JPH01318550A - 多出力型スイッチングレギュレータ - Google Patents

多出力型スイッチングレギュレータ

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JPH01318550A
JPH01318550A JP63146767A JP14676788A JPH01318550A JP H01318550 A JPH01318550 A JP H01318550A JP 63146767 A JP63146767 A JP 63146767A JP 14676788 A JP14676788 A JP 14676788A JP H01318550 A JPH01318550 A JP H01318550A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
output
voltage
circuit
smoothing capacitor
switching
Prior art date
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Pending
Application number
JP63146767A
Other languages
English (en)
Inventor
Jiro Tanuma
田沼 二郎
Shinichi Katakura
片倉 信一
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Oki Electric Industry Co Ltd
Original Assignee
Oki Electric Industry Co Ltd
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Filing date
Publication date
Application filed by Oki Electric Industry Co Ltd filed Critical Oki Electric Industry Co Ltd
Priority to JP63146767A priority Critical patent/JPH01318550A/ja
Publication of JPH01318550A publication Critical patent/JPH01318550A/ja
Pending legal-status Critical Current

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    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/009Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs

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  • Rectifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 [産業上の利用分野] この発明は複数の出力電圧を有する多出力型スイッチン
グレギュレータに関するものである。
[従来の技術] 第2図は従来の多出力型スイッチングレギュレータの構
成を示す回路図である。図において1は交流電源から送
られる交流電圧を開閉するスイッチ、2は交流回路のラ
インフィルタ、3は例えばダイオードブリッジからなり
交流電圧を直流電圧に整流する整流回路である。
4は整流回路3の直流出力端子間に接続された平滑コン
デンサ、5,23は整流回路3から送られる直流電圧を
分圧する抵抗、6はトランスであり、トランス6は1次
巻線B1と2次側の出力側巻線62゜64及び3次巻線
63を有する。7はスイッチング素子であるFETであ
り、FET7はドレンが1次巻線61に接続され、ソー
スは電流検出用の抵抗lOを介して3次巻線63に接続
されている。またゲートは抵抗5.23に接続され抵抗
5.23で分圧した直流電圧がゲートに印加されてFE
T7の起動がかけられる。
8はトランジスタ、9.24は抵抗であり、トランジス
タ8と抵抗9,24で過電流防止回路を構成している。
すなわち抵抗10に発生する過電流時の電圧によりトラ
ンジスタ8をオンとして、FET7のゲート電位を低下
させF ET7をオフさせる。
11はコンデンサ、12は抵抗であり、コンデンサ11
と抵抗12はトランス6の3次巻線63とFET7のゲ
ート間に接続されて、FET7のドライブ回路を構成し
ている。このドライブ回路は、抵抗5゜23の分圧によ
るゲート電圧によってFET7がオンし、1次巻線61
に電流が流れ始めたときに3次巻線63に発生する電圧
を抵抗12.コンデンサ11を介してFET7のゲート
に供給してF ET7を急速にオンさせる。そしてFE
T7がオフとなるまでゲート電圧を供給している。また
、逆にFET7かオフになった際は、3次巻線63には
FET7がオンとなったときと極性が反転した電圧が発
生するため、F ET7のゲートの電位はコンデンサ1
1、抵抗12を介して減少して、FET7を急速にオフ
させる。このFET7のオフ状態は、FET7のオン期
間にトランス6に蓄積されたエネルギが出力側と3次巻
線側へ放出されてしまうまで継続する。このオフ期lX
1Iが終了すると抵抗5.23の分圧によるゲート電圧
によりFET7は再びオンとなり、上記動作を繰返す。
トランス6の出力側巻線62.64に接続されたダイオ
ード17.27と平滑コンデンサ18.28は2次側の
フィルタである。このダイオード17,2γはFET7
かオンのときには逆バイアスされ、トランス6にエネル
ギを蓄積する。逆にFET7がオフのときにはダイオー
ド17.27が導通して、トランス6に蓄積されたエネ
ルギをコンデンサ18.28に移す。
3次巻線63とトランジスタ8のベースとの間に抵抗1
3とダイオード14を介して接続された受光トランジス
タ15と、出力1側の出力側巻線62に接続された平滑
コンデンサ18の後段に設けられた発光ダイオード1B
はフォトカプラである。このフォトカプラ15.16と
出力1側に接続されたシャントレギュレータ20及び抵
抗19.21.22で誤差電圧検出回路を構成している
。この誤差電圧検出回路では、出力1側の出力電圧を抵
抗21.22で分圧し、分圧した電圧に応じてシャント
レギュレータ20のカソード電流を変えてフォトカプラ
の発光ダイオード16に流れる電流を変化させる。この
発光ダイオード16に流れる電流に対応して、受光トラ
ンジスタ15に流れる電流を制御している。すなわち出
力1側の出力電圧が高いときにはシャントレギュレータ
20のカソード電流が増大するため、受光トランジスタ
15にダイオード14.抵抗13を介して流れる電流も
増大する。この増大した電流によりトランジスタ8がオ
ンとなり、FET7をオフとしてトランス6に蓄積され
るエネルギの増大を抑える。
この結果、出力1側の出力電圧を一定に保つことができ
る。
一方、出力側巻線64からの出力2にはトランス6に蓄
積されたエネルギのうち、出力1側の出力側巻線62と
の巻線比に対応に対応する分だけが供給される。したが
って、出力2側からはほぼその巻線比に対応した出力電
圧を得ることができる。
なお、出力2側に接続された抵抗34は平滑コンデンサ
28の放電抵抗とダミー抵抗、抵抗36は負荷抵抗、2
5.26は出力1側の出力端子、32.33は出力2側
の出力端子である。
上記のように構成された2出力型スイツチングレギユレ
ータにおいて、出力1側の不図示の負荷抵抗の抵抗値を
R1出力2側の抵抗34.36の抵抗値をそれぞれR、
Rとする。
FET7の1回のオン期間にトランス6に蓄積されたエ
ネルギはFET7のオフ期間に、出力側巻線62.64
の巻線比Nで表わされる割合で出力1側の平滑コンデン
サ18と出力2側の平滑コンデンサ28に移される。こ
のエネルギは負荷抵抗Rと、抵抗R、Rで消費され、再
びFET7をオン43B とし、以降引続いてFET7のオン・オフ動作を繰返す
。二〇FET7のオン、リオフ動作の各周期はFET7
のドライブ回路と出力1側に接続された誤差電圧検出回
路により、出力1側の出力電圧が一定になるように制御
されている。
このようなFET7のスイッチング動作中で、FET7
がオンしているときに出力1側の出力電圧の減少は平滑
コンデンサ18の容量C18と負荷抵抗Rの時定数T 
 −C−Rで定まる値となる。
一方、出力2側の出力電圧の減少も同様に平滑コンデン
サ28の容fiCと抵抗R、Rの時定数一般に、上記2
出力型スイツチングレギユレータの出力1側は出力電圧
が+5vの比較的負荷変動の少ないロジック回路の電源
として使用し、出力2側は付加変動の大きなモータ等の
アクチュエータ回路の電源として使用されることが多い
。この出力2側の負荷電流範囲(ダイナミックレンジ)
が広い場合には出力2側の電圧変動範囲が大きい。
そこで、出力2側の最低出力電圧値を確保するために、
上記出力1側の時定数T1と出力2側の時定数T2は、
出力2側の負荷電流が最大となるときの時定数と出力1
側の時定数とを合わせるようにされている。これは、も
し出力2側の時定数を出力1側の時定数より小さくする
と、出力2側がモータ電源として使用された場合に、出
力2側の出力電圧がモータの駆動に必要な電圧値以下と
なってしまい、モータの税調をもたらすからである。
[発明が解決しようとする課題] しかしながら、上記のように構成した2出力型スイツチ
ングレギユレータを例えばプリンタ等のようにロジック
回路とアクチュエータ回路とを有する装置に使用する場
合、アクチュエータ回路に使用する出力2側の負荷は負
荷変動が非常に大きい。このため、例えば出力2側の負
荷であるモータ等が停止していて出力電流が零のときは
、前記出力1側と出力2側の時定数はT  −C−R。
T  −C−RとなりT くT2となる。ここで抵抗値
R34とR36とがR34<R36であれば、時定数T
2の変化は無視することができるが、R34を小さくす
ることは電源の効率を悪化させることとなる。また、R
34をR3Bより小さくすることは現実的ではない。
そこで、出力2側の負荷抵抗が小さい場合、上記時定数
T、T2の差によって、第3図の出力2側の負荷電流と
出力電圧の特性図のAに示すように無負荷時の出力2側
の出力電圧■いが著しく上昇してしまうという問題点が
あった。これはFET7の制御は時定数T1で減少する
出力1側の出力電圧を一定に保つように制御しているた
め、大きな時定数T2で出力電圧が減少する出力2側は
、FET7の1回のスイッチング動作毎に電圧が上昇し
て、高い電圧でバランスするためである。
さらにこのため、出力1側の負荷電流範囲が広い場合に
、出力1側の負荷電流が大きいときには、第3図のBに
示すように出力2側の無負荷電圧VBはより高くなると
いう問題点があった。
この発明はかかる問題点を解決するためになされたもの
であり、電圧フィードバック制御回路を有しない出力側
回路の無負荷電圧の上昇を除去し、この出力側回路の出
力電圧の電圧変動率を改善した多出力型スイッチングレ
ギュレータを提供するすることを目的とするものである
[課題を解決するための手段] この発明は前記課題を解決するために、多出力型スイッ
チングレギュレータの電圧フィードバック制御回路を有
しない出力側回路に、その回路の平滑回路と並列に各々
スイッチ素子を介して複数のコンデンサを接続し、その
出力側回路の出力電圧を電圧検出回路で検出し、検出し
た出力電圧レベルに応じて各スイッチ素子を動作させる
ようにしたものである。
[作用] この発明においては、電圧フィードバック制御回路を有
しない出力側回路の出力電圧レベルに応じて、平滑回路
と並列に接続されたコンデンサを切換え、平滑コンデン
サの容量を可変する。この平滑コンデンサの容量可変に
より、この出力側回路の負荷側の時定数を常に電圧フィ
ードバック制御回路を有する出力側回路の負荷側の時定
数と一致させるようにしたものである。したがって前記
課題を解決することができる。
[実施例] 第1図はこの発明の一実施例を示す回路図である。第1
図において、第2図に示した従来例と同一符号のものは
従来例と全く同じものである。
29a 、 29b 、 29cは出力2側の平滑コン
デンサ28と並列に接続された容量がC1C 29a   29b ’ Cのコンデンサ、30a 、 30b 、 30cは各
に−y9c ンデンサ29a 、 29b 、 29cに接続され、
各コンデンサ29a〜29cを接離する両方向導通可能
なスイッチ素子である。31は出力2側の出力電圧を検
出し、その電圧レベルに応じて各スイッチ素子30a〜
30cを開閉するスイッチ開閉信号を発生する電圧回路
である。また、コンデンサ29a、 29b。
29cに並列に接続された抵抗37a 、 37b 、
 37cは放電用抵抗であり、その抵抗値R、R 37a   37b ’ Rは抵抗34の抵抗値R34に対してR37a’7c R、R>Rとなっている。
37b   37c   34 上記のように構成された2出力型スイツチングレギユレ
ータの動作を第4図の電圧検出回路31の入出力信号を
示した波形図を参照して説明する。
第4図において、(C)は電圧検出回路31に入力され
る出力2側の出力電圧Vを示し、V、V2゜V3は出力
電圧Vの変動範囲に応じて電圧検出回路31にあらかじ
め設定された電圧レベルである。
この電圧v  、v  、v  は例えばVl〉V2〉
V3と設定されている。(D)、(E)、(F)は電圧
検出回路31から各スイッチ素子30a〜30cに出力
されるスイッチ開閉信号であり、(D)はスイッチ素子
30aに送られる信号、(E)はスイッチ素子30bに
送られる信号、(F)はスイッチ素子30cに送られる
信号である。
第4図に示すように、出力2側の負荷電流が小さくて出
力電圧Vが太き(、V≧V1のときには電圧検出回路3
1から送られるスイッチ開閉信号(D)、(E)、(F
)はすべて開となっており、各スイッチ素子30a〜3
0bは開となっている。したがって出力2側の平滑コン
デンサの容量は平滑コンデンサ28の容量028となる
出力2側の負荷電流が大きくなり、出力電圧Vが低くな
って、V  >V≧V2となると、電圧検出回路31か
ら出力されるスイッチ開閉信号のうち、スイッチ素子3
0aに送られる信号(D)が閉となる。この信号(D)
によりスイッチ素子30aが閉となり、コンデンサ29
aが平滑コンデンサ28と並列に接続され、出力2側全
体の平滑コンデンサの容量は(C+C)となる。さらに
、出力型2g   29a 圧■が低下してv >V2V5となると、電圧検出回路
31からスイッチ素子30bに送られるスイッチ開閉信
号(E)も閉となる。このためスイッチ素子30aと共
にスイッチ素子3[1bも閉となり、出力2側全体の平
滑コンデンサの容量は(C28+C+C)となる。出力
電圧Vがさらに低29a   29b 下し、V3〉■となると、スイッチ素子31cに送られ
るスイッチ開閉信号(F)も閉となる。したかってコン
デンサ29a〜29cがすべて平滑コンデンサ28と並
列に接続され、出力2側全体の平滑コンデンサの容量は
(C+C+C+ 28  29a   29b C)となる。
9c すなわち、電流検出回路31は出力2側の負荷抵抗36
が抵抗値として大きくなって出力電圧Vが上昇したとき
には出力2側の平滑コンデンサの容量を小さくし、逆に
負荷抵抗36が抵抗値として小さくなり出力電圧Vが低
くなるにしたがって平滑コンデンサの容量を増加するよ
うにしている。
このように、出力2側の出力電圧Vの大きさに応じて、
出力2側の平滑コンデンサの容量を可変することにより
、この平滑コンデンサの容量で定まる出力2側の負荷側
の時定数T2が出力1側の時定数T1と常に等しくなる
ようにしている。したがって出力電圧Vが上昇した場合
には出力電圧■の低下を早め、逆に出力電圧Vが低下し
た場合には出力電圧Vの低下を抑えることができるので
、第5図の出力2側の負荷電流と出力電圧の特性図のA
に示すように、出力電圧Vの電圧変動範囲ΔVを小さく
することができる。またこのため、出力2側が無負荷で
あっても、急激な無負荷電圧vAの上昇を抑えることが
できる。
さらに、出力1側の負荷電流範囲が変化しても、それに
伴なう出力2側の電圧変化に対応して出力2側の平滑コ
ンデンサの容量を可変するため、この場合も第5図Bに
示すように出力2側の電圧変動率を抑えることができる
なお、上記実施例においては出力2側の出力電圧を電圧
検出回路31で検出し、検出した出力電圧に応じてスイ
ッチ素子を開閉して平滑コンデンサの容量を可変する場
合について説明したが、負荷電流の変化を検出しても上
記実施例と同様な作用を奏することができる。
また、上記実施例は2出力型スイツチングレギユレータ
について説明したが出力側回路を3以上有する多出力の
スイッチングレギュレータにおいても、各出力側回路毎
に平滑コンデンサの容量を変えることにより上記実施例
と同様に出力電圧の電圧変動率を抑えることができる。
[発明の効果] この発明は以上詳細に説明したように、多出力型スイッ
チングレギュレータの電圧フィードバック制御回路を有
しない出力側回路の出力電圧を検出し、その出力電圧レ
ベルに応じて平滑回路と並列に接続されたコンデンサを
切換えて、平滑コンデンサの容量を可変することにより
、この出力側回路の負荷側の時定数を常にフィードバッ
ク制御回路を有する出力側回路の負荷側の時定数と一致
させるようにしたので、電圧フィードバック制御回路を
有しない出力側回路の電圧変動率を小さく抑えることが
できる。
また、電圧フィードバック制御回路を有する出力側回路
の負荷電流変化があっても、それに対応して変化する電
圧フィードバック制御回路を有しない出力側回路の出力
電圧に応じて平滑コンデンサの容量を可変するから、電
圧フィードバックされない出力側回路の電圧変動率の悪
化を防止することができる効果も有する。
【図面の簡単な説明】
第1図はこの発明の実施例を示す回路図、第2図は従来
例を示す回路図、第3図は従来例における出力2側の負
荷電流と出力電圧の特性図、第4図は上記実施例の電圧
検出回路の入出力信号を示した波形図、第5図は上記実
施例における出力2側の負荷電流と出力電圧の特性図で
ある。 28・・・平滑コンデンサ、29a、 29b、 29
c・・・コンデンサ、30a 、 30b 、 30c
・・・スイッチ素子、31・・・第2図の出力2!I]
の負荷電流と出力電圧の特注図第3図 第5図

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 電圧フィードバック制御回路を有する出力側回路と、電
    圧フィードバック制御回路を有しない出力側回路とから
    なる多出力型スイッチングレギュレータにおいて、 電圧フィードバック制御回路を有しない出力側回路の平
    滑回路と並列に各々スイッチ素子を介して接続された複
    数のコンデンサと、 電圧フィードバック制御回路を有しない出力側回路の出
    力電圧を検出し、出力電圧レベルに応じて上記各スイッ
    チ素子に開閉信号を送る電圧検出回路とを備えたことを
    特徴とする多出力型スイッチングレギュレータ。
JP63146767A 1988-06-16 1988-06-16 多出力型スイッチングレギュレータ Pending JPH01318550A (ja)

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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013226047A (ja) * 2001-05-04 2013-10-31 Power Integrations Inc エネルギ伝達エレメントの入力にわたる電圧から導かれた電流に応答するための回路および方法
CN105978343A (zh) * 2016-05-31 2016-09-28 阳光电源股份有限公司 一种多路输出开关电源和逆变器

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