および２次巻き線を有するトランスを使用した本発明の一実施形態は、電源の正の入力電源レールと１次巻き線の間に結合される電源レギュレータを含む。したがって、本発明の電源レギュレータは、１次巻き線からの反射電圧のレギュレーションを行うことが可能であり、反射電圧自体は、トランスの巻き線比を介して２次巻き線上の出力電圧との相関を有する。このように、スイッチ・モード電源は、１次巻き線からの反射電圧のレギュレーションを行い、それが２次巻き線上の出力電圧のレギュレーションを行うことになる。ここで説明している一実施形態の電源は、出力電圧の直接モニタリングのために２次巻き線に結合されるフィードバック回路を伴わずにレギュレーションが行われた出力を提供する。これによって、本発明の有する部品数を、周知のスイッチ・モード電源に比べて少なくすることが可能になる。
説明のために、図１に、本発明の教示に従った電源１０１の一実施形態とする回路図を示す。これに図示されているように、電源１０１の一実施形態は、交流（ＡＣ）入力１０３および直流（ＤＣ）出力１５５を有するフライバック・コンバータを含んでいる。ＡＣ入力１０３は、抵抗１０５を介して整流器１０７に結合される。一実施形態の抵抗１０５は、可融性抵抗であり、低コスト化のためにフューズに代えて故障保護に使用される。別の実施形態においては、抵抗１０５に代えてフューズ等が使用される。整流器１０７は、ＡＣ入力１０３からのＡＣをＤＣに変換し、一実施形態においては、その後それが、整流器１０７の両端に並列に結合されたキャパシタ１１３および１１５によってフィルタリングされる。一実施形態においては、インダクタ１０９がキャパシタ１１３とキャパシタ１１５との間に結合されており、電源１０１によって生成される電磁妨害雑音（ＥＭＩ）のフィルタリングを行うπフィルタが構成されている。一実施形態においてはさらに、キャパシタ１１３と１１５の間に抵抗１１１がインダクタ１０９と並列に結合されており、ＥＭＩスペクトルのピークを生じる可能性のあるインダクタ１０９のインダクタ共振のダンピングを行う。
一実施形態においては、低周波（たとえば主周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの）高電圧ＡＣがＡＣ入力１０３に入力し、整流器１０７およびキャパシタ１１３、１１５によって高電圧ＤＣに変換される。つまり、正の入力電源レール１１７と負の入力電源レール１１９が、キャパシタ１１５の両端に形成される。続いてこの高電圧ＤＣが、スイッチ・モード電源レギュレータ１２１を用いて、高周波（たとえば２０〜３００ｋＨｚの）ＡＣに変換される。この高周波、高電圧ＡＣは、たとえばトランス等のエネルギ伝達エレメント１４５に印加されて、一般にはより低い電圧に電圧変換され、さらに通常は安全分離が行われる。エネルギ伝達エレメント１４５の出力は、整流されてレギュレーション済みのＤＣ出力がＤＣ出力１５５に提供され、それを電子デバイスに対する電力の供給に用いることができる。これに図示した実施形態においては、エネルギ伝達エレメント１４５がトランスまたは結合インダクタであり、入力側１次巻き線１６１と出力側２次巻き線１６３が磁気的に結合されている。
一実施形態においては、本発明の教示に従って電源に使用されるスイッチ・モード電源レギュレータ１２１が、シングル・モノリシック・チップを含むが、たとえばそれは、カリフォルニア州サンノゼにあるＰｏｗｅｒ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｓ， Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ（パワー・インテグレーションズ，インコーポレーテッド）から入手可能な周知のＴＩＮＹＳｗｉｔｃｈ電源レギュレータでよい。別の実施形態の電源としては、本発明の教示に従って、カリフォルニア州サンノゼにあるＰｏｗｅｒ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｓ， Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ（パワー・インテグレーションズ，インコーポレーテッド）から入手可能な周知のＴＯＰＳｗｉｔｃｈ電源レギュレータを使用することもできる。一実施形態においては、電源レギュレータ１２１が、正の入力電源レール１１７に結合される電気端子１２３およびエネルギ伝達エレメント１４５の１次巻き線１６１に結合される電気端子１２９を含む。このように電源レギュレータ１２１は、１次巻き線１６１と直列に結合されている。
一実施形態においては、電源レギュレータ１２１が、電気端子１２３と１２９の間に結合されるパワー・スイッチおよび当該パワー・スイッチに結合されてその制御またはスイッチングを行う関連制御回路を含んでいる。一実施形態においては、関連制御回路が発振器、ラッチ、電流制限回路、制御論理、スタートアップおよび保護回路を含む。一実施形態においては、電源レギュレータ１２１内のパワー・スイッチが、ラッチをセットすることによって、発振器のサイクルごとにオンとなり、パワー・スイッチを通る電流が電流リミット値に達するか、あるいは最長時間に達するとラッチをリセットすることによってオフになる。
一実施形態においては、電源レギュレータ１２１がさらにバイアス供給用電気端子１２７を含む。一実施形態においては、端子１２７と１２９の間にキャパシタ１３１が結合されており、エネルギを蓄積し、かつ高周波をバイパスさせる。
動作においては、電源レギュレータ１２１によって制御される形でエネルギが１次巻き線１６１から２次巻き線１６３に伝達され、ＤＣ出力１５５にクリーンで安定した電力のソースが提供される。電源レギュレータ１２１内のパワー・スイッチがオンになると、入力電源レール１１７が１次巻き線１６１に結合されて、１次巻き線１６１内の電流が増加する。電源レギュレータ１２１内のパワー・スイッチがオフになると、１次巻き線１６１を通って流れる電流が遮断され、それによって１次巻き線１６１の電圧Ｖ１ １５７および２次巻き線１６３上の電圧Ｖ２ １５９のリバースが強制される。パワー・スイッチがオフのときのＶ１ １５７およびＶ２ １５９内における電圧のリバースによってダイオード１４９が導通し、エネルギ伝達エレメント内に蓄積されていたエネルギをＤＣ出力１５５に渡すことが可能になる。
電源レギュレータ１２１内のパワー・スイッチがオフであり、ダイオード１４９が導通している間は、１次巻き線１６１の電圧Ｖ１ １５７が２次巻き線１６３の電圧Ｖ２ １５９の反射電圧になる。一実施形態においては、反射電圧Ｖ１ １５７が、電源レギュレータ１２１内のパワー・スイッチがオンであるときに１次巻き線１６１に印加される電圧Ｖ１ １５７と逆極性になり、電圧Ｖ２ １５９と、エネルギ伝達エレメント１４５のトランスの巻き線比による相関を有する。例示のため、たとえば伝達エレメント１４５のトランスが２０、１の巻き線比を有しているとする。この場合、２次巻き線１６３の電圧（Ｖ２ １５９）が５ボルトであれば、電源レギュレータ１２１内のパワー・スイッチがオフであり、ダイオード１４９が導通している間に１次巻き線１６１の両端に現れる反射電圧（Ｖ１ １５７）が１００ボルトになる。この時点において反射電圧Ｖ１ １５７の極性が逆転しており、入力電源レール１１９における電圧に対して電気端子１２９における電圧が低くなる。
一実施形態においては、反射電圧Ｖ１ １５７がフィードバックとして使用され、ダイオード１４３、抵抗１４１、キャパシタ１３７、ツェナー・ダイオード１３５、抵抗１３６、およびトランジスタ１３３を介して電源レギュレータ１２１に情報を提供する。電源レギュレータ１２１のパワー・スイッチがオフになると、１次巻き線の両端の極性が逆転された反射電圧Ｖ１ １５７がダイオード１４３を導通させる。電源レギュレータ１２１のパワー・スイッチがオンになると、ダイオード１４３は導通しなくなる。
一実施形態においては、電圧Ｖ１ １５７内に電圧が反射されるとき、電源レギュレータ１２１内のパワー・スイッチがオフに切り替えられる際に、１次巻き線１６１内の漏れインダクタンス、すなわち２次巻き線１６３に結合されない１次巻き線１６１のインダクタンスの一部である漏れインダクタンスに起因して電圧スパイクを生じる。この電圧スパイクに含まれるエネルギは、一般に漏れエネルギと呼ばれている。漏れエネルギは、２次巻き線１６３に結合されずに、ツェナー・ダイオード１３９によってクランプされる。別の実施形態においては、ツェナー・ダイオード１３９に代えて、抵抗‐キャパシタ‐ダイオード（ＲＣＤ）クランプ回路を使用することができる。その実施形態においては、抵抗とキャパシタの並列の組み合わせがツェナー・ダイオード１３９に代えて用いられる。
一実施形態においては、抵抗１４１およびキャパシタ１３７によってロー・パスＲＣフィルタが形成されて、漏れエネルギによって生じる電圧スパイクのフィルタリングが行われるが、フィルタリングが行われないとすれば、この電圧スパイクは、出力電圧フィードバックにおけるエラーを意味する。電圧スパイクの後の、反射電圧Ｖ１ １５７の残りの電圧は、ダイオード１４３および１４９の順方向電圧降下を無視すれば、エネルギ伝達エレメント１４５のトランスの巻き線比によって除した出力電圧Ｖ２ １５９を示す。一実施形態においては、抵抗１４１およびキャパシタ１３７によるＲＣフィルタの出力、つまりキャパシタ１３７の両端の電圧が、ツェナー・ダイオード１３５のツェナー電圧とトランジスタ１３３のベース‐エミッタ電圧ＶＢＥの合計を超えると、トランジスタ１３３がオンに切り替わる。このトランジスタ１３３がオンに切り替わると、電気端子１２５がトランジスタ１３３を介して低電圧に引き込まれることによって、電源レギュレータ１２１のスイッチングがディスエーブルされる。
この実施形態においては、トランジスタ１３３によって電源レギュレータ１２１のスイッチングが、出力負荷の関数となる数のスイッチング・サイクルにわたってディスエーブルされる。たとえば、ＤＣ出力１５５の負荷レベルが低い場合には、キャパシタ１３７の両端間の電圧がわずかに高くなり、それがトランジスタ１３３をオーバードライブして、より長い時間にわたってそれをオンに維持する。この場合、多くのスイッチング・サイクルの間電源レギュレータ１２１がディスエーブルされ、わずかなスイッチング・サイクルだけイネーブルされる。これに対して、ＤＣ出力１５５の負荷レベルが高い場合には、キャパシタ１３７の両端間の電圧がわずかに低くなり、トランジスタ１３３のオーバードライブがより少なくなって、トランジスタ１３３をオンに維持する時間がより短時間になる。したがって電源レギュレータ１２１は、より少ないスイッチング・サイクルにわたってディスエーブルされ、より多数のスイッチング・サイクルにわたってイネーブルされる。このようにしてＤＣ出力１５５に渡される電力のレギュレーションが行われて、キャパシタ１３７の両端間の電圧が、出力負荷状態とは独立に、ツェナー・ダイオード１３５およびトランジスタ１３３のベース‐エミッタ電圧ＶＢＥによって設定されるしきい値を超える比較的狭い範囲内に維持される。別の実施形態においては、電源レギュレータ１２１に代えて、たとえばＴＯＰＳｗｉｔｃｈ電源レギュレータ（図示せず）等の周知のＰＷＭレギュレータを使用することができる。その場合、キャパシタ１３７の両端間の電圧を使用して、当該電圧がしきい値に達したとき、ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ（読み、トップスイッチ）電源レギュレータ内のパワー・スイッチのデューティ・サイクルを下げることができる。デューティ・サイクルを、より大きな値（このしきい値よりわずかに低い）から、より低い値（このしきい値よりわずかに高いとき）に下げ、それによってキャパシタ１３７の両端間の電圧を、出力負荷状態とは独立に、しきい値を超える比較的狭い範囲内に維持することが可能になる。
このように、電源１０１のＤＣ出力１５５における出力電圧Ｖ２ １５９が、１次巻き線１６１の両端にわたる反射電圧Ｖ１ １５７のモニタリングまたはレギュレーションを行うことにより、本発明の教示に従ってレギュレーションが行われる。反射電圧Ｖ１ １５７のレギュレーションを行うことによって、出力電圧Ｖ２ １５９のレギュレーションが行われる。ここで気付かれようが、電源１０１による出力電圧Ｖ２ １５９のレギュレーションが、ＤＣ出力１５５に結合されるフィードバック回路を使用することなく行われている。実際、しばしば周知のフライバック電力コンバータは、フォト・カプラあるいは独立のフィードバック巻き線等の回路を使用してフィードバック情報を提供している。したがって、ここで説明している電源１０１の部品数は、周知のスイッチ・モード電源に比べると少なくなる。
一実施形態においては、エネルギ伝達エレメント１４５のトランスの巻き線比が、電源レギュレータ１２１のパワー・スイッチの内部電流リミットに従って、出力の短絡回路電流状態を処理できるように設計される。一実施形態においては、たとえばバッテリ充電等の応用のために、電源１０１によりＤＣ出力１５５において定出力電流／定出力電圧特性が提供される。一実施形態においては、電源１０１が、ＤＣ出力１５５の両端間に結合される抵抗１５３を含み、それによって最小負荷を提供し、無負荷時の負荷レギュレーションを向上させる。
図２は、本発明の教示に従った別の電源２０１の実施形態を示した回路図である。これに図示されるように、電源２０１の一実施形態は、ＡＣ入力２０３およびＤＣ出力２５５を有するフライバック・コンバータである。ＡＣ入力２０３は、抵抗２０５を介して整流器２０７に結合される。整流器２０７は、ＡＣ入力２０３からのＡＣをＤＣに変換し、一実施形態においては、その後それが整流器２０７の両端に並列に結合されたキャパシタ２１３、２１５によってフィルタリングされる。一実施形態においては、キャパシタ２１３と２１５の間にインダクタ２０９および抵抗２１１が並列に結合されている。
一実施形態においては、ＡＣ入力２０３において低周波、高電圧ＡＣが受け取られ、整流器２０７およびキャパシタ２１３、２１５によって高電圧ＤＣに変換され、キャパシタ２１５の両端に正の入力電源レール２１７および負の入力電源レール２１９が提供される。続いてスイッチ・モード電源レギュレータ２２１を用いて、この高電圧ＤＣが高周波ＡＣに変換される。この高周波、高電圧ＡＣは、エネルギ伝達エレメント２４５に印加されて、一般にはより低い電圧に電圧変換され、さらに通常は安全分離が行われる。エネルギ伝達エレメント２４５の出力は整流されて、ＤＣ出力２５５にレギュレーション済みのＤＣ出力が提供される。図示に実施形態においては、エネルギ伝達エレメント２４５がトランスまたは結合インダクタであり、入力側１次巻き線２６１と出力側２次巻き線２６３が磁気的に結合されている。
一実施形態においては、電源レギュレータ２２１が、電気端子２２３と２２９の間に結合されるパワー・スイッチおよび当該パワー・スイッチに結合されてその制御を行う関連制御回路を含んでいる。動作においては、電源レギュレータ２２１によって制御される形でエネルギが１次巻き線２６１から２次巻き線２６３に伝達される。電源レギュレータ２２１内のパワー・スイッチがオンになると、入力電源レール２１７が１次巻き線２６１に結合され、１次巻き線２６１内の電流が増加する。電源レギュレータ２２１内のパワー・スイッチがオフになると、１次巻き線２６１を通って流れる電流が遮断され、それによって１次巻き線２６１の電圧Ｖ１ ２５７および２次巻き線２６３の電圧Ｖ２ ２５９のリバースが強制される。パワー・スイッチがオフのときのＶ１ ２５７およびＶ２ ２５９内における電圧のリバースによってダイオード２４９が導通し、エネルギ伝達エレメント内に蓄積されていたエネルギをＤＣ出力２５５に渡すことが可能になる。それに加えて、Ｖ１ ２５７およびＶ２ ２５９内における電圧のリバースによってダイオード２４３が導通し、キャパシタ２３７による、１次巻き線２６１の両端の反射電圧Ｖ１ ２５７のサンプル・アンド・ホールドが可能になる。
一実施形態においては、電気端子２２５が低インピーダンス電流検出端子であり、それが抵抗２３９を通る電流を検出する。図示の実施形態においては、抵抗２３９を通って流れる電流がキャパシタ２３７の両端間の電圧を表し、それは、エネルギ伝達エレメント２４５の１次巻き線２６１の両端の反射電圧Ｖ１ ２５７を表す。図示した実施形態においては、抵抗２３９、キャパシタ２３７、およびダイオード２４３がＲＣＤクランプを構成し、それが、電源レギュレータ２２１内のパワー・スイッチがオフに切り替えられるときに１次巻き線２６１の両端に発生する誘導漏れ電圧スパイクをクランプする。一実施形態においては、ダイオード２４３として比較的スローなダイオードが割り当てられ、その結果、キャパシタ２３７の両端に比較的一定したＤＣ電圧が得られ、それと１次巻き線２６１の両端の反射電圧Ｖ１ ２５７が実質的に等しくなる。一実施形態においては、反射電圧Ｖ１ ２５７がエネルギ伝達エレメント２４５の巻き線比による、２次巻き線２６３の両端の出力電圧Ｖ２ ２５９との相関を有する。図３は、本発明の教示に従った電源レギュレータ３２１の一実施形態を示したブロック図である。一実施形態においては、電源レギュレータ３２１が、図２に示した電源レギュレータ２２１に代わって使用されるレギュレータの一実施形態になる。一実施形態においては、わずかに３つの電気端子しか有していないシングル・モノリシック・チップ内に電源レギュレータ３２１が収められる。図３に示されるように、電源レギュレータ３２１は、電気端子３２３と３２９の間に結合されるパワー・スイッチ３６５を含んでいる。一実施形態においては、パワー・スイッチ３６５が酸化金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。一実施形態においてはパワー・スイッチ３６５がｎチャンネルＭＯＳＦＥＴで、そのドレインが端子３２３に、そのソースが端子３２９にそれぞれ結合される。一実施形態においては、端子３２３が正の入力電源レールに結合される構成となり、端子３２９が電源のエネルギ伝達エレメントに結合される構成となる。
図示した実施形態に示されているように、電源レギュレータ３２１は、電流検出端子３２５を介して電流を受け取るように結合された電流センサ３６９を含んでいる。一実施形態においては、電流検出端子３２５を介して受け取った電流は、この電源レギュレータ３２１が結合されてレギュレーションを行う電源のエネルギ伝達エレメントからの反射電圧に応じたものとなる。一実施形態においては、パワー・スイッチ３６５が、電流検出端子３２５を介して受け取られる電流に応じて切り替えられる。それに加えて、一実施形態の電流センサ３６９は、電流検出端子３２５と端子３２９の間において低インピーダンス接続を提供する。一実施形態においては、電流センサ３６９とパワー・スイッチ３６５の間に制御回路３６７が結合される。制御回路３６７自体は、電流検出端子３２５を介して受け取られるように結合された電流に応じてパワー・スイッチ３６５のスイッチングを制御するように結合されている。
一実施形態においては、さらに電源レギュレータ３２１が、電流検出端子３２５、端子３２３、および制御回路３６７に結合されるスタートアップ回路３７１を含んでいる。制御回路３６７の一実施形態においては、電圧モードまたは電流モードのパルス幅変調器（ＰＷＭ）レギュレータ等を含み、パワー・スイッチ３６５のスイッチングを制御する。別の実施形態においては、制御回路３６７がオン／オフ・制御回路、または可変周波数回路、もしくはサイクル・スキップ回路等を含み、パワー・スイッチ３６５のスイッチングを制御する。
一実施形態においては、電源レギュレータ３２１に、さらに電流制限回路３６８が含められる。図示されているように、電流制限回路３６８はパワー・スイッチ３６５のドレインならびにソース、および制御回路３６７に結合されている。一実施形態においては、電流制限回路３６８が、パワー・スイッチ３６５のドレイン‐ソース電圧をモニタすることによって、パワー・スイッチ３６５がオンのときにそれを通って流れる電流をモニタする。一実施形態においては、パワー・スイッチ３６５のオン抵抗が電流検出抵抗として使用される。一実施形態においては、パワー・スイッチ３６５を通って流れる電流が電流リミットに到達すると、それに応じて制御回路３６７が、パワー・スイッチ３６５を通って流れる電流が電流リミットを超えることがないようにパワー・スイッチ３６５のスイッチングを調整する。
一実施形態においては、電流制限回路３６８によって決定されるパワー・スイッチ３６５の電流リミットが、電流検出端子３２５を介して受け取った反射電圧を表す電流に応じて調整される。たとえば、一実施形態においては、電流リミットが電源のスタートアップの間におけるより低い値から、レギュレーションしきい値におけるより高い値まで調整される。
一実施形態においては、スタートアップの後に電源レギュレータ３２１の回路に対する電力の供給を行うために使用されるバイアス電流が、電流検出端子３２５を介して受け取られるように結合される。一実施形態においては、電流検出端子３２５と端子３２９の間にキャパシタが結合される構成となる。ここで図２に示した実施形態に戻って、それを簡単に参照すると、このキャパシタは、端子２２５と２２９の間に結合されるキャパシタ２３１に対応させて考えることができる。一実施形態においては、キャパシタ２３１は電源２０１のための制御ループ補償も提供している。別の実施形態においては、電源レギュレータ３２１の回路へ電力を供給するために使用されるバイアス電流が端子３２３から引き出すことができる。その実施形態においては、エネルギの蓄積および高周波バイパスのために、別のバイアス供給電気端子（図示せず）と端子３２９の間にキャパシタが結合されることもある。
次に、電源レギュレータ２２１として電源レギュレータ３２１を使用した電源２０１の動作について説明する。この例示に関しては、電源レギュレータ２２１の端子２２３、２２５、２２９が、それぞれ電源レギュレータ３２１の端子３２３、３２５、３２９に対応するものとする。図２および３を参照すると、電源２０１のパワーアップまたはスタートアップの開始時において、一実施形態におけるスタートアップ回路３７１が、端子３２３と電流検出端子３２５の間に電流を供給するように結合され、スタートアップ状態の持続する間にわたって電源レギュレータ３２１に対する電力の供給に使用されるバイアス電流の供給に適切な電圧まで、キャパシタ２３１が充電される。一実施形態においては、スタートアップ回路３７１内に含められる電流ソース（図示せず）が付勢されて端子３２３から電流を引き込み、電流検出端子３２５を介してキャパシタ２３１を充電する。スタートアップ回路３７１内の電流ソースは、キャパシタ２３１が充分に充電された後に消勢される。キャパシタ２３１内において充分な電圧に到達すると、一実施形態においてはキャパシタ２３１内に蓄積されたエネルギが使用されて、電源２０１のスタートアップが完了できる充分に長い時間にわたって電源レギュレータ３２１が動作される。
別の実施形態においては、たとえば、キャパシタ２３１等のスタートアップ・エネルギ蓄積用キャパシタに対する接続を得るための追加の端子（図示せず）を含ませることができる。それに代えて、この実施形態では、スタートアップの間、およびスタートアップ後の正常動作の間の両方において、電源レギュレータ３２１に対して電力を供給するために使用されるバイアス電流を端子３２３から導くことができる。いずれの場合においても、追加の端子に結合されたキャパシタは、高周波バイパスとしての機能も提供することができる。
電源２０１のスタートアップの間は、電流検出端子３２５を介して受け取られる、１次巻き線２６１からの反射電圧Ｖ１ ２５７を表す電流が実質的にゼロになる。この時点において、一実施形態の電流制限回路３６８ならびに制御回路３６７が結合されてパワー・スイッチ３６５を切り替え、その結果、限られた量の電力が２次巻き線２６３に伝えられて出力キャパシタ２５１を充電し、最終的に反射電圧Ｖ１ ２５７が充分に大きくなってキャパシタ２３７を充電し、抵抗２３９を介して電流検出端子３２５に電流をドライブする結果がもたらされる。
一実施形態においては、スタートアップの後、抵抗２３９を介してドライブされる電流が、電源レギュレータ３２１に対して電力を供給するために使用されるバイアス電流の供給にも使用される。一実施形態においては、抵抗２３９を介してドライブされてバイアス電流の供給に使用される電流が、パワー・スイッチ３６５がオフに切り替えられるときに１次巻き線２６１の両端に発生する誘導漏れ電圧スパイクをもたらす電流も含む。ここで気付かれようが、しばしば周知のスイッチ・モードの電源は、漏れインダクタンスによって発生されるエネルギを単純に散逸させている。つまり、電源２０１においては、漏れインダクタンスからのエネルギの一部が電源レギュレータ３２１に対する電力を供給するために使用されることから、周知のスイッチ・モードの電源に比べて高い効率を有することになる。それに加えて、周知のスイッチ・モードの電源においてしばしば見られるような、バイアス供給電流を提供するための、エネルギ伝達エレメント２４５の独立したバイアス巻き線が必要なくなる。このように、電源２０１は、周知のスイッチ・モードの電源に比べて少ない部品を用いて動作し、それがコストを下げることにもなる。
一実施形態においては、抵抗２３９を介して電流検出端子３２５にドライブされる反射電圧Ｖ１ ２５７を表す電流が増加すると、電源レギュレータ３２１が結合されて、ＤＣ出力２５５に引き渡される電力レベルを増加し、その結果、実質的に一定の電流がＤＣ出力２５５によって引き渡されることになり、しかもこの電流は、ＤＣ出力２５５にわたる電圧と実質的に独立している。一実施形態は、パワー・スイッチ３６５の電流制限回路３６８によって決定される電流リミットを変更することによって、抵抗２３９を通る電流の関数として、スタートアップ時における低い電圧からレギュレーションしきい値における高い電圧まで、ＤＣ出力２５５に引き渡される電力レベルを変更する。
一実施形態においては、抵抗２３９を介してドライブされる反射電圧Ｖ１ ２５７を表す電流がレギュレーションしきい値に到達すると、電源レギュレータ３２１が結合されてパワー・スイッチ３６５によって引き渡される電力を下げ、その結果、反射電圧Ｖ１ ２５７がこのレベルと極めて近いレベルに維持され、それが電流を、抵抗２３９を介してレギュレーションしきい値とおおむね等しくドライブする。したがって、出力電圧Ｖ２ ２５９が、エネルギ伝達エレメント２４５の巻き線比、レギュレーションしきい値および抵抗２３９の値に基づく反射電圧Ｖ１ ２５７に関連する電圧に維持される。
図４は、本発明の教示に従ったいくつかの電源の実施形態における出力電流と出力電圧の関係を示したグラフ４０１である。図４の特性曲線４０３に示されるように、本発明の教示に従った一実施形態の電源は、実質的な定出力電流／定出力電圧特性を示す。つまり、出力電流が出力電流しきい値に達するまでは、出力電流が増加しても、出力電圧が実質的に一定の値を維持する。出力電流が出力電流しきい値に到達すると、出力電圧が減少し、出力電流が、出力電圧の降下を通じて実質的に一定にとどまる。ここで認識されることは、本発明の一実施形態の定出力電流／定出力電圧特性がバッテリ・チャージャ等への応用に適しているということである。
別の実施形態においては、特性曲線４０５によって示されるように、本発明の教示に従った電源の一実施形態が、出力電流が出力電流しきい値に到達するまで、実質的に一定の電圧を有する。出力電流しきい値に到達した後、出力電圧の減少とともに出力電流が増加する。さらに別の実施形態においては、特性曲線４０７によって示されるように、本発明の教示に従った電源の別の実施形態が、出力電流が出力電流しきい値に到達するまで、実質的に一定の電圧を有する。出力電流しきい値に到達した後、出力電圧の減少とともに出力電流が減少する。
一実施形態においては、電流検出端子３２５において受け取った電流がレギュレーションしきい値に到達したことが電流センサ３６９によって検出されたとき、図３に示した制御回路３６７が、パワー・スイッチ３６５のデューティ・サイクルを下げることによって一定の出力電圧が提供される。一実施形態においては、電流センサ３６９によって検出された、レギュレーションしきい値より上側の電流における比較的わずかな変化に対して、制御回路３６７がパワー・スイッチ３６５に比較的大きなデューティ・サイクルの変更をもたらすことによって、電源レギュレータ３２１から実質的に正確なレギュレーションが提供される。結果的に、本発明の一実施形態においては、電流検出端子３２５を介して受け取られる電流が、レギュレーションしきい値近傍で実質的に一定に維持される。
一実施形態においては、図４の特性曲線４０３によって示される一定出力電圧値が、所定のレギュレーションしきい値電流値に関して、図２における抵抗２３９の値およびエネルギ伝達エレメント２４５のトランスの巻き線比によって決定される。一実施形態においては、図４の特性曲線４０３によって示される一定出力電流値が、レギュレーションしきい値におけるパワー・スイッチ３６５の電流リミット、エネルギ伝達エレメント２４５のトランスの巻き線比、および１次巻き線２６１のインダクタンスによって決定される。ここで、エネルギ伝達エレメント２４５のトランスに関して巻き線比ならびに１次インダクタンスを適正に選択し、かつ抵抗２３９の値を適正に選択することによって、電源レギュレータ３２１の電力範囲内において、出力電圧および一定電流値の任意の組み合わせが選択可能になることが認識される。
このように、一実施形態においては、定出力電圧／定出力電流特性が、反射電圧Ｖ１ ２５７の検出を通じて、電源２０１によって提供される。
図５は、本発明の教示に従った電源５０１の別の実施形態を示した回路図である。これに示されるように、電源５０１の一実施形態は、ＡＣ入力５０３およびＤＣ出力５５５を有するフライバック・コンバータである。整流器５０７は、ＡＣ入力５０３からのＡＣをＤＣに変換し、一実施形態においては、その後それが、整流器５０７の両端に並列に結合されたキャパシタ５１３および５１５によってフィルタリングされる。一実施形態においては、動作原理および図５の電源５０１によって実現されるエネルギ伝達が、図２の電源２０１との関連から説明した前述の内容に類似となる。
一実施形態においては、電源レギュレータ５２１内に含まれるパワー・スイッチがオフになるときのＶ１ ５５７およびＶ２ ５５９における電圧のリバースによってダイオード５４９が導通し、エネルギ伝達エレメント５４５内に蓄積されていたエネルギをＤＣ出力５５５に渡すことが可能になる。それに加えて、Ｖ１ ５５７およびＶ２ ５５９における電圧のリバースによってダイオード５４３が導通し、それが、キャパシタ５３７による、１次巻き線５６１の両端の反射電圧Ｖ１ ５５７のサンプル・アンド・ホールドを可能にする。
図５に図示した実施形態に示されるように、電源５０１は、出力トランジスタ５４１と入力発光ダイオード（ＬＥＤ）５５６からなるフォト・カプラを含んでいる。出力トランジスタは、電源レギュレータ５２１の電気端子５２５に結合されており、さらにダイオード５４３および抵抗５４０を介して１次巻き線５６１に結合されている。入力ＬＥＤ ５５６は、ＤＣ出力５５５に結合され、さらにダイオード５４９を介して２次巻き線５６３に結合されている。一実施形態においては、電源レギュレータ５２１の電気端子５２５が低インピーダンス電流検出端子であり、それがフォト・カプラの出力トランジスタ５４１を通る電流を検出する。抵抗５４０およびフォト・カプラの出力トランジスタ５４１を通って流れる電流は、エネルギ伝達エレメント５４５の入力、つまり１次巻き線５６１の両端間の電圧Ｖ１ ５５７から導かれる。
一実施形態においては、フォト・カプラの出力トランジスタ５４１を通って流れる電流が、ＤＣ出力電圧５５５と、フォト・カプラの入力ＬＥＤ ５５６の順方向電圧降下およびツェナー・ダイオード５５４のツェナー電圧、つまり図５に示されるように入力ＬＥＤ ５５６とＤＣ出力５５５の間に結合されているツェナー・ダイオードのツェナー電圧の合計の間における差の電圧に応じたものとなる。ここで認識されようが、別の実施形態においては、ツェナー・ダイオード５５４を、基準電圧を提供する別の部品に代えて出力レギュレーション電圧を決定することも可能である。一実施形態においては、図５に示されるように、入力ＬＥＤ ５５６の両端に結合される抵抗５５３を通って流れる電流を用いてツェナー・ダイオード５５４がバイアスされ、ツェナー・ダイオード５５４の動的インピーダンスが改善される。一実施形態においては、キャパシタ５３７の両端に結合された抵抗５４０および５３９の組み合わせが分圧器を構成し、エネルギ伝達エレメント５４５の入力における１次巻き線５６１の両端間の電圧Ｖ１ ５５７が、出力トランジスタ５４１の電圧定格を超えないことを保証している。
一実施形態においては、図５の電源５０１が、電源５０１のピークの出力電力能力より下側の出力電力レベルにおいて、少なくとも部分的にツェナー・ダイオード５５４の設計上の選択肢に依存する値の、実質的に一定の出力電圧を提供する。図６は、本発明の教示に従った電源の各種実施形態によって呈示される、２つの実質的に一定の出力電圧特性６０３および６０４を例示している。この図６においては、電源のピークの出力電力能力が特性曲線６１０として示されており、その値は、エネルギ伝達エレメント５４５の設計に加えて、電源レギュレータ５２１の仕様、ＡＣ入力電圧５０３の値、キャパシタ５１３および５１５のキャパシタンス値を含む多数の電源変数に依存することになる。ここで、フライバック電源の一般的なピークの出力電力能力および上記変数に対するその依存度については、この分野における文献に良好な解説があることを認識されたい。
図６に示されているように、実質的に一定の出力電圧特性６０３または６０４は、電源のピークの出力電力特性６１０とともに、本発明の教示に従った電源が、それ以上の出力電力を供給できなくなるポイントを定義する。このポイントにおいては、電源出力電圧がレギュレーションを失って下がり、出力トランジスタ５４１を通るフィードバック電流が実質的にゼロまで落ちる。電源レギュレータ５２１の一実施形態の場合は、特性６０８および６０９によって示されるように、ピークの出力電力能力に到達するポイントにおいて出力電圧が実質的にゼロに下がるまで放置される。
一実施形態においては、電源５０１のＤＣ出力５５５における出力電力要件を設定するために電源レギュレータ５２１が周期的にリスタートされる。この出力電力要件が継続して電源５０１の最大出力能力を超えると、特性６０８および６０９によって示されるように、ＤＣ出力５５５の電圧が再度実質的にゼロに下がるまで放置される。一実施形態においては、このプロセスが周期的に繰り返される。
一実施形態においては、ＤＣ出力５５５の電圧のレギュレーションが失われたときに電源レギュレータ５２１が連続動作を維持するように設計される。この実施形態においては、出力特性がピーク出力電力特性曲線６１０によって定義される。
図７は、本発明の教示に従った電源７０１の別の実施形態を示した回路図である。これに示されるように、電源７０１の一実施形態は、ＡＣ入力７０３およびＤＣ出力７５５を有するフライバック・コンバータである。整流器７０７は、ＡＣ入力７０３からのＡＣをＤＣに変換し、一実施形態においては、その後それが、整流器７０７の両端に並列に結合されたキャパシタ７１３および７１５によってフィルタリングされる。一実施形態においては、動作原理および図７の電源７０１によって実現されるエネルギ伝達が、図２の電源２０１との関連から説明した前述の内容に類似となる。
一実施形態においては、電源レギュレータ７２１内に含まれるパワー・スイッチがオフになるときのＶ１ ７５７およびＶ２ ７５９における電圧のリバースによってダイオード７４９が導通し、エネルギ伝達エレメント７４５内に蓄積されていたエネルギをＤＣ出力７５５に渡すことが可能になる。それに加えて、Ｖ１ ７５７およびＶ２ ７５９における電圧のリバースによってダイオード７４３が導通し、それが、キャパシタ７３７による、１次巻き線７６１の両端の反射電圧Ｖ１ ７５７のサンプル・アンド・ホールドを可能にする。
図７に図示した実施形態に示されるように、電源７０１は、出力トランジスタ７４１および入力発光ダイオード（ＬＥＤ）７５６からなるフォト・カプラを含んでいる。出力トランジスタは、抵抗７３９の両端にわたり電源レギュレータ７２１の電気端子７２５に結合されており、さらにダイオード７４３および抵抗７４０を介して１次巻き線７６１に結合されている。入力ＬＥＤ ７５６は、ＤＣ出力７５５に結合され、さらにダイオード７４９を介して２次巻き線７６３に結合されている。一実施形態においては、電源レギュレータ７２１の電気端子７２５が低インピーダンス電流検出端子であり、それが抵抗７４０、および抵抗７３９とフォト・カプラの出力トランジスタ７４１の並列の組み合わせを通る電流を検出する。電流検出端子７２５に流れ込む電流は、１次巻き線７６１の両端間の電圧Ｖ１ ７５７、つまりエネルギ伝達エレメント７４５の入力から導かれる。
一実施形態においては、フォト・カプラの出力トランジスタ７４１を通って流れる電流が、ＤＣ出力電圧７５５と、フォト・カプラの入力ＬＥＤ ７５６の順方向電圧降下およびツェナー・ダイオード７５４のツェナー電圧、つまり図７に示されるように入力ＬＥＤ ７５６とＤＣ出力７５５の間に結合されているツェナー・ダイオードのツェナー電圧の合計の間における差の電圧に応じたものとなる。一実施形態においては、ツェナー・ダイオード７５４が、入力ＬＥＤ ７５６の両端に結合される抵抗７５３を通って流れる電流を用いてバイアスされ、ツェナー・ダイオード７５４の動的インピーダンスが改善される。ここで認識されようが、別の実施形態においては、ツェナー・ダイオード７５４を、基準電圧を提供する別の部品に代えて出力レギュレーション電圧を決定することも可能である。一実施形態においては、抵抗７４０および７３９の組み合わせが分圧器を構成し、エネルギ伝達エレメント７４５の入力における１次巻き線７６１の両端間の電圧Ｖ１ ７５７が、出力トランジスタ７４１の電圧定格を超えないことを保証している。
一実施形態においては、出力電圧７５５が検出電圧より低くなると（電圧レギュレーション外れ）、フォト・カプラの出力トランジスタ７４１がオフになり、抵抗７３９および抵抗７４０を通って流れる電流が、エネルギ伝達エレメント７４５の入力における１次巻き線７６１の両端の反射電圧Ｖ１ ７５７に応じた、キャパシタ７３７の両端間の電圧に応じたものとなる。
したがって、図７に例示した実施形態は、電源２０１および５０１の制御ストラテジの組み合わせである。図８は、本発明の教示に従った電源の各種実施形態によって呈示される、いくつかの可能性のある結果的な出力特性を示している。たとえば、電源レギュレータ７２１は、特性曲線８１０によって定義される電源７０１の最大電力能力より下側の出力電力レベルにおいて、抵抗７３９およびフォト・カプラの出力トランジスタ７４１を通って端子７２５にフィードバックされる、組み合わせのフィードバック電流に基づいて、引き渡される出力電圧が一定となるようにレギュレーションを行う。電源７０１の最大出力に到達すると、フォト・カプラの入力ＬＥＤ ７５６を通る電流が実質的にゼロまで減少し、フォト・カプラの出力トランジスタ７４１が実質的にオフになって、このパス内を通る電流を実質的にゼロまで下げる。その後は、電源レギュレータ７２１の端子７２５にフィードバックされるフィードバック電流が、実質的にすべて抵抗７３９から提供されることになる。一実施形態においては、特性曲線８０５によって、本発明の教示に従った電源７０１の一実施形態が、出力電圧の減少に伴って増加する出力電流を有することが示されている。
さらに別の実施形態においては、特性曲線８０７によって、本発明の教示に従った電源７０１の別の実施形態が、出力電圧の減少に伴って減少する出力電流を有することが示されている。
さらにまた別の実施形態においては、特性曲線８０８によって、本発明の教示に従った電源７０１の別の実施形態が、出力電圧の降下の間を通じて実質的に一定にとどまる出力電流を有することが示されている。
一実施形態においては、抵抗７３９および７４０の設計上の選択肢によって、電源７０１の最大電力能力を超える出力電力において出力電圧が降下したときの出力電流の値が決定される。一実施形態においては、フォト・カプラの入力ＬＥＤ ７５６の設計上の選択肢によって、電源７０１の最大電力より低い出力電力における出力電圧値が決定される。特性曲線８０４は、一実施形態の出力特性を示しており、それにおいては、最大出力電力における出力電流が、抵抗７３９および７４０の設計上の選択肢によって決定される出力電流よりも大きくなる。この出力特性曲線８０４は、この実施形態においては、最大出力電力能力に到達するまで、抵抗７３９および７４０の設計上の選択肢によって決定される値を超えて出力電流が増加し、それに到達すると、抵抗７３９および７４０の設計上の選択肢によって決定される値まで出力電流が減少することを示している。
例示した実施形態においては、本発明の説明のためにフライバック・コンバータ電源が示されている。ここで気付かれようが、たとえばエネルギ伝達エレメントにインダクタを使用する、たとえば非絶縁バック・コンバータ電源等の別の電源構成を本発明の教示に従って使用することもできる。非絶縁バック・コンバータ電源に使用されるインダクタの場合は、単一の巻き線しか有していなく、それが入力ならびに出力の両方に結合されることから、等価巻き線比が１に等しくなり、かつ反射電圧が出力電圧に同一となる。
以上の詳細な説明においては、本発明について、それらの例として示した特定の実施形態を参照して説明を行ってきた。しかしながら、本発明の範囲ならびに精神はそれよりも広く、それから逸脱することなしにそれらに対する各種の修正および変更が可能となることは明らかであろう。したがって、この明細書ならびに図面は、限定としてではなく、例証として考慮されるべきである。
１０１ 電源、１０３ ＡＣ入力、１０５ 抵抗、１０７ 整流器、１０９ インダクタ、１１１ 抵抗、１１３ キャパシタ、１１５ キャパシタ、１１７ 正の入力電源レール、１１９ 負の入力電源レール、１２１ スイッチ・モード電源レギュレータ、１４５ エネルギ伝達エレメント、１５５ ＤＣ出力、１６１ 入力側１次巻き線、１６３ 出力側２次巻き線。

Claims (27)

  1. スイッチ・モードのフライバック・コンバータ電源のエネルギ伝達エレメントからの反射電圧のレギュレーションを行うステップを含む方法であって、
    前記エネルギ伝達エレメントは、出力側２次巻き線に磁気的に結合された入力側１次巻き線を有するトランスであり、
    前記反射電圧は入力側１次巻き線上にあり、前記反射電圧は、電源レギュレータにおけるパワー・スイッチがオフである期間、および、ダイオードが導通して前記エネルギ伝達エレメントに蓄積されたエネルギをＤＣ出力に渡す期間における出力側２次巻き線上の電圧の反射電圧である、方法。
  2. 前記１次巻き線からの反射電圧が、前記トランスの巻き線比を介して前記２次巻き線上の出力電圧との相関を有し、
    前記反射電圧のレギュレーションを行なうことにより、前記２次巻き線上の出力電圧のレギュレーションを行なう、請求項１に記載の方法。
  3. 前記出力電圧のレギュレーションは、前記２次巻き線に結合されるフィードバック回路を伴わずに行われる、請求項２に記載の方法。
  4. フライバック・コンバータ電源であって、
    エネルギ伝達エレメント入力およびエネルギ伝達エレメント出力を有するエネルギ伝達エレメントと、
    前記エネルギ伝達エレメント入力と正の入力電源レールとの間に結合されるパワー・スイッチと、
    前記エネルギ伝達エレメント入力および前記パワー・スイッチ（３６５）に結合される制御回路とを含み、前記制御回路は、前記エネルギ伝達エレメント入力における電圧から導かれる電流に応じて前記パワー・スイッチのスイッチングを行なう、フライバック・コンバータ電源。
  5. フォト・カプラをさらに含み、前記フォト・カプラは、
    前記エネルギ伝達エレメント出力および前記パワー・スイッチの出力に結合された入力発光ダイオードと、
    前記制御回路に結合された出力トランジスタとを含む、請求項４に記載のフライバック・コンバータ電源。
  6. 前記出力トランジスタを通る電流が、前記制御回路によって受け取られるように結合され、かつ、前記エネルギ伝達エレメント入力における電圧から導かれる電流に応じたものである、請求項５に記載のフライバック・コンバータ電源。
  7. 前記エネルギ伝達エレメントが、前記エネルギ伝達エレメント入力に結合された１次巻き線と前記エネルギ伝達エレメント出力に結合された２次巻き線とを有するトランスを含む、請求項４に記載のフライバック・コンバータ電源。
  8. 前記エネルギ伝達エレメント入力における電圧が、前記１次巻き線の両端間の反射電圧を含む、請求項７に記載のフライバック・コンバータ電源。
  9. 前記パワー・スイッチのオフ・サイクルの間に前記１次巻き線と並列に結合される第１のキャパシタをさらに含み、前記第１のキャパシタは、前記パワー・スイッチのオン・サイクルの間は前記１次巻き線から切り離され、前記制御回路が前記第１のキャパシタに結合されており、
    前記エネルギ伝達エレメント入力における電圧から導かれる電流が、前記エネルギ伝達エレメント出力の両端間の電圧に応じたものとなる、請求項７または８に記載のフライバック・コンバータ電源。
  10. 前記パワー・スイッチが、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ、たとえば、前記エネルギ伝達エレメント入力に結合されたソース端子と、前記正の入力電源レールに結合されたドレイン端子と、前記制御回路に結合されたゲート端子とを有するｎチャンネル金属酸化物半導体電界効果トランジスタ、を含む、請求項４に記載のフライバック・コンバータ電源。
  11. 前記制御回路が、前記パワー・スイッチに結合されるパルス幅変調器を含み、前記パルス幅変調器が、前記エネルギ伝達エレメント入力における前記電圧から導かれる電流に応じて前記パワー・スイッチをパルス幅変調する、請求項４に記載のフライバック・コンバータ電源。
  12. 前記制御回路が、前記パワー・スイッチに結合されるオン／オフ制御回路を含み、前記オン／オフ制御回路が、前記パワー・スイッチによって受け取られるように結合された制御信号の周期を、前記エネルギ伝達エレメント入力における前記電圧から導かれる電流に応じて調整する、請求項４に記載のフライバック・コンバータ電源。
  13. 前記エネルギ伝達エレメント入力における前記電圧から導かれる電流がしきい値を超えたことに応答して、前記制御回路が前記パワー・スイッチのスイッチングをディスエーブルする、請求項４に記載のフライバック・コンバータ電源。
  14. 前記制御回路および前記パワー・スイッチが３つの電気端子しか有していないシングル・モノリシック・チップ上に含まれる、請求項４に記載のフライバック・コンバータ電源。
  15. 前記フライバック・コンバータ電源が、電源のエネルギ伝達エレメントからの反射電圧のレギュレーションを行なうスイッチ・モード電源を含み、
    前記エネルギ伝達エレメントが、１次巻き線および２次巻き線を有するトランスであり、
    前記反射電圧は１次巻き線上にあり、前記反射電圧は、電源レギュレータにおけるパワー・スイッチがオフである期間、および、ダイオードが導通して前記エネルギ伝達エレメントに蓄積されたエネルギをＤＣ出力に渡す期間における２次巻き線上の電圧の反射電圧である、請求項４に記載のフライバック・コンバータ電源。
  16. フライバック・コンバータ電源であって、
    エネルギ伝達エレメント入力およびエネルギ伝達エレメント出力を有するエネルギ伝達エレメントと、
    前記エネルギ伝達エレメント入力と入力電源レールとの間に結合されるスイッチと、
    前記エネルギ伝達エレメント入力および前記スイッチに結合される制御回路とを含み、前記制御回路は、前記エネルギ伝達エレメント入力における前記エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号に応じて前記スイッチのスイッチングを行なう、フライバック・コンバータ電源。
  17. フォト・カプラをさらに含み、前記フォト・カプラは、
    前記エネルギ伝達エレメント出力および電源の出力に結合された入力発光ダイオード（ＬＥＤ）と、
    前記制御回路に結合された出力トランジスタとを含む、請求項１６に記載のフライバック・コンバータ電源。
  18. 前記出力トランジスタを通る電流が、前記制御回路によって受け取られるように結合され、かつ、前記エネルギ伝達エレメント入力における前記エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号から導かれる電流に応じたものである、請求項１７に記載のフライバック・コンバータ電源。
  19. 前記エネルギ伝達エレメントが、前記エネルギ伝達エレメント入力に結合された１次巻き線と前記エネルギ伝達エレメント出力に結合された２次巻き線とを有するトランスを含む、請求項１６に記載のフライバック・コンバータ電源。
  20. 前記エネルギ伝達エレメント入力における前記エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号が、前記１次巻き線の両端間の電圧を含む、請求項１９に記載のフライバック・コンバータ電源。
  21. 前記スイッチが、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む、請求項１６に記載のフライバック・コンバータ電源。
  22. 前記ＭＯＳＦＥＴが、前記エネルギ伝達エレメント入力に結合されたソース端子と、前記入力電源レールに結合されたドレイン端子と、前記制御回路に結合されたゲート端子とを有するｎチャンネルＭＯＳＦＥＴである、請求項２１に記載のフライバック・コンバータ電源。
  23. 前記スイッチのオフ・サイクルの間に前記１次巻き線と並列に結合される第１のキャパシタをさらに含み、前記第１のキャパシタは、前記スイッチのオン・サイクルの間、前記１次巻き線から切り離され、前記制御回路は、前記第１のキャパシタに結合され、前記エネルギ伝達エレメント入力における前記エネルギ伝達エレメント出力からの前記反射信号は、前記エネルギ伝達エレメント出力の両端間の電圧に応じたものである、請求項１９に記載のフライバック・コンバータ電源。
  24. 前記制御回路が、前記スイッチに結合されるパルス幅変調器を含み、前記パルス幅変調器が、前記エネルギ伝達エレメント入力における前記エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号に応じて前記スイッチをパルス幅変調する、請求項１６に記載のフライバック・コンバータ電源。
  25. 前記制御回路が、前記スイッチに結合されるオン／オフ制御回路を含み、前記オン／オフ制御回路が、前記スイッチによって受け取られるように結合された制御信号の周期を、前記エネルギ伝達エレメント入力における前記エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号に応じて調整する、請求項１６に記載のフライバック・コンバータ電源。
  26. 前記エネルギ伝達エレメント入力における前記エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号がしきい値を超えたことに応答して、前記制御回路が前記スイッチのスイッチングをディスエーブルする、請求項１６に記載のフライバック・コンバータ電源。
  27. 前記制御回路および前記スイッチが３つの電気端子しか有していないシングル・モノリシック・チップ上に含まれる、請求項１６に記載のフライバック・コンバータ電源。
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