JP2012085465A - Power supply device - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power supply device that reduces costs and power consumption while controlling output power minutely.SOLUTION: A power supply device 1 includes: an AC-DC converter 2 for receiving power from an AC power supply 5 to output a DC link voltage; a DC-DC converter 3 DC-powered by the link voltage to supply power to a DC load 6 while insulating it; and control means 4 for controlling the converters. The control means 4 has a clock signal, and controls switching elements Q1-Q4 with digitally generated gate signals to change the frequency of a rectangular voltage applied between nodes Nd1-Nd2, whereby controlling the output power of the DC-DC converter 3 as a resonant converter. More specifically, a High time and a Low time of the rectangular voltage are alternately changed every one clock period to change the period of the rectangular voltage every one clock period.

Description

本発明は、スイッチング周波数を変化させて出力を制御する電源装置に関する。   The present invention relates to a power supply apparatus that controls an output by changing a switching frequency.

近年、地球環境保全への意識の高まりから、電源装置には高効率化が求められており、スイッチング損失を抑えられる共振形コンバータが用いられている。また、電源装置の高機能化に対応するため、古くから用いられてきたアナログ制御方式に代わり、電源装置のデジタル制御化が進められている。
共振形コンバータでは、スイッチング回路により矩形波状電圧を生成し、この矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率を５０％に維持しながら周波数を変化させることにより出力電力を調整する。共振形コンバータの出力電力を微小に変化させるためには、矩形波状電圧の周波数の変調分解能を上げる必要があり、矩形波状電圧の周期を微小に変化させる必要がある。矩形波状電圧の周期を微小に変化させるため、通常はクロック信号の周波数を上げている。なお、クロック周波数を上げずに矩形波状電圧の周期の変化を小さくする方法が特許文献１に開示されている。 In recent years, due to increasing awareness of global environmental conservation, high efficiency is required for power supply devices, and resonant converters that can suppress switching loss are used. Further, in order to cope with the higher functionality of the power supply device, digital control of the power supply device is being promoted instead of the analog control method that has been used for a long time.
In the resonant converter, a rectangular wave voltage is generated by a switching circuit, and the output power is adjusted by changing the frequency while maintaining the high time rate of the rectangular wave voltage at 50%. In order to slightly change the output power of the resonant converter, it is necessary to increase the modulation resolution of the frequency of the rectangular wave voltage, and it is necessary to slightly change the period of the rectangular wave voltage. In order to slightly change the period of the rectangular wave voltage, the frequency of the clock signal is usually increased. A method for reducing the change in the period of the rectangular wave voltage without increasing the clock frequency is disclosed in Patent Document 1.

特開２００４−１９４４８４号公報JP 2004-194484 A

しかしながら、共振形コンバータの出力電力を微小に変化させるためにクロック信号の周波数を上げる方法は、消費電力の増加やコストアップを招く。
また、特許文献１に開示された方法では、逓倍器が必要であり、コストアップの要因となるという課題がある。 However, the method of increasing the frequency of the clock signal in order to change the output power of the resonant converter minutely causes an increase in power consumption and an increase in cost.
In addition, the method disclosed in Patent Document 1 requires a multiplier, which causes a problem of increasing costs.

そこで、本発明はこのような問題点を解決するもので、その目的とするところは、出力電力を細かく制御しつつ、コストや消費電力を低減した電源装置を提供することである。   Therefore, the present invention solves such problems, and an object of the present invention is to provide a power supply device that can reduce cost and power consumption while finely controlling output power.

前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、直流端子間に直流電源が接続され交流端子間に矩形波状電圧を出力するスイッチング回路と、交流端子間に入力した電流を整流して、直流負荷および平滑コンデンサが並列接続された直流端子間に出力する整流回路と、前記スイッチング回路の交流端子間に接続された１次巻線と前記整流回路の交流端子間に接続された２次巻線とを有し、前記１次巻線と前記２次巻線とを磁気結合するトランスと、前記１次巻線及び／又は前記２次巻線と直列接続された共振コンデンサ及び共振インダクタと、前記矩形波状電圧の周波数が変化するように前記スイッチング回路が有するスイッチング素子を制御する制御手段と、を備え、前記直流電源の電力を前記直流負荷に供給する電源装置であって、前記制御手段は、前記矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率を基本的に所定値に維持しながら、前記矩形波状電圧の周期を前記制御手段の備えるクロック信号の１クロック周期ずつ変化させることを特徴とする。 In order to solve the above-described problems and achieve the object of the present invention, the present invention is configured as follows.
That is, between a DC circuit where a DC power supply is connected between the DC terminals and a rectangular wave voltage is output between the AC terminals, and a current input between the AC terminals is rectified and a DC load and a smoothing capacitor are connected in parallel. A primary winding connected between the AC terminals of the switching circuit and a secondary winding connected between the AC terminals of the rectifying circuit, and the primary winding and the The transformer that magnetically couples the secondary winding, the resonant capacitor and the resonant inductor connected in series with the primary winding and / or the secondary winding, and the switching so that the frequency of the rectangular wave voltage changes. Control means for controlling a switching element included in the circuit, the power supply apparatus supplying power of the DC power supply to the DC load, wherein the control means is a Hi of the rectangular wave voltage While maintaining the h time rate essentially predetermined value, and wherein the changing the period of the rectangular wave voltage by one clock cycle of the clock signal provided in the said control means.

本発明によれば、出力電力を細かく制御しつつ、コストや消費電力を低減した電源装置を提供できる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the power supply device which reduced cost and power consumption can be provided, controlling output power finely.

本発明の第１実施形態の電源装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the power supply device of 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態におけるＡＣ−ＤＣコンバータ２の回路動作を説明する図である。It is a figure explaining the circuit operation | movement of the AC-DC converter 2 in 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ３の回路動作を説明するモードＡの状態を示す図である。It is a figure which shows the state of the mode A explaining the circuit operation | movement of the DC-DC converter 3 in 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ３の回路動作を説明するモードＢの状態を示す図である。It is a figure which shows the state of the mode B explaining the circuit operation | movement of the DC-DC converter 3 in 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ３の回路動作を説明するモードＣの状態を示す図である。It is a figure which shows the state of the mode C explaining the circuit operation | movement of the DC-DC converter 3 in 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ３の回路動作を説明するモードＤの状態を示す図である。It is a figure which shows the state of the mode D explaining the circuit operation | movement of the DC-DC converter 3 in 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作波形である矩形波状電圧の波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram of a rectangular wave voltage that is an operation waveform of the DC-DC converter 3 in the first embodiment of the present invention. 本発明の電源装置を採用した第２実施形態における電気自動車の電源システムの概要を示す構成図である。It is a block diagram which shows the outline | summary of the power supply system of the electric vehicle in 2nd Embodiment which employ | adopted the power supply device of this invention.

本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態による電源装置１の構成を示す回路図である。この電源装置１は、交流電源５と、直流負荷６との間に備えられ、交流電源５から直流負荷６へ電力を供給する。
電源装置１は、交流電源５の交流電力を入力し、直流のリンク電圧ＶＬＩＮＫを出力するＡＣ−ＤＣコンバータ２と、このリンク電圧ＶＬＩＮＫを電源とし絶縁しつつ直流負荷６へ直流電力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ３と、これらのＡＣ−ＤＣコンバータ２とＤＣ−ＤＣコンバータ３を制御する制御手段４とを備えている。 Embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device 1 according to the first embodiment of the present invention. The power supply device 1 is provided between the AC power supply 5 and the DC load 6, and supplies power from the AC power supply 5 to the DC load 6.
Power supply 1 receives the AC power of the AC power supply 5, the supply and the AC-DC converter 2 that outputs a DC link voltage V LINK, the DC power to the DC load 6 while insulating the link voltage V LINK and power And a control means 4 for controlling the AC-DC converter 2 and the DC-DC converter 3.

ＡＣ−ＤＣコンバータ２では、ブリッジ接続された整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４により、交流電源５の交流電圧を全波整流している。この全波整流された電圧は、平滑インダクタＬ１と、昇圧スイッチング素子Ｑ１０と、昇圧ダイオードＤ１０と、リンクコンデンサＣ１とにより構成された昇圧チョッパ回路７に入力されている。このリンクコンデンサＣ１の両端間の電圧がＡＣ−ＤＣコンバータ２の出力のリンク電圧ＶＬＩＮＫとなる。 In the AC-DC converter 2, the AC voltage of the AC power supply 5 is full-wave rectified by bridge-connected rectifier diodes D11 to D14. The full-wave rectified voltage is input to a boost chopper circuit 7 including a smoothing inductor L1, a boost switching element Q10, a boost diode D10, and a link capacitor C1. The voltage between both ends of the link capacitor C1 becomes the link voltage V LINK of the output of the AC-DC converter 2.

制御手段４は、昇圧チョッパ回路７のＮ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）からなる昇圧スイッチング素子Ｑ１０を制御している。平滑インダクタＬ１と昇圧スイッチング素子Ｑ１０を備えた主たる目的は、昇圧スイッチング素子Ｑ１０を制御手段４で制御することにより、交流電源５からの入力電流を交流電源５の交流電圧と概ね相似な正弦波状にすることである。この制御により、交流電源５の交流電圧と入力電流の間の力率改善が行われる。なお、この制御の詳細は図２を参照して後述する。
また、制御手段４は後記するＤＣ−ＤＣコンバータ３の制御も行う。 The control means 4 controls the step-up switching element Q10 made of an N-type MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) of the step-up chopper circuit 7. The main purpose of including the smoothing inductor L1 and the step-up switching element Q10 is to control the step-up switching element Q10 by the control means 4 so that the input current from the AC power source 5 is made into a sinusoidal waveform that is substantially similar to the AC voltage of the AC power source 5. It is to be. By this control, the power factor between the AC voltage of the AC power supply 5 and the input current is improved. Details of this control will be described later with reference to FIG.
The control means 4 also controls the DC-DC converter 3 described later.

ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、フルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４からなるスイッチング回路８と、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１が直列接続された巻線Ｎ１と、巻線Ｎ２とを磁気結合するトランスＴ１と、ブリッジ接続されたダイオードＤ２１〜Ｄ２４と、平滑コンデンサＣ２とを備えている。   The DC-DC converter 3 includes a switching circuit 8 including switching elements Q1 to Q4 connected in a full bridge, a winding N1 in which a resonance capacitor Cr1 and a resonance inductor Lr1 are connected in series, and a winding N2. T1, bridge-connected diodes D21 to D24, and a smoothing capacitor C2.

なお、ここでトランスＴ１の漏れインダクタンスや配線インダクタンスにより、共振インダクタＬｒ１を省略する場合もある。
また、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２を直列接続したものを第１のスイッチングレッグ、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４を直列接続したものを第２のスイッチングレッグと表記する。 Here, the resonant inductor Lr1 may be omitted depending on the leakage inductance or wiring inductance of the transformer T1.
Further, a switching element Q1 and a switching element Q2 connected in series are referred to as a first switching leg, and a switching element Q3 and a switching element Q4 are connected in series as a second switching leg.

スイッチング回路８を構成するフルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が制御手段４により開閉制御されることによって、ノードＮｄ１−Ｎｄ２間に矩形波状電圧が生成される。この矩形波状電圧を共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１と巻線Ｎ１の直列接続体に印加して巻線Ｎ１に共振電流を流す。そして巻線Ｎ１と磁気結合している巻線Ｎ２に誘導された電流をブリッジ接続されたダイオードＤ２１〜Ｄ２４により整流し、さらに平滑コンデンサＣ２により平滑して、直流負荷６へ直流電力を供給する。なお、この制御と動作の詳細は図３を参照して後述する。   The switching elements Q1 to Q4 that are connected in a full bridge configuration that constitutes the switching circuit 8 are controlled to be opened and closed by the control unit 4, whereby a rectangular wave voltage is generated between the nodes Nd1 and Nd2. This rectangular wave voltage is applied to the series connection body of the resonance capacitor Cr1, the resonance inductor Lr1, and the winding N1, and a resonance current is caused to flow through the winding N1. The current induced in the winding N2 magnetically coupled to the winding N1 is rectified by the bridge-connected diodes D21 to D24, smoothed by the smoothing capacitor C2, and supplied to the DC load 6. Details of this control and operation will be described later with reference to FIG.

なお、ダイオードＤ２１〜Ｄ２４はフルブリッジ接続されていると記したが、より具体的な構成は次のとおりである。ダイオードＤ２１のアノードとダイオードＤ２２のカソードは接続され、ダイオードＤ２１とダイオードＤ２２は直列に接続された構成となり第１のダイオードレッグを形成している。また、ダイオードＤ２３のアノードとダイオードＤ２４のカソードは接続され、ダイオードＤ２３とダイオードＤ２４は直列に接続された構成となり第２のダイオードレッグを形成している。   Although the diodes D21 to D24 are described as being fully bridged, a more specific configuration is as follows. The anode of the diode D21 and the cathode of the diode D22 are connected, and the diode D21 and the diode D22 are connected in series to form a first diode leg. In addition, the anode of the diode D23 and the cathode of the diode D24 are connected, and the diode D23 and the diode D24 are connected in series to form a second diode leg.

第１のダイオードレッグと第２のダイオードレッグは並列に接続され、第１のダイオードレッグと第２のダイオードレッグの両端子間は直流端子間となっている。また、ダイオードＤ２１とダイオードＤ２２の直列接続点とダイオードＤ２３とダイオードＤ２４の直列接続点との間は交流端子間となっている。第１のダイオードレッグと第２のダイオードレッグの両端子間の直流端子間は前記したように平滑コンデンサＣ２と直流負荷６に接続されている。
また、ダイオードＤ２１とダイオードＤ２２の直列接続点とダイオードＤ２３とダイオードＤ２４の直列接続点との間の交流端子間は巻線Ｎ２に接続されている。 The first diode leg and the second diode leg are connected in parallel, and both terminals of the first diode leg and the second diode leg are between the DC terminals. The series connection point of the diode D21 and the diode D22 and the series connection point of the diode D23 and the diode D24 are between the AC terminals. The DC terminals between both terminals of the first diode leg and the second diode leg are connected to the smoothing capacitor C2 and the DC load 6 as described above.
The AC terminal between the series connection point of the diode D21 and the diode D22 and the series connection point of the diode D23 and the diode D24 is connected to the winding N2.

また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には、それぞれ並列かつ逆方向（逆並列）にダイオードＤ１〜Ｄ４が接続されている。ここで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４としてＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができる。   In addition, diodes D1 to D4 are connected to the switching elements Q1 to Q4 in parallel and in the reverse direction (reverse parallel), respectively. Here, when a MOSFET is used as the switching elements Q1 to Q4, a parasitic diode of the MOSFET can be used as the antiparallel diodes D1 to D4.

また、電源装置１には入力電圧を検出する電圧センサ２１と、リンク電圧ＶＬＩＮＫを検出する電圧センサ２２と、出力電圧を検出する電圧センサ２３が備えられている。また、電源装置１には入力電流を検出する電流センサ２４と、出力電流を検出する電流センサ２５が備えられている。
以上の電圧センサ２１〜２３と電流センサ２４、２５は制御手段４に接続され、制御手段４は電圧センサ２１〜２３と電流センサ２４、２５によって検出された各電圧、電流の情報を参照して制御している。 In addition, the power supply device 1 includes a voltage sensor 21 that detects an input voltage, a voltage sensor 22 that detects a link voltage V LINK , and a voltage sensor 23 that detects an output voltage. In addition, the power supply device 1 includes a current sensor 24 that detects an input current and a current sensor 25 that detects an output current.
The voltage sensors 21 to 23 and the current sensors 24 and 25 are connected to the control unit 4, and the control unit 4 refers to the information on the voltages and currents detected by the voltage sensors 21 to 23 and the current sensors 24 and 25. I have control.

なお、前記したように制御手段４により、昇圧スイッチング素子Ｑ１０とスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がデジタル的に制御されている。このために、図１において、制御手段４から昇圧スイッチング素子Ｑ１０とスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のそれぞれのゲート端子に制御信号線が接続されている様子を示している。しかし、これは制御する関連を示したものであって、実際の制御信号線には制御に必要な電圧に変換された制御信号電圧が供給される。
例えば制御手段４は概ね１２Ｖの電源で動作し、リンクコンデンサＣ１の両端には概ね３８０Ｖの直流電圧が加わっている。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３をオン（ＯＮ）させる場合にはスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のゲート（Ｑ１）、（Ｑ３）に３８０Ｖよりも１２Ｖ高い電圧を加える必要がある。制御手段４からは直接には、このような高い電圧は供給できないので、変換回路（不図示）を介して高い信号電圧に変換してからスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のゲート（Ｑ１）、（Ｑ３）に供給している。 As described above, the boosting switching element Q10 and the switching elements Q1 to Q4 are digitally controlled by the control means 4. For this purpose, FIG. 1 shows a state in which control signal lines are connected from the control means 4 to the respective gate terminals of the step-up switching element Q10 and the switching elements Q1 to Q4. However, this shows the relation of control, and the control signal voltage converted into the voltage necessary for control is supplied to the actual control signal line.
For example, the control means 4 operates with a power supply of approximately 12V, and a DC voltage of approximately 380V is applied across the link capacitor C1. Therefore, when switching elements Q1 and Q3 are turned on, it is necessary to apply a voltage 12V higher than 380V to the gates (Q1) and (Q3) of switching elements Q1 and Q3. Since such a high voltage cannot be supplied directly from the control means 4, the gates (Q1) and (Q3) of the switching elements Q1 and Q3 are converted into a high signal voltage via a conversion circuit (not shown). To supply.

＜ＡＣ−ＤＣコンバータの回路動作＞
次に、図２を用いてＡＣ−ＤＣコンバータ２の回路動作を説明する。ここでは、交流電源５の電圧が交流で正負反転する際の片側の１極性の場合について説明する。交流電源５の電圧が反転して、他の側である逆極性の場合の動作は、極性が逆であるだけで容易に類推可能であるので図示は省略している。
また、図２において、図２（ａ）、（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１０がオン（ＯＮ）した状態である「モードａ」と、スイッチング素子Ｑ１０がオフ（ＯＦＦ）した状態である「モードｂ」における回路動作を示す。なお、図２（ａ）、（ｂ）において、矢印のついた破線で電流の流れる方向と経路を示している。 <Circuit operation of AC-DC converter>
Next, the circuit operation of the AC-DC converter 2 will be described with reference to FIG. Here, the case of one polarity on one side when the voltage of the AC power source 5 is inverted between positive and negative by AC will be described. The operation in the case where the voltage of the AC power supply 5 is inverted and has the opposite polarity on the other side can be easily inferred only by having the opposite polarity.
2A and 2B, “a mode a” in which the switching element Q10 is turned on (ON) and “mode b” in which the switching element Q10 is turned off (OFF). The circuit operation in “ In FIGS. 2A and 2B, the direction and path of current flow are indicated by broken lines with arrows.

≪モードａ≫
図２（ａ）に示したモードａでは、スイッチング素子Ｑ１０がオン状態である。交流電源５の電圧がダイオードＤ１１とダイオードＤ１４を介して平滑インダクタＬ１に印加され、交流電源５のエネルギーが平滑インダクタＬ１に蓄積される。 ≪Mode a≫
In mode a shown in FIG. 2A, the switching element Q10 is in the on state. The voltage of the AC power supply 5 is applied to the smoothing inductor L1 via the diode D11 and the diode D14, and the energy of the AC power supply 5 is accumulated in the smoothing inductor L1.

≪モードｂ≫
図２（ｂ）に示したのがモードｂである。スイッチング素子Ｑ１０をターンオフ（オフ）すると、モードｂの状態となる。モードｂでは、平滑インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１１とダイオードＤ１４、および昇圧ダイオードＤ１０を介してリンクコンデンサＣ１に放出される。 ≪Mode b≫
The mode b is shown in FIG. When the switching element Q10 is turned off (off), the mode b is entered. In mode b, the energy stored in the smoothing inductor L1 is released to the link capacitor C1 via the diode D11, the diode D14, and the boost diode D10.

以降、モードａとモードｂとを繰り返す。
なお、交流電源５は商用電源周波数の５０Ｈｚ〜６０Ｈｚであるのに対して、スイッチング素子Ｑ１０は概ね２０ＫＨｚ〜１００ＫＨｚでスイッチングされる。したがって、図２においては、交流電源５の極性が図示した状態のまま変化しない間に、スイッチング素子Ｑ１０は数１００回から数１０００回、スイッチングを繰り返すことになる。
また、前記したように、交流電源５の極性が反転した場合については図示していないが、極性が反転した場合にはダイオードＤ１２とダイオードＤ１３を介して前記したことと同様のことが行われる。 Thereafter, mode a and mode b are repeated.
The AC power supply 5 has a commercial power supply frequency of 50 Hz to 60 Hz, whereas the switching element Q10 is generally switched at 20 KHz to 100 KHz. Therefore, in FIG. 2, the switching element Q10 repeats switching from several hundred times to several thousand times while the polarity of the AC power supply 5 does not change as shown.
In addition, as described above, the case where the polarity of the AC power supply 5 is inverted is not illustrated, but when the polarity is inverted, the same thing as described above is performed via the diode D12 and the diode D13.

＜ＤＣ−ＤＣコンバータの回路動作＞
次に、図３Ａ〜図３Ｄを参照してＤＣ−ＤＣコンバータ３の回路動作を説明する。図３Ａ〜図３Ｄは、それぞれ「モードＡ」〜「モードＤ」における回路動作を示す。 <Circuit operation of DC-DC converter>
Next, the circuit operation of the DC-DC converter 3 will be described with reference to FIGS. 3A to 3D. 3A to 3D show circuit operations in “mode A” to “mode D”, respectively.

≪モードＡ≫
図３ＡにモードＡの状態を示す。モードＡでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオン状態である。ノードＮｄ１−Ｎｄ２間には、ノードＮｄ１が正の向きに、リンクコンデンサＣ１の電圧ＶＬＩＮＫが印加されている。リンクコンデンサＣ１から共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１による共振電流が巻線Ｎ１に流れている。巻線Ｎ２に誘導された電流は、ダイオードＤ２１、Ｄ２４を介して、平滑コンデンサＣ２と出力の直流負荷６へ流れている。また、図３Ａにおいて、矢印のついた破線で電流の流れる方向と経路を示している。 ≪Mode A≫
FIG. 3A shows the mode A state. In mode A, the switching elements Q1 and Q4 are in the on state. A voltage V LINK of the link capacitor C1 is applied between the nodes Nd1 and Nd2 so that the node Nd1 is in a positive direction. A resonance current from the link capacitor C1 by the resonance capacitor Cr1 and the resonance inductor Lr1 flows through the winding N1. The current induced in the winding N2 flows to the smoothing capacitor C2 and the output DC load 6 via the diodes D21 and D24. In FIG. 3A, a broken line with an arrow indicates a current flow direction and a path.

なお、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１による共振電流と記したが、厳密には、トランスＴ１の漏れインダクタンスや励磁インダクタンスを含めた共振回路の電流となる。以下では適宜、単に「共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１による共振」と表記する。
また、一次側に巻線Ｎ１と二次側に巻線Ｎ２を備えたトランスＴ１において、一次側の交流電圧の巻線比（Ｎ２／Ｎ１）に略比例した交流電圧が二次側に誘起される。 Although it is described as a resonance current by the resonance capacitor Cr1 and the resonance inductor Lr1, strictly speaking, it is a current of a resonance circuit including a leakage inductance and an excitation inductance of the transformer T1. Hereinafter, it is simply expressed as “resonance by the resonant capacitor Cr1 and the resonant inductor Lr1” as appropriate.
Further, in the transformer T1 having the winding N1 on the primary side and the winding N2 on the secondary side, an AC voltage substantially proportional to the winding ratio (N2 / N1) of the AC voltage on the primary side is induced on the secondary side. The

≪モードＢ≫
図３ＢにモードＢの状態を示す。流れた電流により共振コンデンサＣｒ１に電荷が蓄積し、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１による共振電流が流れ終わると、モードＢの状態となる。モードＢでは、巻線Ｎ１にはトランスＴ１の励磁電流が流れている。巻線Ｎ２の電圧は、出力の平滑コンデンサＣ２の電圧より低く、ダイオードＤ２１、Ｄ２４があるために巻線Ｎ２には電流が流れていない。 ≪Mode B≫
FIG. 3B shows the state of mode B. When the electric current accumulates in the resonance capacitor Cr1 due to the flowing current and the resonance current by the resonance capacitor Cr1 and the resonance inductor Lr1 finishes flowing, the mode B is entered. In mode B, the exciting current of the transformer T1 flows through the winding N1. The voltage of the winding N2 is lower than the voltage of the output smoothing capacitor C2, and no current flows through the winding N2 because of the diodes D21 and D24.

≪モードＣ≫
図３ＣにモードＣの状態を示す。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をターンオフすると、モードＣの状態となる。なお、モードＡにおいて、共振電流が流れ終わる前にスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をターンオフすると、モードＢが省略される場合がある。モードＣでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を流れていた共振インダクタＬｒ１の電流が、ダイオードＤ２、Ｄ３を流れ、リンクコンデンサＣ１へ流れる。このとき、ノードＮｄ１−Ｎｄ２間には、ノードＮｄ２が正の向きに、リンクコンデンサＣ１の電圧が生じている。
次に、モードＤに移行する前にスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をターンオン（オン）しておく。 ≪Mode C≫
FIG. 3C shows the mode C state. When the switching elements Q1 and Q4 are turned off, the mode C is entered. In mode A, if switching elements Q1 and Q4 are turned off before the resonance current ends, mode B may be omitted. In mode C, the current of the resonant inductor Lr1 that has flowed through the switching elements Q1 and Q4 flows through the diodes D2 and D3 and flows to the link capacitor C1. At this time, the voltage of the link capacitor C1 is generated between the nodes Nd1 and Nd2 in the positive direction of the node Nd2.
Next, before switching to the mode D, the switching elements Q2 and Q3 are turned on.

≪モードＤ≫
図３ＤにモードＤの状態を示す。巻線Ｎ１の電流が反転したのがモードＤの状態である。モードＤではスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンしているので、モードＣの最終段階において、共振インダクタＬｒ１のエネルギーがすべて吐き出されるとリンクコンデンサＣ１から共振インダクタＬｒ１へ電流、つまりエネルギーが流れ込むことになる。 ≪Mode D≫
FIG. 3D shows the mode D state. In the mode D, the current in the winding N1 is inverted. In mode D, since the switching elements Q2 and Q3 are on, when all the energy of the resonant inductor Lr1 is discharged in the final stage of mode C, a current, that is, energy flows from the link capacitor C1 to the resonant inductor Lr1.

モードＤでは、ノードＮｄ１−Ｎｄ２間には、ノードＮｄ２が正の向きに、リンクコンデンサＣ１の電圧ＶＬＩＮＫが印加されている。リンクコンデンサＣ１から共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１による共振電流が巻線Ｎ１に流れている。ただし、矢印のついた破線で示した電流の流れる方向と経路はモードＡとは逆となっている。
また、巻線Ｎ２に誘導された電流は、ダイオードＤ２２、Ｄ２３を介して、平滑コンデンサＣ２と出力の直流負荷６へ流れている。 In mode D, the voltage V LINK of the link capacitor C1 is applied between the nodes Nd1 and Nd2 so that the node Nd2 is in the positive direction. A resonance current from the link capacitor C1 by the resonance capacitor Cr1 and the resonance inductor Lr1 flows through the winding N1. However, the current flowing direction and the path indicated by the broken line with the arrow are opposite to those in the mode A.
The current induced in the winding N2 flows to the smoothing capacitor C2 and the output DC load 6 via the diodes D22 and D23.

このモードＤは、モードＡの対称動作である。したがって、前述したモードＡにおいて、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、またダイオードＤ２１、Ｄ４をダイオードＤ２２、Ｄ２３として、電流の流れる向きを逆に考えればよい。
以降、モードＢ、Ｃの対称動作が行われ、その後、再びモードＡへ戻る。なお、対称動作の図示と説明は省略する。 This mode D is a symmetrical operation of mode A. Therefore, in the mode A described above, the switching elements Q1 and Q4 may be the switching elements Q2 and Q3, and the diodes D21 and D4 may be the diodes D22 and D23.
Thereafter, modes B and C are symmetrically operated, and then the mode A is returned again. In addition, illustration and description of a symmetrical operation are omitted.

このように電源装置１では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３を共振形コンバータとしており、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を変化させ、ノードＮｄ１−Ｎｄ２間に生成する矩形波状電圧の周波数を変化させることにより出力を制御する。   As described above, in the power supply device 1, the DC-DC converter 3 is a resonant converter, and the switching frequency of the switching elements Q1 to Q4 is changed, and the frequency of the rectangular wave voltage generated between the nodes Nd1 and Nd2 is changed. Control the output.

＜矩形波状電圧の生成方法＞
次に、図４（ａ）〜（ｃ）を用いてノードＮｄ１−Ｎｄ２間の矩形波状電圧の生成方法を説明する。なお、図４（ａ）〜（ｃ）において示されている項目は、（１）制御手段４における基本のクロック信号、（２）スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４のそれぞれのゲート波形であるゲート：Ｑ１、Ｑ４、（３）スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のそれぞれのゲート波形であるゲート：Ｑ２、Ｑ３、（４）ノードＮｄ１−Ｎｄ２間の矩形波状電圧である。また横軸は経過する時間である。 <Method for generating rectangular wave voltage>
Next, a method for generating a rectangular wave voltage between the nodes Nd1 and Nd2 will be described with reference to FIGS. The items shown in FIGS. 4A to 4C are (1) a basic clock signal in the control means 4, and (2) gates Q1 and Q1, which are the gate waveforms of the switching elements Q1 and Q4, respectively. Q4, (3) Gates that are the gate waveforms of the switching elements Q2, Q3: Q2, Q3, (4) A rectangular wave voltage between the nodes Nd1-Nd2. The horizontal axis is the elapsed time.

≪（ａ）１０クロック周期≫
図４（ａ）は、クロック信号と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート信号と、ノードＮｄ１−Ｎｄ２間の矩形波状電圧を示している。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、オン時間を４クロック周期、オフ時間を６クロック周期とし、Ｑ１とＱ４のオン状態と、Ｑ２とＱ３のオン状態との間に、Ｑ１〜Ｑ４の全てがオフ状態となる１クロック周期のデッドタイムを設けている。これにより矩形波状電圧は、Ｈｉｇｈ（高電位、正、１）時間とＬｏｗ（低電位、負、０）時間がともに５クロック周期となり、Ｈｉｇｈ時間率が５０％、周期が１０クロック周期となっている。 << (a) 10 clock cycles >>
FIG. 4A shows a rectangular wave voltage between the clock signal, the gate signals of the switching elements Q1 to Q4, and the nodes Nd1 to Nd2. The switching elements Q1 to Q4 have an on time of 4 clock cycles and an off time of 6 clock cycles, and all of Q1 to Q4 are off between Q1 and Q4 on state and Q2 and Q3 on state. A dead time of 1 clock cycle is provided. As a result, the rectangular wave voltage has a high (high potential, positive, 1) time and a low (low potential, negative, 0) time of 5 clock cycles, a high time rate of 50%, and a cycle of 10 clock cycles. Yes.

≪（ｂ）９クロック周期≫
次に、図４（ｂ）では、図４（ａ）より少しだけ出力電力を絞るために、矩形波状電圧の周波数を１階調だけ高くしたときの波形を示している。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４のオン時間を３クロック周期に、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオフ時間を５クロック周期にそれぞれ短くしている。これにより、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間が４クロック周期、Ｌｏｗ時間が５クロック周期となり、Ｈｉｇｈ時間率が４４％、周期が９クロック周期となっている。 << (b) 9 clock cycles >>
Next, FIG. 4B shows a waveform when the frequency of the rectangular wave voltage is increased by one gradation in order to reduce the output power a little compared with FIG. 4A. The on-time of the switching elements Q1 and Q4 is shortened to 3 clock cycles, and the off-time of the switching elements Q2 and Q3 is shortened to 5 clock cycles. Thus, the high time of the rectangular wave voltage is 4 clock cycles, the low time is 5 clock cycles, the high time rate is 44%, and the cycle is 9 clock cycles.

≪（ｃ）８クロック周期≫
図４（ｃ）は、矩形波状電圧の周波数を図４（ｂ）より更に１階調だけ高くしたときの波形を示している。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、オン時間を３クロック周期、オフ時間を５クロック周期とし、矩形波状電圧は、Ｈｉｇｈ時間とＬｏｗ時間がともに４クロック周期となり、Ｈｉｇｈ時間率が５０％、周期が８クロック周期となっている。 ≪ (c) 8 clock cycles≫
FIG. 4C shows a waveform when the frequency of the rectangular wave voltage is set higher by one gradation than that in FIG. 4B. The switching elements Q1 to Q4 have an on-time of 3 clock cycles and an off-time of 5 clock cycles, and the rectangular wave voltage has both a high time and a low time of 4 clock cycles, a high time rate of 50%, and a cycle of 8 clocks. It is a cycle.

このように本実施形態では、図４（ａ）から（ｂ）へは矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間を１クロック周期短くし、図４（ｂ）から（ｃ）へは矩形波状電圧のＬｏｗ時間を１クロック周期短くしている。これにより、図４（ａ）から（ｃ）まで徐々に出力電力を絞るために、矩形波状電圧の周期を１クロック周期ずつ短くすることが可能となっている。
なお、この例では「基本的に所定値に」は「基本的に５０％に」であるが、これは一例であり、発明の効果の奏する範囲で値は変更可能である。 As described above, in this embodiment, the high time of the rectangular wave voltage is shortened by one clock period from FIGS. 4A to 4B, and the low time of the rectangular wave voltage is changed from FIG. 4B to FIG. 4C. One clock cycle is shortened. Accordingly, in order to gradually reduce the output power from FIG. 4A to FIG. 4C, the period of the rectangular wave voltage can be shortened by one clock period.
In this example, “basically to a predetermined value” is “basically to 50%”, but this is an example, and the value can be changed within a range where the effect of the invention is exerted.

なお、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１とトランスＴ１の励磁インダクタンスによる共振周波数はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数より低くしている。基本的にこの共振周波数とスイッチング周波数は近い方がＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力は大きくなる。
図４（ａ）から（ｃ）に示した場合においては、矩形波状電圧のクロック周期が１０クロック周期から９クロック周期、そして８クロック周期へとなるにつれ、周波数としてはその逆数であって徐々に高くなる。したがって、スイッチング周波数は共振周波数から離れていくので、出力電力は低下する。すなわち徐々に出力電力が絞られていくのである。 The resonance frequency due to the excitation inductance of the resonance capacitor Cr1, the resonance inductor Lr1, and the transformer T1 is set lower than the switching frequency of the switching elements Q1 to Q4. Basically, the output power of the DC-DC converter 3 increases as the resonance frequency and the switching frequency are closer.
In the cases shown in FIGS. 4A to 4C, as the clock period of the rectangular wave voltage is changed from 10 clock periods to 9 clock periods and then to 8 clock periods, the frequency is the reciprocal and gradually increases. Get higher. Therefore, since the switching frequency moves away from the resonance frequency, the output power decreases. That is, the output power is gradually reduced.

以上、従来は、矩形波状電圧の周波数を１階調だけ変化させる場合には、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間とＬｏｗ時間をともに１クロック周期ずつ変化させていたため、矩形波状電圧の周期は２クロック周期ずつ変化していた。
一方、本発明では、矩形波状電圧の周波数を１階調だけ変化させる場合には、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間とＬｏｗ時間を交互に１クロック周期ずつ変化させることにより、矩形波状電圧の周期を１クロック周期ずつ変化させることができる。これにより、矩形波状電圧の周波数の変調分解能が２倍に向上するため、出力電圧や出力電流を細かく制御することができる。 As described above, conventionally, when the frequency of the rectangular wave voltage is changed by one gradation, both the high time and the low time of the rectangular wave voltage are changed by one clock period, so the period of the rectangular wave voltage is 2 clock periods. It was changing gradually.
On the other hand, in the present invention, when the frequency of the rectangular wave voltage is changed by one gradation, the rectangular wave voltage cycle is set to 1 by alternately changing the High time and Low time of the rectangular wave voltage by one clock cycle. The clock cycle can be changed. Thereby, since the modulation resolution of the frequency of the rectangular wave voltage is doubled, the output voltage and the output current can be finely controlled.

なお、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率が５０％、つまり、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間とＬｏｗ時間の間隔が等しいことが望ましい。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の動作が、理想的には対称動作を保つためには図４におけるゲートＱ１、Ｑ４とゲートＱ２、Ｑ３の波形は対称である必要がある。このために、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率が５０％であることが望ましい。
図４（ｂ）においては、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率が５０％から少し異なった値となっているが、この程度以下の相違であれば、実用的には問題にならないことが多い。 It is desirable that the high time rate of the rectangular wave voltage is 50%, that is, the interval between the high time and the low time of the rectangular wave voltage is equal. In order to keep the operations of the switching elements Q1, Q4 and the switching elements Q2, Q3 ideally symmetrical, the waveforms of the gates Q1, Q4 and the gates Q2, Q3 in FIG. 4 need to be symmetrical. For this reason, it is desirable that the high time rate of the rectangular wave voltage is 50%.
In FIG. 4B, the high time rate of the rectangular wave voltage is a little different from 50%, but if the difference is less than this level, there is often no practical problem.

また、前記したように制御手段４には、出力電圧を検出する電圧センサ２３と、出力電流を検出する電流センサ２５が接続されている。制御手段４は、検出した出力電圧を目標値に合わせるようにスイッチング周波数を調整すれば出力を定電圧制御することができ、検出した出力電流を目標値に合わせるようにスイッチング周波数を調整すれば出力を定電流制御することができる。   As described above, the control means 4 is connected to the voltage sensor 23 that detects the output voltage and the current sensor 25 that detects the output current. The control means 4 can control the output at a constant voltage by adjusting the switching frequency so that the detected output voltage matches the target value, and can output if the switching frequency is adjusted so that the detected output current matches the target value. The constant current can be controlled.

また、この定電圧制御と定電流制御を適切に選択すれば、出力を定電流定電圧制御することができる。
前記したように本発明の第１実施形態である電源装置１は、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間とＬｏｗ時間を交互に１クロック周期ずつ変化させることにより、スイッチング周波数を細かく調整できるので、精密に定電圧制御や定電流制御をすることができる。 Further, if the constant voltage control and the constant current control are appropriately selected, the output can be controlled at a constant current and a constant voltage.
As described above, in the power supply device 1 according to the first embodiment of the present invention, the switching frequency can be finely adjusted by changing the high time and the low time of the rectangular wave voltage alternately by one clock period. Voltage control and constant current control can be performed.

なお、図１の第１実施形態において、交流電源から直流電力を得る手段としてＡＣ−ＤＣコンバータ２について説明したが、直流電源（ＤＣ電源）が既に備えられていて直流電力が得られる場合には、ＡＣ−ＤＣコンバータ２は本発明の必須要素ではない。   In the first embodiment of FIG. 1, the AC-DC converter 2 has been described as means for obtaining DC power from an AC power supply. However, when a DC power supply (DC power supply) has already been provided and DC power can be obtained. The AC-DC converter 2 is not an essential element of the present invention.

（第２実施形態）
次に第２の実施形態を示す。
図５は、本発明による電源装置１を採用した電気自動車１１０の電源システムの概要を示す構成図である。電源装置１は、交流電源１０９に接続するプラグイン充電コネクタ１０８と、二次電池１０５に接続されている。
二次電池１０５には、電装機器１０１が接続された補機バッテリ１０６へ電力供給するＤＣ−ＤＣコンバータ１００が接続されている。
また、二次電池１０５には、動力用モータ１０４を駆動するインバータ１０３へ電力供給するＤＣ−ＤＣコンバータ１０２が接続されている。
また、二次電池１０５には、急速充電器などの外部直流電源を接続して二次電池１０５を充電する急速充電コネクタ１０７が接続されている。 (Second Embodiment)
Next, a second embodiment is shown.
FIG. 5 is a configuration diagram showing an outline of a power supply system of an electric vehicle 110 that employs the power supply device 1 according to the present invention. The power supply device 1 is connected to a plug-in charging connector 108 connected to an AC power source 109 and a secondary battery 105.
The secondary battery 105 is connected to a DC-DC converter 100 that supplies power to the auxiliary battery 106 to which the electrical equipment 101 is connected.
The secondary battery 105 is connected to a DC-DC converter 102 that supplies power to an inverter 103 that drives a power motor 104.
Further, the secondary battery 105 is connected to a quick charge connector 107 for charging the secondary battery 105 by connecting an external DC power source such as a quick charger.

電源装置１は、直流電力による出力を定電流定電圧制御しながら、プラグイン充電コネクタ１０８に接続された交流電源１０９の電力を用いて二次電池１０５を充電する。この第２実施形態においては、電源装置１を用いることで、電流や電圧を細かく制御しながら二次電池１０５を充電することができる。
なお、電源装置１は、ハイブリッド自動車や電気自動車以外の電動車両などにも適用できる。 The power supply device 1 charges the secondary battery 105 using the power of the AC power supply 109 connected to the plug-in charging connector 108 while controlling the output of the DC power at constant current and constant voltage. In the second embodiment, by using the power supply device 1, the secondary battery 105 can be charged while finely controlling current and voltage.
The power supply device 1 can also be applied to an electric vehicle other than a hybrid vehicle or an electric vehicle.

（その他の実施形態）
以上で説明した共振形のＤＣ−ＤＣコンバータ３では、スイッチング素子を４素子によるフルブリッジ接続した回路と、ダイオードを４素子によるブリッジ接続した回路との組合せとしたが、２素子によるハーフブリッジ回路やセンタタップ回路を組合せた回路方式としても同様の効果が得られる。 (Other embodiments)
In the resonance type DC-DC converter 3 described above, a combination of a circuit in which switching elements are full-bridge connected by four elements and a circuit in which diodes are bridge-connected by four elements is used. A similar effect can be obtained by a circuit system combining a center tap circuit.

また、スイッチング素子Ｑ１０（Ｑ１〜Ｑ４含む）は、ＭＯＳＦＥＴで説明したが、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）でもよい。   The switching element Q10 (including Q1 to Q4) has been described as a MOSFET, but may be an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).

また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＭＯＳＦＥＴによる構成ではない場合には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれ並列かつ逆方向（逆並列）にダイオードＤ１〜Ｄ４を付加する。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＭＯＳＦＥＴによる構成である場合においても逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４を備えてもよい。   Further, when the switching elements Q1 to Q4 are not configured by MOSFETs, diodes D1 to D4 are added in parallel and in the reverse direction (reverse parallel) to the switching elements Q1 to Q4, respectively. Note that the antiparallel diodes D1 to D4 may be provided even when the switching elements Q1 to Q4 are configured by MOSFETs.

また、図１におけるダイオードＤ２１〜Ｄ２４からなる整流回路において、ダイオードＤ２３とダイオードＤ２４の代わりに、それぞれ第１の分圧コンデンサと第２の分圧コンデンサに置き換えることもできる。また、置き換えるのはダイオードＤ２１とダイオードＤ２２であってもよい。   Further, in the rectifier circuit including the diodes D21 to D24 in FIG. 1, a first voltage dividing capacitor and a second voltage dividing capacitor can be substituted for the diode D23 and the diode D24, respectively. Further, the diode D21 and the diode D22 may be replaced.

また、図１における共振コンデンサＣｒ１の代わりに、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４を共振コンデンサに置き換えることもできる。このとき、スイッチング素子Ｑ３とＱ４と置き換えた共振コンデンサと共振インダクタＬｒ１との間で共振が起こる。なお、置き換えるのはスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２であってもよい。   Further, instead of the resonant capacitor Cr1 in FIG. 1, the switching element Q3 and the switching element Q4 can be replaced with a resonant capacitor. At this time, resonance occurs between the resonant capacitor replaced with the switching elements Q3 and Q4 and the resonant inductor Lr1. Note that the switching elements Q1 and Q2 may be replaced.

また、図１においては共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１はトランスＴ１の一次側の回路に備えたが、トランスＴ１の二次側の回路に備えてもよい。また、トランスＴ１の一次側と二次側の両方の回路に備えてもよい。   Further, in FIG. 1, the resonance capacitor Cr1 and the resonance inductor Lr1 are provided in the circuit on the primary side of the transformer T1, but may be provided in the circuit on the secondary side of the transformer T1. Further, both the primary side and secondary side circuits of the transformer T1 may be provided.

また、図１において、トランスＴ１の一次側の巻線と回路のみの構成で、二次側に相当する構成は磁気結合したものであってもよい。例えば、ＩＨ（Induction Heating、誘導加熱）システムに本発明の電源装置を用いれば、被加熱導体の発熱量を細かく制御することができる。   Further, in FIG. 1, the configuration of only the primary side winding and circuit of the transformer T1 and the configuration corresponding to the secondary side may be magnetically coupled. For example, if the power supply device of the present invention is used in an IH (Induction Heating) system, the heat generation amount of the heated conductor can be finely controlled.

また、前述したように、図４（ｂ）において矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率が５０％から少し異なった値となっており、この程度以下の相違であれば問題にならないと説明した。したがって、Ｈｉｇｈ時間を５クロック周期、Ｌｏｗ時間を４クロック周期とし、Ｈｉｇｈ時間率を５６％、周期を９クロック周期としても前述した同様の効果が得られる。   In addition, as described above, in FIG. 4B, the high time rate of the rectangular wave voltage is slightly different from 50%, and it has been described that there is no problem if the difference is less than this level. Therefore, the same effect as described above can be obtained even when the High time is 5 clock cycles, the Low time is 4 clock cycles, the High time rate is 56%, and the cycle is 9 clock cycles.

また、図４（ａ）〜（ｃ）では、デッドタイム（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がすべてオフ）をデジタル的にクロック信号から生成したが、デジタル的にクロック信号から生成した信号からアナログ的にデッドタイムを生成してゲート信号を得ることもできる。
この場合には、ゲート信号の立上りや立下りはクロック信号に同期しないが、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間とＬｏｗ時間がクロック周期の整数倍となる点は図４（ａ）〜（ｃ）と同じであり、本発明の特徴である前述のＨｉｇｈ時間とＬｏｗ時間を交互に１クロック周期ずつ変化させる方法が適用できる。 4A to 4C, the dead time (the switching elements Q1 to Q4 are all off) is digitally generated from the clock signal. However, the dead time is analogly generated from the digitally generated signal from the clock signal. A gate signal can also be obtained by generating time.
In this case, the rise and fall of the gate signal are not synchronized with the clock signal, but the high time and low time of the rectangular wave voltage are the same as those in FIGS. 4A to 4C in that they are integral multiples of the clock cycle. The above-described method of changing the high time and the low time alternately by one clock cycle can be applied.

更に、見かけの周波数変調分解能を向上するために、矩形波状電圧の周期を異なる周期で交互に繰り返すことにより生成するディザリング（Dithering）と併用してもよい。例えば、図４（ａ）に示した周期１０クロック周期と、図４（ｂ）に示した周期９クロック周期とを交互に繰り返せば、見かけの上の周期が９．５クロック周期の矩形波状電圧を生成し、図４（ａ）と（ｂ）の中間的な出力を得ることができる。   Furthermore, in order to improve the apparent frequency modulation resolution, it may be used in combination with dithering generated by alternately repeating the period of the rectangular wave voltage at different periods. For example, if the period of 10 clocks shown in FIG. 4A and the period of 9 clocks shown in FIG. 4B are alternately repeated, a rectangular wave voltage having an apparent period of 9.5 clocks And an intermediate output between FIGS. 4A and 4B can be obtained.

＜比較回路例との対比＞
なお、ディザリングにより図４（ａ）の１０クロック周期と図４（ｃ）の８クロック周期とを交互に繰り返せば、見かけの上の周期が９クロック周期の矩形波状電圧を生成できる。
しかしながらこの場合には、出力に９クロック周期の２倍である１８クロック周期の脈動が重畳する。一般的に、ディザリングでは、出力に分数調波が重畳する。
一方、前記した本実施形態の図４（ｂ）の周期９クロック周期の矩形波状電圧の場合には、分数調波が重畳しない出力を得ることができる。 <Comparison with comparative circuit example>
If the 10 clock cycle of FIG. 4A and the 8 clock cycle of FIG. 4C are alternately repeated by dithering, a rectangular wave voltage having an apparent cycle of 9 clock cycles can be generated.
However, in this case, pulsations of 18 clock cycles, which is twice the 9 clock cycles, are superimposed on the output. In general, dithering superimposes subharmonics on the output.
On the other hand, in the case of the rectangular wave voltage having a cycle of 9 clocks in FIG. 4B of the present embodiment described above, an output in which the subharmonic is not superimposed can be obtained.

（本実施形態、本発明の補足）
以上、本実施形態の電源装置はＤＣ−ＤＣコンバータ３において制御手段４によって矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率を概ね５０％に維持しながら周波数の変調分解能を向上させることで、出力電力を細かく制御した電源装置を提供することができる。
そして、クロック周波数を上げず、また逓倍器を用いないので、低コストで低消費電力を実現した電源装置を提供することができる。
また、本実施形態の電源装置は、矩形波状電圧により共振電流を流し、デジタル的に周波数を変化させて出力を制御するシステムに広く適用することができる。例えば、前記したようにＩＨ（誘導加熱）システムに本実施形態の電源装置を用いれば、被加熱導体の発熱量を細かく制御することができる。 (This embodiment, supplement of the present invention)
As described above, the power supply apparatus according to the present embodiment finely controls the output power by improving the frequency modulation resolution while maintaining the high time rate of the rectangular wave voltage at about 50% by the control means 4 in the DC-DC converter 3. A power supply device can be provided.
Since the clock frequency is not increased and the multiplier is not used, a power supply device that realizes low power consumption at low cost can be provided.
In addition, the power supply device of the present embodiment can be widely applied to systems that control the output by flowing a resonance current with a rectangular wave voltage and digitally changing the frequency. For example, as described above, if the power supply device of this embodiment is used in an IH (induction heating) system, the amount of heat generated by the heated conductor can be finely controlled.

１ 電源装置
２ ＡＣ−ＤＣコンバータ
３ ＤＣ−ＤＣコンバータ
４ 制御手段
５ 交流電源
６ 直流負荷
７ 昇圧チョッパ回路
８ スイッチング回路
２１、２２、２３ 電圧センサ
２４、２５ 電流センサ
１０１ 電装機器
１００、１０２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０３ インバータ
１０４ 動力用モータ
１０５ 二次電池
１０６ 補機バッテリ
１０７ 急速充電コネクタ
１０８ プラグイン充電コネクタ
１０９ 交流電源
１１０ 電気自動車。
Ｃ１ リンクコンデンサ
Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｃｒ１ 共振コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード、逆並列ダイオード
Ｄ１０ 昇圧ダイオード
Ｄ１１〜Ｄ１４ ダイオード、整流ダイオード
Ｄ２１、Ｄ２２ ダイオード（第１のダイオードレッグ）
Ｄ２３、Ｄ２４ ダイオード（第２のダイオードレッグ）
Ｌ１ 平滑インダクタ
Ｌｒ１ 共振インダクタ
Ｎ１、Ｎ２ 巻線
Ｎｄ１、Ｎｄ２ ノード
Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子（第１のスイッチングレッグ）、ゲート、ゲート波形
Ｑ３、Ｑ４ スイッチング素子（第２のスイッチングレッグ）、ゲート、ゲート波形
Ｑ１０ スイッチング素子、昇圧スイッチング素子
Ｔ１ トランス
ＶＬＥＡＫ リンク電圧、電圧
ＶＯ 出力電圧 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Power supply device 2 AC-DC converter 3 DC-DC converter 4 Control means 5 AC power supply 6 DC load 7 Boost chopper circuit 8 Switching circuit 21, 22, 23 Voltage sensor 24, 25 Current sensor 101 Electrical equipment 100, 102 DC-DC Converter 103 Inverter 104 Motor for power 105 Secondary battery 106 Auxiliary battery 107 Quick charge connector 108 Plug-in charge connector 109 AC power supply 110 Electric vehicle.
C1 Link capacitor C2 Smoothing capacitor Cr1 Resonant capacitor D1 to D4 Diode, antiparallel diode D10 Boost diode D11 to D14 Diode, Rectifier diode D21, D22 Diode (first diode leg)
D23, D24 Diode (second diode leg)
L1 smoothing inductor Lr1 resonant inductor N1, N2 winding Nd1, Nd2 node Q1, Q2 switching element (first switching leg), gate, gate waveform Q3, Q4 switching element (second switching leg), gate, gate waveform Q10 switching element, the boosting switching element T1 transformer V LEAK link voltage, the voltage V O output voltage

Claims (12)

直流端子間に直流電源が接続され交流端子間に矩形波状電圧を出力するスイッチング回路と、
交流端子間に入力した電流を整流して、直流負荷および平滑コンデンサが並列接続された直流端子間に出力する整流回路と、
前記スイッチング回路の交流端子間に接続された１次巻線と前記整流回路の交流端子間に接続された２次巻線とを有し、前記１次巻線と前記２次巻線とを磁気結合するトランスと、
前記１次巻線及び／又は前記２次巻線と直列接続された共振コンデンサ及び共振インダクタと、
前記矩形波状電圧の周波数が変化するように前記スイッチング回路が有するスイッチング素子を制御する制御手段と、
を備え、前記直流電源の電力を前記直流負荷に供給する電源装置であって、
前記制御手段は、前記矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率を基本的に所定値に維持しながら、前記矩形波状電圧の周期を前記制御手段の備えるクロック信号の１クロック周期ずつ変化させることを特徴とする電源装置。 A switching circuit in which a DC power source is connected between the DC terminals and a rectangular wave voltage is output between the AC terminals;
A rectifying circuit that rectifies current input between AC terminals and outputs between DC terminals in which a DC load and a smoothing capacitor are connected in parallel;
A primary winding connected between the alternating current terminals of the switching circuit and a secondary winding connected between the alternating current terminals of the rectifying circuit, and the primary winding and the secondary winding are magnetically A transformer to combine,
A resonant capacitor and a resonant inductor connected in series with the primary winding and / or the secondary winding;
Control means for controlling the switching element of the switching circuit so that the frequency of the rectangular wave voltage changes;
A power supply device that supplies power of the DC power supply to the DC load,
The control means changes the period of the rectangular wave voltage by one clock period of a clock signal included in the control means while basically maintaining a high time rate of the rectangular wave voltage at a predetermined value. Power supply. 請求項１において、前記電源装置は、さらにＡＣ−ＤＣコンバータを備え、
該ＡＣ−ＤＣコンバータの入力端子間に交流電源が接続され、出力端子は前記スイッチング回路の直流端子間に接続されたことを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 1, further comprising an AC-DC converter,
An AC power supply is connected between input terminals of the AC-DC converter, and an output terminal is connected between DC terminals of the switching circuit. 請求項１または請求項２において、前記制御手段は、前記矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間とＬｏｗ時間とを前記クロック信号の１クロック周期ずつ交互に変化させることを特徴とする電源装置。   3. The power supply device according to claim 1, wherein the control unit alternately changes a high time and a low time of the rectangular wave voltage for each clock cycle of the clock signal. 請求項１乃至請求項３のいずれか一項において、前記制御手段は、前記矩形波状電圧の周波数を変化させて前記直流負荷に供給する電力を変化させることを特徴とする電源装置。   4. The power supply device according to claim 1, wherein the control unit changes power supplied to the DC load by changing a frequency of the rectangular wave voltage. 5. 請求項１乃至請求項４のいずれか一項において、前記整流回路は、第１、第２のダイオードを直列接続した第１のダイオードレッグと、第３、第４のダイオードを直列接続し、かつ前記第１のダイオードレッグに並列接続された第２のダイオードレッグとを備え、前記第１のダイオードレッグの両端間を直流端子間とし、前記第１、第２のダイオードの直列接続点と前記第３、第４のダイオードの直列接続点との間を交流端子間としたことを特徴とする電源装置。   5. The rectifier circuit according to claim 1, wherein the rectifier circuit includes a first diode leg in which first and second diodes are connected in series, a third diode and a fourth diode, and A second diode leg connected in parallel to the first diode leg, and between both ends of the first diode leg as a direct current terminal, the series connection point of the first and second diodes and the first diode leg 3. A power supply device characterized in that a portion between the series connection points of the fourth and fourth diodes is an AC terminal. 請求項５において、前記第３、第４のダイオードをそれぞれ第１、第２の分圧コンデンサに置き換えたことを特徴とする電源装置。   6. The power supply device according to claim 5, wherein the third and fourth diodes are replaced with first and second voltage dividing capacitors, respectively. 請求項１乃至請求項６のいずれか一項において、前記スイッチング回路は、第１、第２のスイッチング素子を直列接続した第１のスイッチングレッグと、第３、第４のスイッチング素子を直列接続し、かつ前記第１のスイッチングレッグに並列接続された第２のスイッチングレッグとを備え、前記第１のスイッチングレッグの両端間を直流端子間とし、前記第１、第２のスイッチング素子の直列接続点と前記第３、第４のスイッチング素子の直列接続点との間を交流端子間としたことを特徴とする電源装置。   7. The switching circuit according to claim 1, wherein the switching circuit includes a first switching leg in which the first and second switching elements are connected in series, and a third and fourth switching elements in series. And a second switching leg connected in parallel to the first switching leg, wherein both ends of the first switching leg are between DC terminals, and a series connection point of the first and second switching elements. A power supply device characterized in that the AC terminal is between the first and third switching elements connected in series. 請求項７において、前記共振コンデンサは、前記第３、第４のスイッチング素子をそれぞれ置き換えた第１、第２の共振コンデンサとしたことを特徴とする電源装置。   8. The power supply device according to claim 7, wherein the resonance capacitors are first and second resonance capacitors that replace the third and fourth switching elements, respectively. 請求項７または請求項８において、前記第１〜第４のスイッチング素子のそれぞれに逆並列ダイオードを備えたことを特徴とする電源装置。   9. The power supply device according to claim 7, wherein each of the first to fourth switching elements includes an antiparallel diode. 請求項１乃至請求項９のいずれか一項において、前記制御手段は、前記電源装置の出力を定電流定電圧制御することを特徴とする電源装置。   10. The power supply device according to claim 1, wherein the control unit performs constant current and constant voltage control on an output of the power supply device. 11. 直流端子間に直流電源が接続され交流端子間に矩形波状電圧を出力するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の交流端子間に接続された巻線と、
前記巻線と直列接続された共振コンデンサと、
前記矩形波状電圧の周波数を変化させるように前記スイッチング回路が備えたスイッチング素子を制御する制御手段と、
を備え、
前記直流電源の電力により前記巻線と磁気結合した被加熱導体を誘導加熱する電源装置であって、
前記制御手段は、前記矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率を基本的に所定値に維持しながら、前記矩形波状電圧の周期を前記制御手段の備えるクロック信号の１クロック周期ずつ変化させることを特徴とする電源装置。 A switching circuit in which a DC power source is connected between the DC terminals and a rectangular wave voltage is output between the AC terminals;
A winding connected between AC terminals of the switching circuit;
A resonant capacitor connected in series with the winding;
Control means for controlling a switching element included in the switching circuit so as to change the frequency of the rectangular wave voltage;
With
A power supply device that induction-heats a heated conductor that is magnetically coupled to the winding by the power of the DC power source,
The control means changes the period of the rectangular wave voltage by one clock period of a clock signal included in the control means while basically maintaining a high time rate of the rectangular wave voltage at a predetermined value. Power supply. 請求項１１において、前記電源装置は、さらにＡＣ−ＤＣコンバータを備え、
該ＡＣ−ＤＣコンバータの入力端子間に交流電源が接続され、出力端子は前記スイッチング回路の直流端子間に接続されたことを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 11, further comprising an AC-DC converter,
An AC power supply is connected between input terminals of the AC-DC converter, and an output terminal is connected between DC terminals of the switching circuit.
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