JPH05153775A - 入力及び出力回路間の動電気遮断を有する電源コンバータのための出力電圧推定回路 - Google Patents
入力及び出力回路間の動電気遮断を有する電源コンバータのための出力電圧推定回路Info
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- JPH05153775A JPH05153775A JP4137358A JP13735892A JPH05153775A JP H05153775 A JPH05153775 A JP H05153775A JP 4137358 A JP4137358 A JP 4137358A JP 13735892 A JP13735892 A JP 13735892A JP H05153775 A JPH05153775 A JP H05153775A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、入力及び出力回路間の全ＤＣ動電
気遮断を有する電源コンバータに関し、特に、出力側の
信号状態を推定するために入力側に設けられる回路を有
する電源コンバータに関する。 【要約】 電源コンバータの出力信号を推定する方法及び装置は、
入出力間のＤＣ動電気遮断を有し、電源変圧器の三次巻
線を介して反映された場合または一次巻線を介して影響
を与えられた場合にコンバータの一次側における電圧ま
たは電流を観測し、そして出力電圧を複製するためにそ
れへエラー補正を加える。これらの補正は、入力及び出
力回路構成要素間の動作の相違を補正することにより、
かつ実際の出力信号及び反映信号間の相違と、出力側回
路構成要素が従う条件とを引き起こす出力側回路構成要
素を一次側においてまねることにより、達せられる。結
果として生じる複製信号は、実際の出力信号の代わりに
帰還制御回路構成要素に供給され、電源コンバータの出
力を調整するために使用される。
気遮断を有する電源コンバータに関し、特に、出力側の
信号状態を推定するために入力側に設けられる回路を有
する電源コンバータに関する。 【要約】 電源コンバータの出力信号を推定する方法及び装置は、
入出力間のＤＣ動電気遮断を有し、電源変圧器の三次巻
線を介して反映された場合または一次巻線を介して影響
を与えられた場合にコンバータの一次側における電圧ま
たは電流を観測し、そして出力電圧を複製するためにそ
れへエラー補正を加える。これらの補正は、入力及び出
力回路構成要素間の動作の相違を補正することにより、
かつ実際の出力信号及び反映信号間の相違と、出力側回
路構成要素が従う条件とを引き起こす出力側回路構成要
素を一次側においてまねることにより、達せられる。結
果として生じる複製信号は、実際の出力信号の代わりに
帰還制御回路構成要素に供給され、電源コンバータの出
力を調整するために使用される。
Description
【０００１】発明の分野 本発明は、入力及び出力回路構成要素間の全ＤＣ動電気
遮断を有する電源コンバータに関し、特に、出力側の信
号状態を推定するために入力側に配置された回路構成要
素を有する電源コンバータに関する。
遮断を有する電源コンバータに関し、特に、出力側の信
号状態を推定するために入力側に配置された回路構成要
素を有する電源コンバータに関する。
【０００２】発明の背景 電源コンバータは、入力源共通帰還回路と出力負荷共通
帰還回路間の全ＤＣ動電気遮断を与えるために、課せら
れた安全要求により典型的に必要とされる。この全ＤＣ
動電気遮断は、一次及び二次の回路構成要素間を流れる
ＤＣ電流を遮断する電源変圧器の使用により通常与えら
れる。（例えば、動電気遮断においては遮断バリアを横
切るＤＣ電流路はない。）また、電源コンバータは、典
型的に出力信号が調整されることを必要とする。すなわ
ち、出力電圧及び／または電流は、何とかして検知さ
れ、そして仕様値のある境界制限内に含まれるようにな
されなければならない。電源変圧器により与えられるＤ
Ｃ動電気遮断を破らずにこのことを達成することは、入
出力間の望ましい動電気遮断を与えるために、光学的遮
断器または信号変圧器または他の遮断信号手段を含む二
次から一次に至るまでの帰還路を一般的に必要とする。
帰還回路間の全ＤＣ動電気遮断を与えるために、課せら
れた安全要求により典型的に必要とされる。この全ＤＣ
動電気遮断は、一次及び二次の回路構成要素間を流れる
ＤＣ電流を遮断する電源変圧器の使用により通常与えら
れる。（例えば、動電気遮断においては遮断バリアを横
切るＤＣ電流路はない。）また、電源コンバータは、典
型的に出力信号が調整されることを必要とする。すなわ
ち、出力電圧及び／または電流は、何とかして検知さ
れ、そして仕様値のある境界制限内に含まれるようにな
されなければならない。電源変圧器により与えられるＤ
Ｃ動電気遮断を破らずにこのことを達成することは、入
出力間の望ましい動電気遮断を与えるために、光学的遮
断器または信号変圧器または他の遮断信号手段を含む二
次から一次に至るまでの帰還路を一般的に必要とする。
【０００３】調整回路構成要素は、通常、コンバータの
一次及び二次側の両方における回路構成要素に分けられ
ている。二次側回路構成要素は調整されるべき出力信号
を検知し、一次側回路構成要素は望ましい調整を達成す
るために電源スイッチを制御する。入出力間の調整回路
構成要素と、帰還路において必要な動電気遮断デバイス
とを分けることは、コンバータの部品点数を増加させる
と共に、そのサイズ及び費用を増加させる。回路の信頼
性を高めるために部品点数を減らすことが望ましい。ま
た、多くの応用において、コスト及び回路サイズの両方
を小さくすることが望ましい。別々の遮断帰還路を必要
なくする現存の方法の中に、絶対一次側検知及び次の二
次調整の技術がある。
一次及び二次側の両方における回路構成要素に分けられ
ている。二次側回路構成要素は調整されるべき出力信号
を検知し、一次側回路構成要素は望ましい調整を達成す
るために電源スイッチを制御する。入出力間の調整回路
構成要素と、帰還路において必要な動電気遮断デバイス
とを分けることは、コンバータの部品点数を増加させる
と共に、そのサイズ及び費用を増加させる。回路の信頼
性を高めるために部品点数を減らすことが望ましい。ま
た、多くの応用において、コスト及び回路サイズの両方
を小さくすることが望ましい。別々の遮断帰還路を必要
なくする現存の方法の中に、絶対一次側検知及び次の二
次調整の技術がある。
【０００４】次の二次調整は、電源コンバータ自体に続
いて付加された電源処理モジュールを包含する。それ
は、全体システムに複雑性を加え、システム部品点数を
著しく増加させる。その上、それは一次電源コンバータ
と縦続接続された独立した電源処理モジュールを使用し
ており、そして全体効率は２つの個々の効率の積になる
ので、それは電源システム効率を減じる。
いて付加された電源処理モジュールを包含する。それ
は、全体システムに複雑性を加え、システム部品点数を
著しく増加させる。その上、それは一次電源コンバータ
と縦続接続された独立した電源処理モジュールを使用し
ており、そして全体効率は２つの個々の効率の積になる
ので、それは電源システム効率を減じる。
【０００５】コンバータの一次側における絶対検知は、
電源処理システムの効率に著しく影響を与える必要はな
く、またそれは、コンバータの他の制御機能とそれを結
合する集積回路構成要素内で実行され得る。絶対検知を
実行する周知の方法は、コンバータの出力信号に関連し
た信号の検知を可能にするために電源変圧器に三次巻線
を加えることである。フライバック型電源コンバータに
おける典型的な絶対検知装置は、電源変圧器における三
次巻線からの電圧を検知する。この電圧は、入出力間の
ＤＣ直流電圧遮断を危うくすることなく検知される。し
かしながら、三次巻線電圧は出力負荷電圧に必ずしも正
比例しないので、この検知電圧に基づく調整は不正確に
なる傾向がある。実際の出力負荷電流は変化するのに対
して、推定電流は一定になる傾向があるので、この三次
巻線から得られた推定電圧は、不正確である。
電源処理システムの効率に著しく影響を与える必要はな
く、またそれは、コンバータの他の制御機能とそれを結
合する集積回路構成要素内で実行され得る。絶対検知を
実行する周知の方法は、コンバータの出力信号に関連し
た信号の検知を可能にするために電源変圧器に三次巻線
を加えることである。フライバック型電源コンバータに
おける典型的な絶対検知装置は、電源変圧器における三
次巻線からの電圧を検知する。この電圧は、入出力間の
ＤＣ直流電圧遮断を危うくすることなく検知される。し
かしながら、三次巻線電圧は出力負荷電圧に必ずしも正
比例しないので、この検知電圧に基づく調整は不正確に
なる傾向がある。実際の出力負荷電流は変化するのに対
して、推定電流は一定になる傾向があるので、この三次
巻線から得られた推定電圧は、不正確である。
【０００６】出力電圧及び電流の絶対検知は、典型的
に、電源コンバータの出力信号の動的性質を正確に反映
しない静的な推定回路装置に依存している。このような
装置は、一次側において出力信号を推定する際、比較的
不正確になる傾向がある。出力電流または出力電圧のい
ずれも、これらの装置においては正確に反映されない。
これらの絶対検知技術を使用する調整の正確さは、典型
的に１０％乃至２０％であり、負荷電流の非常に限定さ
れた範囲にわたってのみ機能する。正確な調整を有効に
しかつ達成するために、入力における絶対検知技術は、
コンバータの出力における信号条件を正確に再現しなけ
ればならない。
に、電源コンバータの出力信号の動的性質を正確に反映
しない静的な推定回路装置に依存している。このような
装置は、一次側において出力信号を推定する際、比較的
不正確になる傾向がある。出力電流または出力電圧のい
ずれも、これらの装置においては正確に反映されない。
これらの絶対検知技術を使用する調整の正確さは、典型
的に１０％乃至２０％であり、負荷電流の非常に限定さ
れた範囲にわたってのみ機能する。正確な調整を有効に
しかつ達成するために、入力における絶対検知技術は、
コンバータの出力における信号条件を正確に再現しなけ
ればならない。
【０００７】発明の概要 電源コンバータの出力信号を推定する方法及び装置は、
入出力間のＤＣ動電気遮断を有し、電源変圧器の三次巻
線を介して反映された場合または一次巻線を介して影響
を与えられた場合にコンバータの一次側における電圧ま
たは電流を観測し、そして実際の出力電圧及び／または
出力電流を正確に複製するためにそれへエラー補正を加
える。これらの補正は、入出力回路構成要素間の動作の
相違を補正し、かつ実際の出力信号及び反映信号間の相
違を引き起こす出力側回路構成要素を一次側においてま
ねることにより、達せられる。結果として生じる複製信
号は、実際の出力信号の代わりに一次側帰還制御回路構
成要素に供給され、電源コンバータの出力を調整するた
めに使用される。
入出力間のＤＣ動電気遮断を有し、電源変圧器の三次巻
線を介して反映された場合または一次巻線を介して影響
を与えられた場合にコンバータの一次側における電圧ま
たは電流を観測し、そして実際の出力電圧及び／または
出力電流を正確に複製するためにそれへエラー補正を加
える。これらの補正は、入出力回路構成要素間の動作の
相違を補正し、かつ実際の出力信号及び反映信号間の相
違を引き起こす出力側回路構成要素を一次側においてま
ねることにより、達せられる。結果として生じる複製信
号は、実際の出力信号の代わりに一次側帰還制御回路構
成要素に供給され、電源コンバータの出力を調整するた
めに使用される。
【０００８】推定回路構成要素の詳細な実施態様におい
て、推定回路のダイオード電流は、出力整流電流により
正確に比例せしめるために入力／出力電圧比によって調
整される。推定回路構成要素は、電源スイッチ及び整流
ダイオードの異なるデューティ比を補正し、したがって
推定出力電流の正確性を増加させる。また、推定回路構
成要素の抵抗は、正確性を改善するために、二次側にお
ける出力回路構成要素の抵抗に比例させられる。また、
反映出力電圧は一次巻線から引き出され得、付加的三次
巻線を必要なくする。
て、推定回路のダイオード電流は、出力整流電流により
正確に比例せしめるために入力／出力電圧比によって調
整される。推定回路構成要素は、電源スイッチ及び整流
ダイオードの異なるデューティ比を補正し、したがって
推定出力電流の正確性を増加させる。また、推定回路構
成要素の抵抗は、正確性を改善するために、二次側にお
ける出力回路構成要素の抵抗に比例させられる。また、
反映出力電圧は一次巻線から引き出され得、付加的三次
巻線を必要なくする。
【０００９】詳細な説明 電源コンバータは、図１においてブロック図形式で示さ
れている。図に示されるように、それは、図２の先行技
術概略と、本発明の原理を具体化した電源変換回路構成
要素の残りの図の電源コンバータ回路構成要素とを包含
している。図１に示された電源コンバータは、電源変圧
器１０５により互いに動電気的に遮断された一次側回路
１０３及び二次側回路１０４を有している。入力電源
は、入力導線１０１に加えられ、電源処理スイッチ１０
２によりチョップされ、電源変圧器１０５の一次巻線１
０８に加えられる。電源変圧器１０５の二次巻線１０６
における変圧信号は、ブロック１０７で表わされた整流
濾波回路で整流濾波される。その出力は負荷１０９に加
えられる。出力電圧及び／または出力電流を表わす信号
は、検知及び推定回路１１１によりコンバータの一次側
で検知される。この検知及び推定回路１１１は、電源変
圧器の三次巻線に接続されても良いし、または一次巻線
１０８の信号を検知するように接続されても良い。検知
についての明白な技術は、下記に開示される。すなわ
ち、検知信号は、検知及び推定回路１１１によって出力
の複製に変換され、電源処理スイッチ１０２の中の電源
スイッチのデューティサイクルまたはオン／オフ比を制
御するための制御回路１１２で使用される。
れている。図に示されるように、それは、図２の先行技
術概略と、本発明の原理を具体化した電源変換回路構成
要素の残りの図の電源コンバータ回路構成要素とを包含
している。図１に示された電源コンバータは、電源変圧
器１０５により互いに動電気的に遮断された一次側回路
１０３及び二次側回路１０４を有している。入力電源
は、入力導線１０１に加えられ、電源処理スイッチ１０
２によりチョップされ、電源変圧器１０５の一次巻線１
０８に加えられる。電源変圧器１０５の二次巻線１０６
における変圧信号は、ブロック１０７で表わされた整流
濾波回路で整流濾波される。その出力は負荷１０９に加
えられる。出力電圧及び／または出力電流を表わす信号
は、検知及び推定回路１１１によりコンバータの一次側
で検知される。この検知及び推定回路１１１は、電源変
圧器の三次巻線に接続されても良いし、または一次巻線
１０８の信号を検知するように接続されても良い。検知
についての明白な技術は、下記に開示される。すなわ
ち、検知信号は、検知及び推定回路１１１によって出力
の複製に変換され、電源処理スイッチ１０２の中の電源
スイッチのデューティサイクルまたはオン／オフ比を制
御するための制御回路１１２で使用される。
【００１０】図２の電源コンバータは、電源コンバータ
の一次側において出力回路信号を複製するように作用す
る推定回路構成要素を含んでいる。入力電源は、入力端
子２０１を経て電源変圧器２１０の一次巻線２０９に加
えられる。入力電源はＦＥＴ電源スイッチ２０５でパル
ス幅変調される。そのスイッチング動作及びデューティ
比は、スイッチ制御回路２０７で制御される。
の一次側において出力回路信号を複製するように作用す
る推定回路構成要素を含んでいる。入力電源は、入力端
子２０１を経て電源変圧器２１０の一次巻線２０９に加
えられる。入力電源はＦＥＴ電源スイッチ２０５でパル
ス幅変調される。そのスイッチング動作及びデューティ
比は、スイッチ制御回路２０７で制御される。
【００１１】一次巻線の信号は、変圧され、二次巻線よ
り整流ダイオード２１２へ供給される。集中抵抗２１５
は、二次巻線２１１に与えられる出力回路構成要素の結
合インピーダンスを表わす。図２の電源コンバータは、
電源スイッチ２０５の導通が整流ダイオード２１２の導
通と位相がずれるフライバックモードで動作する。典型
的なフライバックコンバータにおいて、電源スイッチ及
び整流ダイオードは、著しく異なる間隔の導通期間を有
している。
り整流ダイオード２１２へ供給される。集中抵抗２１５
は、二次巻線２１１に与えられる出力回路構成要素の結
合インピーダンスを表わす。図２の電源コンバータは、
電源スイッチ２０５の導通が整流ダイオード２１２の導
通と位相がずれるフライバックモードで動作する。典型
的なフライバックコンバータにおいて、電源スイッチ及
び整流ダイオードは、著しく異なる間隔の導通期間を有
している。
【００１２】ダイオード２１２で整流された信号は、濾
波コンデンサ２３１とエネルギーを与えられるべき負荷
２３５に供給される。負荷２３５における電圧は、電源
スイッチ２０５のデューティ比を制御することによって
調整される。電源スイッチ２０５を駆動するスイッチ制
御回路２０７は、電源変圧器２１０の三次巻線２０８に
接続されている推定回路２５０で発生した推定電圧に応
答して、このデューティ比を決定する。
波コンデンサ２３１とエネルギーを与えられるべき負荷
２３５に供給される。負荷２３５における電圧は、電源
スイッチ２０５のデューティ比を制御することによって
調整される。電源スイッチ２０５を駆動するスイッチ制
御回路２０７は、電源変圧器２１０の三次巻線２０８に
接続されている推定回路２５０で発生した推定電圧に応
答して、このデューティ比を決定する。
【００１３】推定回路２５０は、抵抗２５０と、ダイオ
ード２５２と、コンデンサ２５３と、静的負荷２５４と
を含んでいる。抵抗２５１は、三次巻線２０８の巻線抵
抗プラスダイオード２５２の内部抵抗からなる抵抗値を
有している。実際には電源コンバータの実負荷はかなり
変わる傾向にあるのに対して、図２に示されているこの
絶対検知装置は、静的推定負荷２５４を使用している。
上記に説明されたこれ及び以前の考慮すべき事柄の結果
として、推定回路２５０において模倣された負荷電流
は、コンバータによって供給された負荷電流をたどら
ず、したがって推定出力電圧は、コンバータの実際の出
力電圧を必ずしも表わさない。この概略の実施態様にお
ける実際の５ボルト電源コンバータは、狭い負荷電流範
囲にわたる１０％乃至２０％に過ぎない調整を有すると
予想され得る。
ード２５２と、コンデンサ２５３と、静的負荷２５４と
を含んでいる。抵抗２５１は、三次巻線２０８の巻線抵
抗プラスダイオード２５２の内部抵抗からなる抵抗値を
有している。実際には電源コンバータの実負荷はかなり
変わる傾向にあるのに対して、図２に示されているこの
絶対検知装置は、静的推定負荷２５４を使用している。
上記に説明されたこれ及び以前の考慮すべき事柄の結果
として、推定回路２５０において模倣された負荷電流
は、コンバータによって供給された負荷電流をたどら
ず、したがって推定出力電圧は、コンバータの実際の出
力電圧を必ずしも表わさない。この概略の実施態様にお
ける実際の５ボルト電源コンバータは、狭い負荷電流範
囲にわたる１０％乃至２０％に過ぎない調整を有すると
予想され得る。
【００１４】図２の推定回路について上記に説明した制
限は、図３に開示された推定回路において克服される。
図３のコンバータ回路は、出力負荷電流を正確にたどる
推定回路における動的な代用負荷を有する絶対電圧検知
構成を開示している。入力電源は、導線３０１を経て、
変圧器３１０の一次巻線３０９に供給される。巻線３０
９に供給される電源量は、制御回路３０６の制御の下に
ＦＥＴ電源スイッチ３０５の調整動作によって制御され
る。出力電源は、二次巻線３１１から整流ダイオード３
１２を介して負荷３１３へ供給される。
限は、図３に開示された推定回路において克服される。
図３のコンバータ回路は、出力負荷電流を正確にたどる
推定回路における動的な代用負荷を有する絶対電圧検知
構成を開示している。入力電源は、導線３０１を経て、
変圧器３１０の一次巻線３０９に供給される。巻線３０
９に供給される電源量は、制御回路３０６の制御の下に
ＦＥＴ電源スイッチ３０５の調整動作によって制御され
る。出力電源は、二次巻線３１１から整流ダイオード３
１２を介して負荷３１３へ供給される。
【００１５】出力電圧を制御するための帰還信号は、電
源変圧器３１０の三次巻線３０８から引き出される。三
次巻線３０８の電圧は、二次巻線３１１の出力における
出力回路構成要素の動作を複製する推定回路３５０に供
給される。推定回路３５０は、抵抗３５１と、ダイオー
ド３５２と、コンデンサ３５３と、動的負荷３７５を含
んでいる。抵抗３５１（Ｒest ）は、負荷電流比例係数
ｍにより抵抗３１５（Ｒsec ）に比例する。すなわち、 Ｒest ＝ｍ×Ｒsec
源変圧器３１０の三次巻線３０８から引き出される。三
次巻線３０８の電圧は、二次巻線３１１の出力における
出力回路構成要素の動作を複製する推定回路３５０に供
給される。推定回路３５０は、抵抗３５１と、ダイオー
ド３５２と、コンデンサ３５３と、動的負荷３７５を含
んでいる。抵抗３５１（Ｒest ）は、負荷電流比例係数
ｍにより抵抗３１５（Ｒsec ）に比例する。すなわち、 Ｒest ＝ｍ×Ｒsec
【００１６】相互コンダクタンス回路３７５は、電源ス
イッチ３０５を通る電流を検知するための抵抗３７４に
接続されている。それは、係数ｍにより整流ダイオード
３１２の実際の電流（ｉrect）に比例する値になるよう
にダイオード３５２の電流出力（ｉest ）を制御するよ
うに作用する。すなわち、 ｉrect＝ｉest ×ｍ
イッチ３０５を通る電流を検知するための抵抗３７４に
接続されている。それは、係数ｍにより整流ダイオード
３１２の実際の電流（ｉrect）に比例する値になるよう
にダイオード３５２の電流出力（ｉest ）を制御するよ
うに作用する。すなわち、 ｉrect＝ｉest ×ｍ
【００１７】改善された推定回路の実施態様は、図４に
示されるフライバックコンバータに示されている。この
特別な装置は、二次巻線電圧（ｖsec ）を表わす電圧を
検知するために一次巻線だけを頼りにする一次側検知回
路構成要素を使用し、したがって電源変圧器における三
次巻線を必要なくする。この例示的フライバックコンバ
ータにおいて、電圧は、ノード４０１（ｖIN）及びノー
ド４０３（ｖPRI ）で一次巻線を横切って検知される。
ノード４０３は、一次巻線４０９とＦＥＴ４１０のドレ
イン４１１に共通になっている。ドレイン４１１におけ
る電圧（ｖPRI）は、導線４１７で検知された場合、次
の式で表わされ得る。 ｖPRI ＝Ｎ×ｖSEC ＋ＶIN
示されるフライバックコンバータに示されている。この
特別な装置は、二次巻線電圧（ｖsec ）を表わす電圧を
検知するために一次巻線だけを頼りにする一次側検知回
路構成要素を使用し、したがって電源変圧器における三
次巻線を必要なくする。この例示的フライバックコンバ
ータにおいて、電圧は、ノード４０１（ｖIN）及びノー
ド４０３（ｖPRI ）で一次巻線を横切って検知される。
ノード４０３は、一次巻線４０９とＦＥＴ４１０のドレ
イン４１１に共通になっている。ドレイン４１１におけ
る電圧（ｖPRI）は、導線４１７で検知された場合、次
の式で表わされ得る。 ｖPRI ＝Ｎ×ｖSEC ＋ＶIN
【００１８】それぞれ抵抗４３１及び４３２、抵抗４２
１及び４２２を含む２つの分圧器は、電源変圧器４０５
の巻数比Ｎ：１の原因となるように、検知された一次巻
線電圧を調整する。分圧器の中央のノードで検知された
電圧は、導線４３９におけるｖPRI に関連した電圧から
導線４２４におけるＶINに関連した電圧を引く加算回路
４３５に、それぞれ演算増幅器４２３及び４３３を介し
て結合されている。増幅器４３３の出力は、ダイオード
４３４と、電源変圧器の巻数比を含む負荷電流比例係数
ｍで調整された、出力回路抵抗４７３に比例する抵抗４
３７とにより導線４３９に結合され、また負荷電流比例
係数により出力コンデンサ４４３に同様に比例するコン
デンサ４３４に結合されている。
１及び４２２を含む２つの分圧器は、電源変圧器４０５
の巻数比Ｎ：１の原因となるように、検知された一次巻
線電圧を調整する。分圧器の中央のノードで検知された
電圧は、導線４３９におけるｖPRI に関連した電圧から
導線４２４におけるＶINに関連した電圧を引く加算回路
４３５に、それぞれ演算増幅器４２３及び４３３を介し
て結合されている。増幅器４３３の出力は、ダイオード
４３４と、電源変圧器の巻数比を含む負荷電流比例係数
ｍで調整された、出力回路抵抗４７３に比例する抵抗４
３７とにより導線４３９に結合され、また負荷電流比例
係数により出力コンデンサ４４３に同様に比例するコン
デンサ４３４に結合されている。
【００１９】ダイオード４３４及び抵抗４３７を通る電
流は、ダイオード４７０を通って流れる二次電流の推定
になり、ＦＥＴ４１０を通って流れる一次電流から引き
出される。ＦＥＴ４１０のソース電流は、抵抗４１５を
通って流れ、電流検知回路４７５によって検知される。
導線４７７における検知電流は、導線４１９における推
定出力電圧及び導線４０１における入力電圧と同様に、
導線４７６における出力整流電流の比例的複製を引き出
すために電流検知回路４７５に供給される。推定電圧及
び入力電圧の比は、ＦＥＴ４１０及び出力整流ダイオー
ド４７０の導通デューティサイクルにおける相違を補正
するように電流検知回路４７５によって処理される。
流は、ダイオード４７０を通って流れる二次電流の推定
になり、ＦＥＴ４１０を通って流れる一次電流から引き
出される。ＦＥＴ４１０のソース電流は、抵抗４１５を
通って流れ、電流検知回路４７５によって検知される。
導線４７７における検知電流は、導線４１９における推
定出力電圧及び導線４０１における入力電圧と同様に、
導線４７６における出力整流電流の比例的複製を引き出
すために電流検知回路４７５に供給される。推定電圧及
び入力電圧の比は、ＦＥＴ４１０及び出力整流ダイオー
ド４７０の導通デューティサイクルにおける相違を補正
するように電流検知回路４７５によって処理される。
【００２０】遮断された電源コンバータの一次側におい
て負荷電流を推定する際の臨界係数は、電源スイッチ及
び整流ダイオードの相違する導通デューティ比となる。
フライバックコンバータにおいて相違する導通デューテ
ィ比の典型的な例は、フライバックコンバータの一次巻
線変圧電圧のグラフである図６に示され得る。図に示さ
れるように、電源スイッチ導通期間に応答する一次巻線
電圧期間６０１は、整流ダイオード導通に応答する巻線
電圧期間６０２とかなり相違することがある。また、こ
れらの電流は、反映された出力電圧が絶対一次検知回路
構成要素に役立っている場合に役立たない一次電流と共
に、異なる時間に流れることが明らかである。
て負荷電流を推定する際の臨界係数は、電源スイッチ及
び整流ダイオードの相違する導通デューティ比となる。
フライバックコンバータにおいて相違する導通デューテ
ィ比の典型的な例は、フライバックコンバータの一次巻
線変圧電圧のグラフである図６に示され得る。図に示さ
れるように、電源スイッチ導通期間に応答する一次巻線
電圧期間６０１は、整流ダイオード導通に応答する巻線
電圧期間６０２とかなり相違することがある。また、こ
れらの電流は、反映された出力電圧が絶対一次検知回路
構成要素に役立っている場合に役立たない一次電流と共
に、異なる時間に流れることが明らかである。
【００２１】相違するデューティサイクル比を正確に補
正し、かつ図４の電流検知回路の回路構成要素を含み得
る一次側絶対電流検知装置は、図５に示されている。電
流は、ＦＥＴスイッチ５１０のソース５０５において検
知され、電流検知増幅器５１７へ電流導線５１６によっ
て結合されている。電流検知増幅器５１７の出力は、電
流検知増幅器の出力のための平均値を決定する電流平均
化回路５１８に供給される。電流平均化回路５１８は、
次のデューティ比分周回路５２０へそれを供給する前
に、検知されたＦＥＴ電流をＤＣ電流に変換する。デュ
ーティ比分周回路５２０は、整流ダイオード及びＦＥＴ
電源スイッチの相違する導通デューティ比を調整するよ
うに、推定出力電流を調整する。これらの相違するデュ
ーティ比は、入力及び出力電圧を比較することにより得
られる。すなわち、 ＜ｉRECT＞＝＜ｉPRI ＞×（ＶIN／ＶOUT ）
正し、かつ図４の電流検知回路の回路構成要素を含み得
る一次側絶対電流検知装置は、図５に示されている。電
流は、ＦＥＴスイッチ５１０のソース５０５において検
知され、電流検知増幅器５１７へ電流導線５１６によっ
て結合されている。電流検知増幅器５１７の出力は、電
流検知増幅器の出力のための平均値を決定する電流平均
化回路５１８に供給される。電流平均化回路５１８は、
次のデューティ比分周回路５２０へそれを供給する前
に、検知されたＦＥＴ電流をＤＣ電流に変換する。デュ
ーティ比分周回路５２０は、整流ダイオード及びＦＥＴ
電源スイッチの相違する導通デューティ比を調整するよ
うに、推定出力電流を調整する。これらの相違するデュ
ーティ比は、入力及び出力電圧を比較することにより得
られる。すなわち、 ＜ｉRECT＞＝＜ｉPRI ＞×（ＶIN／ＶOUT ）
【００２２】ここで、＜ｉPRI ＞は平均検知ＦＥＴ電
流、＜ｉRECT＞は、負荷電流に実質的に等しくかつ一次
推定回路構成要素における代用負荷電流を表わすために
使用される出力の平均整流電流である。入力電圧は、デ
ューティ比分周器５２０の入力導線５２１に供給され、
また、推定出力電圧、または、回路動作条件により必要
とされる場合には望ましい出力電圧Ｖout に等しいかま
たは比例する基準電圧からなる出力電圧の代用は、デュ
ーティ比分周器５２０の入力導線５２２に供給される。
流、＜ｉRECT＞は、負荷電流に実質的に等しくかつ一次
推定回路構成要素における代用負荷電流を表わすために
使用される出力の平均整流電流である。入力電圧は、デ
ューティ比分周器５２０の入力導線５２１に供給され、
また、推定出力電圧、または、回路動作条件により必要
とされる場合には望ましい出力電圧Ｖout に等しいかま
たは比例する基準電圧からなる出力電圧の代用は、デュ
ーティ比分周器５２０の入力導線５２２に供給される。
【００２３】出力負荷電流の大まかな最初の推定に補正
を加えるように作用するデューティ比分周回路５２０の
概略図は、図７に示されている。分周回路は、入力電圧
及び推定出力電圧を得てそれらを比例する電流に変換す
るための２つの制御電流路を含んでいる。一次電流値と
共にこれらの電流は、出力負荷電流の推定値を発生す
る。第１の入力７０１は推定出力電圧または公称基準出
力電圧を受け入れるように接続され、第２の入力７０２
は入力電圧を受け入れるように接続されている。抵抗７
３１に供給される導線７０１における代用出力電圧は、
制御電流源７０３及び７０５を制御する。抵抗７３２に
供給される導線７０２における代用出力電圧は、制御電
流源７０４及び７０６を制御する。コンバータの一次巻
線側において検知された電流は、負荷電流比例係数を反
映するように調整され、ダイオード接続トランジスタ７
１２、７１３、７２２及び７２３からなる対数加算回路
７１４に接続されているダイオード接続トランジスタ７
１２に、導線７１１を通して供給される。２つの制御電
流源７０３及び７０５は、対数素子ダイオード接続トラ
ンジスタ７１３をそれぞれソース及びシンクするように
接続されている。同様に、２つの制御電流源７０４及び
７０６は、対数素子ダイオード接続トランジスタ７２２
をそれぞれソース及びシンクするように接続されてい
る。トランジスタ７２３のコレクタは、出力導線７２５
に接続され、推定負荷電流を供給する。
を加えるように作用するデューティ比分周回路５２０の
概略図は、図７に示されている。分周回路は、入力電圧
及び推定出力電圧を得てそれらを比例する電流に変換す
るための２つの制御電流路を含んでいる。一次電流値と
共にこれらの電流は、出力負荷電流の推定値を発生す
る。第１の入力７０１は推定出力電圧または公称基準出
力電圧を受け入れるように接続され、第２の入力７０２
は入力電圧を受け入れるように接続されている。抵抗７
３１に供給される導線７０１における代用出力電圧は、
制御電流源７０３及び７０５を制御する。抵抗７３２に
供給される導線７０２における代用出力電圧は、制御電
流源７０４及び７０６を制御する。コンバータの一次巻
線側において検知された電流は、負荷電流比例係数を反
映するように調整され、ダイオード接続トランジスタ７
１２、７１３、７２２及び７２３からなる対数加算回路
７１４に接続されているダイオード接続トランジスタ７
１２に、導線７１１を通して供給される。２つの制御電
流源７０３及び７０５は、対数素子ダイオード接続トラ
ンジスタ７１３をそれぞれソース及びシンクするように
接続されている。同様に、２つの制御電流源７０４及び
７０６は、対数素子ダイオード接続トランジスタ７２２
をそれぞれソース及びシンクするように接続されてい
る。トランジスタ７２３のコレクタは、出力導線７２５
に接続され、推定負荷電流を供給する。
【００２４】動作において、ダイオード接続トランジス
タ７１２、７１３及び７２２を横切る加算電圧は、これ
らのトランジスタを通る電流の対数に比例し、トランジ
スタ７２３のベース−エミッタ接合間電圧を制御し、よ
って出力７２５に発生する推定出力電流を制御する。適
切な電圧加算式は、 Ｖ723 ＝Ｖ712 −Ｖ713 ＋Ｖ722 log Ｉ725 ＝log Ｉ711 −log （Ｉ701 ／Ｒ）＋log （Ｉ702 ／Ｒ） となり、よって、 Ｉ725 ＝Ｉ711 ×（Ｖ702 ／Ｖ701 ） となる。
タ７１２、７１３及び７２２を横切る加算電圧は、これ
らのトランジスタを通る電流の対数に比例し、トランジ
スタ７２３のベース−エミッタ接合間電圧を制御し、よ
って出力７２５に発生する推定出力電流を制御する。適
切な電圧加算式は、 Ｖ723 ＝Ｖ712 −Ｖ713 ＋Ｖ722 log Ｉ725 ＝log Ｉ711 −log （Ｉ701 ／Ｒ）＋log （Ｉ702 ／Ｒ） となり、よって、 Ｉ725 ＝Ｉ711 ×（Ｖ702 ／Ｖ701 ） となる。
【００２５】制御電流源７０３、７０４、７０５及び７
０６の詳細な回路構成要素は、技術上周知である。この
ような回路構成要素は、制御増幅回路を制御するように
応答する電流ミラー回路からなり得る。次に、増幅回路
は入力電圧及び代用出力電圧に応答する。この機能のた
めの適当な回路は、当業者によって容易に発明され得る
ので、詳細にこの回路構成要素を開示することが必要だ
とは考えられない。
０６の詳細な回路構成要素は、技術上周知である。この
ような回路構成要素は、制御増幅回路を制御するように
応答する電流ミラー回路からなり得る。次に、増幅回路
は入力電圧及び代用出力電圧に応答する。この機能のた
めの適当な回路は、当業者によって容易に発明され得る
ので、詳細にこの回路構成要素を開示することが必要だ
とは考えられない。
【図１】入出力回路構成要素間のＤＣ動電気遮断を有
し、一次側絶対電圧検知を利用する電源コンバータのブ
ロック図である。
し、一次側絶対電圧検知を利用する電源コンバータのブ
ロック図である。
【図２】図１のブロック図により限定された場合の、三
次巻線から得られる絶対電圧検知を有すると共に静的負
荷複製を利用する先行技術の電源コンバータの概略図で
ある。
次巻線から得られる絶対電圧検知を有すると共に静的負
荷複製を利用する先行技術の電源コンバータの概略図で
ある。
【図３】本発明の原理を具体化した、三次巻線から得ら
れる絶対電圧検知を有すると共に動的負荷複製を達成す
るための絶対電流検知を有する電源コンバータの概略図
である。
れる絶対電圧検知を有すると共に動的負荷複製を達成す
るための絶対電流検知を有する電源コンバータの概略図
である。
【図４】電源変圧器の一次巻線から情報を引き出す電源
コンバータの一次側推定回路構成要素の概略図である。
コンバータの一次側推定回路構成要素の概略図である。
【図５】出力負荷電流をより正確に推定するためのデュ
ーティ比補正を有する一次側電流推定回路構成要素の概
略図である。
ーティ比補正を有する一次側電流推定回路構成要素の概
略図である。
【図６】フライバック電源コンバータの一次巻線の電圧
波形のグラフである。
波形のグラフである。
【図７】出力負荷電流をより正確に推定するためにデュ
ーティ比補正を使用する電流補正分配器の概略図であ
る。
ーティ比補正を使用する電流補正分配器の概略図であ
る。
３０１ 導線 ３０５ 電源スイッチ ３０６ 制御回路 ３０８ 三次巻線 ３０９ 一次巻線 ３１０ 電源変圧器 ３１１ 二次巻線 ３１２ 整流ダイオード ３１３ 負荷 ３５０ 推定回路 ３７５ 動的負荷
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 チヤールズ エドワード ハーム アメリカ合衆国 75214 テキサス，ダラ ス シテイ，ヴイクター ストリート 5124 (72)発明者 ジヨージ ノエル アメリカ合衆国 08848 ニユージヤーシ イ，ミルフオード，リツトル ヨーク マ ウント プリーザント ロード 191 (72)発明者 ウイリアム アレン ニツツ アメリカ合衆国 07866 ニユージヤーシ イ，ロツクアウエイ，ストーニーブルツク ロード 42
Claims (12)
- 【請求項１】 電圧源を受け入れるための入力と、エネ
ルギーを与えられるべき負荷に接続するための出力と、
一次巻線及び二次巻線を含む電源変圧器と、前記電圧を
調整すると共に前記一次巻線にそれを供給するための電
源スイッチと、前記二次巻線を前記出力に結合する整流
濾波手段と、前記電源スイッチのデューテイサイクルを
制御するための回路構成要素とからなり、該回路構成要
素は、前記入力及び一次巻線間に設けられ、少なくとも
前記電源変圧器の二次巻線に続いて生じる信号の複製を
発生するように作用する推定回路構成要素と、前記二次
巻線と負荷の中間のインピーダンスを表わす代用インピ
ーダンスと、前記二次巻線における電流を推定すると共
に前記代用インピーダンスに該電流を供給するための回
路構成要素と、前記出力における信号を調整するため
に、前記推定回路構成要素により生じる信号に応答して
前記電源スイッチを駆動するための調整回路構成要素と
を含むことを特徴とする電源処理回路。 - 【請求項２】 請求項１に記載の電源処理回路におい
て、電源スイッチ及び整流手段の導通期間における相違
を調整するための回路構成要素を含む推定回路構成要素
からなる電源処理回路。 - 【請求項３】 請求項２に記載の電源処理回路におい
て、第１及び第２の制御電流路と、前記入力における電
圧に応答して前記第１の電流路を制御するための手段
と、相当される出力電圧に応答して前記第２の電流路を
制御するための手段と、前記第１及び第２の電流路にお
ける電流の比によって調整された場合に電源スイッチン
グ手段における電源電流から推定負荷電流を発生するた
めの手段とを含む調整回路からなる電源処理回路。 - 【請求項４】 請求項３に記載の電源処理回路におい
て、一次巻線の電圧を検知するための回路構成要素と、
一次及び二次巻線の巻数比関係にしたがって前記検知電
圧を調整するための変換回路構成要素とを含む推定回路
構成要素からなる電源処理回路。 - 【請求項５】 請求項３に記載の電源処理回路におい
て、三次巻線をさらに含む電源変圧器と、前記三次巻線
に接続された推定回路構成要素とからなる電源処理回
路。 - 【請求項６】 請求項３に記載の電源処理回路におい
て、電源変圧器の一次巻線に接続されている推定回路構
成要素からなる電源処理回路。 - 【請求項７】 請求項６に記載の電源処理回路におい
て、前記巻数比に実質的に等しい分割インピーダンス比
を有する第１及び第２の分圧器と、該第１及び第２の分
圧器に応答して、第１及び第２の分圧器で分圧された電
圧を加算するための加算回路とを含む変換回路構成要素
からなる電源処理回路。 - 【請求項８】 整流器とエネルギーを与えられるべき負
荷に接続するための出力端子とを含む出力回路と、入力
回路であって、エネルギー源を受け入れるための入力端
子と、該入力端子で受け入れられたエネルギーを調整す
るための電源スイッチと、調整値から、入力回路で発生
したかつ推定出力信号の偏差に比例したエラー信号を発
生するための調整回路構成要素、及び前記調整回路構成
要素に応答して前記電源スイッチにおける導通度を制御
するための調整回路構成要素とを含む入力回路と、前記
電源スイッチに接続された一次巻線と前記出力回路に接
続された二次巻線とを含む電源変圧器と、出力回路構成
要素信号条件を複製することにより前記入力回路におい
て推定出力信号を発生するための推定回路構成要素を含
む調整回路構成要素と、前記出力回路の電圧に関連した
推定電圧を発生するための第１の回路と、前記入力回路
の電圧を検知するための第２の回路と、前記電源スイッ
チの電流を検知し、推定出力回路電流を発生するための
第３の回路とからなることを特徴とする電源コンバー
タ。 - 【請求項９】 請求項８に記載の電源コンバータにおい
て、整流器及び電源スイッチの異なる導通期間を補正
し、前記第１、２、及び３の回路の信号に応答して推定
出力回路電流を発生するためのデューティ補正回路構成
要素を含む第３の回路からなる電源コンバータ。 - 【請求項１０】 請求項９に記載の電源コンバータにお
いて、デューティ補正回路構成要素は、第１、２、３、
及び４の対数デバイスと、第１及び２の制御電流路と、
該第１の電流路の電圧信号に応答して第１の電流路にお
ける第１の電流を制御するための手段と、前記第２の電
流路の電圧信号に応答して第２の電流路における第２の
電流を制御するための手段と、前記電源スイッチにおけ
る電流のサンプルを表わし、前記第１の対数デバイスに
供給される独立の電流入力信号と、前記電源コンバータ
の出力端子における電圧を表わし、前記第２の対数デバ
イスに結合される前記第１の電流路の第１の電流と、前
記電源コンバータの電源入力における電圧を表わし、前
記第３の対数デバイスに結合される前記第２の電流路の
第２の電流と、前記第１の対数デバイスの電圧と逆直列
に接続された前記第２の対数デバイスの電圧と、前記第
１及び２の対数デバイスの電圧と加算する向きに直列接
続された前記第３の対数デバイスの電圧と、前記第４の
対数デバイスに供給され、表わされた入力電圧対表わさ
れた出力電圧の比によって調整された電流信号を発生す
るように作用する、前記第１、２及び３の対数デバイス
の電圧の和とを含む電源コンバータ。 - 【請求項１１】 互いに動電気的に遮断された入力及び
出力回路を有する電源コンバータ回路において、該コン
バータ回路の入力側において該電源コンバータ回路の出
力信号を推定する方法であって、出力回路から入力回路
を分離する動電気遮断を介して出力回路から反映された
電圧を入力回路において検知する過程と、出力回路から
入力回路を分離する動電気遮断でインターフェースする
電源電流を入力回路において検知する過程と、検知電源
電流から発生した推定動的出力負荷を推定出力回路イン
ピーダンスを介してそれへ供給することにより、反映電
圧から推定出力回路電圧を発生する過程とからなる方
法。 - 【請求項１２】 請求項１１に記載の方法において、互
いに動電気的に遮断された入力及び出力回路を有する電
源コンバータ回路において、該コンバータ回路の入力側
において該電源コンバータ回路の出力信号を推定する方
法であって、さらに、推定電圧と入力回路電圧の比と同
じくらいに電源電流を調整することによって推定出力電
流を発生する過程からなる方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/708,537 US5138543A (en) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | Output voltage estimating circuit for a power converter having galvanic isolation between input and output circuits |
| US708537 | 1991-05-31 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05153775A true JPH05153775A (ja) | 1993-06-18 |
Family
ID=24846184
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4137358A Withdrawn JPH05153775A (ja) | 1991-05-31 | 1992-05-29 | 入力及び出力回路間の動電気遮断を有する電源コンバータのための出力電圧推定回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5138543A (ja) |
| JP (1) | JPH05153775A (ja) |
| KR (1) | KR920022631A (ja) |
| GB (1) | GB2256291B (ja) |
| HK (1) | HK79796A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6597588B2 (en) | 2001-08-10 | 2003-07-22 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Insulating-type switching electric power source device |
| JP2007082394A (ja) * | 2005-09-15 | 2007-03-29 | Power Integrations Inc | 電源の調整を改善する方法及び装置 |
| US7515440B2 (en) | 2002-11-05 | 2009-04-07 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for output voltage regulation in primary control switched mode power supplies |
| JP2009207353A (ja) * | 2001-05-04 | 2009-09-10 | Power Integrations Inc | エネルギ伝達エレメントの入力にわたる電圧から導かれた電流に応答するための回路および方法 |
| JP2010178460A (ja) * | 2008-12-29 | 2010-08-12 | Richtek Technology Corp | 電源供給器制御回路およびその電圧感知方法 |
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