KR100848685B1 - 프라이머리 레규레이션 방식의 에스엠피에스의 정전압 오차보정회로 - Google Patents

프라이머리 레규레이션 방식의 에스엠피에스의 정전압 오차보정회로 Download PDF

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Abstract

이 발명은 염가형의 프라이머리 레규레이션 방식의 에스엠피에스(SMPS : switching mode power supply)에서 부하 변동을 예측하고 예측된 부하 변동에 대응하여 출력 전압을 보상하는 프라이머리 레규레이션 방식의 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로에 관한 것이다.
이 발명에 따른 프라이머리 레규레이션 방식의 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로는, 자기에너지전달소자를 구비한 에스엠피에스에서, 상기 자기에너지전달소자의 권선에서 출력되는 검출입력전압과 기준전압을 입력받아 상기 에스엠피에스의 출력 전압의 오차를 검출하는 오차검출부와, 상기 오차검출부에서 출력되는 오차검출전압의 평균치를 출력하는 시정수부와, 상기 시정수부에서 출력되는 평균치에 대응하여 상기 오차검출부의 검출입력전압을 변화시키는 검출입력제어부를 포함한다.
정전압, 오차, 시정수부, SMPS, 플라이백 컨버터

Description

프라이머리 레규레이션 방식의 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로{circuit for output voltage error correction in SMPS which regulation is done by primary side control}
도 1은 종래 기술에 따른 에스엠피에스의 출력 전압 안정화회로,
도 2는 종래 기술에 따른 출력 전압 안정화회로의 각부 신호 파형도,
도 3은 최근 발표되는 신기술의 에스엠피에스의 출력 전압 안정화회로,
도 4a와 도 4b는 종래 기술과 본 발명에 따른 출력 전류 대 출력 전압 특성의 비교 그래프,
도 5와 도 6은 이 발명의 제1실시예에 따른 정전압 오차 보정회로를 포함하는 에스엠피에스 전원회로의 기능 블록도,
도 7은 이 발명의 제2실시예에 따른 정전압 오차 보정회로로서, 도 5와 도 6의 정전압 오차 보정회로의 구체적인 회로 구성도,
도 8은 이 발명의 제3실시예에 따른 정전압 오차 보정회로로서, 도 5와 도 6의 정전압 오차 보정회로의 구체적인 회로 구성도,
도 9는 이 발명의 제4실시예에 따른 정전압 오차 보정회로로서, 도 5와 도 6의 정전압 오차 보정회로의 구체적인 회로 구성도,
도 10과 도 11은 이 발명의 제5실시예에 따른 정전압 오차 보정회로를 포함하는 에스엠피에스 전원회로의 기능 블록도,
도 12는 이 발명의 제6실시예에 따른 정전압 오차 보정회로로서, 도 10과 도 11의 정전압 오차 보정회로의 구체적인 회로 구성도,
도 13은 이 발명의 제7실시예에 따른 정전압 오차 보정회로로서, 도 10과 도 11의 정전압 오차 보정회로의 구체적인 회로 구성도,
도 14는 이 발명의 제8실시예에 따른 정전압 오차 보정회로로서, 도 10과 도 11의 정전압 오차 보정회로의 구체적인 회로 구성도이다.
이 발명은 염가형의 프라이머리 레규레이션 방식의 에스엠피에스(SMPS : switching mode power supply)에서 부하 변동을 예측하고 예측된 부하 변동에 대응하여 출력 전압을 보상하는 프라이머리 레규레이션 방식의 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로에 관한 것이다.
일반적으로 에스엠피에스(SMPS : switching mode power supply)는 출력 전압 인출부에 오차 검출회로를 두어 출력 전압의 오차를 검출하고, 검출된 오차 전압을 옵토 커플러(opto coupler)를 통해 전력 변환부로 피드백하여 출력 전압을 안정화시키고 있는 바, 이는 공지의 사실이므로 상세한 설명은 생략한다.
그러나, 피드백을 위한 옵토 커플러 등의 소자는 고가이기 때문에, 고도의 출력 전압의 정밀도를 요구하지 아니하는 에스엠피에스 전원 회로를 염가로 구현하기 위한 기술들이 연구되고 있다.
도 1은 종래 기술에 따른 프라이머리 레규레이션 방식의 출력 전압 안정화 회로를 포함한 에스엠피에스 전원 회로를 도시한 도면이다. 이 프라이머리 레규레이션 방식의 출력 전압 안정화회로는 정교한 정전압 특성이 요구되지 않는 부하에 많이 사용되며, 이는 트랜스포머(T1)의 피드백권선(T1-3)에 유기되는 전압을 검출하여 검출 전압을 안정화시킴으로서, 출력 전압의 안정화를 얻는다.
도 1의 동작을 설명하면, 스위칭소자(U2)가 도통되어 있는 기간 동안 트랜스포머(T1)의 일차권선(T1-1)에 자기 에너지가 축적되고, 스위칭소자(U2)가 불통된 기간 동안 일차권선(T1-1)에 축적된 자기 에너지는 밀결합된 이차권선(T1-2)에 전달되어 다이오드(D2)에 의해 정류되고 콘덴서(C3)에 축적된 후 부하로 공급된다. 한편, 피드백권선(T1-3)으로부터 인출되어 다이오드(D3)를 통해 콘덴서(C4)에 축적되는 전압은 오차검출부(12)에서 기준 전압(Vref1)과 비교되며, 그 비교결과가 제어부(11)에 인가된다. 제어부(11)는 스위칭 주파수나 스위칭 소자(U2)의 전류의 양을 제어하여 부하로 출력되는 에너지의 양을 가감하도록 함으로서, 결국 콘덴서 (C4)에 축적되는 전압을 일정하게 유지하도록 제어하게 된다.
한편, 트랜스포머(T1)의 일차권선(T1-1)은 이차권선(T1-2)과 밀결합되도록 권선되나, 실제로는 이차권선(T1-2)과 결합되지 않는 누설 인덕턴스 성분이 존재하고, 이 누설 인덕턴스에 축적되는 에너지는 이차권선(T1-2)에 전달되지 아니하고 일차권선(T1-1)에 존재하는 분포용량과 공진을 일으키며 자체 소멸되는 과정을 거치게 된다. 트랜스포머(T1)에 밀결합된 피드백권선(T1-3)에는 권선비에 의해 얻어지는 이차권선(T1-2)의 출력 전압 성분과 누설 인덕턴스에 의해 발생되는 서지 스파이크 전압 성분이 동시에 유기되게 된다.
도 2는 도 1의 출력 전압 안정화회로에서 피드백권선(T1-3)에 유기되는 전압의 파형의 일례를 도시한 도면으로서, 도 2a는 중부하시의 파형도이며, 도 2b는 경부하시의 파형도이다.
도 2에서 시간 T20 ~ T21은 스위칭소자(U2)가 도통되는 기간이고, 이 기간동안 일차권선(T1-1)에는 입력전압(Vi)이 인가되며, 피드백권선(T1-3)에서는 일차권선(T1-1)과 피드백권선(T1-3)과의 권선비에 비례한 '부'의 전압이 얻어진다. 시각 T21에 스위칭소자(U2)가 턴오프되면 권선전압은 반전이 되어 누설 인덕턴스에 의한 영향으로 서지 전압이 발생하여 피크값에 도달하게 되고, 이 피크값(Vpeak)은 다이오드(D3)에 의해 정류되고 콘덴서(C4)에 축적된 후 전압 제어를 위한 피드백값으로 사용된다. 따라서, 콘덴서(C4)에 축적되는 전압은 이차권선(T1-2)으로 출력되는 출력 전압(Vo)과 누설 인덕턴스에 의한 서지 전압 성분을 포함하게 된다.
중부하시에는 스위칭소자(U2)가 도통되는 기간 동안 트랜스포머(T1)의 일차권선(T1-1)에 축적되는 에너지의 양이 크고, 누설 인덕턴스에 의한 서지 전압도 크게 발생한다. 경부하시에는 트랜스포머(T1)의 일차권선(T1-1)에 축적되는 에너지의 양이 적고, 누설 인덕턴스에 의한 서지 전압도 낮게 발생한다. 즉, 부하의 경중에 따라 누설 인덕턴스에 의한 서지 전압이 변화하기 때문에, 콘덴서(C4)에 축적 되는 전압을 일정하게 유지하도록 제어하는 경우 출력 전압의 변동이 불가피해진다. 결국, 경부하시에는 출력 전압이 높아지고 중부하시에는 출력 전압이 낮아지게 된다. 일반적인 프라이머리 레규레이션에 의한 출력 전압 제어시, 최대 부하시의 출력 전압이 5V라면 무부하시에는 거의 8 ~ 10V까지 상승하는 것이 일반적이어서, 부하의 경중에 따른 출력 전압의 변동폭은 60% ~ 100%에 이른다.
도 3은 신기술의 프라이머리 레규레이션 방식의 출력 전압 안정화 회로를 포함한 에스엠피에스 전원 회로를 도시한 도면이다.
최근에 도 3에 도시된 회로와 같이 트랜스포머(T1)의 피드백권선(T1-3)에 유기되는 전압에서 누설인덕턴스에 의한 영향이 거의 없이 이차권선(T1-2)의 전압을 인식하고 제어부로 피드백하여 출력 전압을 안정화시키는 회로가 발표되고 있다. 이 회로의 경우 출력 전압의 안정도는 도 1의 경우보다는 획기적인 개선이 이루어졌지만, 이차측에서 오차를 검출하여 피드백하는 세컨더리 레규레이션 방식보다는 그 안정도가 떨어지는 문제점이 있다.
상기한 종래기술의 문제점을 해결하기 위하여 안출된 이 발명의 목적은, 종래의 프라이머리 레규레이션 방식에서 발생되는 정전압 오차를 보정하여 더욱 개선된 출력 전압 안정 특성을 얻을 수 있도록 하는 프라이머리 레규레이션 방식의 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로를 제공하기 위한 것이다.
상술한 목적을 달성하기 위한 이 발명에 따른 프라이머리 레규레이션 방식의 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로는, 자기에너지전달소자를 구비한 에스엠피에스에서, 상기 자기에너지전달소자의 권선에서 출력되는 검출입력전압과 기준전압을 입력받아 상기 에스엠피에스의 출력 전압의 오차를 검출하는 오차검출부와, 상기 오차검출부에서 출력되는 오차검출전압의 평균치를 출력하는 시정수부와, 상기 시정수부에서 출력되는 평균치에 대응하여 상기 오차검출부의 검출입력전압을 변화시키는 검출입력제어부를 포함한 것을 특징으로 한다.
또한, 이 발명에 따른 프라이머리 레규레이션 방식의 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로는, 자기에너지전달소자를 구비한 에스엠피에스에서, 상기 자기에너지전달소자의 권선에서 출력되는 검출입력전압과 기준전압을 입력받아 상기 에스엠피에스의 출력 전압의 오차를 검출하는 오차검출부와, 상기 오차검출부에서 출력되는 오차검출전압의 평균치를 출력하는 시정수부와, 상기 시정수부에서 출력되는 평균치에 대응하여 상기 오차검출부의 기준전압을 변화시키는 기준전압제어부를 포함한 것을 특징으로 한다.
또한, 이 발명에 따르면 상술한 정전압 오차 보정회로를 포함한 플라이백컨버터가 제공된다.
이 발명은 누설 인덕턴스에 의한 영향 및 출력 다이오드의 순방향 전압강하의 변화에 의한 영향 등 여러 가지 요인에 의해 발생하는 출력 전압의 변동을 경험의 결과로 예측하고, 그에 따라 적절한 부하 변동에 대응하는 출력 전압이 보상되도록 함으로써 보다 개선된 정전압 특성을 쉽게 얻을 수 있도록 한다. 이 발명은 바테리 충전기와 같이 부하의 변동 속도가 매우 느려, 빠른 부하 응답 특성이 요구되지 않는 에스엠피에스에 적용하는데 적합하다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 이 발명의 실시예에 따른 프라이머리 레규레이션 방식의 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로를 보다 상세하게 설명한다.
[ 제1실시예 ]
도 5와 도 6은 이 발명의 제1실시예에 따른 정전압 오차 보정회로를 포함하는 에스엠피에스 전원회로의 기능 블록도이다.
이 발명이 적용되는 대표적인 에스엠피에스 전원 회로는, 일차권선(T1-1)과 이차권선(T1-2)과 피드백권선(T1-3)이 밀결합된 트랜스포머(T1)와, 일차권선(T1-1)에 접속된 스위칭소자(U2)와, 이차권선(T1-2)의 전압의 정류 및 평활을 위한 다이오드(D2) 및 콘덴서(C3)와, 누설 인덕턴스에 의해 발생되는 서지 스파이크 전압을 억제하기 위한 클램프 회로(13)로 이루어진다.
이 발명의 정전압 오차 보정회로(50, 60)는 피드백권선(T1-3)에 유기되는 전압을 이용하여 출력 전압(Vo)을 안정화시키는 프라이머리 레규레이션에서의 부하 변동에 따른 정전압 오류를 적절하게 보상하는 동작을 하며, 이로써 출력 전압(Vo) 의 안정도를 요구하는 수준까지 개선할 수 있게 된다.
도 4는 프라이머리 레규레이션 방식의 에스엠피에스의 정전압 특성을 도시한 도면으로서, 경부하시에는 출력전압(Vo)이 높고 적은 양의 에너지를 출력하기 위하여 오차검출부(12)에서 출력되는 오차검출전압은 높아지고, 중부하시에는 출력전압(Vo)이 낮고 많은 양의 에너지를 출력하기 위하여 오차검출부(12)에서 출력되는 오차검출전압은 낮아진다. 따라서, 오차검출부(12)에서 출력되는 오차검출전압을 이용하여 오차검출부(12)의 검출 입력을 적절히 가감하거나, 오차검출부(12)의 기준 레벨을 적절히 가감하면 부하 변동에 따른 출력 전압의 변동폭을 훨씬 줄일 수 있게 된다.
도 5 및 도 6에 따르면 이 발명의 정전압 오차 보정회로(50, 60)는 피드백권선(T1-3)의 전압으로부터 트랜스포머(T1)의 일차권선(T1-1)의 출력 전압의 오차를 검출하는 오차검출부(12)와, 오차검출부(12)에서 출력되는 오차검출전압에 대응하여 오차검출부(12)의 검출입력전압을 변환하는 검출입력변환부(51, 61)를 포함하여 구성된다. 즉, 정전압 오차 보정회로(50, 60)는 오차검출부(12)에서 출력되는 오차검출전압을 이용하여 일차권선(T1-1)의 출력 전압(Vo)이 적게 변화하도록 오차검출부(12)의 검출 입력을 변화시키도록 구성된 것이다.
도 5에서 오차검출부(12)는 다이오드(D3)와 콘덴서(C4)로 정류되어 평활된 직류 전압을 입력으로 하여 오차를 검출하도록 구성되어 있으나, 도 6에서 오차검출부(12)는 트랜스포머(T1)의 피드백권선(T1-3)으로부터 교류 전압을 그대로 입력받아 오차를 검출하도록 구성되어 있다.
도 5 및 도 6에서 경부하시에는 출력 전압(Vo)이 높고 적은 양의 에너지를 출력하기 위하여 오차검출부(12)의 오차검출전압은 높아지며, 중부하시에는 출력 전압(Vo)이 낮고 많은 양의 에너지를 출력하기 위하여 오차검출부(12)의 오차검출전압은 낮아진다. 부하의 변동에 따른 출력 전압의 변화량은 실험적인 방법으로 구해질 수 있다. 검출입력변환부(51, 61)는 오차검출부(12)의 오차검출전압에 대응하여, 경부하시에 오차검출부(12)의 검출입력전압이 높게 되도록 하고, 중부하시에 오차검출부(12)의 검출입력전압이 낮게 되도록 하여 부하의 변동에 따른 출력 전압의 변화량을 보정한다.
검출입력변환부(51, 61)는 오차검출부(12)의 출력 전압을 주어진 시정수에 의해 평균치를 취하는 시정수부(52, 62)와, 이 시정수부(52, 62)의 출력에 대응하여 오차검출부(12)에 입력되는 검출입력을 제어하는 검출입력제어부(53, 63)와, 피드백권선(T1-3)과 오차검출부(12) 사이에 연결된 입력저항(54)을 포함하여 구성된다.
일반적으로 오차검출부(12)의 출력 전압을 이용하여 즉각 오차검출부(12)의 검출입력이나 기준전압을 변화시키는 것은 자칫 정궤환을 형성시켜 불필요한 발진을 불러 일으킬 수 있다.
검출입력변환부(51, 61)의 시정수부(52, 62)는 이런 문제를 방지하기 위해 사용되는 것으로서, 수십ms ~ 수백ms의 시정수를 가지고 오차검출부(12)의 출력 전압의 평균치를 취하므로 발진이 발생되지 않거나, 허용되는 수준으로 제한할 수 있다. 통상 시정수부(52, 62)의 시정수는 수십ms ~ 수백ms의 값으로 설정되나, 출력 특성에 따라 적절히 가감되어 질 수 있다.
[ 제2실시예 ]
도 7은 이 발명의 제2실시예에 따른 정전압 오차 보정회로로서, 도 5와 도 6의 정전압 오차 보정회로의 구체적인 회로 구성도이다.
정전압 오차 보정회로는 오차검출부(12)와 검출입력변환부(51)로 이루어지고, 검출입력변환부(51)는 시정수부(52)와 검출입력제어부(53)와 입력저항(54)으로 이루어진다.
도 7을 참조하면, 시정수부(52)는 오차검출부(12)에서 제어부(11)로 피드백되는 오차검출전압을 전류값으로 변환하는 전압전류변환기(71)와, 전압전류변환기(71)의 출력 전류에 의해 개폐되는 TR(Q1)과, TR(Q1)의 개폐에 따라 충방전이 제어되는 시정수설정용콘덴서(Ct1)와, TR(Q1)이 불통될 때 시정수설정용콘덴서(Ct1)를 방전시키는 전류원(I3)과, TR(Q1)이 도통될 때 시정수설정용콘덴서(Ct1)를 충전시키는 전류원(I2)과, 시정수설정용콘덴서(Ct1)의 전압에 대응하는 출력 전류를 출력하고 TR(Q2)과 저항(R2)으로 구성 가능한 제2전압전류변환기(72)와, TR(Q2)로부터의 출력 전류를 미러하는 커런트미러용 TR(Q3)과, TR(Q2)로부터의 출력 전류를 전압전류변환기(71)의 출력단자로 피드백하여 피드백되는 전류가 전압전류변환기(71)의 출력보다 크거나 작음에 따라 전압전류변환기(71)의 출력 전압 레벨이 변동되도록 하는 TR(Q4)을 포함하여 구성된다. 시정수부(52)는 전압전류변환기(71)의 출력 전류를 설정된 기간 동안 평균치를 취하여 출력하도록 되어 있다.
또한, 정전압 오차 보정회로의 검출입력제어부(53)는 TR(Q5)로 이루어지는데, 이 검출입력제어부(53)의 TR(Q5)은 시정수부(52)의 TR(Q2)로부터의 출력 전류를 커런트미러용 TR(Q3)과 더불어 미러하여 오차검출부(12)로 인가되는 입력전류 중의 미러한 전류만큼을 바이패스시킨다. 그러면 그 바이패스시킨 만큼 입력저항(54)에서 전압강하가 발생되고, 발생된 전압강하분에 대응하여 출력 전압이 더 상승한다.
도 7에 도시된 시정수부(52)의 동작을 설명한다.
시정수부(52)의 전압전류변환기(71)는 입력전압이 높으면 출력전류가 작고, 입력전압이 낮으면 출력전류가 높게 되도록 설정된다.
전압전류변환기(71)의 출력전류는 오차검출부(12)의 출력전압에 대응한다. TR(Q4)의 미러 전류가 전압전류변환기(71)의 출력전류보다 크면 전압전류변환기(71)의 출력전압은 'L' 레벨이 되고 TR(Q4)의 미러 전류가 전압전류변환기(71)의 출력전류보다 작으면 전압전류변환기(71)의 출력 전압은 'H' 레벨이 된다. 전압전류변환기(71)의 출력전압이 'H' 레벨이 되면 TR(Q1)이 도통되어 전류원(I2)과 전류원(I3)의 차이값으로 시정수설정용콘덴서(Ct1)를 충전시키고, 전압전류변환기(71)의 출력전압이 'L' 레벨이 되면 TR(Q1)이 불통되어 전류원(I3)에 의해 시정수설정용콘덴서(Ct1)를 방전시킨다. 시정수설정용콘덴서(Ct1)의 충전 전압에 따라 TR(Q2)과 저항(R2)으로 구성 가능한 제2전압전류변환기(72)를 통해 평균값에 대응한 출력 전류를 출력하고, 이 출력 전류는 TR(Q3)과 TR(Q4)에 의해 미러되어 전압전류변환기(71)의 출력 단자로 피드백된다. TR(Q4)에 의해 미러된 전류가 전압전 류변환기(71)의 출력 전류보다 작은지 큰 지에 따라 전압전류변환기(71)의 출력전압이 결정되며, 결국 전압전류변환기(71)의 출력전압은 TR(Q4)에 의해 미러된 전류와 전압전류변환기(71)의 출력 전류와의 차이가 작게 되도록 시정수설정용콘덴서(Ct1)를 충전시키거나 방전시켜 결국 TR(Q4)에 의해 미러된 전류는 전압전류변환기(71)의 출력 전류와 같은 값을 중심으로 미소하게 상하로 증감을 지속하는 상태로 안정된다.
여기서, 시정수부(52)의 충전 시정수는 전류원(I2)과 전류원(I3)의 차이값과 시정수설정용콘덴서(Ct1)에 의해 결정되며, 방전 시정수는 전류원(I3)와 시정수설정용콘덴서(Ct1)에 의해 결정된다. 전류원(I2)이 20nA, 전류원(I3)이 10nA, 시정수설정용콘덴서(Ct1)가 100pF의 값으로 설정되는 경우, 3V의 전압이 변화하는데 30ms의 시간이 걸리게 된다. 보통 설정되는 시정수는 정전압 보정 정도에 따라 경험치로 결정되어 증감된다.
통상적으로 전압전류변환기(71)의 출력전류는 부하변동이나 입력 전압변동에 대응하여 수시로 변화하며, 이에 따라 전압전류변환기(71)의 출력전류도 수시로 변화하여 전압전류변환기(71)의 출력전류가 TR(Q4)의 미러 전류보다 큰 기간과 작은 기간을 갖게 되고, 그에 따라 전압전류변환기(71)의 출력전압도 'H'나 'L'레벨을 갖는다. 어느 기간 동안의 시정수설정용콘덴서(Ct1)의 충방전 전압의 변화량은 'H' 레벨 기간과 'L'레벨 기간의 차이만큼 나타나게 되어 결국에는 시정수설정용콘덴서(Ct1)가 충전되는 전압은 전압전류변환기(71)의 출력전류의 평균치에 대응하는 값이 된다.
결국, 시정수부(52)는 전압전류변환기(71)의 출력전류를 시정수설정용콘덴서(Ct1)와 전류원(I2)과 전류원(I3)에 의해 주어지는 시정수로 평균치를 취해 출력한다. 그러면, 평균치의 출력 전류가 TR(Q3)과 TR(Q5)에 의해 미러되어 입력저항(54)을 통해 TR(Q5)에 의해 바이패스되는 전류가 중첩되게 흐르고, 이로 인하여 입력저항(54)에서의 전압강하가 높아지고 검출입력 전압이 낮아진다. 결국 출력 전압이 상승하도록 작용하며, 출력 전압의 상승하는 정도는 TR(Q5)에 의해 미러되는 전류에 의해 결정된다.
이 회로는 비교적 간단하고, 소용량의 콘덴서로 비교적 긴 시정수를 얻을 수 있어 작은 면적의 실리콘으로도 용이하게 집적화시킬 수 있는 강점이 있고, 또한 출력 전압의 보정량을 조절할 수 있는 입력 저항(54)이 외부에 있어 반도체를 사용하는 유저에 의한 조절이 가능한 장점도 있다.
[ 제3실시예 ]
도 8은 이 발명의 제3실시예에 따른 정전압 오차 보정회로로서, 도 5와 도 6의 정전압 오차 보정회로의 구체적인 회로 구성도이다.
정전압 오차 보정회로는 오차검출부(12)와 검출입력변환부(51-1)로 이루어지고, 검출입력변환부(51-1)는 시정수부(52-1)와 검출입력제어부(53-1)와 입력저항(54)으로 이루어진다.
도 8을 참조하면, 시정수부(52-1)는 오차검출부(12)에서 제어부(11)로 피드백되는 오차검출전압을 전류값으로 변환하는 전압전류변환기(71-1)와, 전압전류변 환기(71-1)의 출력 전류에 의해 개폐되는 TR(Q1)과, TR(Q1)의 개폐에 따라 충방전이 제어되는 시정수설정용콘덴서(Ct1)와, TR(Q1)이 불통될 때 시정수설정용콘덴서(Ct1)를 방전시키는 전류원(I3)과, TR(Q1)이 도통될 때 시정수설정용콘덴서(Ct1)를 충전시키는 전류원(I2)과, 시정수설정용콘덴서(Ct1)의 전압에 대응하는 출력 전류를 출력하고 TR(Q2)과 저항(R2)으로 구성 가능한 제2전압전류변환기(72)와, TR(Q2)로부터의 출력 전류를 미러하는 커런트미러용 TR(Q3)과, TR(Q2)로부터의 출력 전류를 전압전류변환기(71-1)의 출력단자로 피드백하여 피드백되는 전류가 전압전류변환기(71-1)의 출력보다 크거나 작음에 따라 전압전류변환기(71-1)의 출력 전압 레벨이 변동되도록 하는 TR(Q4)을 포함하여 구성된다. 전압전류변환기(71-1)는 오차검출전압이 높으면 출력 전류가 높고, 오차검출전압이 낮으면 출력 전류가 낮게 되도록 설정된다.
검출입력제어부(53-1)은 전류원(I4)의 전류를 TR(Q2)의 전류로 차감하여 나머지 전류를 전압 강하용 TR(Q6)를 거쳐 커런트미러용 TR(Q7)과 TR(Q5)로 미러한다. 결국 시정수부(52-1)의 전압전류변환기(71-1)는 입력 전압이 높으면 TR(Q5)의 미러 전류가 작고, 입력 전압이 낮으면 TR(Q5)의 미러 전류가 크게 설정되도록 하고, 오차검출부(12)로 인가되는 입력전류 중의 미러한 전류만큼을 바이패스시켜 바이패스시킨 만큼 입력 저항(54)에서 전압강하가 발생되어, 발생된 전압 강하분에 대응하여 출력 전압이 더 상승하도록 구성된다.
도 8의 정전압 오차 보정회로는 도 7의 정전압 오차 보정회로의 전압전류변환기(71)의 입출력 특성이 정반대일 경우, 검출입력제어부(53)에 회로 구성요소를 부가하여 검출입력제어부(53-1)를 제작한 것으로써, 도 7의 정전압 오차 보정회로와 동일한 동작 효과를 얻으며 상세한 동작은 도 7과 대등하다.
[ 제4실시예 ]
도 9는 이 발명의 제4실시예에 따른 정전압 오차 보정회로로서, 도 5와 도 6의 정전압 오차 보정회로의 구체적인 회로 구성도이다.
정전압 오차 보정회로는 오차검출부(12)와 검출입력변환부(51-2)로 이루어지고, 검출입력변환부(51-2)는 시정수부(52-2)와 검출입력제어부(53-2)와 입력저항(54)으로 이루어진다.
도 9를 참조하면, 시정수부(52-2)는 저항(R81)과 콘덴서(C81)에 의해 시정수를 설정하여 오차검출부(12)의 출력의 평균치를 취하고, TR(Q81)과 저항(R82)에 의해 구성 가능한 전압전류변환기(81)에 의해 평균치에 대응하는 전류를 출력하고, 커런트미러용 TR(Q82)과 TR(Q83)로 미러하여 오차검출부(12)로 인가되는 입력전류 중 미러한 전류만큼을 바이패스시킨다. 바이패스시킨 만큼 입력 저항(54)에서 전압강하가 발생되어, 발생된 전압 강하분에 대응하여 출력 전압이 더 상승하도록 구성된다.
이 회로는 간단하기는 하나, 저항(R81)과 콘덴서(C81)에 의해 수십ms의 시정수를 얻기 위해서는 저항(R81)이나 콘덴서(C81)의 수치가 꽤 커야 하기 때문에 반도체 내부에 내장하기에는 무리가 따르며, 콘덴서(C81)를 외장형으로 하는 경우에 적합하다.
[ 제5실시예 ]
도 10과 도 11은 이 발명에 따른 정전압 오차 보정회로의 제5실시예의 기능 블록도이다.
도 10 및 도 11에 따르면 이 발명의 정전압 오차 보정회로(90, 100)는 피드백권선(T1-3)의 전압으로부터 트랜스포머(T1)의 일차권선(T1-1)의 출력 전압의 오차를 검출하는 오차검출부(12)와, 오차검출부(12)에서 출력되는 오차검출전압에 대응하여 오차검출부(12)의 기준전압을 변환하는 기준전압변환부(91)를 포함하여 구성된다. 즉, 정전압 오차 보정회로(90, 100)는 오차검출부(12)에서 출력되는 오차검출전압을 이용하여 일차권선(T1-1)의 출력 전압(Vo)이 적게 변화하도록 오차검출부(12)의 기준전압을 변화시키도록 구성된 것이다.
도 10에서 오차검출부(12)는 다이오드(D3)와 콘덴서(C4)로 정류되어 평활된 직류 전압을 입력으로 하여 출력 전압(Vo)의 오차를 검출하나, 도 11에서 오차검출부(12)는 트랜스포머(T1)의 피드백권선(T1-3)으로부터 교류 전압을 그대로 입력받아 출력 전압(Vo)의 오차를 검출한다.
도 10 및 도 11은 경부하시에 오차검출부(12)에서 출력되는 오차검출전압이 높아지면 기준전압변환부(91)로부터 출력되는 기준전압을 낮추어 출력 전압이 낮아지도록 보정하고, 중부하시에 오차검출부(12)에서 출력되는 오차검출전압이 낮아지면 기준전압변환부(91)로부터 출력되는 기준전압을 높여서 출력 전압이 높아지도록 보정한 것이다.
이 도 10 및 도 11의 정전압 오차 보정회로의 제5실시예는 도 5 및 도 6에 도시된 이 발명의 제1실시예와 비교하였을 때, 제1실시예는 검출입력을 제어하는 것에 비해 제5실시예는 기준전압을 제어하는 것만 다를 뿐 그 밖의 동작 및 효과는 대등하다.
기준전압변환부(91)는 오차검출부(12)에서 출력되는 오차검출전압의 평균치를 취하는 시정수부(92)와, 취해진 평균치에 대응하는 기준 전압을 출력하는 기준전압제어부(93)을 포함한다.
[ 제6실시예 ]
도 12는 이 발명의 제6실시예에 따른 정전압 오차 보정회로로서, 도 10과 도 11의 정전압 오차 보정회로의 구체적인 회로 구성도이다.
도 12를 참조하면, 시정수부(92)는 전압전류변환기(111)의 출력 전류를 설정된 기간 동안 평균치를 취하여 출력하도록 되어 있다.
도 12의 시정수부(92)의 구성은 도 7의 시정수부(52)의 구성과 동일하나, 도 12의 전압전류변환기(111)의 출력 특성이 전압전류변환기(71)의 출력 특성과 반대이다. 즉, 도 12의 전압전류변환기(111)는 입력 전압이 높으면 출력 전류가 크고, 입력 전압이 낮으면 출력 전류가 작게 되도록 설정된다.
아울러, 도 7의 시정수부(52)와 마찬가지로, 도 12의 시정수부(92)의 출력 전류는 전압전류변환기(111)의 출력 전류를 긴 시정수로 평균치를 취한 값과 동일한 값을 가지며, 이 전류는 기준전압제어부(93)의 TR(Q5)에 의해 미러되어 기준전 압(Vref2)로 연결된 저항(R2)를 통해 흐르게 되어 저항(R2)의 전압강하량을 제어하여 출력되는 기준전압을 변화하도록 되어있다.
결국, 이 회로도 경부하시에 출력전압을 낮추어 주고, 중부하시에 출력전압을 높여 주어, 정전압 특성의 보정이 이루어진다.
[ 제7실시예 ]
도 13은 이 발명의 제7실시예에 따른 정전압 오차 보정회로로서, 도 10과 도 11의 정전압 오차 보정회로의 구체적인 회로 구성도이다.
도 13의 시정수부(92-1)는 그 구성이 도 12의 시정수부(92)의 구성과 동일하나, 도 13의 전압전류변환기(111-1)의 출력 특성은 도 12의 전압전류변환기(111)와 출력 특성과 반대이다. 즉, 시정수부(92-1)의 전압전류변환기(111-1)는 입력 전압이 높으면 출력 전류가 작고, 입력 전압이 낮으면 출력 전류가 크게 설정되어 있고, 기준전압제어부(93-1)에 의해 요구하는 특성에 맞춰 반전되어 기준전압을 제어한다.
[ 제8실시예 ]
도 14는 이 발명의 제8실시예에 따른 정전압 오차 보정회로로서, 도 10과 도 11의 정전압 오차 보정회로의 구체적인 회로 구성도이다.
도 14는 기준전압변환부(91-2)의 다른 예시로서, 저항(R121)과 콘덴서(C121)에 의해 시정수를 설정하여 오차검출부(12)의 출력의 평균치를 취하고, TR(Q121)과 저항(R122)에 의해 구성 가능한 전압전류변환기(121)에 의해 평균치에 대응하는 전류로 변환하고, 변환된 전류는 저항(R123)에서 전압 강하를 발생시켜 출력되는 기준전압을 변화시킨다.
즉, 경부하시에는 TR(Q121)의 전류가 커서 저항(R123)에서의 전압 강하가 크고, 기준전압이 낮아져 결국 출력 전압이 낮아진다. 중부하시에는 TR(Q121)의 전류가 작아서 저항(R123)에서의 전압 강하가 작고, 기준전압이 높아져 결국 출력 전압이 높아진다.
이 회로는 간단하기는 하나, 저항(R121)과 콘덴서(C121)에 의해 수십ms의 시정수를 얻기 위해서는 저항(R121)이나 콘덴서(C121)의 수치가 꽤 커야하며, 반도체 내부에 내장하기에는 무리가 따르고, 콘덴서(C121)를 외장형으로 하는 경우에 적합하다.
도 7과 도 8, 도 12와 도 13에 도시된 전압전류변환기는 회로의 구성상 제어회로에 포함되는 전압전류변환기를 사용하여 커런트미러로 미러하는 출력으로 대체될 수 있다. 이는 전압전류변환기의 위치가 어디에 속하더라도 이 출력 전류는 결국 오차검출부의 출력에 대응하여 나타나므로 전압전류변환기가 도 7과 도 8, 도 12와 도 13와 같이 위치한 것으로 볼 수 있음은 당연하다.
도 4a를 참조하면, 도 5 및 도 10과 같이 종래 방식의 에스엠피에스 전원 회로에 본 발명을 적용하면 출력 전압의 정전압 특성이 매우 좋아짐을 알 수 있다. 또한, 도 4b를 참조하면, 도 6 및 도 11과 같이 신기술의 에스엠피에스 전원 회로에 본 발명을 적용하더라도 출력 전압의 정전압 특성이 좋아짐을 알 수 있다.
이상에서 이 발명에 대한 기술 사상을 첨부 도면과 함께 서술하였지만, 이는 이 발명의 가장 양호한 일 실시예를 예시적으로 설명한 것이지 이 발명을 한정하는 것은 아니다. 또한, 이 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자이면 누구나 이 발명의 기술 사상의 범주를 이탈하지 않는 범위 내에서 다양한 변형 및 모방이 가능함은 명백한 사실이다.
이 발명에 따르면 프라이머리 레규레이션 방식의 출력 전압 안정화회로의 정전압 안정 특성을 경험적 실측치를 이용하여 설계자가 원하는 레벨로 정전압 특성을 보정하여 더욱 개선된 출력 특성을 얻을 수 있어, 복잡하고 고가인 세컨더리 레규레이션 회로를 사용하지 않고도 적정한 레규레이션을 얻을 수 있음에 의해 원가절감이 가능하다. 또한, 최근에 발표되는 신기술의 프라이머리 레규레이션 방식의 출력 전압 안정화회로의 정전압 안정 특성도 집적회로에 내장된 간단한 보정회로로 더욱 개선하여 세컨더리 레규레이션 방식에 필적하는 정전압 안정 특성을 얻을 수 있어 결국 회로가 간단해 지고, 조립비용 및 시간 절감 등의 효과를 얻을 수 있다.

Claims (14)

  1. 자기에너지전달소자를 구비한 에스엠피에스에서, 상기 자기에너지전달소자의 권선에서 출력되는 검출입력전압과 기준전압을 입력받아 상기 에스엠피에스의 출력 전압의 오차를 검출하는 오차검출부와,
    상기 오차검출부에서 출력되는 오차검출전압의 평균치를 출력하는 시정수부와,
    상기 시정수부에서 출력되는 평균치에 대응하여 상기 오차검출부의 검출입력전압을 변화시키는 검출입력제어부를 포함한 것을 특징으로 하는 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 시정수부는, 상기 오차검출부의 출력단자에 직렬 연결된 저항 및 콘덴서를 포함하여, 상기 저항 및 콘덴서에 의해 설정된 시정수에 의해 상기 오차검출전압의 평균치를 구하고,
    상기 검출입력제어부는, 상기 시정수부에서 구한 평균치에 대응하는 전류값을 출력하는 전압전류변환기와, 상기 전압전류변환기에서 출력되는 전류를 상기 검출입력단자로 미러링하여 상기 검출입력전압을 변화시키는 커런트미러를 포함한 것을 특징으로 하는 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 시정수부는, 상기 오차검출부의 오차검출전압을 제1전류값으로 변환하는 제1전압전류변환기와, 상기 제1전압전류변환기의 출력 전압에 의해 온/오프되는 스위칭수단과, 상기 스위칭수단의 개폐에 따라 충방전되는 시정수설정용콘덴서와, 상기 스위칭수단이 온되면 상기 시정수설정용콘덴서를 충전시키는 충전전류원과, 상기 스위칭수단이 오프되면 상기 시정수설정용콘덴서를 방전시키는 방전전류원과, 상기 시정수설정용콘덴서의 충전전압을 제2전류값으로 변환하고 상기 제2전류값을 상기 검출입력제어부로 출력하는 제2전압전류변환기와, 상기 제2전압전류변환기의 출력 전류를 미러링하여 제1전압전류변환기의 출력에 연결함으로서 상기 미러된 전류값의 크기에 따라 제1전압전류변환기의 출력 전압이 변화되도록 하는 제1커런트미러를 포함한 것을 특징으로 하는 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 검출입력제어부는 제1커런트미러의 출력 전류를 상기 오차검출부로 미러링하여 상기 검출입력전압을 변화시키는 제2커런트미러를 포함한 것을 특징으로 하는 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로.
  5. 자기에너지전달소자를 구비한 에스엠피에스에서, 상기 자기에너지전달소자의 권선에서 출력되는 검출입력전압과 기준전압을 입력받아 상기 에스엠피에스의 출력 전압의 오차를 검출하는 오차검출부와,
    상기 오차검출부에서 출력되는 오차검출전압의 평균치를 출력하는 시정수부 와,
    상기 시정수부에서 출력되는 평균치에 대응하여 상기 오차검출부의 기준전압을 변화시키는 기준전압제어부를 포함한 것을 특징으로 하는 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 시정수부는, 상기 오차검출부의 출력단자에 직렬 연결된 저항 및 콘덴서를 포함하여, 상기 저항 및 콘덴서에 의해 설정된 시정수에 의해 상기 오차검출전압의 평균치를 구하고,
    상기 기준전압제어부는, 상기 시정수부에서 구한 평균치에 대응하는 전류값을 출력하는 전압전류변환기와, 상기 전압전류변환기에서 출력되는 전류에 따른 전압강하를 발생하여 상기 기준전압을 변화시키는 저항을 포함한 것을 특징으로 하는 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 시정수부는, 상기 오차검출부의 오차검출전압을 제1전류값으로 변환하는 제1전압전류변환기와, 상기 제1전압전류변환기의 출력 전압에 의해 온/오프되는 스위칭수단과, 상기 스위칭수단의 개폐에 따라 충방전되는 시정수설정용콘덴서와, 상기 스위칭수단이 온되면 상기 시정수설정용콘덴서를 충전시키는 충전전류원과, 상기 스위칭수단이 오프되면 상기 시정수설정용콘덴서를 방전시키는 방전전류원과, 상기 시정수설정용콘덴서의 충전전압을 제2전류값으로 변환하고 상기 제2전류값을 상기 기준전압제어부로 출력하는 제2전압전류변환기와, 상기 제2전압전류변환기의 출력 전류를 미러링하여 제1전압전류변환기의 출력에 연결함으로서 상기 미러된 전류값의 크기에 따라 제1전압전류변환기의 출력 전압이 변화되도록 하는 커런트미러를 포함한 것을 특징으로 하는 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 기준전압제어부는 제1커런트미러의 출력 전류를 상기 오차검출부로 미러링하여 상기 기준전압을 변화시키는 제2커런트미러를 포함한 것을 특징으로 하는 에스엠피에스의 정전압 오차 보정회로.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항의 정전압 오차 보정회로를 포함하는 플라이백 컨버터에 있어서,
    상기 자기에너지전달소자는 트랜스포머이고, 상기 오차검출부는 상기 트랜스포머의 일차권선 전압으로부터 상기 출력 전압의 오차를 검출하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 오차검출부는 상기 트랜스포머의 일차권선에서 출력되는 교류신호로부터 상기 출력 전압의 오차를 검출하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 오차검출부는 상기 트랜스포머의 일차권선에서 출력되는 교류신호를 정류하여 얻은 직류신호로부터 상기 출력 전압의 오차를 검출하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터.
  12. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항의 정전압 오차 보정회로를 포함하는 플라이백 컨버터에 있어서,
    상기 자기에너지전달소자는 트랜스포머이고, 상기 오차검출부는 상기 트랜스포머의 피드백권선 전압으로부터 상기 출력 전압의 오차를 검출하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 오차검출부는 상기 트랜스포머의 피드백권선에서 출력되는 교류신호로부터 상기 출력 전압의 오차를 검출하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터.
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 오차검출부는 상기 트랜스포머의 피드백권선에서 출력되는 교류신호를 정류하여 얻은 직류신호로부터 상기 출력 전압의 오차를 검출하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터.
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